JP2001358588A - A/d変換装置 - Google Patents
A/d変換装置Info
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- JP2001358588A JP2001358588A JP2000174016A JP2000174016A JP2001358588A JP 2001358588 A JP2001358588 A JP 2001358588A JP 2000174016 A JP2000174016 A JP 2000174016A JP 2000174016 A JP2000174016 A JP 2000174016A JP 2001358588 A JP2001358588 A JP 2001358588A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 高分解能のA/D変換装置を低コストで実現
する。 【解決手段】 1チップのマイクロコンピュータ20に
は、8ビットの分解能のA/D変換器2と8チャネルの
マルチプレクサ10とが備えられている。サンプリング
周期Tsの期間中に、マルチプレクサ10とA/D変換
器2とは、8チャネルの入力を切換えて、A/D変換
を、マイクロコンピュータ20に備えられているマルチ
モードの動作として行う。マイクロコンピュータ20の
CPU19は、A/D変換器2からの8ビットのデジタ
ルデータを、8回加算し、サンプリング周期Tsにおけ
る11ビットのデジタルデータとして導出する。
する。 【解決手段】 1チップのマイクロコンピュータ20に
は、8ビットの分解能のA/D変換器2と8チャネルの
マルチプレクサ10とが備えられている。サンプリング
周期Tsの期間中に、マルチプレクサ10とA/D変換
器2とは、8チャネルの入力を切換えて、A/D変換
を、マイクロコンピュータ20に備えられているマルチ
モードの動作として行う。マイクロコンピュータ20の
CPU19は、A/D変換器2からの8ビットのデジタ
ルデータを、8回加算し、サンプリング周期Tsにおけ
る11ビットのデジタルデータとして導出する。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、オーディオ機器や
意声確認装置などで、アナログ信号をデジタル信号に変
換するA/D変換装置に関する。
意声確認装置などで、アナログ信号をデジタル信号に変
換するA/D変換装置に関する。
【0002】
【従来の技術】従来から、各種制御などに利用される入
力データは、各種センサなどによって外界の物理量に対
応するアナログ信号を発生させ、アナログ/デジタル変
換したものを用いている。A/D変換器の主要な性能
は、分解能と変換速度とで表すことができる。分解能
は、変換されるデジタル信号が表すデータのビット数に
対応し、2のビット数乗分の1となる。たとえば、8ビ
ットであれば、256分の1が分解能となる。変換速度
は、アナログ信号をデジタル信号に変換するのに要する
時間に対応する。一般に、A/D変換器は、高速でかつ
高分解能となるほど高価になる。
力データは、各種センサなどによって外界の物理量に対
応するアナログ信号を発生させ、アナログ/デジタル変
換したものを用いている。A/D変換器の主要な性能
は、分解能と変換速度とで表すことができる。分解能
は、変換されるデジタル信号が表すデータのビット数に
対応し、2のビット数乗分の1となる。たとえば、8ビ
ットであれば、256分の1が分解能となる。変換速度
は、アナログ信号をデジタル信号に変換するのに要する
時間に対応する。一般に、A/D変換器は、高速でかつ
高分解能となるほど高価になる。
【0003】特開平9−8658号公報には、A/D変
換器の精度を上げずに高精度なA/D変換機能を確保で
きる信号処理として、A/D変換器がアナログ電気信号
を連続して複数回取込み、取込んだデジタルデータを記
憶手段にそれぞれ記憶し、信号演算手段が記憶手段に取
込んだ複数回のデジタルデータを加算した後に平均する
信号演算を行う構成が開示されている。また、特開平1
1−205139号公報には、マルチプレクサのチャン
ネル切換機能の良/不良の検出のために、マルチプレク
サに直流電圧と交流電圧とを入力し、チャンネル切換え
を行ってチャンネル切換機能の良/不良を検出する考え
方が示されている。
換器の精度を上げずに高精度なA/D変換機能を確保で
きる信号処理として、A/D変換器がアナログ電気信号
を連続して複数回取込み、取込んだデジタルデータを記
