JP2001251861A - アクティブ整流器 - Google Patents

アクティブ整流器

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JP2001251861A
JP2001251861A JP2001032120A JP2001032120A JP2001251861A JP 2001251861 A JP2001251861 A JP 2001251861A JP 2001032120 A JP2001032120 A JP 2001032120A JP 2001032120 A JP2001032120 A JP 2001032120A JP 2001251861 A JP2001251861 A JP 2001251861A
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JP
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circuit
voltage
switch
current
control
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JP2001032120A
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English (en)
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John R Saxelby Jr
アール． サクセルビー ジュニア ジョン
Jay Prager
プレイガー ジェイ
Patrizio Vinciarelli
ヴィンチアレッリ パトリツィオ
Estia Eichten
アイヒテン エスティア
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VLT Corp
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VLT Corp
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Abstract

(57)【要約】 アクティブスイッチと、コントローラと、少なくとも２
つの端子を有するスイッチング回路。前記少なくとも２
つの端子は他の回路における２つの位置に接続されるべ
き２つの電流制御端子である。該コントローラは、該２
つの位置の間の電圧が第１の極性にあるとき該２つの位
置の間の電流を阻止すべく前記アクティブスイッチをタ
ーンオフし、そうでないときは、該２つの位置の間に電
流を流すように該アクティブスイッチをターンオンさせ
る。ここで、２つの電流制御端子は該他の回路に接続さ
れる少なくとも２つの端子のみであるや否やを問わな
い。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の技術分野】本発明は、制御されたアクティブ
スイッチングに関する。
【０００２】
【従来の技術】図１に示すように、理想的な整流ダイオ
ード１は、電流IRを伝送し、ほぼ損失なしの単極性(整
流器間の電圧降下ＶRがゼロ）でありかつ反対方向の電
流(及び電圧)をブロックする。しかしながら、実際に
は、整流器は通電時にはＶR＝Ｖ Fであり、電流阻止状態
にあってもいくらかの逆“漏洩”電流を流してしまう。
この順方向電圧ドロップは、整流器の電流伝送の際の電
力ロスに帰結する。
【０００３】電力供給時の整流器の順方向電圧ドロップ
による電力ロスは、重大なロスの原因である。図２は、
パルス幅変調（ＰＷＭ)スイッチング電力供給回路１を
示しており、この回路においては、１又はそれ以上のス
イッチ（例えばスイッチ３）が開閉されて入力源２から
電流吸収負荷(電流源７として示されている)へのエネル
ギーの伝達をなす。このスイッチング電力供給回路は、
電流分離及び電圧上昇をなす１つ又はそれ以上の変圧器
４を含んでいる。通常、パルス状波形ＶS（ｔ）が順方
向整流器５のアノードに供給される。順方向整流器５
は、電圧ＶSが正のとき（コンバーターの回路形式によ
る）の幾つかの期間又は全ての期間において電流ＩＦを
伝送し、残りのコンバータ動作サイクルの間においては
阻止する。“フリーホイーリング”整流器６は、順方向
整流器５が非導通状態のとき電流Isを伝送し、順方向整
流器５が導通状態のとき、電流を阻止する。これらの整
流器５，６の各々は、各動作サイクルのそれぞれの部分
において、電流を伝送する故、各動作サイクルにおいて
整流器５，６によって電力が消費されてしまう。更に、
負荷電流ＩLの平均値は電流ＩF及びＩSの平均値の合計
に等しいので、整流器５，６の双方が導通時の順方向ド
ロップＶFを有するとすれば、これらの整流器における
順方向ロスＰFLは、ＰFL＝ＶF*ＩLである。ここで、ＩL
は、負荷電流の平均値である。もし、負荷７の両端電圧
の平均値がＶOであるならば、負荷に供給される電力Ｐ
OUTは、ＰOUT＝ＶO*ＩLである。よって、整流器の導通
ロスのみによる変換効率におけるロスすなわち整流ロス
は、１００％＊（ＰFL／ＰOUT)＝１００％＊（ＶF／
ＶO）によって近似できる。
【０００４】整流ロスはＶOに対するＶFの比が増大する
につれて増大する。例えば、約０．７ボルトのＶFを有
するバイポーラ接合ダイオード整流器を２４ボルトの出
力電圧を有する電力供給回路に用いた場合、該整流器に
よる整流ロスは約１００＊（０．７／２４）＝２．９％
である。他方、３．３ボルトの出力電圧の電力供給回路
にそのようなダイオードを用いた場合、整流ロスは２
１．２％になる。約０．４ボルトのＶFを伴うショット
キー整流器を３．３ボルトの出力電力の電力供給回路に
用いた場合、整流ロスは１２．１％になる。いずれの場
合も、整流器において消費される電力の大きさはかなり
大きい。導通ロスに加えて、整流器は、スイッチング遷
移期間内における逆方向ディカバリ電流に伴うスイッチ
ングロスを呈する。このことは、特に、バイポーラ接合
ダイオード整流器においては重要である。
【０００５】図３及び４に示したように、効率に影響を
及ぼすロスを減少させる１つの方法は、バイポーラトラ
ンジスタ５ａ，６ａまたはＭＯＳＦＥＴ５ｂ，６ｂのよ
うなアクティブスイッチング素子を整流ダイオードに代
えて用いることである。順方向スイッチ５ａ，５ｂは順
方向導通期間に於いてターンオン制御され、非導通期間
においてターンオフ制御される。フリーホイーリングス
イッチ６ａ，６ｂは、順方向導通期間においてターンオ
フせしめられ、非導通期間においてターンオンせしめら
れる。バイポーラトランジスタは、順方向飽和電圧ドロ
ップを生じ、かかる電圧ドロップはコンテンポラリー
（contemporary）接合またはショットキダイオードの順
方向電圧ドロップよりも小さい。数mΩのチャンネル抵
抗を伴うＭＯＳＦＥＴも現在入手可能である。よって整
流ダイオードだけを用いた場合に比して、アクティブス
イッチング素子を用いた場合より低い電圧ドロップ及び
