JP2000004584A - 直流―直流電力コンバ―タ - Google Patents
直流―直流電力コンバ―タInfo
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- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
- H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
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- H01F27/38—Auxiliary core members; Auxiliary coils or windings
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- H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 一体型磁気出力変成器を用いて制御自在の連
続する電力を負荷に供給する直流−直流電力コンバータ
を提供する。 【解決手段】 第１及び第２の駆動回路６０、６２は、
インダクタンス４２及び出力変成器の一次巻線３８を流
れる電流が関連のスイッチングデバイス１２、１４の実
効出力容量Ｃ１を放電させるまで、このスイッチングデ
バイスのゲート−ソース間電圧しきい値に到達しないよ
うに、このスイッチングデバイスのゲート−ソース間の
実効寄生容量の充電を開始し、その後、このスイッチン
グデバイスの真性ダイオードＤ１が導通を開始するよう
に、この関連のスイッチングデバイスを作動する。
続する電力を負荷に供給する直流−直流電力コンバータ
を提供する。 【解決手段】 第１及び第２の駆動回路６０、６２は、
インダクタンス４２及び出力変成器の一次巻線３８を流
れる電流が関連のスイッチングデバイス１２、１４の実
効出力容量Ｃ１を放電させるまで、このスイッチングデ
バイスのゲート−ソース間電圧しきい値に到達しないよ
うに、このスイッチングデバイスのゲート−ソース間の
実効寄生容量の充電を開始し、その後、このスイッチン
グデバイスの真性ダイオードＤ１が導通を開始するよう
に、この関連のスイッチングデバイスを作動する。
Description
【０００１】
【発明の属する分野】本発明は直流−直流電力コンバー
タに関し、さらに詳細には、一体型磁気出力変成器を用
いて制御自在の連続する電力を負荷に供給する直流−直
流電力コンバータに関する。
タに関し、さらに詳細には、一体型磁気出力変成器を用
いて制御自在の連続する電力を負荷に供給する直流−直
流電力コンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】第１の
直流電圧を第２の調整された直流電圧に変換するための
直流−直流コンバータが種々知られている。通常、直流
入力電圧がスイッチングトランジスタにより交流電圧
（または直流パルス）で変換され、その直流電圧が調整
された直流出力電圧に変換される。出力電圧をフィード
バックして、交流電圧のデューティーサイクルまたは周
波数を制御することにより、所望の電圧調整を行う。
直流電圧を第２の調整された直流電圧に変換するための
直流−直流コンバータが種々知られている。通常、直流
入力電圧がスイッチングトランジスタにより交流電圧
（または直流パルス）で変換され、その直流電圧が調整
された直流出力電圧に変換される。出力電圧をフィード
バックして、交流電圧のデューティーサイクルまたは周
波数を制御することにより、所望の電圧調整を行う。
【０００３】スイッチングコンバータは、直列レギュレ
ータ型電源のような他のタイプの直流電源よりも高い効
率をもつことが知られている。しかしながら、スイッチ
ングコンバータの効率は、特にパルス幅変調（ＰＷＭ）
コンバータでは導通及び遮断時におけるスイッチングト