憶手段にそれぞれ記憶し、信号演算手段が記憶手段に取
込んだ複数回のデジタルデータを加算した後に平均する
信号演算を行う構成が開示されている。また、特開平1
1−205139号公報には、マルチプレクサのチャン
ネル切換機能の良/不良の検出のために、マルチプレク
サに直流電圧と交流電圧とを入力し、チャンネル切換え
を行ってチャンネル切換機能の良/不良を検出する考え
方が示されている。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】近年、オーディオ機器
でも、デジタル信号プロセッサ(DSP)を利用したデ
ジタル信号処理が行われ、オーディオ信号をA/D変換
装置によってデジタル信号に変換することが多くなって
いる。また、音声認識装置でも、入力される音声信号を
A/D変換装置によって、デジタル信号に変換する必要
がある。オーディオ信号のA/D変換や音声認識装置の
A/D変換では、12〜16ビットの高分解能が要求さ
れており、高価なA/D変換器を使用しなければならな
い。特開平9−8658号公報に開示されている考え方
を用いると、分解能が低いA/D変換器が使用可能とな
るけれども、複数回のサンプリング結果を記憶する記憶
手段や、記憶手段に記憶されたサンプリング結果を加算
して平均値を算出する信号演算手段が必要となるので、
A/D変換器としては低コスト化を図ることができると
しても、全体としてのコスト低減の効果はあまり期待す
ることができない。特開平11−205139号公報に
開示されている構成は、A/D変換の高分解能化につい
ては直接利用することができない。
でも、デジタル信号プロセッサ(DSP)を利用したデ
ジタル信号処理が行われ、オーディオ信号をA/D変換
装置によってデジタル信号に変換することが多くなって
いる。また、音声認識装置でも、入力される音声信号を
A/D変換装置によって、デジタル信号に変換する必要
がある。オーディオ信号のA/D変換や音声認識装置の
A/D変換では、12〜16ビットの高分解能が要求さ
れており、高価なA/D変換器を使用しなければならな
い。特開平9−8658号公報に開示されている考え方
を用いると、分解能が低いA/D変換器が使用可能とな
るけれども、複数回のサンプリング結果を記憶する記憶
手段や、記憶手段に記憶されたサンプリング結果を加算
して平均値を算出する信号演算手段が必要となるので、
A/D変換器としては低コスト化を図ることができると
しても、全体としてのコスト低減の効果はあまり期待す
ることができない。特開平11−205139号公報に
開示されている構成は、A/D変換の高分解能化につい
ては直接利用することができない。
【0005】オーディオ信号のDSP処理や音声認識装
置での音声認識処理などの用途では、直流(DC)や低
い周波数成分などについては、高い分解能を必要としな
い。したがって、これらの用途では、比較的高い周波数
成分に対してのみ高分解能が要求される。
置での音声認識処理などの用途では、直流(DC)や低
い周波数成分などについては、高い分解能を必要としな
い。したがって、これらの用途では、比較的高い周波数
成分に対してのみ高分解能が要求される。
【0006】本発明の目的は、所定のサンプリング周期
で所定のビット数でのアナログ/デジタル変換を、所定
のビット数よりも小さいビット数の分解能を有するA/
D変換器を用いて行うことができるA/D変換装置を提
供することである。
で所定のビット数でのアナログ/デジタル変換を、所定
のビット数よりも小さいビット数の分解能を有するA/
D変換器を用いて行うことができるA/D変換装置を提
供することである。
【0007】
【課題を解決するための手段】本発明は、アナログ信号
を予め定めるサンプリング周期で、予め定めるビット数
のデジタル信号に変換するA/D変換装置において、該
サンプリング周期内の予め定める区間で、予め定める回
数のタイミング信号を発生するタイミング発生手段と、
タイミング発生手段からのタイミング信号に応答して、
該区間内で、該アナログ信号を該ビット数に対応する整
数値の該回数分の1の整数値に対応するビット数のデジ
タル信号に変換するA/D変換器と、タイミング発生手
段からのタイミング信号、およびA/D変換器からのデ
ジタル信号が入力され、該サンプリング周期毎に、入力
されるデジタル信号が表すデータを加算して、加算結果
のデータを表すデジタル信号を導出する加算手段とを含
むことを特徴とするA/D変換装置である。
を予め定めるサンプリング周期で、予め定めるビット数
のデジタル信号に変換するA/D変換装置において、該