整流ロスが得られるのである。１つの形態においては、
図２の整流器５，６の双方がアクティブスイッチング素
子と置換せしめられ、他の形態においては、２つの整流
器のうちの一方だけが電流ＩFおよびＩSの平均値に応じ
て置換せしめられ、さらに他の形態に於いては、例えば
図２のダイオード５，６がアクティブスイッチング素子
によってバイパスせしめられる。アクティブスイッチン
グ素子を制御して整流をなすプロセスが“同期整流”と
称される。同期整流回路の例がWymlenberg氏に付与され
た米国特許第５，５２３，９４０号、Martinez氏に付与
された米国特許第５，８１８，７０４号、Rozman氏に付
与された米国特許第６，００２，５９７号、Yamashita
氏に付与された米国特許第５，７２６，８６９号、Pasc
iutti氏に付与された米国特許第３，６６３，９４１
号、Novac氏に付与された米国特許第５，９９１，１８
２号、White氏に付与された米国特許第４，８７０，５
５５号、Kolluri氏に付与された米国特許第５，７２
１，４８３号、Shinada氏に付与された米国特許第５，
７０８，５７１号、およびPatel氏に付与された米国特
許第４，７１６，５１４号に示されている。
【０００６】
【発明の概要】本発明の１つの特徴はアクティブスイッ
チ、コントローラ及び少なくとも２つの端子を有するス
イッチング回路である。当該少なくとも２つの端子は他
の回路における２つの位置に接続さるべき２つの電流制
御端子を含んでいる。該コントローラは該２つの位置の
間の電圧が第１極性であるときに該２つの位置の間の電
流を阻止するように該アクティブスイッチをターンオフ
し、そうでない時は該アクティブスイッチをターンオン
して該２つの位置の間に電流を伝送する。この場合、該
２つの電流制御端子が他の回路に接続される少なくとも
２つの端子のみであるや否やは関係ない。
【０００７】本発明による実施の形態に於いては、次の
ような特徴の１またはそれ以上を含み得る。即ち、２つ
の端子を有すること。アクティブスイッチが並列ダイオ
ードを含むこと。アクティブスイッチがＭＯＳＦＥＴで
あること。バイアスサブ回路が他の回路からの電力を用
いてスイッチング回路へのバイアス動作電力を提供する
ようになっていること。該バイアスサブ回路がコンデン
サ、スイッチ及び該スイッチのバイアス電圧コントロー
ラを含んでいること。該他の回路が電力コンバータを含
んでいること。該コントローラは該２つの位置の間の電
圧の極性を検知して該検知された極性に応じてスイッチ
をターンオン・ターンオフさせるようになっているこ
と。
【０００８】本発明による方法においては、ある回路の
２つの位置の電圧が第１の極性であるとき該２つの位置
の間の電流を阻止すべくアクティブスイッチをターンオ
フさせ、そうでない時は、該２つの位置の間に電流を流
すべくターンオンさせるのである。この場合、該回路の
他の位置における電圧もしくは電流には関係がない。本
発明による方法においては、半導体ダイの少なくとも２
つの電流伝送端末の各々に２つの導電シートの各々の端
部が付着あるいは接続せしめられている。該２つの導電
シートの各々の他方の端部は回路素子の２つのほぼ平坦
な接続表面の各々に付着せしめられ、該回路素子の外側
表面に前記スイッチング素子が近接する。
【０００９】本発明による装置は、２つの導電シートを
有し、該導電シートの各々の１つの端部は半導体ダイの
少なくとも２つの電流伝送端末の各々に付着あるいは接
続している。該導電シートの各々の別の端部は回路素子
の２つのほぼ平坦な接続表面の各々に付着あるいは接続
せしめられ、該スイッチング素子が該回路素子の外側表
面に近接せしめられている。
【００１０】本発明による実施の形態は以下の特徴の１
またはそれ以上を含み得る。該回路素子は電力コンバー
タのコンデンサを含んでいること。該装置は二端子同期
整流器を含んでいること。該半導体素子はダイの一部で
あるＭＯＳＦＥＴの導電状態を制御する回路を有するこ
と。該半導体ダイはバイアス電圧源となるバイアス回路
を有すること。
【００１１】本発明による装置は、基板と、制御スイッ
チング素子及び電流伝送端末を含む半導体ダイとを有す
る。導電性シートは該基板の表面及び該電流伝送端末の
一方に接続された１つの端部を有する。導電ストラップ
は、該電流伝送端末の他方に接続された１つの端部を有
する。制御回路は該スイッチング素子の導電状態を制御
する。バイアス回路は、該他の回路からの電力を用いて
該スイッチング回路への動作電力を提供するようになっ
ている。
【００１２】本発明の実施の形態は以下の特徴の１つも
しくはそれ以上を含み得る。該バイアス回路は充電キャ
パシタを含む。該コントロール回路、充電キャパシタ及
びバイアス回路は基板の表面にマウントされている。該
制御回路及び該バイアス回路は該導電シートが接続した
表面以外の該基板の表面にマウントされている。該半導
体ダイは該制御回路およびバイアス回路を含んでいる。
該電流伝送端末は該ダイの両平行表面上にある。該導電
ストラップは、該ダイの両平行表面および該基板の表面
に平行に設けられている。この装置は、多重スイッチン
グ素子を含み、ターンオンされるスイッチング素子の数
が伝送さるべき電流量に応じてコントロール回路によっ
て定められる。該スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴであ
り、該制御回路は該制御スイッチがターンオンしたとき
の該２つの位置の間の電圧を測定することによって判別
をなす。
【００１３】
【実施例】スイッチング電力供給回路における同期整流
はＭＯＳＦＥＴトランジスタのようなアクティブスイッ
チング素子を用い、該アクティブスイッチング素子は通
常の整流ダイオードよりも低い電圧ドロップを有するよ
うにオン状態に制御される。一般に、アクティブスイッ
チング素子は三端子素子であり、該端子のうちの２つの
間の導電性が第３の端子に与えられる信号によって制御
されるようになっている。ＭＯＳＦＥＴスイッチを用い
て同期整流をなすに当たっては、該スイッチが適当なタ
イミングによってオン・オフせしめられるべきである。
また、このスイッチの遷移状態においては、寄生振動が
生じないことも必要である。さらに、このＭＯＳＦＥＴ
をターンオンさせるために十分なバイアス電圧が得られ
ることも要件となる。いくつかの従来技術においては、
変圧器巻線がこのＭＯＳＦＥＴをオン・オフさせるため
に用いられている。このような従来技術においては、変
圧器巻線における漏洩インダクタンスによってタイミン
グの問題及び寄生振動の問題が生じ得る。また、該同期
スイッチのオン・オフ遷移が二次巻線における電圧の上
昇、下降に対応していると仮定できる。但し、この仮定
はある種の共振及びゼロ電流スイッチング回路のような
コンバータ回路においては真理ではない。最後に、コン
バータにおいて用いられる変圧器は用いられるＭＯＳＦ
ＥＴの特性に対して特性調整さるべきである。他の従来
技術は例えば電力変換スイッチングを駆動するに用いら
