JP2001522185A - Ａｇｃ及びオンチップチューニング付水晶発振器 - Google Patents
Ａｇｃ及びオンチップチューニング付水晶発振器Info
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- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
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Landscapes
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【解決手段】自動利得制御（AGC）を備える高安定単一チップ水晶制御発振器である。振幅検出器（１５）は、水晶制御発振増幅器（１２）の出力をモニターし、発振が始動時に確実に導かれ、かつ、増幅器（１２）による電力消費が一定に保たれるように振動振幅が所定の値に確実に制限されるようにするために、増幅器（１２）の出力信号に比例するフィードバック信号を生成する。増幅器（１２）の入力に接続されるキャパシタタンク回路（１３）は、電圧可変キャパシタ（Cvaricap)を含み、そこにかかる電圧は、発振周波数が所定の値に同調するように製造工程で始めに確立される。電圧可変キャパシタ（Cvaricap）にかかる電圧はまた、回路（１１）の温度変化を補償するために調整される。
Description
【０００１】 発明の背景 発明の属する分野 本発明は水晶発振器に関し、より詳細には、自動利得制御機能を有し、高安定
シングルチップ電圧制御水晶発振器に関する。
シングルチップ電圧制御水晶発振器に関する。
【０００２】 従来技術 無線周波数通信技術は、過去数年間で飛躍的な発展を遂げている。例えば、ワ
イヤレス通信技術に関するアプリケーションは何倍にも増加し、そのようなワイ
ヤレス通信を利用する加入者の数は飛躍的に増加している。時分割多元接続（Ｔ
ＤＭＡ）や符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）のようなデジタル変調技術の利用の増
加は、これらの変調技術を実現するシステムに対するトラヒック密度の現実的な
増大に伴い、隣接キャリア周波数スペーシング及び変調帯域幅の要求をもたらす
。基準発振器の周波数安定度は、この状況下で一層重要となった。
イヤレス通信技術に関するアプリケーションは何倍にも増加し、そのようなワイ
ヤレス通信を利用する加入者の数は飛躍的に増加している。時分割多元接続（Ｔ
ＤＭＡ）や符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）のようなデジタル変調技術の利用の増
加は、これらの変調技術を実現するシステムに対するトラヒック密度の現実的な
増大に伴い、隣接キャリア周波数スペーシング及び変調帯域幅の要求をもたらす
。基準発振器の周波数安定度は、この状況下で一層重要となった。
【０００３】 水晶制御発振器は電子システムにおいて周波数基準として何十年も利用されて
きた一方、そのような発振器は、様々な負荷、温度、電力供給下において、出力
波形、周波数安定度及び振幅安定度等の特徴が様々に変化する。そのような発振
器の多くは、能動素子としてバイポーラトランジスタを使って実装されている。
しかしながら、今日のほとんどの集積回路における有力な実装技術はCMOSプロセ
スであり、安定性の高い水晶発振器のための設計技術はこのプロセスではあまり
よく知られていない。
きた一方、そのような発振器は、様々な負荷、温度、電力供給下において、出力
波形、周波数安定度及び振幅安定度等の特徴が様々に変化する。そのような発振
器の多くは、能動素子としてバイポーラトランジスタを使って実装されている。
しかしながら、今日のほとんどの集積回路における有力な実装技術はCMOSプロセ
スであり、安定性の高い水晶発振器のための設計技術はこのプロセスではあまり
よく知られていない。
【０００４】 上記のように、パフォーマンス性の高い無線電話通信アプリケーションには、
非常に正確な基準周波数源を必要とする。発振器の正確性と周波数安定性は、一
般に、発振器の周波数変化量の補償が必要とされるような、例えば製品ばらつき
、温度変化、経年変化などの様々な要因の作用をうける。ほとんどの先行技術に
おける補償回路を含む発振器回路の構成は、それらを発振器自体を含む集積回路
の外部に包含している。この構成は、その要素が現代の無線装置設計に非常に重
要であるにも拘わらず、製造の観点からすればよりコストがかかるものであると
同時に、サイズ縮小の観点からはコンパクトでない。
非常に正確な基準周波数源を必要とする。発振器の正確性と周波数安定性は、一
般に、発振器の周波数変化量の補償が必要とされるような、例えば製品ばらつき
、温度変化、経年変化などの様々な要因の作用をうける。ほとんどの先行技術に
おける補償回路を含む発振器回路の構成は、それらを発振器自体を含む集積回路
の外部に包含している。この構成は、その要素が現代の無線装置設計に非常に重
要であるにも拘わらず、製造の観点からすればよりコストがかかるものであると
同時に、サイズ縮小の観点からはコンパクトでない。
【０００５】 高安定水晶発振器回路の設計に重要な二つの要素は、発振器自体による電力消
費制御と、製品のばらつき及び操作時における温度変化のための発振器の周波数
補償である。ワタナビ等による米国特許第５５４８２５２号に示されているよう
な先行技術は、これらの問題に対処しようとしたものである。この特許は、周波
数安定水晶発振器に関連するある特徴を含むデジタル温度補償水晶発振器を開示
する。しかしながら、セルラー加入者局のような無線通信装置で利用するための
水晶発振器の設計に特に重要な要素である、電力消費制御に利用される技術及び