ランジスタの損失により制約を受ける。加えて、スイッ
チングトランジスタは導通及び遮断時の両方において高
い電流及び高い電圧に同時に耐えなければならない。
ータ型電源のような他のタイプの直流電源よりも高い効
率をもつことが知られている。しかしながら、スイッチ
ングコンバータの効率は、特にパルス幅変調（ＰＷＭ）
コンバータでは導通及び遮断時におけるスイッチングト
ランジスタの損失により制約を受ける。加えて、スイッ
チングトランジスタは導通及び遮断時の両方において高
い電流及び高い電圧に同時に耐えなければならない。
【０００４】コンバータの設計目標の１つは、回路効率
を低下させコンバータのコストを増大させるトランジス
タの損失を減少させることである。
を低下させコンバータのコストを増大させるトランジス
タの損失を減少させることである。
【０００５】コンバータのもう１つの設計目標は、寸法
と重量を減少することである。応答時間を有利に増加さ
せながら、コンバータの寸法及び重量を減少させる１つ
の方法として提案されているのは、コンバータのスイッ
チング周波数を増加することである。スイッチング周波
数を増加させると、小型で軽量且つ早い応答時間のコン
バータを得ることができる。高周波数作動に要する受動
成分は小型であるため、寸法と重量が減少する。しかし
ながら、スイッチング周波数が高くなると、トランジス
タの損失がさらに増加し、効率が低下する。
と重量を減少することである。応答時間を有利に増加さ
せながら、コンバータの寸法及び重量を減少させる１つ
の方法として提案されているのは、コンバータのスイッ
チング周波数を増加することである。スイッチング周波
数を増加させると、小型で軽量且つ早い応答時間のコン
バータを得ることができる。高周波数作動に要する受動
成分は小型であるため、寸法と重量が減少する。しかし
ながら、スイッチング周波数が高くなると、トランジス
タの損失がさらに増加し、効率が低下する。
【０００６】スイッチング電源に常用するスイッチング
デバイスは、バイポーラ型トランジスタ、サイリスタま
たは電界効果型トランジスタである。これらのスイッチ
は理想スイッチとしてモデル化されるが、より正確なモ
デルにはそのデバイスの寄生効果が考慮されることがよ
く知られている。これらの寄生成分には、ダイオードや
容量があり、スイッチングデバイスを適正に設計する
と、それらの回路動作に対する影響を最小限に抑えるか
無視することができる。逆に、再びデバイスの選択また
は設計を適正に行うことにより、ある特定の寄生効果を
強調して回路の動作に有利に利用することが可能であ
る。物理的変成器もまた非理想的な寄生成分を有する
が、変成器及びスイッチングデバイスを適正に設計する
ことによりこれらの成分を有利に利用することができ
る。
デバイスは、バイポーラ型トランジスタ、サイリスタま
たは電界効果型トランジスタである。これらのスイッチ
は理想スイッチとしてモデル化されるが、より正確なモ
デルにはそのデバイスの寄生効果が考慮されることがよ
く知られている。これらの寄生成分には、ダイオードや
容量があり、スイッチングデバイスを適正に設計する
と、それらの回路動作に対する影響を最小限に抑えるか
無視することができる。逆に、再びデバイスの選択また
は設計を適正に行うことにより、ある特定の寄生効果を
強調して回路の動作に有利に利用することが可能であ
る。物理的変成器もまた非理想的な寄生成分を有する
が、変成器及びスイッチングデバイスを適正に設計する
ことによりこれらの成分を有利に利用することができ
る。
【０００７】単一のコア構造の上に電力コンバータの誘
導成分と変成器部分とを組み合わせることを、「磁気統
合」と呼ぶ。一体化が適正に行われている場合、統合し
た磁気システムは、もとのコンバータ回路の所望特性の
多くを具備する。この磁気統合により、半導体にかかる
ストレスが減少するコンバータが実現されることが多
い。複数の巻線と回路素子を必要とする種々の一体型磁