れる信号などの信号を同期ＭＯＳＦＥＴスイッチを駆動
するための形態に変更する。かかる従来技術はまた、同
期スイッチのオン・オフタイミングに選択されたスイッ
チのオン・オフ遷移が対応することが要求され、タイミ
ングエラーが生じがちであってこのことがロスを生ず
る。例えば、図４において、整流器８もしくは９におい
てある期間電流が流れ、スイッチ５ｂ，６ｂにおいて導
通オーバーラップが生じ、もしくは１つまたは他のスイ
ッチが余りにも長くオン状態を続けて逆電流を流す場合
もある。従って、通常、同期ＭＯＳＦＥＴのゲートを駆
動する別な電源電圧が必要となる。また、複雑なレベル
シフト回路も必要とされることも多い。他の従来技術に
おいては、ＰＬＬが用いられ、変圧器巻線における信号
に対する同期スイッチの駆動のために用いられる信号の
タイミングを調整する。同期ＭＯＳＦＥＴのゲートを駆
動する電源を必要とし、さらに複雑であることに加えて
かかる従来技術は安定動作状態において理想的であり、
コンバータのデューティサイクルの変動が生じたとき
は、回路ロスが増大するという問題がある。
【００１４】図５は、本発明による二端子同期整流器１
０を示している。この同期整流器は、ＳRによって示さ
れる電圧制御スイッチ１２と、ＳDで示される放電スイ
ッチ１４と、ＳAによって示されるアクティブスイッチ
１８と、を含んでいる。さらに、バイアス回路１７は、
バイアス電圧コントローラ１１及びＳCによって示され
る充電スイッチ１６及びＣSによって示される蓄電キャ
パシタ２０を含んでいる。更に、同期スイッチコントロ
ーラ２２も含まれている。同期整流器１０は二端子素子
である。同期整流器のカソードは端子２４であり、同期
整流器のアノードは端子２６である。同期スイッチコン
トローラ２２は端子２６及び２４の間の電圧ＶTが負の
時スイッチ１２が導通するようにスイッチ群を制御し、
該電圧ＶTが正のときスイッチ１２が非導通となるよう
に該スイッチ群を制御する。該スイッチコントローラ２
２の為のバイアス電圧がバイアス回路１７によって二端
子同期整流器１０の中で生成される。
【００１５】本発明の好ましい実施例においては、スイ
ッチ１２は空乏モードＭＯＳＦＥＴスイッチである。該
ＭＯＳＦＥＴはそのチャンネルが完全にターンオンした
状態での最大電圧ドロップＶTMAXを呈するように選択さ
れ、該最大電圧ドロップＶTM AXは電流ＩRの所望の動作
範囲において所定の制限値より低くなっている。例えば
電流ＩRが２０アンペアまで変動するとし、かつ所望の
最大電圧ドロップが０．２ボルトである場合、このＭＯ
ＳＦＥＴはオン抵抗が０．０１Ω（１０mΩ）より小な
るように選択される。このようなタイプのＭＯＳＦＥＴ
スイッチは、特有の（図５のダイオード１３で示したよ
うな）寄生ダイオードを有することがある。回路の効率
の理由だけで、ＭＯＳＦＥＴのチャンネルの最大電圧ド
ロップＶ TMAXは寄生ダイオードの順方向電圧ドロップよ
りも十分低くなるように選択され、これによって、ダイ
オード１３が重大な電流を伝送することを防止する。こ
のことは、更に、ダイオード１３の順方向及び逆方向デ
ィカバリ特性が回路性能に影響を及ぼすことも防止す
る。
【００１６】ゼロ電流スイッチング（“ＺＣＳ”）コン
バータにおけるフリーホイーリングダイオードとしての
２端子同期整流器１０の動作について図５，６及び７を
参照しつつ説明する。図６において、ＺＣＳフォワード
コンバータ４０の非アイソレーション等価回路は、カソ
ード及びアノード端子２６，２４を含む図５の二端子同
期整流器１０、インダクタンスＬR２８、キャパシタＣR
３０、順方向整流器２８、入力源３２、メインスイッチ
３４、ＺＣＳスイッチコントローラ３６及び電流源７に
よって表わされる負荷電流ＩLの電流吸収負荷を含んで
いる。ＺＣＳフォワードコンバータの動作についてはヴ
ィンチアレッリに付与された米国特許第４，４１５，９
５９号に説明されており、この明細書に組み込まれる。
（該米国特許を以下'959特許と称する。）該'959特許に
おいて説明したように、インダクタンスＬRおよびキャ
パシタンスＣRはコンバータにおける電流の上昇及び下
降についての特性時間定数ＴC＝π＊sqrt（ＬR＊ＣR）
を設定する。電流源７は実際のコンバータにおける出力
フィルタインダクタの理想モデルである。図７は図６の
コンバータの波形を示している。ここで、スイッチの導
通状態を表すに際し、“オン”なる述語はスイッチが電
流を流し得る状態にあることを意味し、“オフ”なる述
語はスイッチが電流を流し得ないことを意味する。
【００１７】図５，６及び７を参照して、時刻ｔ０の直
前においては、メインスイッチ３４がオフであり、電流
ＩFはゼロである。このとき、キャパシタＣSはバイアス
電圧ＶCにまで充電されている。バイアス電圧ＶCが電圧
制御スイッチ１２の電圧制御入力１５に印加されたと
き、電圧制御スイッチ１２をターンオンさせるに十分で
あり、このときの順方向電圧ドロップ（図５のＶR）は
所定の小さな値より小さくなっている。また、充電及び
放電スイッチ１６，１４はオフであり、アクティブスイ
ッチ１８はオンであり、電圧ＶCが電圧制御入力１５に
印加されており、電圧制御スイッチ１２がオンであり、
スイッチ１２における電圧ドロップが小であり、Ｖ2が
ほぼゼロであり、ＩCがほぼゼロであり、二端子同期整
流器１０を流れる（スイッチ１２を経て）電流ＩSは負
荷電流ＩLにほぼ等しいと仮定する。時刻ｔ０におい
て、ＺＣＳスイッチコントローラはスイッチ３４をター
ンオンせしめ、（図７Ａ）電流ＩFが流れ始める（図７
Ｂ）。時刻ｔ０及びｔ１の間において、電流ＩFが値ＩL
に向かって増大し、電流ＩSがゼロに向かって減少す
る。時刻ｔ１に続いて、電流ＩSが逆転し、二端子同期
整流器１０の端子２４，２６の間の電圧Ｖ2の極性も反
転する。電圧Ｖ2の極性反転は同期スイッチコントロー
ラ２２によって直ちに検知され、図７Ｆ及び７Ｇに示し
たように、アクティブスイッチ１８を直ちにターンオフ
し放電スイッチ１４をターンオンさせる。このことによ
ってスイッチ１２の電圧制御入力１５の電圧が取り除か
れて、スイッチ１２がターンオフし（図７Ｈ）、その結
果、時刻ｔ１において、二端子同期スイッチがターンオ
フする。
【００１８】時刻ｔ１及びｔ４の間において、'959特許
において説明したように、電流ＩF（図７Ｂ）及び電圧
Ｖ2（図７Ｃ）が特性時間定数ＴCによって上昇、下降す
る。時刻ｔ４において、電流ＩFはゼロに戻り、ＺＣＳ
スイッチコントローラはメインスイッチ３４をターンオ
フさせる。時刻ｔ４及び時刻ｔ５の間において、電流Ｉ
Fはゼロであり、全負荷電流ＩLはキャパシタ３０を流れ
て図７Ｃに示すように、ゼロ電圧に向けてこれを放電す
る。時刻ｔ５に続いて、キャパシタＣR３０における電
流ＩLが該キャパシタの両端電圧Ｖ2を反転せしめる。こ
のＶ2における極性反転は同期スイッチコントローラ２
２によって直ちに検知され、コントローラ２２は、図７
Ｆ及び７Ｇに示すように、アクティブスイッチ１８を直
ちにターンオンし、かつ放電スイッチ１４をオフにす
る。これによってスイッチ１２の電圧制御入力１５に電