サンプリング周期内の予め定める区間で、予め定める回
数のタイミング信号を発生するタイミング発生手段と、
タイミング発生手段からのタイミング信号に応答して、
該区間内で、該アナログ信号を該ビット数に対応する整
数値の該回数分の1の整数値に対応するビット数のデジ
タル信号に変換するA/D変換器と、タイミング発生手
段からのタイミング信号、およびA/D変換器からのデ
ジタル信号が入力され、該サンプリング周期毎に、入力
されるデジタル信号が表すデータを加算して、加算結果
のデータを表すデジタル信号を導出する加算手段とを含
むことを特徴とするA/D変換装置である。
【0008】本発明に従えば、アナログ信号を予め定め
るサンプリング周期で、予め定めるビット数のデジタル
信号に変換するA/D変換装置は、タイミング発生手段
と、A/D変換器と、加算手段とを含む。タイミング発
生手段は、予め定めるサンプリング周期内の予め定める
区間で、予め定める回数のタイミング信号を発生する。
A/D変換器は、タイミング発生手段からのタイミング
信号に応答して、アナログ信号を、予め定めるビット数
に対応する整数値をタイミング信号の回数で除算した結
果の整数値に対応するビット数のデジタル信号に変換す
る。加算手段は、サンプリング周期毎に、A/D変換器
からのデジタル信号が表すデータを加算して、加算結果
のデータを表すデジタル信号を導出する。A/D変換器
がアナログ信号から変換するデジタル信号が表すデータ
を各区間で加算すると、予め定めるサンプリング周期で
は、予め定めるビット数のデータを得ることができる。
A/D変換器から導出されるデジタル信号が表すデータ
を加算するだけで、記憶したり平均値を求める演算を行
ったりする必要はないので、高精度のアナログ/デジタ
ル変換を安価な構成で行うことができる。
るサンプリング周期で、予め定めるビット数のデジタル
信号に変換するA/D変換装置は、タイミング発生手段
と、A/D変換器と、加算手段とを含む。タイミング発
生手段は、予め定めるサンプリング周期内の予め定める
区間で、予め定める回数のタイミング信号を発生する。
A/D変換器は、タイミング発生手段からのタイミング
信号に応答して、アナログ信号を、予め定めるビット数
に対応する整数値をタイミング信号の回数で除算した結
果の整数値に対応するビット数のデジタル信号に変換す
る。加算手段は、サンプリング周期毎に、A/D変換器
からのデジタル信号が表すデータを加算して、加算結果
のデータを表すデジタル信号を導出する。A/D変換器
がアナログ信号から変換するデジタル信号が表すデータ
を各区間で加算すると、予め定めるサンプリング周期で
は、予め定めるビット数のデータを得ることができる。
A/D変換器から導出されるデジタル信号が表すデータ
を加算するだけで、記憶したり平均値を求める演算を行
ったりする必要はないので、高精度のアナログ/デジタ
ル変換を安価な構成で行うことができる。
【0009】本発明で前記A/D変換器の入力側には、
前記整数個の入力を、前記タイミング発生手段からのタ
イミング信号に応答して切換えて、1個の出力を導出す
るマルチプレクサが設けられ、該マルチプレクサの該整
数個の入力は、共通接続されて、前記アナログ信号が入
力されることを特徴とする。
前記整数個の入力を、前記タイミング発生手段からのタ
イミング信号に応答して切換えて、1個の出力を導出す
るマルチプレクサが設けられ、該マルチプレクサの該整
数個の入力は、共通接続されて、前記アナログ信号が入
力されることを特徴とする。
【0010】本発明に従えば、A/D変換器の入力側に
はマルチプレクサが設けられる。マルチプレクサは、A
/D変換装置としての分解能を表す予め定めるビット数
がA/D変換器のデジタル信号が表すデータのビット数
に対して何倍になっているかを示す倍数に対応する整数
値の入力をタイミング発生手段からのタイミング信号に
応答して切換えて1個の出力を導出する。マルチプレク
サの整数個の入力は、共通接続されて、前記アナログ信
号が入力される。したがって、マルチプレクサの入力を
順次切換えて一巡すると、予め定めるサンプリング周期
内でのアナログ信号のデジタル変換を区間毎に繰返して
行うことができ、A/D変換の区切りとしてマルチプレ
クサによる入力の切換えを利用することができる。
はマルチプレクサが設けられる。マルチプレクサは、A
/D変換装置としての分解能を表す予め定めるビット数
がA/D変換器のデジタル信号が表すデータのビット数
に対して何倍になっているかを示す倍数に対応する整数
値の入力をタイミング発生手段からのタイミング信号に