気電力コンバータ回路及びシステムが提案されている。
導成分と変成器部分とを組み合わせることを、「磁気統
合」と呼ぶ。一体化が適正に行われている場合、統合し
た磁気システムは、もとのコンバータ回路の所望特性の
多くを具備する。この磁気統合により、半導体にかかる
ストレスが減少するコンバータが実現されることが多
い。複数の巻線と回路素子を必要とする種々の一体型磁
気電力コンバータ回路及びシステムが提案されている。
【０００８】かくして、磁気統合を行って製造コスト、
寸法及び重量を軽減すると共に、スイッチング回路のス
イッチングデバイスの寄生容量を活用する電力コンバー
タが要望されている。スイッチングデバイスの寄生容量
及び磁気構造の寄生効果を利用すると、効率を改善でき
ると共に、寸法、重量及びコストの相当部分を占めるス
イッチングコンバータの個別素子をなくすることができ
る。
寸法及び重量を軽減すると共に、スイッチング回路のス
イッチングデバイスの寄生容量を活用する電力コンバー
タが要望されている。スイッチングデバイスの寄生容量
及び磁気構造の寄生効果を利用すると、効率を改善でき
ると共に、寸法、重量及びコストの相当部分を占めるス
イッチングコンバータの個別素子をなくすることができ
る。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明によると、制御自
在の連続する電力を負荷に供給する直流−直流電力コン
バータが提供される。このコンバータは、接続点を介し
て接続された第１及び第２の制御可能なスイッチングデ
バイスを有する。第１及び第２の制御可能なスイッチン
グデバイスはそれぞれ、ゲート−ソース間の寄生容量と
ゲート−ドレイン間の寄生容量と、出力容量と、真性ダ
イオードとを有する。第１及び第２の電源は接続点を介
して接続されている。出力変成器は、一次巻線と、２つ
の二次巻線と、一次巻線及び２つの二次巻線の各々と直
列のインダクタンスとを有する。二次巻線は、負荷に制
御自在の電流を供給するために負荷に接続された整流回
路と接続されている。一次巻線は、第１と第２の制御可
能なスイッチングデバイスの間の接続点と、第１と第２
の電源の間の接続点の間に接続されている。一次巻線及
び二次巻線は、単一の磁気コア上に巻回されている。第
１の駆動回路は、第１の制御可能なスイッチングデバイ
スに接続されている。第２の駆動回路は、第２の制御可
能なスイッチングデバイスに接続されている。駆動変圧
器は、一次巻線及び第１及び第２の二次巻線を有する。
第１の二次巻線は第１の駆動回路に接続され、第２の二
次巻線は第２の駆動回路に接続されている。制御回路が
駆動変圧器の一次巻線に接続されて、第１及び第２の駆
動回路を交互に作動及び非作動にする。
在の連続する電力を負荷に供給する直流−直流電力コン
バータが提供される。このコンバータは、接続点を介し
て接続された第１及び第２の制御可能なスイッチングデ
バイスを有する。第１及び第２の制御可能なスイッチン
グデバイスはそれぞれ、ゲート−ソース間の寄生容量と
ゲート−ドレイン間の寄生容量と、出力容量と、真性ダ
イオードとを有する。第１及び第２の電源は接続点を介
して接続されている。出力変成器は、一次巻線と、２つ
の二次巻線と、一次巻線及び２つの二次巻線の各々と直
列のインダクタンスとを有する。二次巻線は、負荷に制
御自在の電流を供給するために負荷に接続された整流回
路と接続されている。一次巻線は、第１と第２の制御可
能なスイッチングデバイスの間の接続点と、第１と第２
の電源の間の接続点の間に接続されている。一次巻線及
び二次巻線は、単一の磁気コア上に巻回されている。第
１の駆動回路は、第１の制御可能なスイッチングデバイ
スに接続されている。第２の駆動回路は、第２の制御可
能なスイッチングデバイスに接続されている。駆動変圧
器は、一次巻線及び第１及び第２の二次巻線を有する。
第１の二次巻線は第１の駆動回路に接続され、第２の二