圧が供給されてスイッチ１２をターンオンせしめる（図
７Ｈ）。その結果、時刻ｔ５において２端子同期スイッ
チがターンオンする。負荷電流ＩLは二端子同期スイッ
チの中を時刻ｔ１＋Ｔまで流れ、この時刻において上記
した如くサイクルが繰り返される（Ｔはコンバータ４０
の動作周期である）。
【００１９】バイアス電圧コントローラ１１はバイアス
回路１７における放電スイッチ１６のタイミングを制御
することによってキャパシタＣSの両端電圧バイアス電
圧ＶCを制御する。図７Ｄは動作サイクルにおけるバイ
アス電圧の変化を示している。時刻ｔ３と時刻ｔ２＋Ｔ
の間において、キャパシタＣS２０によってエネルギー
が同期スイッチコントローラに供給され、バイアス電圧
がキャパシタのに放電に従って減少するように示されて
いる（この減少は図示のために誇張して示されてい
る。）。動作サイクルの間に於いて、エネルギーがま
た、キャパシタＣSによってスイッチの入力にも供給さ
れる。例えば、電圧制御スイッチ１２がＭＯＳＦＥＴで
あるならば、エネルギーが時刻ｔ５においてアクティブ
スイッチ１８を介してＭＯＳＦＥＴの容量性電圧制御入
力１５に供給され、その時点において、電圧ＶCがステ
ップ状に減少する（図７Ｄ）。キャパシタＣSを再充電
するために、バイアス電圧コントローラ１７は二端子同
期スイッチ１０の両端電圧Ｖ２を電圧制御スイッチがＯ
ＦＦの間においてモニタする。時刻ｔ２において電圧Ｖ
２の値の増大（図７Ｃ）が、ＶCの減少値（図７Ｄ）に
等しい時、バイアス電圧コントローラ１１が充電スイッ
チ１６をターンオンさせ（図７Ｅ）、キャパシタＣSを
キャパシタＣRに並列接続し、電圧ＶCをして電圧Ｖ２の
増大値に追従せしめる。時刻ｔ３において、電圧ＶCが
所定値ＶBに達したならば、バイアス電圧コントローラ
１１は充電スイッチ１６をターンオフする（図７Ｅ）。
値ＶBは電圧制御スイッチ１２の電圧制御入力１５の特
定の電圧定格に基づいて選択される。例えば、あるコン
バータにおいては、電圧Ｖ２（ｔ）のピーク値は５０ボ
ルトであり、ＭＯＳＦＥＴ電圧制御スイッチ１２の最大
許容ゲート駆動電圧は１５ボルトであり、電圧ドロップ
の所定値を満たすに十分なレベルのＭＯＳＦＥＴのオン
抵抗を低減させるに必要な最少ゲート電圧は７ボルトで
ある。かかるコンバータにおいて、ＶBは１５ボルト以
下にセットされ、キャパシタＣRは動作サイクルの間に
おける最少ゲート電圧Ｖｍ（図７Ｄ）が７ボルト以上に
なるようなサイズに設定される。
【００２０】二端子同期整流器１０はスイッチコントロ
ーラ２２に電力供給するためにかつ電圧制御スイッチの
制御入力を生ずるために、それ自身の内部バイアス電圧
を生ずる故、整流器１０は通常のダイオードと同様にあ
る回路に接続され得る。このことは、外部のバイアス電
源を必要とし、或いはスイッチコントローラに供給さる
べき外部同期信号を必要とした従来技術における欠点を
克服しているのである。
【００２１】ＺＣＳコンバータにおいて用いられる場
合、バイアス電圧ＶCの制御は単純化される。なんとな
れば、該コンバータ内の電圧のなめらかな上昇（図７
Ｃ，Ｖ２（ｔ））は、上記したように、ある電圧レベル
において充電スイッチ１６を開閉することによってバイ
アス電圧の制御を可能にしている。ところが、ＰＷＭコ
ンバータのような別の種類のコンバータにおいては、電
圧の上昇及び下降がより急速であり、このことは、図２
のＰＷＭコンバータについての理想的な波形が図８Ａな
いし図８Ｄにおいて示されていることからも理解でき
る。そのようなコンバータにおいては、バイアス電圧の
生成のために異なる技術が必要となる。かかる技術は逆
電圧Ｖ２（ｔ）（図２、５）のピーク値の変化の範囲及
びバイアス電圧ＶC（ｔ）における望ましい最大変化に
応じて決められる。例えば、ＺＣＳコンバータにおいて
用いられている図５のバイアス回路１７は、図８ＢのＶ
２（ｔ）のピーク値であるＶｘの変化範囲がバイアス電
圧ＶC（ｔ）の許容できる最大変化範囲内にあるような
コンバータにおいては用いられ得る。しかしながら、Ｖ
ｘの変化範囲がバイアス電圧ＶC（ｔ）の許容最大変化
範囲外にあるときは異なるバイアス回路１７が必要とさ
れる。この異なるバイアス回路の例が図９、１０及び１
１において示されている。これらの図においては、バイ
アス回路１７に関し、同期整流器のカソード端子２４及
びアノード端子２６の間に接続されたとして示されてい
る。
【００２２】図９において、バイアス回路１７は、充電
スイッチ１６及びインダクタ３４、充電キャパシタ２
０、フリーホイーリングダイオード３５及びＰＷＭコン
トローラ３４を含むバック（buck）ＰＷＭコンバータで
ある。二端子コントローラの端子２４，２６の両端電圧
ＶTが正であるとき、公知の技術を用いて、充電スイッ
チ１６のデューティサイクルがＰＷＭコントローラ４２
によって制御されて、電圧ＶC（ｔ）を所望の範囲に制
御する。その他の種類のスイッチングレギュレータを用
いることも可能である。例えば、バックブースト（buck
-boost）またはブースト（boost)コンバータが電圧ＶT
及びＶCの範囲に応じてバイアス回路として用いられ得
る。
【００２３】バイアス電圧ＶCはスイッチド−キャパシ
タ電圧コンバータを用いて生成することもできる。この
種のコンバータの例即ちインダクタを用いずにその入力
電圧の上下の出力電圧を生じ得るコンバータであり、
“Dynamically Configurable Switched Capacitor Powe
r Supply and Method”と題するFette氏に付与された米
国特許第５，４１４，６１４号において、“Method and
Apparatus for a Regulated Supply On an Integlated
Circuit”と題するCave 氏他に付与された米国特許第
５，５６３，７７９号において、“Voltage Chopping C
ircuit”と題するAsano氏に付与された米国特許第４，
２０５，３６９号において開示されており、これらの特
許は本明細書の一部とする。かかるスイッチド−キャパ
シタ電圧コンバータは既にシリコン集積回路となってお
り、米国カリフォルニア州サニバーレ（Sunnyvale）のM
axim Integrated Products社、カリフォルニア州ミルピ
タス（Milmpitas）のLinear Technology Corporation
社、その他の会社によって集積回路ブロックとして製造
されている。二端子同期整流器の中において用いられる
スイッチド−キャパシタ電圧コンバータのブロック図が
図１０において示されている。この図において、スイッ
チド−キャパシタ電圧コンバータは、スイッチＳ １ない
しＳｍ４８ａ乃至４８ｍを含むスイッチングレギュレー
ション回路４４及び充電キャパシタＣ１乃至Ｃｎ３８ａ
乃至３８ｎからなっている。スイッチの数ｍ及びキャパ
シタの数ｎは電圧ＶT（ｔ）の変動範囲及びＶCの所望の
変動範囲に応じて定められる。典型的な例においては、
ＶT（ｔ）の最大及び最少値は２．５対１の比の範囲に