周波数補償技術は著しく異なり、かつ、本発明の発振器に包含されるものに比べ
利益に乏しい。
費制御と、製品のばらつき及び操作時における温度変化のための発振器の周波数
補償である。ワタナビ等による米国特許第５５４８２５２号に示されているよう
な先行技術は、これらの問題に対処しようとしたものである。この特許は、周波
数安定水晶発振器に関連するある特徴を含むデジタル温度補償水晶発振器を開示
する。しかしながら、セルラー加入者局のような無線通信装置で利用するための
水晶発振器の設計に特に重要な要素である、電力消費制御に利用される技術及び
周波数補償技術は著しく異なり、かつ、本発明の発振器に包含されるものに比べ
利益に乏しい。
【０００６】 本発明の簡単な要約 一つの側面から見ると、本発明は入出力のある発振増幅器を包含する水晶制御
発振器回路を包含する。振動を所定の周波数レンジ内で確保するために、水晶共
振子に入力が接続されている。振幅検出器は、発振器の出力信号を整流し、かつ
、出力振幅レベルに比例した直流信号を生成するために整流された信号にローパ
スフィルタをかけるために、発振増幅器の出力と容量結合されている。フィード
バックループは、発振器の出力の振幅レベルを所望の値に調節し、発振器回路の
電力消費を制限するために、直流信号を振幅検出器から発振増幅器の電流源へ戻
すように接続されている。
発振器回路を包含する。振動を所定の周波数レンジ内で確保するために、水晶共
振子に入力が接続されている。振幅検出器は、発振器の出力信号を整流し、かつ
、出力振幅レベルに比例した直流信号を生成するために整流された信号にローパ
スフィルタをかけるために、発振増幅器の出力と容量結合されている。フィード
バックループは、発振器の出力の振幅レベルを所望の値に調節し、発振器回路の
電力消費を制限するために、直流信号を振幅検出器から発振増幅器の電流源へ戻
すように接続されている。
【０００７】 別の側面から見ると、本発明は入出力を有する発振増幅器を包含する水晶制御
発振器回路を包含している。その入力は、所望の周波数レンジ内で振動を確立す
るために水晶共振子に接続されている。共振子タンクキャパシタ回路はまた、発
振増幅器の入力に接続されており、増幅器の発振周波数を所定の値に同調するた
めの静電容量を選択する。タンクキャパシタ回路は、少なくともひとつの電圧可
変キャパシタを含み、さらに初期電圧値は、電圧可変キャパシタを介して共振子
タンクキャパシタ回路及び、発信増幅器を所定の発信周波数範囲に同調する。初
期電圧値は、ディジタルナンバーを生成し、当該ディジタルナンバーをそれに比
例するアナログ値に変換し、かつ、アナログ電流値をそれに比例する電圧値に変
換することで確立される。
発振器回路を包含している。その入力は、所望の周波数レンジ内で振動を確立す
るために水晶共振子に接続されている。共振子タンクキャパシタ回路はまた、発
振増幅器の入力に接続されており、増幅器の発振周波数を所定の値に同調するた
めの静電容量を選択する。タンクキャパシタ回路は、少なくともひとつの電圧可
変キャパシタを含み、さらに初期電圧値は、電圧可変キャパシタを介して共振子
タンクキャパシタ回路及び、発信増幅器を所定の発信周波数範囲に同調する。初
期電圧値は、ディジタルナンバーを生成し、当該ディジタルナンバーをそれに比
例するアナログ値に変換し、かつ、アナログ電流値をそれに比例する電圧値に変
換することで確立される。
【０００８】 好適な実施形態の詳細な説明 本発明の水晶発信機は、水晶を除いたすべての構成要素が単一集積回路基盤に
実装された制御回路を伴った水晶発信増幅器を含む。本発明の水晶制御発信機の
ＣＭＯＳ回路設計は、自動利得制御（AGC）を伴った電圧制御水晶発信機（VCXO ）と、オンチップチューニング及びオンチップ温度補償（PTAT）の両方を含む。
本発明の発信回路の二つの有利な特徴は、発信機の電力消費を著しく減少させる
自動利得制御回路及び、製品のばらつき及び温度の変化に応じたオンチップ周波
数補償回路を実装していることである。
実装された制御回路を伴った水晶発信増幅器を含む。本発明の水晶制御発信機の
ＣＭＯＳ回路設計は、自動利得制御（AGC）を伴った電圧制御水晶発信機（VCXO ）と、オンチップチューニング及びオンチップ温度補償（PTAT）の両方を含む。
本発明の発信回路の二つの有利な特徴は、発信機の電力消費を著しく減少させる
自動利得制御回路及び、製品のばらつき及び温度の変化に応じたオンチップ周波
数補償回路を実装していることである。
【０００９】 ハイパフォーマンスディジタル無線電話通信回路設計では、きわめて正確でか
つ高い安定性を有する基準周波数源の必要性が非常に大きい。さらに、単一基板
に出来る限り多くのコンポーネントを集積でき、回路規模を出来るだけ小さく低
コストに押さえることが非常に望ましい。セルラー無線加入者局のような現代の
多くの無線電話通信装置はバッテリーで動作しており、装置内の水晶発信器を含
めたすべての回路の電力消費もまた非常に重要視される。
つ高い安定性を有する基準周波数源の必要性が非常に大きい。さらに、単一基板
に出来る限り多くのコンポーネントを集積でき、回路規模を出来るだけ小さく低
コストに押さえることが非常に望ましい。セルラー無線加入者局のような現代の
多くの無線電話通信装置はバッテリーで動作しており、装置内の水晶発信器を含
めたすべての回路の電力消費もまた非常に重要視される。
【００１０】 最初に図１を参照すると、同図は本発明の水晶制御発信機のブロック図を示し
ている。この設計では、好ましくは単一チップ１１上に、振動の中心周波数を確
立するために負荷容量１３のアレイと外部の水晶１４に接続されている発振増幅
器１２を組み込んでいる。標準的なピアス発振器を備えることができる発振増幅
器１２の出力は、振幅検出器１５に接続されている。この振幅検出器１５の出力
は、発信増幅器１２へ戻る自動利得制御（AGC)ループ１６に接続されている。