次巻線は第２の駆動回路に接続されている。制御回路が
駆動変圧器の一次巻線に接続されて、第１及び第２の駆
動回路を交互に作動及び非作動にする。
【００１０】第１の駆動回路は、インダクタンス及び出
力変成器の一次巻線を流れる電流が第１の制御可能なス
イッチングデバイスの実効出力容量を放電させるまで、
第１の制御可能なスイッチングデバイスのゲート−ソー
ス間電圧しきい値に到達しないように、第１の制御可能
なスイッチングデバイスのゲート−ソース間の実効寄生
容量の充電を開始し、その後、第１の制御可能なスイッ
チングデバイスの真性ダイオードが導通を開始するよう
に、第１の制御可能なスイッチングデバイスを作動し、
第２の駆動回路は、インダクタンス及び出力変成器の一
次巻線を流れる電流が第２の制御可能なスイッチングデ
バイスの実効出力容量を放電させるまで、第２の制御可
能なスイッチングデバイスのゲート−ソース間電圧しき
い値に到達しないように、第２の制御可能なスイッチン
グデバイスのゲート−ソース間の実効寄生容量の充電を
開始し、その後、第２の制御可能なスイッチングデバイ
スの真性ダイオードが導通を開始するように、第２の制
御可能なスイッチングデバイスを作動する。かくして、
第１及び第２の制御可能なスイッチングデバイスは、制
御自在の連続する電力を負荷に供給することができる。
力変成器の一次巻線を流れる電流が第１の制御可能なス
イッチングデバイスの実効出力容量を放電させるまで、
第１の制御可能なスイッチングデバイスのゲート−ソー
ス間電圧しきい値に到達しないように、第１の制御可能
なスイッチングデバイスのゲート−ソース間の実効寄生
容量の充電を開始し、その後、第１の制御可能なスイッ
チングデバイスの真性ダイオードが導通を開始するよう
に、第１の制御可能なスイッチングデバイスを作動し、
第２の駆動回路は、インダクタンス及び出力変成器の一
次巻線を流れる電流が第２の制御可能なスイッチングデ
バイスの実効出力容量を放電させるまで、第２の制御可
能なスイッチングデバイスのゲート−ソース間電圧しき
い値に到達しないように、第２の制御可能なスイッチン
グデバイスのゲート−ソース間の実効寄生容量の充電を
開始し、その後、第２の制御可能なスイッチングデバイ
スの真性ダイオードが導通を開始するように、第２の制
御可能なスイッチングデバイスを作動する。かくして、
第１及び第２の制御可能なスイッチングデバイスは、制
御自在の連続する電力を負荷に供給することができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の直流−直流電力
コンバータを総括的に参照番号１０で示す。このコンバ
ータ１０は、総括的に参照番号１２，１４で示す２つの
スイッチングデバイスを有する。スイッチングデバイス
１２，１４は、例えば、電界効果型トランジスタのよう
なスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２よりなる。各ス
イッチングデバイス１２，１４は、それぞれ真性ダイオ
ードＤ１，Ｄ２及び出力容量Ｃ１，Ｃ２を有する。出力
容量Ｃ１，Ｃ２はそれぞれ、スイッチングトランジスタ
Ｑ１，Ｑ２のドレイン−ソース間に接続されている。ま
た、スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２には、ゲート
−ドレイン間に存在する寄生容量１６，１８と、ゲート
−ソース間に存在する寄生容量２０，２２がある。ダイ
オードＤ１，Ｄ２は真性ダイオードである。本発明の重
要な特徴は、スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２に連
携する寄生容量及び真性ダイオードを活用する点にあ
る。
コンバータを総括的に参照番号１０で示す。このコンバ
ータ１０は、総括的に参照番号１２，１４で示す２つの