応答して切換えて1個の出力を導出する。マルチプレク
サの整数個の入力は、共通接続されて、前記アナログ信
号が入力される。したがって、マルチプレクサの入力を
順次切換えて一巡すると、予め定めるサンプリング周期
内でのアナログ信号のデジタル変換を区間毎に繰返して
行うことができ、A/D変換の区切りとしてマルチプレ
クサによる入力の切換えを利用することができる。
【0011】本発明で前記マルチプレクサ、前記A/D
変換器および前記タイミング発生手段は、1チップマイ
クロコンピュータとして同一の半導体集積回路上に形成
され、前記加算手段としての加算およびその結果の導出
は、該マイクロコンピュータの演算処理によって行われ
ることを特徴とする。
変換器および前記タイミング発生手段は、1チップマイ
クロコンピュータとして同一の半導体集積回路上に形成
され、前記加算手段としての加算およびその結果の導出
は、該マイクロコンピュータの演算処理によって行われ
ることを特徴とする。
【0012】本発明に従えば、1チップマイクロコンピ
ュータは、マルチプレクサ、A/D変換器およびタイミ
ング発生手段として機能する。マルチプレクサとA/D
変換器とを備える1チップマイクロコンピュータでは、
マルチプレクサで入力を1つずつ切換えてA/D変換を
行うような動作を容易に利用することができ、サンプリ
ング周期内で区間毎にA/D変換してその回数などか
ら、区間の合計がサンプリング周期に達しているか否か
の判断などを行う必要がなく、演算処理を簡略化するこ
とができる。
ュータは、マルチプレクサ、A/D変換器およびタイミ
ング発生手段として機能する。マルチプレクサとA/D
変換器とを備える1チップマイクロコンピュータでは、
マルチプレクサで入力を1つずつ切換えてA/D変換を
行うような動作を容易に利用することができ、サンプリ
ング周期内で区間毎にA/D変換してその回数などか
ら、区間の合計がサンプリング周期に達しているか否か
の判断などを行う必要がなく、演算処理を簡略化するこ
とができる。
【0013】
【発明の実施の形態】図1は、本発明の実施の一形態と
してのA/D変換装置1の概略的な電気的構成と、その
動作のタイミングを示す。図1(a)はA/D変換装置
1の電気的構成を示し、図1(b)は高分解能化したA
/D変換装置1としてのサンプリング周期を示し、図1
(c)は実際のサンプリング周期を示す。
してのA/D変換装置1の概略的な電気的構成と、その
動作のタイミングを示す。図1(a)はA/D変換装置
1の電気的構成を示し、図1(b)は高分解能化したA
/D変換装置1としてのサンプリング周期を示し、図1
(c)は実際のサンプリング周期を示す。
【0014】図1(a)に示すように、A/D変換装置
1には、A/D変換器2、制御回路3、コンデンサ4、
サンプリングスイッチ5およびマルチプレクサ10が含
まれる。A/D変換器2は、8ビットの分解能で、入力
されるアナログ信号をデジタル信号に変換する。A/D
変換器2からの出力されるデジタル信号は、0〜255
のデジタルデータを表すことができる。制御回路3は、
タイミング発生手段として、A/D変換器2の動作タイ
ミングなどを表すタイミング信号を発生する。コンデン
サ4は、A/D変換器2の入力側に接続され、サンプリ
ングスイッチ5が導通している間に入力信号によって充
電され、サンプリングスイッチ5が遮断すると入力信号
をホールドする。すなわち、コンデンサ4とサンプリン
グスイッチ5とは、サンプルホールド回路を構成し、制
御回路3からのタイミング信号に応じて入力されるアナ
ログ信号のサンプリングを行う。このようなサンプルホ
ールド回路は、一般的にA/D変換器の入力側に用いら
れ、A/D変換の動作中に入力されるアナログ信号のレ
ベルが変動して誤差を生じるのを防いでいる。
1には、A/D変換器2、制御回路3、コンデンサ4、
サンプリングスイッチ5およびマルチプレクサ10が含
まれる。A/D変換器2は、8ビットの分解能で、入力
されるアナログ信号をデジタル信号に変換する。A/D
変換器2からの出力されるデジタル信号は、0〜255
のデジタルデータを表すことができる。制御回路3は、
タイミング発生手段として、A/D変換器2の動作タイ
ミングなどを表すタイミング信号を発生する。コンデン
サ4は、A/D変換器2の入力側に接続され、サンプリ
ングスイッチ5が導通している間に入力信号によって充
電され、サンプリングスイッチ5が遮断すると入力信号
をホールドする。すなわち、コンデンサ4とサンプリン
グスイッチ5とは、サンプルホールド回路を構成し、制