ている。この設計では、好ましくは単一チップ１１上に、振動の中心周波数を確
立するために負荷容量１３のアレイと外部の水晶１４に接続されている発振増幅
器１２を組み込んでいる。標準的なピアス発振器を備えることができる発振増幅
器１２の出力は、振幅検出器１５に接続されている。この振幅検出器１５の出力
は、発信増幅器１２へ戻る自動利得制御（AGC)ループ１６に接続されている。
【００１１】 負荷容量１３は、第一及び第二のタンク回路キャパシタC1及びC2を備える。固
定キャパシタC2は、電圧可変キャパシタCvaricapと直列接続されている。電圧可
変キャパシタCvaricapは、一の入力が電流電圧変換器１８へ接続されている加算
回路１７の出力に接続されている。加算回路１７へのその他の入力は、絶対温度
比例補償回路（PTAT)１９に接続されている。電流電圧変換器１８の入力は、ナ ンバー生成器２２からのディジタル出力信号を受け取るD／Aコンバーター２１に
よって駆動される。電流電圧変換器１８及びPTAT回路１９の出力電圧は、回路１
７において加算され、電圧可変キャパシタCvaricapを動作させるために接続され
、その容量値を決定する。Cvaricapの容量値の変化により、発信増幅器１２を介
して全負荷容量１３が変化し、それにより発振周波数が変化する。
定キャパシタC2は、電圧可変キャパシタCvaricapと直列接続されている。電圧可
変キャパシタCvaricapは、一の入力が電流電圧変換器１８へ接続されている加算
回路１７の出力に接続されている。加算回路１７へのその他の入力は、絶対温度
比例補償回路（PTAT)１９に接続されている。電流電圧変換器１８の入力は、ナ ンバー生成器２２からのディジタル出力信号を受け取るD／Aコンバーター２１に
よって駆動される。電流電圧変換器１８及びPTAT回路１９の出力電圧は、回路１
７において加算され、電圧可変キャパシタCvaricapを動作させるために接続され
、その容量値を決定する。Cvaricapの容量値の変化により、発信増幅器１２を介
して全負荷容量１３が変化し、それにより発振周波数が変化する。
【００１２】 図１の水晶制御発振器は、すべての操作状況下において周波数及び振幅の両方
に関し極めて安定で正確性の高い基準周波数を備える。水晶発振器の周波数は、
発振増幅器に接続された負荷容量１３によって部分的に決定される。発振増幅器
に接続された全負荷容量１３を変えること、例えば、可変キャパシタCvaricapの
容量値を変えることにより、発振増幅器１２の発振周波数は特定周波数に同調さ
れる。Cvaricapの容量値は、そこにかかる電圧値によって決定され、Cvaricapに
かかる電圧は、加算器１７における二つの異なる電圧の和によって生成される。
これらの電圧は、まずD／Aコンバータ２１からの電流を電圧に変換するトランス
抵抗増幅器（I-Vコンバータ１８）からの電圧と、絶対温度に比例する回路（PTA
T）１９からの電圧を含む。水晶制御発振器の製造工程では、ディジタル値は、D
AC２１にディジタル入力２２の手段によって書き込まれる。２２は発振器を初期
製造において周波数が特定されるように校正する。この方法では、製品ばらつき
の補償がその製造工程においてとても容易に遂行される。操作の間、PTAT回路１
９は発振器が搭載されたチップ１１の環境温度に比例した電圧を伝え、それによ
り操作状況における温度変化を補償する。
に関し極めて安定で正確性の高い基準周波数を備える。水晶発振器の周波数は、
発振増幅器に接続された負荷容量１３によって部分的に決定される。発振増幅器
に接続された全負荷容量１３を変えること、例えば、可変キャパシタCvaricapの
容量値を変えることにより、発振増幅器１２の発振周波数は特定周波数に同調さ
れる。Cvaricapの容量値は、そこにかかる電圧値によって決定され、Cvaricapに
かかる電圧は、加算器１７における二つの異なる電圧の和によって生成される。
これらの電圧は、まずD／Aコンバータ２１からの電流を電圧に変換するトランス
抵抗増幅器（I-Vコンバータ１８）からの電圧と、絶対温度に比例する回路（PTA
T）１９からの電圧を含む。水晶制御発振器の製造工程では、ディジタル値は、D
AC２１にディジタル入力２２の手段によって書き込まれる。２２は発振器を初期
製造において周波数が特定されるように校正する。この方法では、製品ばらつき
の補償がその製造工程においてとても容易に遂行される。操作の間、PTAT回路１
９は発振器が搭載されたチップ１１の環境温度に比例した電圧を伝え、それによ
り操作状況における温度変化を補償する。
【００１３】 自動利得制御（AGC）回路は、振幅検出器１５とAGCループ１６を備え、二つの
重要な機能を果たす。第一の機能は、すべての操作条件下で発振器能を確保する
ために、初期動作において発振増幅器における高いループ利得を提供することで
ある。第二の機能は、連続操作の間、回路内で電圧を一定に保つために発振増幅
器１２の振動を所定の振幅値に維持することである。発振増幅器１２の出力振幅
値は振幅検出器１５によって検出され、この振幅に比例する信号が、振幅利得を
制御するためにAGCループ１６でフィードバックされる。発振増幅器１２におい て、フィードバック信号電圧は、増幅器における電流及び、増幅器のフォワード
利得とループ利得を調整する。
重要な機能を果たす。第一の機能は、すべての操作条件下で発振器能を確保する
ために、初期動作において発振増幅器における高いループ利得を提供することで
ある。第二の機能は、連続操作の間、回路内で電圧を一定に保つために発振増幅
器１２の振動を所定の振幅値に維持することである。発振増幅器１２の出力振幅
値は振幅検出器１５によって検出され、この振幅に比例する信号が、振幅利得を
制御するためにAGCループ１６でフィードバックされる。発振増幅器１２におい て、フィードバック信号電圧は、増幅器における電流及び、増幅器のフォワード