スイッチングデバイスを有する。スイッチングデバイス
１２，１４は、例えば、電界効果型トランジスタのよう
なスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２よりなる。各ス
イッチングデバイス１２，１４は、それぞれ真性ダイオ
ードＤ１，Ｄ２及び出力容量Ｃ１，Ｃ２を有する。出力
容量Ｃ１，Ｃ２はそれぞれ、スイッチングトランジスタ
Ｑ１，Ｑ２のドレイン−ソース間に接続されている。ま
た、スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２には、ゲート
−ドレイン間に存在する寄生容量１６，１８と、ゲート
−ソース間に存在する寄生容量２０，２２がある。ダイ
オードＤ１，Ｄ２は真性ダイオードである。本発明の重
要な特徴は、スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２に連
携する寄生容量及び真性ダイオードを活用する点にあ
る。
【００１２】スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２は、
接続点２４で相互接続されている。スイッチングトラン
ジスタＱ１，Ｑ２は、インダクタンス４２、出力変成器
Ｔ１、及びスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２と直列
に接続された電圧源３０，３２により給電される。電圧
源３０，３２は、接続点３４で相互接続されている。
接続点２４で相互接続されている。スイッチングトラン
ジスタＱ１，Ｑ２は、インダクタンス４２、出力変成器
Ｔ１、及びスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２と直列
に接続された電圧源３０，３２により給電される。電圧
源３０，３２は、接続点３４で相互接続されている。
【００１３】接続点２４と３４の間には、出力変成器Ｔ
１が接続されている。この出力変成器Ｔ１は、一次巻線
３８と二次巻線４０を有する。一次巻線３８には、イン
ダクタンス４２（Ｌｘ）が直列に接続されている。イン
ダクタンス４２は、出力変成器Ｔ１の漏洩インダクタン
スを表わすが、個別の誘導素子を接続してもよい。出力
変成器Ｔ１の二次巻線４０は中央タップを備え、ダイオ
ード４４，４６及び容量４８よりなる、制御自在の電流
を負荷５０に供給するための整流回路に接続されてい
る。
１が接続されている。この出力変成器Ｔ１は、一次巻線
３８と二次巻線４０を有する。一次巻線３８には、イン
ダクタンス４２（Ｌｘ）が直列に接続されている。イン
ダクタンス４２は、出力変成器Ｔ１の漏洩インダクタン
スを表わすが、個別の誘導素子を接続してもよい。出力
変成器Ｔ１の二次巻線４０は中央タップを備え、ダイオ
ード４４，４６及び容量４８よりなる、制御自在の電流
を負荷５０に供給するための整流回路に接続されてい
る。
【００１４】スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２はそ
れぞれ、総括的に参照番号６０，６２で示す駆動回路に
より作動される。駆動回路６０，６２はそれぞれ、トラ
ンジスタ６４、ダイオード６６及び抵抗６８，７０を有
する。駆動回路６０，６２の特徴は、容量１６，１８，
２０，２２の充放電を制御するためにスイッチングトラ
ンジスタＱ１及びＱ２を緩やかにまたはソフトに導通さ
せ、急速にまたはハードに遮断させる点にある。
れぞれ、総括的に参照番号６０，６２で示す駆動回路に
より作動される。駆動回路６０，６２はそれぞれ、トラ
ンジスタ６４、ダイオード６６及び抵抗６８，７０を有
する。駆動回路６０，６２の特徴は、容量１６，１８，
２０，２２の充放電を制御するためにスイッチングトラ
ンジスタＱ１及びＱ２を緩やかにまたはソフトに導通さ
せ、急速にまたはハードに遮断させる点にある。