御回路3からのタイミング信号に応じて入力されるアナ
ログ信号のサンプリングを行う。このようなサンプルホ
ールド回路は、一般的にA/D変換器の入力側に用いら
れ、A/D変換の動作中に入力されるアナログ信号のレ
ベルが変動して誤差を生じるのを防いでいる。
【0015】本実施形態のA/D変換装置1では、サン
プリングスイッチ5の入力側に、マルチプレクサ10が
接続される。マルチプレクサ10は、8チャネルの入力
を1つずつ選択するためのスイッチ11〜18を有す
る。マルチプレクサ10のスイッチ11〜18の切換え
も、制御回路3から出力されるタイミング信号に同期し
て行われる。A/D変換装置1としての構成部分とマル
チプレクサ10とは、加算手段であるCPU19などを
備える1チップのマイクロコンピュータ20内に形成さ
れている。このような1チップのマイクロコンピュータ
では、たとえば8ビットなど特定のビット数のA/D変
換器2が標準的に用意されている。ただし、より分解能
が大きなA/D変換器に代えようとしても、そのような
高分解能のA/D変換器が標準的に用意されていなけれ
ば、改めて半導体集積回路として設定して製造しなけれ
ばならず、非常にコスト高になってしまう。本実施形態
では、マルチプレクサ10の8チャネル分の入力を、マ
イクロコンピュータ20としての入力信号端子21に共
通に接続している。
プリングスイッチ5の入力側に、マルチプレクサ10が
接続される。マルチプレクサ10は、8チャネルの入力
を1つずつ選択するためのスイッチ11〜18を有す
る。マルチプレクサ10のスイッチ11〜18の切換え
も、制御回路3から出力されるタイミング信号に同期し
て行われる。A/D変換装置1としての構成部分とマル
チプレクサ10とは、加算手段であるCPU19などを
備える1チップのマイクロコンピュータ20内に形成さ
れている。このような1チップのマイクロコンピュータ
では、たとえば8ビットなど特定のビット数のA/D変
換器2が標準的に用意されている。ただし、より分解能
が大きなA/D変換器に代えようとしても、そのような
高分解能のA/D変換器が標準的に用意されていなけれ
ば、改めて半導体集積回路として設定して製造しなけれ
ばならず、非常にコスト高になってしまう。本実施形態
では、マルチプレクサ10の8チャネル分の入力を、マ
イクロコンピュータ20としての入力信号端子21に共
通に接続している。
【0016】図1(b)は、A/D変換装置1として要
求されるサンプリング周期Tsを示す。A/D変換装置
1は、このサンプリング周期TsのタイミングでA/D
変換を行い、後述するように11ビットの分解能を得る
ことができる。
求されるサンプリング周期Tsを示す。A/D変換装置
1は、このサンプリング周期TsのタイミングでA/D
変換を行い、後述するように11ビットの分解能を得る
ことができる。
【0017】図1(c)は、制御回路3から出力される
タイミング信号に基づいて、A/D変換器2がA/D変
換する実際のサンプリング周期tsを示す。本実施形態
では、Tsの周期内の部分的な区間ΔTsに、tsの周
期で8回ずつの高速A/D変換を行う。マイクロコンピ
ュータ20のCPU19は連続して得られる8回のデー
タを加算した値を、Tsのサンプリング周期で測定した
データとして利用する。このような8回の連続したサン
プリングによるA/D変換は、マイクロコンピュータ2
0がマルチモード入力の機能として標準的に備えている
機能を利用することができる。
タイミング信号に基づいて、A/D変換器2がA/D変
換する実際のサンプリング周期tsを示す。本実施形態
では、Tsの周期内の部分的な区間ΔTsに、tsの周
期で8回ずつの高速A/D変換を行う。マイクロコンピ
ュータ20のCPU19は連続して得られる8回のデー
タを加算した値を、Tsのサンプリング周期で測定した
データとして利用する。このような8回の連続したサン
プリングによるA/D変換は、マイクロコンピュータ2
0がマルチモード入力の機能として標準的に備えている
機能を利用することができる。
【0018】マルチプレクサ10を用いないで、8回の
A/D変換結果を加算しても本実施形態と同等の結果を
得ることができるけれども、そのような処理のために
は、CPU19がA/D変換回数を1回毎に確認し、8
回目になったら変換結果を出力するようなプログラム動
作を行う必要がある。本実施形態のA/D変換装置1で
は、マルチプレクサ10を備えるマイクロコンピュータ
20の機能を利用して、プログラム処理を簡略化するこ
とができる。
A/D変換結果を加算しても本実施形態と同等の結果を