利得とループ利得を調整する。
【００１４】 負荷容量回路 発振増幅器共振子タンク回路１３は、キャパシタンスC1、C2及びCvaricapから
なる。これらのキャパシタンスは、特に典型的に設計された水晶共振子１４に一
致して全体で約２０pFの範囲の負荷容量を与えるように設計されている。水晶が
発振するであろう周波数は、その負荷容量によって部分的に決定される。Cvaric ap が基板１１上に直接形成された電圧制御容量である一方で、C1とC2は、基板１
１上に直接形成された固定容量でもよい。基板１１上およびそれ以外の寄生容量
による容量貢献は、全負荷容量に含まれるに違いない。
なる。これらのキャパシタンスは、特に典型的に設計された水晶共振子１４に一
致して全体で約２０pFの範囲の負荷容量を与えるように設計されている。水晶が
発振するであろう周波数は、その負荷容量によって部分的に決定される。Cvaric ap が基板１１上に直接形成された電圧制御容量である一方で、C1とC2は、基板１
１上に直接形成された固定容量でもよい。基板１１上およびそれ以外の寄生容量
による容量貢献は、全負荷容量に含まれるに違いない。
【００１５】 可変容量Cvaricapは、以下のパラメータにおける変化の補償に利用される。そ
れは、（１）基板１１上に形成された固定容量C1、C2の値のばらつきの許容範囲
、（２）基板の上及びそれ以外の寄生容量、（３）発振器回路の温度変化、（４
）水晶共振子の許容範囲、である。Cvaricap補償範囲の典型的な値は、±３５pp
mである。これは、水晶発振器の典型的なトリミング感度が10.8ppm/pFのオーダ ーであるから、（全容量を２０pFとして）3.2pFオーダーで全負荷容量の変化を 与える。
れは、（１）基板１１上に形成された固定容量C1、C2の値のばらつきの許容範囲
、（２）基板の上及びそれ以外の寄生容量、（３）発振器回路の温度変化、（４
）水晶共振子の許容範囲、である。Cvaricap補償範囲の典型的な値は、±３５pp
mである。これは、水晶発振器の典型的なトリミング感度が10.8ppm/pFのオーダ ーであるから、（全容量を２０pFとして）3.2pFオーダーで全負荷容量の変化を 与える。
【００１６】 Cvaricapは、好ましくはNMOSトランジスタで実現される。ソース及びドレーン
は一つのターミナルとして接続され、他のターミナルは、ゲートとして利用され
る。NMOSトランジスタは、反転層の成長に従いゲート電圧と共に容量が減少する
反転領域において利用される。図２は、キャパシタの有効範囲を示す、NMOSトラ
ンジスタの容量ー電圧特性を示すグラフである。NMOSデバイスの酸化層に近接し
ているので、ゲートメタルと半導体の異なる作用機能によって薄い空乏領域が現
れてくる。この空乏領域は電圧が付加されれば増大し、グラフの左部分における
容量値の減少を招く。空乏領域の中間（すなわちグラフのカーブの底）では、半
導体は本質的に酸化層に近づくように振舞い、この地点で容量は最低値に至る。
電圧が更に増加すると、半導体は反転モードに達して導通層が現れ、空乏領域の
影響をより一層排除するので結果として容量は増加する。
は一つのターミナルとして接続され、他のターミナルは、ゲートとして利用され
る。NMOSトランジスタは、反転層の成長に従いゲート電圧と共に容量が減少する
反転領域において利用される。図２は、キャパシタの有効範囲を示す、NMOSトラ
ンジスタの容量ー電圧特性を示すグラフである。NMOSデバイスの酸化層に近接し
ているので、ゲートメタルと半導体の異なる作用機能によって薄い空乏領域が現
れてくる。この空乏領域は電圧が付加されれば増大し、グラフの左部分における
容量値の減少を招く。空乏領域の中間（すなわちグラフのカーブの底）では、半
導体は本質的に酸化層に近づくように振舞い、この地点で容量は最低値に至る。
電圧が更に増加すると、半導体は反転モードに達して導通層が現れ、空乏領域の
影響をより一層排除するので結果として容量は増加する。
【００１７】 固定容量C1及びC2は、本質的にCvaricapと同様に構成されるが、反転層及び電
圧に依存しないキャパシタとなるようにゲート酸化膜下の基板は特にドープされ
る。
圧に依存しないキャパシタとなるようにゲート酸化膜下の基板は特にドープされ
る。
【００１８】 20pF±3.2pFのオーダーの全負荷容量Ctotalを与え、所望の同調範囲を生成す る為に、本発明の対象である発振器における典型的な設計パラメータは、C1＝12
3pF、C2=70pF及びCvaricap=14.5-39pFを包含する。これらは代表値であり、かつ
、寄生容量の影響に基づき最適化される。
3pF、C2=70pF及びCvaricap=14.5-39pFを包含する。これらは代表値であり、かつ
、寄生容量の影響に基づき最適化される。
【００１９】 図３は、寄生容量Cparとして機能するようなCtotalの目標範囲と実際範囲を示
すグラフである。Cparが1.5-4pFの典型的な範囲にあるとき当該機能が得られる 。チップの寄生容量は、約１pFと見積もられる。チップ外の寄生容量は、前記範
囲若しくは、0.5-3.0pFの範囲にあるかもしれない。このことは、その設計はチ ップが実装されているプリント回路基板の寄生容量に関してはあまり敏感ではな
いということを意味する。
すグラフである。Cparが1.5-4pFの典型的な範囲にあるとき当該機能が得られる 。チップの寄生容量は、約１pFと見積もられる。チップ外の寄生容量は、前記範
囲若しくは、0.5-3.0pFの範囲にあるかもしれない。このことは、その設計はチ ップが実装されているプリント回路基板の寄生容量に関してはあまり敏感ではな
いということを意味する。
【００２０】 D/Aコンバータ回路 本発明の水晶制御発振器の製造において、その周波数は、特定の値に校正され