あり、２もしくは３個のキャパシタが必要とされ、適当
なマトリックスのスイッチ４８a乃至４８ｍが用いられ
る。これらのスイッチのアクティブな構成によれば、い
くつかのキャパシタがＶT（ｔ）が正の間は直列接続に
おいて充電され、ＶT（ｔ）が負に向かう前にあっては
並列にもしくは一部並列に接続されて電圧ＶCを供給す
る。これによって、ＶCによって充電されたエネルギー
は各動作サイクルの間において再充電される。
【００２４】リニア電圧レギュレーションを用いるバイ
アス回路１７が図１１に示すようにバイアス電圧ＶCを
制御するために用いられ得る。この図において、電圧Ｖ
T（ｔ）はリニアレギュレータの入力に充電スイッチ１
６によって接続され、所定の調整された電圧ＶCにまで
充電キャパシタ２０を充電せしめる。図５に示された種
類の二端子同期整流器１０の実施例が図１２に示されて
いる。図１２において、端子２４及び２６は二端子同期
整流器１０のカソード及びアノードであり、端子２６は
信号接地端子（ＳＧ）及び電力接地端子（ＰＧ）に接続
し、以下の説明において、電気的共通点として考慮され
る。バイアス回路１７はトランジスタＱ１２及びＱ１
３、ダイオードＤ１６、充電キャパシタ２０及びツェナ
ーダイオードＺ１からなる。端子２４及び２６の間の正
の変化率を伴う正の電圧ＶT（ｔ）はトランジスタＱ１
２のエピタキシャルタブによって形成される基板容量の
中に電流を流し込む。この電流はＱ１２によって増幅さ
れて、ツェナーダイオードＺ１、ダイオードＤ１４及び
Ｄ１７及びＱ１３のベースに反映される。ＶT（ｔ）が
増大すると、充電キャパシタは電圧ＶCにまで充電さ
れ、このＶCはＶZより１つのダイオードドロップだけ高
い。電圧ＶCは他の回路に電力を与える。
【００２５】トランジスタＱ１、ダイオードＤ７及びＤ
１２並びにトランジスタＱ１４は高速比較器を形成し、
この比較器は電圧ＶT（ｔ）を検知する。接続関係から
明らかなように、トランジスタＱ１４のベース−エミッ
タドロップはＱ１のベース−エミッタドロップをキャン
セルし、ダイオードＤ１２及びＤ７における電圧ドロッ
プが互いにキャンセルする。従って、ＶT（ｔ）が正
（０ボルトより大）の時、Ｑ１はオフでありＶT（ｔ）
が負（０ボルトより小）の時は、Ｑ１はオンとなる。Ｑ
１がオンの時、Ｑ２がオフであり、Ｑ３及びＱ４はオン
となり、Ｑ５及びＱ６がオンとなり、Ｑ９及びＱ１１が
オフとなる。Ｑ６が電圧ＶCをＭＯＳＦＥＴスイッチ１
２の制御端子１５に供給してこれをターンオンさせる。
同様な分析によれば、Ｑ１がオフ、Ｑ５及びＱ６がオフ
かつＱ９及びＱ１１がオンの時はＭＯＳＦＥＴ１２がオ
フとなっている。よってＶT（ｔ）が負のときはＭＯＳ
ＦＥＴ１２がオンであり電流を流し、ＶT（ｔ）が正の
時は、ＭＯＳＦＥＴがオフとなり電流が阻止される。上
記したように、ＭＯＳＦＥＴ１２は、ターンオンしたと
きの電圧ドロップが低くなるように選択される。トラン
ジスタＱ１６，Ｑ１８及びＱ２０からなる回路は電圧Ｖ
Cが充分に高くなるまでスイッチ１２の不要なスイッチ
ングを阻止するスタートアップ回路である。Ｑ１６及び
Ｑ１８はＶCが低いときターンオンして制御入力１５を
低電圧に保持するラッチを形成している。ＶCが増大し
て抵抗Ｒ２及びＲ３によって設定される所定レベルに達
するとＱ２０がターンオンしてＱ１６／Ｑ１８ラッチを
非活性化して制御信号１５の上昇を許容する。
【００２６】図１２において、ＭＯＳＦＥＴ１２、充電
キャパシタ２０、ダイオード１３、バイアス回路１７及
び端子２４，２６は図５に示された同一の参照符を有す
る要素に対応している。図１２のスイッチＱ５及びＱ６
は図５におけるアクティベーション（活性化）スイッチ
１８に対応し、スイッチＱ９及びＱ１１は図５の放電ス
イッチ１４に対応する。図１２の回路のバランスは図５
のスイッチコントローラに対応する。
【００２７】図１２の回路は、充電キャパシタ２０、Ｍ
ＯＳＦＥＴ１２及びダイオード１３を除き、米国ロード
アイランド州イーストグリーンウィッチ（East Greenwi
ch）のCherry Semiconductor Corporation社によって、
高速バイポーラプロセスを用いて製造される。もし、Ｖ
C＝７ボルトを生成するようになされ、低オン抵抗ＭＯ
ＳＦＥＴ（例えば数mΩの定格オン抵抗を有する米国メ
イン州サウスポートランド（South Portland）のFairch
ild Semiconductor Corporation社によって製造されるF
DP6670ALなるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ）を用いれば、
図１２の回路は約１０ナノ秒の上昇及び下降時間によっ
てＭＯＳＦＥＴゲートを駆動する。二端子同期整流回路
の高速処理（通常の二端子整流器の順方向及び逆方向リ
カバリー時間に匹敵する上昇及び下降時間を伴う）は、
比較的高い周波数（例えば１MHzまで及びそれ以上の周
波数にて動作するＤＣ−ＤＣコンバータにおけるよう
に）にて動作する電力変換回路において用いられ得る。
【００２８】本発明による二端子同期整流器１０が図６
に示した例においてはフリーホィールダイオードとして
用いられているが、図１３に示すように順方向整流器と
しても用いることが出来る。また、図１４において示す
ように順方向及びフリーホィール整流器の両方に用いる
こともできる。また、電力回路における効率的な整流器
としても用いることが出来る。複数のスイッチ間におい
て導通オーバーラップが生ずるようなスイッチング速度
の回路においては、可飽和インダクタ１９ａ，１９ｂ
が、図１５に示すように、これらのスイッチに直列に配
置される。例えば、“Synchronous Rectifier Type DC-
DC Converter in Which a Saturable Inductive Device
is Connected in Series With a Secondar-Side Switc
hing Deviece”と題するYamashita氏に付与された米国
特許第５，７２６，８６９号に開示されており、この内
容を本明細書に組み込む。
【００２９】固定周波数コンバータにおいて又は動作周
波数の変動幅が制限されたコンバータにおいては、同期
整流器ＭＯＳＦＥＴ（図５又は図１２における１２）の
ゲートの充放電に伴う電力が、コンバータの負荷の減少
と共にコンバータにおいて消費される総電力の中で大き
な割合を占めることになる。例えば、バッテリ電力供給
される装置におけるような場合には、不必要な電力ロス
が有用なバッテリ寿命を劣化させてしまうので、全負荷
の範囲において変換効率を最大にすることが望まれる。
【００３０】図１６は、同期整流器におけるゲート駆動
ロスを減少させる１つの形態を示している。図１６にお
いて、同期整流器７０は、スイッチコントローラ２２、
スイッチセレクタ２３及び３つの電圧制御スイッチ１２
Ａ，１２Ｂ，１２Ｃからなっている。又、図示された３
つのダイオード１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃは電圧制御スイ