【００１５】駆動回路６０，６２は、総括的に参照番号
８０で示す駆動変成器に接続されている。駆動変成器８
０は、一次巻線８２及び第１及び第２の二次巻線８４，
８６を有し、これらの二次巻線はそれぞれ第１及び第２
の駆動回路６０，６２に接続されている。駆動変成器８
０に接続された制御回路を、総括的に参照番号９０で示
す。制御回路９０は、エラー増幅／補償／基準回路９２
と、電圧制御型発振器９４と、フリップフロップ９６と
よりなる。制御回路９０は、駆動回路６０，６２を交互
に作動及び非作動にする方形波出力信号を発生する。ス
イッチングトランジスタＱ１，Ｑ２の各ゲートは、０．
５、即ち５０％の一定のデューティーサイクルで駆動さ
れる。この制御方式は周波数変調である。他の制御方
式、例えば、周波数及びデューティーサイクルを一定に
して、入力電圧を変化させることにより出力電圧を調整
する方式も可能である。さらに、デューティーサイクル
を一定にした周波数変調を用い、同時に入力電圧を変化
させて出力を調整することも可能である。本発明ではパ
ルス幅変調は用いない。入力容量が小さく周波数変調を
用いる場合、図２に示すような全波ブリッジ型実施例を
力率補正器として用いてもよい。力率補正モードは隔離
調整型である。この実施例の入力電圧は全波整流ライン
電圧であり、出力は理想的には整流済みピークライン電
圧入力と比べて一段と低い。
８０で示す駆動変成器に接続されている。駆動変成器８
０は、一次巻線８２及び第１及び第２の二次巻線８４，
８６を有し、これらの二次巻線はそれぞれ第１及び第２
の駆動回路６０，６２に接続されている。駆動変成器８
０に接続された制御回路を、総括的に参照番号９０で示
す。制御回路９０は、エラー増幅／補償／基準回路９２
と、電圧制御型発振器９４と、フリップフロップ９６と
よりなる。制御回路９０は、駆動回路６０，６２を交互
に作動及び非作動にする方形波出力信号を発生する。ス
イッチングトランジスタＱ１，Ｑ２の各ゲートは、０．
５、即ち５０％の一定のデューティーサイクルで駆動さ
れる。この制御方式は周波数変調である。他の制御方
式、例えば、周波数及びデューティーサイクルを一定に
して、入力電圧を変化させることにより出力電圧を調整
する方式も可能である。さらに、デューティーサイクル
を一定にした周波数変調を用い、同時に入力電圧を変化
させて出力を調整することも可能である。本発明ではパ
ルス幅変調は用いない。入力容量が小さく周波数変調を
用いる場合、図２に示すような全波ブリッジ型実施例を
力率補正器として用いてもよい。力率補正モードは隔離
調整型である。この実施例の入力電圧は全波整流ライン
電圧であり、出力は理想的には整流済みピークライン電
圧入力と比べて一段と低い。
【００１６】信号ライン９８を介して、出力変成器Ｔ１
の出力からエラー増幅／補償／基準回路９２へフィード
バックを行う。
の出力からエラー増幅／補償／基準回路９２へフィード
バックを行う。
【００１７】図１及び３を同時に参照して、コンバータ
１０は、スイッチングトランジスタＱ２がオフの間、第
１の駆動回路６０がスイッチングトランジスタＱ１を作
動させるように動作する。駆動回路６０は、インダクタ
ンス４２及び出力変成器Ｔ１の一次巻線３８を流れる電
流がＱ１の実効出力容量Ｃ１を放電させるまで、Ｑ１の
ゲート−ソース間電圧しきい値に到達しないように（図
３ｅ）、Ｑ１のゲート−ソース間の実効寄生容量２０の
充電を開始し、その後、Ｑ１の真性ダイオードＤ１が導
通を開始する（図３ａ）。同様に、駆動回路６２は、イ
ンダクタンス４２及び出力変成器Ｔ１の一次巻線３８を
流れる電流がＱ２の実効出力容量Ｃ２を放電させるま
で、Ｑ２のゲート−ソース間電圧しきい値に到達しない
ように（図３ｄ）、Ｑ２のゲート−ソース間の実効寄生
容量２２の充電を開始し、その後、Ｑ２の真性ダイオー
ドＤ２が導通を開始する（図３ａ）。Ｑ１及びＱ２を導
通させるためのゲート−ソース間のしきい値電圧のレベ