る。これは、ディジタルワードをDAコンバータ（DAC）２１に書き込むことで実 行される。そして、DAC21からの電流は、Cvaricapに与えられる出力電圧に変換 される。Cvaricapの容量と、発振増幅器１２の全負荷容量１３が変更され、発振
周波数は所望の正確な値に調節される。
る。これは、ディジタルワードをDAコンバータ（DAC）２１に書き込むことで実 行される。そして、DAC21からの電流は、Cvaricapに与えられる出力電圧に変換 される。Cvaricapの容量と、発振増幅器１２の全負荷容量１３が変更され、発振
周波数は所望の正確な値に調節される。
【００２１】 このアプリケーションのためのディジタル−アナログコンバータの設計は、速
度制限、一様性、チップの占有領域及び電力消費を含む、多くの考察を包含する
。一様性は、このアプリケーションにおいて重要である。なぜなら、DACがキャ リブレーションのループの一部であり、出力機能における極大若しくは極小はキ
ャリブレーションできないからである。電力消費もまた、発振器がバッテリー動
作するために重要である。電流ベースDAC２１は、ブロックで構成される4ビット
電流重みスイッチと4ビットセグメントデコーダ３２から構築される。入力３３ におけるディジタルワードのエントリから、出力３４に相当する電流が生成され
る。図５に示すように、ブロック３１のそれぞれは、４つの最下位ビット（LSB)
に接続されている。４つの最上位ビット（MSB)は、復号されるセグメントであり
、高位のディジタル入力値によりブロックをアクティブにする。新たな電流は、
高位のディジタル入力値と共に従前の電流に付加される。この方法では、図５に
示される回路に関し単調性が保証される。
度制限、一様性、チップの占有領域及び電力消費を含む、多くの考察を包含する
。一様性は、このアプリケーションにおいて重要である。なぜなら、DACがキャ リブレーションのループの一部であり、出力機能における極大若しくは極小はキ
ャリブレーションできないからである。電力消費もまた、発振器がバッテリー動
作するために重要である。電流ベースDAC２１は、ブロックで構成される4ビット
電流重みスイッチと4ビットセグメントデコーダ３２から構築される。入力３３ におけるディジタルワードのエントリから、出力３４に相当する電流が生成され
る。図５に示すように、ブロック３１のそれぞれは、４つの最下位ビット（LSB)
に接続されている。４つの最上位ビット（MSB)は、復号されるセグメントであり
、高位のディジタル入力値によりブロックをアクティブにする。新たな電流は、
高位のディジタル入力値と共に従前の電流に付加される。この方法では、図５に
示される回路に関し単調性が保証される。
【００２２】 絶対温度比例回路 絶対温度に比例する（PTAT)回路１９は、基板１１の温度変化による発振器回 路内の変化を補償する為に利用される。PTAT回路１９は、チップ温度に比例する
電圧を生成する。この電圧は加算器１７において、DAC２１の出力電流から得ら れる電圧に付加され、その和が端子に与えられる。このように、Cvaricapの値の
変化は、発振周波数を変える為にローカルキャパシタ１３の全容量を変化させる
。このように全負荷容量は、温度変化に応じて、発振増幅器１２の周波数を補償
する為にPTAT回路１９によって変化させられる。PTATの出力電圧は、ＭＯＳトラ
ンジスタの温度依存性に基づいており、安定基準電圧を有し、かつ、負の温度係
数を持つ特にドープされた抵抗を含む分圧器にそれを接続して構成されている。
電圧を生成する。この電圧は加算器１７において、DAC２１の出力電流から得ら れる電圧に付加され、その和が端子に与えられる。このように、Cvaricapの値の
変化は、発振周波数を変える為にローカルキャパシタ１３の全容量を変化させる
。このように全負荷容量は、温度変化に応じて、発振増幅器１２の周波数を補償
する為にPTAT回路１９によって変化させられる。PTATの出力電圧は、ＭＯＳトラ
ンジスタの温度依存性に基づいており、安定基準電圧を有し、かつ、負の温度係
数を持つ特にドープされた抵抗を含む分圧器にそれを接続して構成されている。
【００２３】 電流−電圧変換器 電流−電圧（I-V)変換器１８は、DAC２１からの電流を電圧へ変換し、PTAT１ ９からの電圧に付加する。I-V変換器１８は、トランス抵抗増幅器として構成さ れ、出力と負入力の間に接続された抵抗を有する二段オペアンプからなる。DAC ２１から電流は、負入力へ与えられ、PTAT１９からの電圧はオペアンプの他方の
入力に与えられる。出力は、加算器１７として表されるこれらの２入力電圧の合
計になり、Cvaricapに与えられる。
入力に与えられる。出力は、加算器１７として表されるこれらの２入力電圧の合
計になり、Cvaricapに与えられる。
【００２４】 発振増幅器 発振増幅器１２は、簡単に調整可能な高利得を与える単一出力差動増幅器とし
て構成される。増幅器は、増幅器内の電流源を制御する電圧入力を有するように
設計される。この電流の大きさにより発振器のループ利得が決まる。自動利得制
御（AGC)１６によって電圧が入力に与えられ、ループ利得はAGC16によって制御 された適切な値に調整される。
て構成される。増幅器は、増幅器内の電流源を制御する電圧入力を有するように
設計される。この電流の大きさにより発振器のループ利得が決まる。自動利得制
御（AGC)１６によって電圧が入力に与えられ、ループ利得はAGC16によって制御 された適切な値に調整される。
【００２５】 まだ発振していない始動の際、AGC１６は増幅器内に最大電流をもたらすフィ ードバック信号を増幅器に与える。この結果ループ利得は非常に高くなり、振動
振幅が増幅器自体の雑音から大きくなることを保証する。振動振幅が大きくなる