ッチの本来的なダイオードを示している。上記した如
く、スイッチコントローラは、電圧ＶT（ｔ）が負のと
きに電圧制御スイッチをターンオンさせ、電圧Ｖ
T（ｔ）が正のとき電圧制御スイッチを非導通とする制
御信号１５を生成するように作用する。スイッチセレク
タ２３は電圧ＶT（ｔ）の負のピーク値に応じてスイッ
チ１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃの電圧制御入力１５Ａ，１５
Ｂ，１５Ｃの１又はそれ以上に制御信号１５を振り分け
る。ここで、同期整流器７０を流れる電流Ｉ Rが比較的
小であり、スイッチ１２Ａが活性化されたとする。電流
が増大すると、ＶT（ｔ）の負のピーク値もスイッチの
オン抵抗によって増大する。ＶT（ｔ）の負のピーク値
がある所定値を越えると、スイッチセレクタがスイッチ
１２Ａへの制御信号１５の供給に加えて、例えばスイッ
チ１２Ｂの制御入力１５Ｂに制御信号１５を振り向け
る。これによって合成オン抵抗が減少しＶT（ｔ）の負
のピーク値が減少する。これによって、又、制御信号１
５によって駆動さるべき総容量も増大する（もしスイッ
チ１２Ａ及び１２Ｂが同一であるとき、容量は２倍であ
る）。同様に、負荷が更に増大しＶT（ｔ）の負のピー
ク値が再度所定の閾値を越えると、第３のスイッチ１２
Ｃが活性化されて合成オン抵抗を減少せしめ、スイッチ
の合成入力容量を増大させる。これによって、負荷の減
少につれて制御入力１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃの充放電に
伴う電力が減少する。負荷が増大するときはその逆であ
る。図においては３つのスイッチが示されているが、ス
イッチの数は限定されない。更にこれらのスイッチは所
望のロスや所望の合成制御電力特性に応じて異なるダイ
の大きさであっても良い。電流の減少につれて同期整流
器における非活性化スイッチはRozman氏に付与された米
国特許第６，００２，５９７号に開示されている。
【００３１】図１７は、図１６の同期整流器７０に用い
られるスイッチセレクタ２３を示している。図１７にお
いて、このスイッチセレクタは比較器８０，８２；抵抗
７２，７４，７６からなる抵抗分圧器；基準電圧７８；
活性化スイッチ９０，９２；及びスイッチ制御ラッチ８
６，８８からなる。各動作サイクルにおいて、比較器
は、抵抗７２，７４，７６の値によって定まる電圧ＶT
（ｔ）の個々の分圧を基準電圧７８と比較する。比較器
８０，８２の入力が基準電圧７８よりも更に負になる
と、比較器８０，８２の出力は各スイッチコントロール
ラッチ８６，８８をセットし、その結果活性化スイッチ
９０，９２をターンオンする。比較器８２は比較器８０
よりもより負の電圧においてラッチ８６を介してスイッ
チ９０を活性化する。これらのラッチは電圧ＶT（ｔ）
が正になるとリセットされる。このようにして、セレク
タは絶対に必要とされる以上の制御ゲート１５Ａ，１５
Ｂ，１５Ｃを駆動することはない。他の制御回路も可能
である。例えば、前回のサイクルにおける測定に基づい
てラッチがセットされ、次のサイクルにおいて負のピー
ク電圧値が減少したときにのみリセットするようにする
こともできる。
【００３２】ＭＯＳＦＥＴ電力技術及びＣＭＯＳ小信号
回路技術はそれらの半導体処理においては両立するの
で、かつＣＭＯＳ技術はスイッチ制御回路（スイッチセ
レクタ回路もし用いられた場合）及びバイアス回路の集
積化に適している故、本発明による二端子同期スイッチ
の為の半導体電子回路の全てが、図１８に示すように、
単一の半導体装置上に集積化され得る。集積化二端子同
期スイッチダイ１６０の平面図である図１８において、
パワーＭＯＳＦＥＴ１６２が半導体ダイ１６８の一部に
集積化され、同一のダイの近傍の領域においてスイッチ
制御回路１６６及びバイアス回路１６８が集積化されて
いる。ＭＯＳＦＥＴ１６２、スイッチ制御回路１６６及
びバイアス回路１６８はダイの表面に設けられる金属導
体（図示せず）によって互いに接続される。アノード接
続１６４及びカソード接続（ダイの底部表面、図示せ
ず）は金属パッド（即ちアノードパッド１６４）によっ
て形成される。外部充電キャパシタへのボンディングパ
ッド１７０ａ，１７０ｂ，１７０ｃ（必要な場合）も又
訂正されている。シリコン集積化は、制御及び電力スイ
ッチング素子間の寄生インダクタンスを減少させるので
効率を改善することが出来る。
【００３３】二端子同期整流器のパッケージ１００が図
１９，２０及び２１に示されている。図２０に示したよ
うに、スイッチコントローラ、バイアス回路（スイッチ
セレクタが用いられた場合はこれも含む）が集積回路パ
ッケージ１２２に含まれ、パッケージ１２２は表面マウ
ント充電キャパシタ２０と共に基板１１０の一方の面に
マウントされる。基板はアルミナセラミックまたはＦＲ
−４プリント回路基板材料からなる。基板の反対の面
（１５Ａ及び１５Ｃ）においては、ＭＯＳＦＥＴダイ１
１２の背面上の電流伝送端末が（半田や導電性接着剤な
どの導電性媒体１１３を用いて）導電リード１１４に接
続されている。図示したように、導電リードは基板１１
０の表面に接続されている（この接続は例えば直接ボン
ディングによって或いは半田や接着剤によって基板表面
上に設けられたパッドに接続することによってなされ
る。）。導電性ストラップ１１６がＭＯＳＦＥＴダイの
他方の面における別の電流電送端末に接続されている
（この接続は例えば半田や導電性接着剤の導電性媒体１
２４を用いる事によってなされる。）。ＭＯＳＦＥＴの
ゲート制御パッド１１９は、基板１１０の表面上のパッ
ド１２０にワイヤーボンド１１８によって接続されてい
る。基板１１０内のメッキされた貫通孔及び基板１１０
表面の導電性エッチ（図示せず）は集積回路パッケージ
１２２を充電キャパシタ２０及びＭＯＳＦＥＴダイ１１
２に接続する。導電性リード１１４及び導電性ストラッ
プ１１６は当該二端子同期整流器の２つの端子を形成す
る。導電性リード及び導電性ストラップは図１９及び２
０において平面として示されており、図２１において示
されたように形成される。即ち、例えばプリント回路基
板１３０のような他の基板上の導電性エッチにパッケー
ジ１００を接続させる。
【００３４】図２２、２３及び２４において、パッケー
ジ構成の変形例が示されている。図２２において、導電
性リードはリードフレームアセンブリ１３４を含み、導
電性ストラップ１１６がリードフレーム１３４の一部に
接続している。リードフレーム１３４、導電性ストラッ
プ１１６，ＭＯＳＦＥＴ１１２、集積回路パッケージ１
２２及び充電キャパシタ２０（図においては見えない）
からなるアセンブリが例えばエポキシやシリコーンのよ
うなモールディング材料１１７によって包埋されてい
る。図２３のモールドされたアセンブリに於いては、集
積回路パッケージがスイッチコントロール回路及びバイ
アス回路（もしスイッチセレクタ回路が用いられた場合
はこれも含む）を含む集積回路ダイ１３２に置換されて
いる。このダイに設けられた接続パッドが既知の方法に