得ることができるけれども、そのような処理のために
は、CPU19がA/D変換回数を1回毎に確認し、8
回目になったら変換結果を出力するようなプログラム動
作を行う必要がある。本実施形態のA/D変換装置1で
は、マルチプレクサ10を備えるマイクロコンピュータ
20の機能を利用して、プログラム処理を簡略化するこ
とができる。
【0019】図2は、図1のA/D変換装置1で、分解
能を向上させることができる原理を示す。本実施形態で
は、アナログ信号の変化が直線で近似することができる
期間に連続して複数のサンプリングを行ってA/D変換
を行う。一般に、入力信号の電圧を故意に均等に変動さ
せれば、この間に複数(n)回A/D変換を行うことに
よって、n倍の高分解能化が可能である。また、変動さ
せる電圧を、A/D変換器の分解能より大きな値とすれ
ば、量子化誤差を低減させることもできる。ただし、入
力信号の電圧を故意に均等に変動させるためには、何ら
かの電気的回路構成の追加が必要であり、回路構成が複
雑化し、特に1チップマイクロコンピュータ20などを
用いて実現することは困難になる。本実施形態のA/D
変換装置1は、入力信号の電圧を故意に均等に変動させ
るのではなく、入力信号波形が直線近似できるような時
間内に、高速にA/D変換を連続して行い、同様な効果
を得ることができる。
能を向上させることができる原理を示す。本実施形態で
は、アナログ信号の変化が直線で近似することができる
期間に連続して複数のサンプリングを行ってA/D変換
を行う。一般に、入力信号の電圧を故意に均等に変動さ
せれば、この間に複数(n)回A/D変換を行うことに
よって、n倍の高分解能化が可能である。また、変動さ
せる電圧を、A/D変換器の分解能より大きな値とすれ
ば、量子化誤差を低減させることもできる。ただし、入
力信号の電圧を故意に均等に変動させるためには、何ら
かの電気的回路構成の追加が必要であり、回路構成が複
雑化し、特に1チップマイクロコンピュータ20などを
用いて実現することは困難になる。本実施形態のA/D
変換装置1は、入力信号の電圧を故意に均等に変動させ
るのではなく、入力信号波形が直線近似できるような時
間内に、高速にA/D変換を連続して行い、同様な効果
を得ることができる。
【0020】図3は、入力信号の電圧を故意に均等に変
動させることによって、高分解能化が可能な原理を示
す。図3(a)に示すように、入力電圧に変動がなけれ
ば、たとえば8ビットの分解能を有するA/D変換器2
では、nの変換値が得られる。図3(b)に示すよう
に、入力信号の電圧を故意に均等に変動させて5回のA
/D変換を行うと、たとえばn+1を2回、n,n−
1,n−2をそれぞれ1回ずつ出力して、合計は5n−
1の変換値を出力する。図3(a)のように、入力信号
が一定であれば、フルスケールは256であり、nの変
換値は、n/256と表すことができる。これに対し
て、図3(b)に示すように、入力信号の電圧を故意に
均等に変動させて5回のA/D変換を行う場合は、フル
スケールは256×5となるので、変換結果は次の第1
式に示すように表すことができる。 (5n−1)/(256×5)=(5n−1)/1280 =(n−0.2)/256 …(1)
動させることによって、高分解能化が可能な原理を示
す。図3(a)に示すように、入力電圧に変動がなけれ
ば、たとえば8ビットの分解能を有するA/D変換器2
では、nの変換値が得られる。図3(b)に示すよう
に、入力信号の電圧を故意に均等に変動させて5回のA
/D変換を行うと、たとえばn+1を2回、n,n−
1,n−2をそれぞれ1回ずつ出力して、合計は5n−
1の変換値を出力する。図3(a)のように、入力信号
が一定であれば、フルスケールは256であり、nの変
換値は、n/256と表すことができる。これに対し
て、図3(b)に示すように、入力信号の電圧を故意に
均等に変動させて5回のA/D変換を行う場合は、フル
スケールは256×5となるので、変換結果は次の第1
式に示すように表すことができる。 (5n−1)/(256×5)=(5n−1)/1280 =(n−0.2)/256 …(1)
【0021】図3(a)では分解能が1/256で8ビ
ットに相当するのに対し、図3(b)では分解能が1/
1280となり、分解能を10.3ビット相当に向上さ
せることができる。図1(a)のA/D変換装置1で
は、8ビットのA/D変換を8回連続して行って加算す
るので、256×8=2048=211から、11ビット
相当の分解能が得られる。
ットに相当するのに対し、図3(b)では分解能が1/