に従い、AGC16は発振増幅器の電流を減少させ、これによりループ利得も小さく なる。安定した発振状態において、AGC16は所定の低振幅値における振動を確立 する。電流はちょうど通常操作における臨界値より上に制限され、それにより電
力消費は最低値に維持される。振幅調整はまた、さもなくば発振器の周波数安定
性を低下させることになる、増幅器の非線形効果を除去する。
振幅が増幅器自体の雑音から大きくなることを保証する。振動振幅が大きくなる
に従い、AGC16は発振増幅器の電流を減少させ、これによりループ利得も小さく なる。安定した発振状態において、AGC16は所定の低振幅値における振動を確立 する。電流はちょうど通常操作における臨界値より上に制限され、それにより電
力消費は最低値に維持される。振幅調整はまた、さもなくば発振器の周波数安定
性を低下させることになる、増幅器の非線形効果を除去する。
【００２６】 AGCループ 発振増幅器１２からの出力信号は、いかなる直流成分をも除去するように容量
結合され、かつ、振幅検出器における振動振幅に比例した信号を得られるように
整流され、ローパスフィルタリングされる。振幅検出器１５からの信号は、増幅
器の電流源へフィードバックされ、かつ、正確に増幅器の電力消費を所定の最小
値に制御するために、回路の振動振幅を所定の値に調整する。
結合され、かつ、振幅検出器における振動振幅に比例した信号を得られるように
整流され、ローパスフィルタリングされる。振幅検出器１５からの信号は、増幅
器の電流源へフィードバックされ、かつ、正確に増幅器の電力消費を所定の最小
値に制御するために、回路の振動振幅を所定の値に調整する。
【００２７】 上記記述から理解されるように、本発明の水晶発振器は、高度の正確性及びコ
ンパクトさを必要とする電子回路での利用のための高安定水晶制御発振器に二つ
の非常に望ましい特徴を提供する。より詳細には、本発明の発振器は、始動時に
おける発振の確実な開始な及び、操作時における発振器による電力消費の慎重な
制御を保証するAGC回路を提供する。さらに、本発明の発振器は、発振器の操作 時の温度変化と同様、製品ばらつきの両方に対する、発振器の周波数補償のため
の確実性及び正確性の高い手段を提供する。
ンパクトさを必要とする電子回路での利用のための高安定水晶制御発振器に二つ
の非常に望ましい特徴を提供する。より詳細には、本発明の発振器は、始動時に
おける発振の確実な開始な及び、操作時における発振器による電力消費の慎重な
制御を保証するAGC回路を提供する。さらに、本発明の発振器は、発振器の操作 時の温度変化と同様、製品ばらつきの両方に対する、発振器の周波数補償のため
の確実性及び正確性の高い手段を提供する。
【００２８】 本発明の方法及び装置に関する好適な実施形態は添付図面に示されており、前
述の記載に記されているが、発明は開示された実施形態に限定されるものではな
く、また、請求の範囲において示され、定義される発明の精神から離れることな
く、多くの再整理、変形及び置換が可能であることが理解される。
述の記載に記されているが、発明は開示された実施形態に限定されるものではな
く、また、請求の範囲において示され、定義される発明の精神から離れることな
く、多くの再整理、変形及び置換が可能であることが理解される。
本発明及び、さらなる目的及び効果の理解は、添付図面と併せて、以下の記載
を参照することで達成される。
を参照することで達成される。
【図１】 本発明の水晶発信器の構成要素を示す回路ブロック図である。
【図２】 NMOSトランジスタにかかる容量と電圧の一般的な関係を示すグラフである。
【図３】 寄生容量としての、全容量範囲を示すグラフである。
【図４】 本発明の回路と一体化された４ビットセグメント復号及び４ビット電流重み付
けDAコンバータを示すブロック図である。
けDAコンバータを示すブロック図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ) ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ， ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，Ｄ Ｋ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ， ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，Ｌ Ｕ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ， ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，Ｕ Ｇ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ (72)発明者 エンステレム， ヘカン スウェーデン国 ルングビュ エス−341 39， スキュッテヴェーゲン ７ Ｆターム(参考） 5J079 AA04 BA12 BA32 DA13 FA13 FA14 FB20 FB31 FB38 GA11 5J106 AA01 CC01 GG01 HH01 HH05 JJ01 KK19 LL01
Claims (23)
- 【請求項１】 入力及び出力を有する発振増幅器であって、所定の周波数範囲
内で発振するために前記入力が水晶共振子に接続されている発振増幅器と、 前記発振増幅器からの出力信号を整流する手段と、 前記発振増幅器の出力を前記整流手段と容量結合する手段と、 前記整流手段からの出力信号をローパスフィルタリングし、前記発振増幅器の
出力振幅に比例する直流信号を生成する手段と、 発振器の出力振幅レベルを所定値に調整し、かつ前記発振器回路の電力消費を
制限するために、前記直流信号を前記振幅検出器から前記発振器の電流源へ接続