よって基板１１０に接続されている。図１９乃至２４の
パッケージのいずれもが図２５に示したように変形され
得る。図２５においてはストラップへのＭＯＳＦＥＴへ
のワイヤボンディングが用いられている。図１９及び２
１に示した如く、導電性ストラップをＭＯＳＦＥＴの表
面上の電流伝送端末に接続する代わりに、ＭＯＳＦＥＴ
ダイがボンドワイヤによってボンディングストラップ１
５０に接続されている。このボンディングワイヤがボン
ディングワイヤ１５２である。ボンディングストラップ
１５０は、導電性リード１１４と同一平面である基板１
０の表面上にある。
【００３５】図１９乃至２５のパッケージのいずれもが
ＭＯＳＦＥＴダイ１１２を集積二端子同期スイッチダイ
（図１８の１６０）に置換することによって変形し、別
々の集積回路パッケージ１２２の必要性をなくすことが
出来る。図２４のパッケージは二端子同期整流器が直接
他の回路部品に接続されているような電力コンバータに
おいて有用である。例えば、ゼロ電流スイッチングコン
バータにおいては、フリーホイーリングダイオードがキ
ャパシタ３０の両端に図６に示したように接続されてい
る。図２４においては、導電性リード及びストラップ１
１４，１１６が畳み込まれて二端子同期整流器アセンブ
リの全体がキャパシタ３０の上に直接マウントされてい
る。このマウントの後に、プリント回路基板１４４の上
のリード及びストラップ１１４，１１６、キャパシタ端
末１３６，１３８及び導電性エッチ１４０，１４２の間
の半田接続が同時になされる。
【００３６】図１９乃至２４に示されたパッケージは、
二端子同期整流器内の相互接続部（例えば、集積回路パ
ッケージ１２２、キャパシタ２０及びＭＯＳＦＥＴ１１
２）におけるインダクタンスを最少にし、従って同期整
流回路内の振動を最少にし、スイッチング速度を改善す
る。図２４に示したように、パッケージされた同期整流
器を電気部品の端子に直接マウントすることは、同期整
流器とキャパシタ３０との間のリード長さ及び浮遊イン
ダクタンスを最少にし、従って、ＺＣＳコンバータやそ
の他のコンバータを含む高周波電力コンバータにおける
同期整流器の効率を最良にするのである。図２０におけ
る寸法Ａ及びＢは、各々、0.180インチ及び0.260インチ
であり、図２４のパッケージにおける寸法Ｘ及びＹは、
各々、約0.234及び0.165インチである。
【００３７】他の変形例は以下の請求項の範囲内にあ
る。例えば、電圧制御スイッチはガリュウム砒素ＦＥＴ
であってもよい。回路や方法は例えばバイポーラトラン
ジスタのような電流制御スイッチを用いるように変形す
ることもできる。また、コントローラはアナログやデジ
タル或いはその組み合わせであっても良い。電圧制御ス
イッチの遷移状態の安定なタイミングは、サーボ技術を
用いて調整することもできる。このサーボ技術は米国特
許第５，６５９，４６０号に開示されこの内容も本明細
書に組み込まれる。
【図面の簡単な説明】
【図１】整流ダイオードを示す回路図。
【図２】スイッチングパワーコンバータを示す回路図。
【図３】整流器として用いられたアクティブスイッチン
グ素子を示す回路図。
【図４】整流器として用いられたアクティブスイッチン
グ素子を示す回路図。
【図５】本発明による二端子同期整流器を示す回路図。
【図６】ＺＣＳパワーコンバータを示す等価回路。
【図７】図６に示したパワーコンバータの動作波形を示
す波形図。
【図８】他のパワーコンバータの動作波形を示す波形
図。
【図９】バイアス回路を示す回路図。
【図１０】バイアス回路を示す回路図。
【図１１】バイアス回路を示す回路図。
【図１２】本発明による二端子同期整流器を示す回路
図。
【図１３】本発明による二端子同期整流器を含むパワー
コンバータを示す回路図。
【図１４】本発明による二端子同期整流器を含むパワー
コンバータを示す回路図。
【図１５】本発明による二端子同期整流器を含むパワー
コンバータを示す回路図。
【図１６】本発明による別の二端子同期整流器を示す回
路図。
【図１７】スイッチセレクタ回路を示す回路図。
【図１８】半導体ダイを示す平面図。
【図１９】本発明による二端子同期整流器のパッケージ
を示す断面図。
【図２０】本発明による二端子同期整流器のパッケージ
を示す断面図。
【図２１】本発明による二端子同期整流器のパッケージ
を示す断面図。
【図２２】本発明による二端子同期整流器のパッケージ
を示す断面図。
【図２３】本発明による二端子同期整流器のパッケージ
を示す断面図。
【図２４】本発明による二端子同期整流器のパッケージ
を示す断面図。
【図２５】本発明による二端子同期整流器のパッケージ
を示す断面図。
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１３年３月１５日（２００１．３．１
５）
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図８】
【図２１】
【図６】
【図７】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１３】
【図１４】
【図１２】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジェイ プレイガー アメリカ合衆国 マサチューセッツ州 01879 ティングズボロ ノリスロード 80 (72)発明者 パトリツィオ ヴィンチアレッリ アメリカ合衆国 マサチューセッツ州 02114 ボストン ビーコンストリート 294 (72)発明者 エスティア アイヒテン アメリカ合衆国 イリノイ州 60614 シ カゴ ノースレイクウッド 2144

Claims (32)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 スイッチング回路であって、 他の回路における２つの位置において接続さるべき２つ
    の電流制御端子を含む少なくとも２つの端子と、 アクティブスイッチと、 前記電流制御端子が前記２つの端子の前記他の回路に接
    続された端子のみであるか否かに拘わらず、前記２つの
    位置の間の電圧が第１の極性であるときに、前記２つの
    間を流れる電流を阻止すべく前記アクティブスイッチを
    ターンオフし、そうでない場合、前記２つの位置の間に
    電流を流すべく前記アクティブスイッチをターンオンせ
    しめるコントローラと、を含むことを特徴とするスイッ
    チング回路。
  2. 【請求項２】 前記少なくとも２つの端子が真に２つの
    端子であることを特徴とする請求項１記載の回路。
  3. 【請求項３】 前記アクティブスイッチがダイオードの
    並列接続されたアクティブスイッチであることを特徴と
    する請求項１記載の回路。
  4. 【請求項４】 前記アクティブスイッチがＭＯＳＦＥＴ
    であることを特徴とする請求項１記載の回路。
  5. 【請求項５】 前記他の回路からの電力を前記スイッチ
    ング回路への動作電力を供給すべく用いるようになされ