1280となり、分解能を10.3ビット相当に向上さ
せることができる。図1(a)のA/D変換装置1で
は、8ビットのA/D変換を8回連続して行って加算す
るので、256×8=2048=211から、11ビット
相当の分解能が得られる。
【0022】図4は、本実施形態のA/D変換装置1
で、高分解能が得られる条件を示す。図4(a)は比較
的高い周波数成分に対するA/D変換のタイミングを示
し、図4(b)は直流(DC)または比較的低い周波数
成分に対するA/D変換のタイミングを示す。図4
(a)に示す比較的高い周波数成分に対しては、入力信
号の変化が大きな部分を利用して、図3(b)に示すよ
うな入力信号を故意に変動させる場合と同様の効果を得
ることができる。ただし、図4(b)に示すような直流
や低い周波数成分に対しては、複数回のA/D変換で、
同一のアナログ電圧を対象として行うことになるので、
分解能の向上を図ることができない。したがって、本実
施形態のA/D変換装置1では、A/D変換による入力
電圧波形の測定において、比較的高い周波数成分におい
てのみ高い分解能が要求される場合に、低コストの低い
分解能のA/D変換器2を用いて実現可能となる。特
に、マルチプレクサ10とA/D変換器2とを内蔵して
いるマイクロコンピュータ20等では、外部回路なしで
高分解能のA/D変換が可能となる。ただし、A/D変
換装置1としてのフルスケール誤差、非線形誤差、オフ
セット誤差等は、本来使用しているA/D変換器2の精
度に依存する。
で、高分解能が得られる条件を示す。図4(a)は比較
的高い周波数成分に対するA/D変換のタイミングを示
し、図4(b)は直流(DC)または比較的低い周波数
成分に対するA/D変換のタイミングを示す。図4
(a)に示す比較的高い周波数成分に対しては、入力信
号の変化が大きな部分を利用して、図3(b)に示すよ
うな入力信号を故意に変動させる場合と同様の効果を得
ることができる。ただし、図4(b)に示すような直流
や低い周波数成分に対しては、複数回のA/D変換で、
同一のアナログ電圧を対象として行うことになるので、
分解能の向上を図ることができない。したがって、本実
施形態のA/D変換装置1では、A/D変換による入力
電圧波形の測定において、比較的高い周波数成分におい
てのみ高い分解能が要求される場合に、低コストの低い
分解能のA/D変換器2を用いて実現可能となる。特
に、マルチプレクサ10とA/D変換器2とを内蔵して
いるマイクロコンピュータ20等では、外部回路なしで
高分解能のA/D変換が可能となる。ただし、A/D変
換装置1としてのフルスケール誤差、非線形誤差、オフ
セット誤差等は、本来使用しているA/D変換器2の精
度に依存する。
【0023】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、予め定め
るサンプリング周期内で予め定めるビット数でのアナロ
グ/デジタル変換を、そのビット数よりも小さなビット
数でのデジタル/アナログ変換能力を有するA/D変換
器を用いて行うことができる。A/D変換器によって変
換されるデジタルデータを加算して、予め定めるビット
数のデジタルデータにするので、サンプリング周期内で
のデジタルデータを全て記憶するような記憶手段や、記
憶手段に記憶されたデータの平均値を演算するような演
算手段は不要であり、高分解能のA/D変換装置を安価
に構成することができる。
るサンプリング周期内で予め定めるビット数でのアナロ
グ/デジタル変換を、そのビット数よりも小さなビット
数でのデジタル/アナログ変換能力を有するA/D変換
器を用いて行うことができる。A/D変換器によって変
換されるデジタルデータを加算して、予め定めるビット
数のデジタルデータにするので、サンプリング周期内で
のデジタルデータを全て記憶するような記憶手段や、記
憶手段に記憶されたデータの平均値を演算するような演
算手段は不要であり、高分解能のA/D変換装置を安価
に構成することができる。
【0024】また本発明によれば、アナログ信号をマル
チプレクサを介して入力してデジタル信号に変換するの
で、1チップのマイクロコンピュータなどにマルチプレ
クサとともに備えられているA/D変換器などを容易に
高分解能化することができる。
チプレクサを介して入力してデジタル信号に変換するの
で、1チップのマイクロコンピュータなどにマルチプレ
クサとともに備えられているA/D変換器などを容易に
高分解能化することができる。
【0025】また本発明によれば、1チップマイクロコ
ンピュータに備えられているマルチプレクサとA/D変