するフィードバックループと を備えることを特徴とする水晶制御発振器回路。 - 【請求項２】 前記発振増幅器が、増幅器内の電流源を制御し前記増幅器のル
ープ利得を確立するための電圧入力を有する差動増幅器を備えることを特徴とす
る請求項１に記載の水晶制御発振器回路。 - 【請求項３】 前記フィードバックループが、前記増幅器内の電流を最大にし
て、ループ利得を非常に高くし、増幅器内で発振を導くことを可能とする信号を
、始動時に前記発振増幅器の電流源に与えることを特徴とする請求項１に記載の
水晶制御発信器回路。 - 【請求項４】 すべての要素が単一基板上に構成されていることを特徴とする
請求項１に記載の水晶制御発振器。 - 【請求項５】 入力及び出力を有する発振増幅器であって、振動を所定の周波
数範囲に確立するために前記入力が水晶共振子に接続されている発振増幅器と、 前記発振増幅器の入力に接続され、発振周波数を所定の値に同調させるための
容量値を選択できる共振子タンクキャパシタ回路であって、前記タンクキャパシ
タ回路が少なくとも一つの電圧可変キャパシタを含む共振子タンクキャパシタ回
路と、 前記共振子タンクキャパシタ回路と前記発振増幅器を所定の発振周波数に同調
させるために、前記電圧可変キャパシタにかかる初期電圧値を確立する手段とを
有し、 前記初期電圧値を確立する手段は、 ディジタルナンバーを生成する手段と、 前記ディジタルナンバーを前記ディジタルナンバーの値に比例するアナロ
グ電流値に変換する手段と、 前記アナログ電流値を前記電流値に比例する電圧値に変換する手段と、 前記電圧値を容量値を確立するために前記電圧可変キャパシタと結合する
手段とを備えることを特徴とする水晶制御発振器回路。 - 【請求項６】 回路の温度変化に応じて前記電圧可変キャパシタの容量値を調
整するため、かつ、前記発振周波数を前記所定の値に維持するために前記初期電
圧値に温度補償電圧値を付加する手段をさらに含むことを特徴とする請求項５に
記載の水晶制御発振器回路。 - 【請求項７】 加算回路を通じて容量値を確立するために前記初期電圧値を前
記電圧可変キャパシタに結合する手段と、 前記発振器回路の絶対温度に比例する温度補償電圧値を生成する手段と、 前記温度補償電圧を前記初期電圧値に付加するために前記温度補償電圧値を前
記加算回路と接続する手段と をもまた含むことを特徴とする請求項５に記載の水晶制御発信回路。 - 【請求項８】 すべての構成要素が単一基板上に構成されていることを特徴と
する請求項５に記載の水晶制御発振器。 - 【請求項９】 入力及び出力を有する発振増幅器であって、所定の周波数範囲
で発振するために前記入力が水晶共振子に接続されている発振増幅器と、 発振器出力の振幅レベルを検出し、前記発振器の出力振幅レベルに比例した直
流信号を生成するための前記発振増幅器の出力に接続された振幅検出器と、 発振器の出力振幅レベルを所定の値に調整し、前記発振器回路の電力消費を制
限するために前記直流信号を前記振幅検出器から電流源へ戻すように接続するフ
ィードバックループと、 前記発振増幅器の入力に接続され、発振周波数を所定の値に同調させるための
容量値を選択できる共振子タンクキャパシタ回路であって、前記タンクキャパシ
タ回路が少なくとも一つの電圧可変キャパシタを含んでいる共振子タンクキャパ
シタ回路と、 前記共振子タンクキャパシタ回路と前記発振増幅器を所定の発振周波数に同調
させるために、前記電圧可変キャパシタにかかる初期電圧値を確立する手段と を備えることを特徴とする水晶制御発振器回路。 - 【請求項１０】 回路の温度変化に応じて前記電圧可変キャパシタの容量値を
調整するため、かつ、前記発振周波数を前記所定の値に維持するために前記初期
電圧値に温度補償電圧値を付加する手段をまた含むことを特徴とする請求項９に
記載の水晶制御発振器回路。 - 【請求項１１】 前記温度補償電圧付加手段が、回路の絶対温度に比例する電
圧値を生成する回路を備えることを特徴とする請求項１０に記載の水晶制御発振
器回路。 - 【請求項１２】 回路の絶対温度に比例する電圧値を生成する前記回路が、負
の温度係数を持つ特にドープされた抵抗を一つの素子として含む分圧器に接続さ
れた安定基準電圧を備えることを特徴とする請求項１１に記載の水晶制御発振器
回路。 - 【請求項１３】 前記振幅検出器は、 前記発振増幅器からの出力信号を整流する手段と、 前記発振増幅器の出力と前記整流手段とを容量結合する手段と、 前記発振増幅器の振動振幅に比例した信号を生成するために、前記整流手段
からの出力信号をローパスフィルタリングする手段とを備え、 前記初期電圧値を確立する手段は、 ディジタルナンバーを生成する手段と、 前記ディジタルナンバーを前記ディジタルナンバー値に比例したアナログ電
流値に変換する手段と、 前記アナログ電流値を前記電流値に比例する電圧値に変換する手段と、 前記電圧値と前記電圧可変キャパシタを容量値を確立するために結合する手
段とを備えることを特徴とする請求項９に記載の水晶制御発振器回路。 - 【請求項１４】 発振器の電力消費を制御しながら発振器出力信号を生成する
方法であって、前記方法は、 入力及び出力を有する発振増幅器であって、所定の周波数範囲内で発振するた
めに、前記入力が水晶共振子に接続されている発振増幅器を提供する工程と、 前記発振増幅器からの出力信号を整流する工程と、 前記発振増幅器の出力を前記整流工程と容量結合する工程と、 前記発振増幅器の出力振幅に比例する直流信号を生成する為に前記整流工程か
らの出力信号をローパスフィルタリングする工程と、 発振器の出力振幅レベルを所定値に調整し、かつ前記発振器回路の電力消費を
制限するために、前記振幅検出器から前記発振増幅器の電流源へフィードバック
ループにおいて前記直流信号を接続する工程と を備えることを特徴とする発振器出力信号を生成する方法。 - 【請求項１５】 前記フィードバックループにおいて直流信号を接続する工程