    たバイアスサブ回路を更に含むことを特徴とする請求項
    １記載の回路。
  6. 【請求項６】 前記バイアスサブ回路はキャパシタと、
    スイッチと、前記スイッチの為のバイアス電圧コントロ
    ーラと、を含むことを特徴とする請求項５記載の回路。
  7. 【請求項７】 前記他の回路は電力コンバータであるこ
    とを特徴とする請求項１記載の回路。
  8. 【請求項８】 前記コントローラが、前記２つの位置の
    間の電圧の極性を検知し該検知した極性に応じて前記ア
    クティブスイッチをターンオン・オフさせるようになさ
    れたことを特徴とする請求項１記載の回路。
  9. 【請求項９】 ある回路の２つの位置以外の位置におけ
    る電圧や電流に無関係に、前記２つの位置の間の電圧が
    第１の極性であるとき、前記２つの位置の間の電流を阻
    止すべくアクティブスイッチをターンオフし、そうでな
    いときは、前記アクティブスイッチをターンオフして前
    記２つの位置の間に電流を流す方法。
  10. 【請求項10】 半導体ダイの少なくとも２つの電流伝送
    端末の各々に２つの導電シートの各々の端部を接続する
    ステップと、 回路部品の２つの平坦な接続表面の各々に前記２つの導
    電性シートの各々の他の端部を接続して前記スイッチン
    グ素子が前記回路部品の外側表面に近接するようになす
    ステップと、からなる方法。
  11. 【請求項11】 ２つの導電性シートを含む装置であっ
    て、 前記導電性シートの各々の一端部が半導体ダイの少なく
    とも２つの電流伝送端末の各々に接続し、前記導電性シ
    ートの各々の他方の端部が回路部品の２つの平坦な接続
    表面の各々に接続し、前記接続が、前記スイッチング素
    子が前記回路部品の表面に近接するようになっているこ
    とを特徴とする装置。
  12. 【請求項12】 請求項１１記載の装置であって、前記回
    路部品は電力コンバータのキャパシタを含み、更に、二
    端子同期整流器を含むことを特徴とする装置。
  13. 【請求項13】 請求項１１記載の装置であって、前記半
    導体ダイがＭＯＳＦＥＴを含むことを特徴とする装置。
  14. 【請求項14】 請求項１３記載の装置であって、前記半
    導体ダイが、さらに、前記ＭＯＳＦＥＴの導電状態を制
    御する回路を含むことを特徴とする装置。
  15. 【請求項15】 請求項１３記載の装置であって、前記半
    導体ダイが、さらに、バイアス電圧源を生成するバイア
    ス回路を含むことを特徴とする装置。
  16. 【請求項16】 基板と、制御スイッチング素子及び電流
    伝送端末を有する半導体ダイと、前記基板の表面及び前
    記電流伝送端末の１つに接続した端部を有する導電性シ
    ートと、前記電流伝送端末の他方に接続した端部を有す
    る導電性ストラップと、前記スイッチング素子の導電状
    態を制御する制御回路と、その他の回路からの電力を用
    いて前記スイッチング回路への動作電源を提供するバイ
    アス回路と、を含むことを特徴とする装置。
  17. 【請求項17】 請求項１６記載の装置であって、前記ス
    イッチング素子がＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする
    装置。
  18. 【請求項18】 請求項１６記載の装置であって、前記バ
    イアス回路が、更に、充電キャパシタを含むことを特徴
    とする装置。
  19. 【請求項19】 請求項１６記載の装置であって、前記制
    御回路及び前記バイアス回路が前記基板の表面にマウン
    トされていることを特徴とする装置。
  20. 【請求項20】 請求項１８記載の装置であって、前記充
    電キャパシタが前記基板の表面にマウントされているこ
    とを特徴とする装置。
  21. 【請求項21】 請求項１９記載の装置であって、前記制
    御回路及びバイアス回路が前記導電性シートが接続され
    た表面以外の前記基板の表面上にマウントされているこ
    とを特徴とする装置。
  22. 【請求項22】 請求項１６記載の装置であって、前記半
    導体ダイが前記制御回路を含むことを特徴とする装置。
  23. 【請求項23】 請求項１６記載の装置であって、前記半
    導体ダイが前記バイアス回路を含むことを特徴とする装
    置。
  24. 【請求項24】 請求項１６記載の装置であって、前記電
    流伝送端末が前記ダイの反対の平行平面上にあることを
    特徴とする装置。
  25. 【請求項25】 請求項２４記載の装置であって、前記導
    電性ストラップの前記端部は前記反対の平行平面及び前
    記基板の表面に平行に配置されていることを特徴とする
    装置。
  26. 【請求項26】 請求項１６記載の回路であって、前記装
    置が複数のスイッチング素子を更に含み、ターンオンさ
    れるスイッチング素子の数が前記制御回路によって定め
    られることを特徴とする回路。
  27. 【請求項27】 請求項２６記載の回路であって、前記制
    御回路が伝送さるべき電流量に応じて制御されるスイッ
    チのターンオンされる数を定めることを特徴とする回
    路。
  28. 【請求項28】 請求項２７記載の回路であって、前記ス
    イッチング素子がＭＯＳＦＥＴであり、前記制御回路
    が、前記制御スイッチのターンオン時における前記２つ
    の位置の間の電圧を測定することによって前記決定をな
    すことを特徴とする回路。
  29. 【請求項29】 請求項１記載の回路であって、前記アク
    ティブスイッチが複数の制御スイッチング素子を含み、
    前記スイッチング素子のうち、ターンオンさるべき数が
    前記コントローラによって決定されることを特徴とする
    回路。
  30. 【請求項30】 請求項２９記載の回路であって、前記コ
    ントローラは、伝送さるべき電流量に応じてターンオン
    さるべき制御スイッチング素子の数を決定することを特
    徴とする回路。
  31. 【請求項31】 請求項２９記載の回路であって、前記制
    御スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴであることを特徴と
    する回路。
  32. 【請求項32】 請求項３０記載の回路であって、前記制
    御スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴであり、前記コント
    ローラは前記制御スイッチング素子がターンオンされた
    ときの前記２つの位置の間の電圧を測定することにより
    前記決定をなすことを特徴とする回路。
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