換器とを用いて、外部回路なしで、簡単な演算処理でア
ナログ/デジタル変換の高分解能化を図ることができ
る。
ンピュータに備えられているマルチプレクサとA/D変
換器とを用いて、外部回路なしで、簡単な演算処理でア
ナログ/デジタル変換の高分解能化を図ることができ
る。
【図1】本発明の実施の一形態のA/D変換装置1の概
略的な電気的構成を示すブロック図およびそのA/D変
換のタイムチャートである。
略的な電気的構成を示すブロック図およびそのA/D変
換のタイムチャートである。
【図2】図1のA/D変換装置1でA/D変換器2の分
解能よりも高分解能化可能な原理を示すグラフである。
解能よりも高分解能化可能な原理を示すグラフである。
【図3】一般に入力信号の電圧を故意に均等に変動させ
て、A/D変換の精度を高める原理を示すグラフであ
る。
て、A/D変換の精度を高める原理を示すグラフであ
る。
【図4】図1の実施形態のA/D変換装置1で比較的高
い周波数成分に対しては高分解能化が可能で、比較的低
い周波数成分に対しては高分解能化が不可能なことを示
すグラフである。
い周波数成分に対しては高分解能化が可能で、比較的低
い周波数成分に対しては高分解能化が不可能なことを示
すグラフである。
1 A/D変換装置 2 A/D変換器 3 制御回路 4 コンデンサ 5 サンプリングスイッチ 10 マルチプレクサ 11〜18 スイッチ 19 CPU 20 マイクロコンピュータ 21 入力信号端子
Claims (3)
- 【請求項1】 アナログ信号を予め定めるサンプリング
周期で、予め定めるビット数のデジタル信号に変換する
A/D変換装置において、 該サンプリング周期内の予め定める区間で、予め定める
回数のタイミング信号を発生するタイミング発生手段
と、 タイミング発生手段からのタイミング信号に応答して、
該区間内で、該アナログ信号を該ビット数に対応する整
数値の該回数分の1の整数値に対応するビット数のデジ
タル信号に変換するA/D変換器と、 タイミング発生手段からのタイミング信号、およびA/
D変換器からのデジタル信号が入力され、該サンプリン
グ周期毎に、入力されるデジタル信号が表すデータを加
算して、加算結果のデータを表すデジタル信号を導出す
る加算手段とを含むことを特徴とするA/D変換装置。 - 【請求項2】 前記A/D変換器の入力側には、前記整
数個の入力を、前記タイミング発生手段からのタイミン
グ信号に応答して切換えて、1個の出力を導出するマル
チプレクサが設けられ、 該マルチプレクサの該整数個の入力は、共通接続され
て、前記アナログ信号が入力されることを特徴とする請
求項1記載のA/D変換装置。 - 【請求項3】 前記マルチプレクサ、前記A/D変換器
および前記タイミング発生手段は、1チップマイクロコ
ンピュータとして同一の半導体集積回路上に形成され、 前記加算手段としての加算およびその結果の導出は、該
マイクロコンピュータの演算処理によって行われること
を特徴とする請求項2記載のA/D変換装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000174016A JP2001358588A (ja) | 2000-06-09 | 2000-06-09 | A/d変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000174016A JP2001358588A (ja) | 2000-06-09 | 2000-06-09 | A/d変換装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001358588A true JP2001358588A (ja) | 2001-12-26 |
Family
ID=18676140
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000174016A Withdrawn JP2001358588A (ja) | 2000-06-09 | 2000-06-09 | A/d変換装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2001358588A (ja) |
-
2000
- 2000-06-09 JP JP2000174016A patent/JP2001358588A/ja not_active Withdrawn
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20070904 |