が、 前記増幅器内の電流を最大にして、ループ利得を非常に高くし、増幅器内で振
動を導くことを可能とする信号を、始動時に前記発振増幅器の電流源に与える工
程を備えることを特徴とする請求項１４に記載の方法。 - 【請求項１６】 発振器信号を生成する方法であって、 入力及び出力を有する発振増幅器であって、所定の周波数範囲で発振するため
に前記入力が水晶共振子に接続されている発振増幅器を提供する工程と、 発振周波数を所定の値に同調させるための容量値を選択できる共振子タンクキ
ャパシタ回路を、前記発振増幅器の入力に接続する工程であって、前記タンクキ
ャパシタ回路が少なくとも一つの電圧可変キャパシタを含んでいる工程と、 前記共振子タンクキャパシタ回路と前記発振増幅器を所定の発振周波数で同調
させるために、前記電圧可変キャパシタにかかる初期電圧値を確立する工程とを
備え、 前記初期電圧値を確立する工程は、 ディジタルナンバーを生成する工程と、 前記ディジタルナンバーを前記ディジタルナンバーの値に比例するアナログ
電流値に変換する工程と、 前記アナログ電流値を前記電流値に比例する電圧値に変換する工程と 前記電圧値を容量値を確立するために前記電圧可変キャパシタと結合する工
程とを備えることを特徴とする方法。 - 【請求項１７】 回路の温度変化に応じて前記電圧可変キャパシタの容量値を
調整するため、かつ、前記発振周波数を前記所定の値に維持するために前記初期
電圧値に温度補償電圧値を付加する工程をさらに含むことを特徴とする請求項１
６に記載の方法。 - 【請求項１８】 容量値を確立するために前記初期電圧値を前記電圧可変キャ
パシタと結合する工程と、 前記発振器回路の絶対温度に比例する温度補償電圧値を生成する工程と、 前記温度補償電圧を前記初期電圧値に付加するために前記温度補償電圧値を前
記加算回路と接続する工程と をさらに備えることを特徴とする請求項１６に記載の方法。 - 【請求項１９】 発振器の電力消費を制限しながら発振器出力信号を生成する
方法であって、 入力及び出力を有する発振増幅器を提供する工程であって、振動を所定の周波
数範囲に確立するために前記入力が水晶共振子に接続されている工程と、 発振器出力の振幅レベルを検出し、前記発振器の出力振幅レベルに比例した直
流信号を生成するために前記発振増幅器の出力に振幅検出器を接続する工程と、 発振器の出力の振幅レベルを所定の値に調整し、前記発振器回路の電力消費を
制限するために、前記直流信号をフィードバックループにおいて前記振幅検出器
から前記発振増幅器の電流源へ戻すように接続する工程と、 発振周波数を所定の値に同調させるための容量値を選択できる共振子タンクキ
ャパシタ回路を、前記発振増幅器の入力に接続する工程であって、前記タンクキ
ャパシタ回路が少なくとも一つの電圧可変キャパシタを含んでいる工程と、 前記共振子タンクキャパシタ回路と前記発振増幅器を所定の発振周波数と同調
させるために、前記電圧可変キャパシタにかかる初期電圧値を確立する工程と を備えることを特徴とする発振器出力信号を生成する方法。 - 【請求項２０】 回路の温度変化に応じて前記電圧可変キャパシタの容量値を
調整するため、かつ、前記発振周波数を前記所定の値に維持するために前記初期
電圧値に温度補償電圧値を付加する工程をさらに含むことを特徴とする請求項１
９に記載の発振器出力信号を生成する方法。 - 【請求項２１】 前記初期電圧値を付加する前記工程が、回路の絶対温度に比
例する電圧値を生成する工程をさらに含むことを特徴とする請求項２０に記載の
発振器出力信号を生成する方法。 - 【請求項２２】 電圧値を生成する前記工程が、 負の温度係数を持つ特にドープされた抵抗を一つの素子として含む分圧器に接
続された安定基準電圧を提供する工程をさらに含むことを特徴とする請求項２１
に記載の発振器出力信号を生成する方法。 - 【請求項２３】 前記振幅検出器を接続する工程は、 前記発振増幅器からの出力信号を整流する工程と、 前記発振増幅器の出力と前記整流手段とを容量結合する工程と、 前記発振増幅器の振動振幅に比例した信号を生成するために、前記整流工程
からの出力信号をローパスフィルタリングする工程とを備え、 前記初期電圧値を確立する工程は、 ディジタルナンバーを生成する工程と、 前記ディジタルナンバーを前記ディジタルナンバーの値に比例したアナログ
電流値に変換する工程と、 前記アナログ電流値を前記電流値に比例する電圧値に変換する工程と、 前記電圧値と前記電圧可変キャパシタを容量値を確立するために結合する工
程とを備えることを特徴とする請求項１９に記載の発振器出力信号を生成する方
法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/962,480 | 1997-10-31 | ||
| US08/962,480 US6052036A (en) | 1997-10-31 | 1997-10-31 | Crystal oscillator with AGC and on-chip tuning |
| PCT/SE1998/001804 WO1999023753A1 (en) | 1997-10-31 | 1998-10-06 | Crystal oscillator with agc and on-chip tuning |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001522185A true JP2001522185A (ja) | 2001-11-13 |
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Family
ID=25505927
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