ルをそれぞれ、図３ｅ及び図３ｄにおいて参照番号１１
０，１１２で示す。図４では、このしきい値電圧レベル
を参照番号１１４で示す。図４の電圧波形１１６は、ス
イッチングトランジスタＱ１またはＱ２を導通させる電
圧波形であるが、完全な導通状態を参照番号１１６ａで
示す。波形１１８は、スイッチングトランジスタＱ１ま
たはＱ２を流れる電流を表わし、ドレン電圧を波形１２
０で示す。負のドレン電流は、Ｑ１またはＱ２のしきい
値レベルに到達する前にドレン−ソース間実効容量また
は出力実効容量を完全に放電させる。そのため、Ｑ１ま
たはＱ２が導通しても、この容量は放電されず、従って
電力消費が回避される。また、ドレン電流はインダクタ
ンスＬｘにより０からランプ状に増加するため、ドレン
電流が正の時はＱ１またはＱ２は常に飽和状態にあり、
かくして、高電力消費を伴う線形動作領域が回避され
る。かくして、ドレン電流が０からランプ状に増加し、
ゲート電圧が最初に高い値である必要がないため、ソフ
トな導通が常に可能である。負のドレン電流の減少を波
形１１８ａで示し、正のドレン電流の増加を波形１１８
ｂで示す。Ｑ１及びＱ２の最大ゲート電圧を参照番号１
１６ａで示す。Ｑ１及びＱ２は、参照番号１２０ａで示
す波形１２０の領域において飽和状態にある。
１０は、スイッチングトランジスタＱ２がオフの間、第
１の駆動回路６０がスイッチングトランジスタＱ１を作
動させるように動作する。駆動回路６０は、インダクタ
ンス４２及び出力変成器Ｔ１の一次巻線３８を流れる電
流がＱ１の実効出力容量Ｃ１を放電させるまで、Ｑ１の
ゲート−ソース間電圧しきい値に到達しないように（図
３ｅ）、Ｑ１のゲート−ソース間の実効寄生容量２０の
充電を開始し、その後、Ｑ１の真性ダイオードＤ１が導
通を開始する（図３ａ）。同様に、駆動回路６２は、イ
ンダクタンス４２及び出力変成器Ｔ１の一次巻線３８を
流れる電流がＱ２の実効出力容量Ｃ２を放電させるま
で、Ｑ２のゲート−ソース間電圧しきい値に到達しない
ように（図３ｄ）、Ｑ２のゲート−ソース間の実効寄生
容量２２の充電を開始し、その後、Ｑ２の真性ダイオー
ドＤ２が導通を開始する（図３ａ）。Ｑ１及びＱ２を導
通させるためのゲート−ソース間のしきい値電圧のレベ
ルをそれぞれ、図３ｅ及び図３ｄにおいて参照番号１１
０，１１２で示す。図４では、このしきい値電圧レベル
を参照番号１１４で示す。図４の電圧波形１１６は、ス
イッチングトランジスタＱ１またはＱ２を導通させる電
圧波形であるが、完全な導通状態を参照番号１１６ａで
示す。波形１１８は、スイッチングトランジスタＱ１ま
たはＱ２を流れる電流を表わし、ドレン電圧を波形１２
０で示す。負のドレン電流は、Ｑ１またはＱ２のしきい
値レベルに到達する前にドレン−ソース間実効容量また
は出力実効容量を完全に放電させる。そのため、Ｑ１ま
たはＱ２が導通しても、この容量は放電されず、従って
電力消費が回避される。また、ドレン電流はインダクタ
ンスＬｘにより０からランプ状に増加するため、ドレン
電流が正の時はＱ１またはＱ２は常に飽和状態にあり、
かくして、高電力消費を伴う線形動作領域が回避され
る。かくして、ドレン電流が０からランプ状に増加し、
ゲート電圧が最初に高い値である必要がないため、ソフ
トな導通が常に可能である。負のドレン電流の減少を波
形１１８ａで示し、正のドレン電流の増加を波形１１８
ｂで示す。Ｑ１及びＱ２の最大ゲート電圧を参照番号１
１６ａで示す。Ｑ１及びＱ２は、参照番号１２０ａで示
す波形１２０の領域において飽和状態にある。
【００１８】本発明は、出力変成器Ｔ１のスイッチング
トランジスタＱ１及びＱ２の全ての寄生効果を活用する
と共にこれらの寄生効果が従来のパルス幅変調及び共振
型コンバータにもたらす望ましくない影響を除去するも
のである。本発明により、簡単で、部品数が少なく、従
って低コスト、高効率で、小型のコンバータが得られ
る。本発明の重要な利点を得るため、スイッチングトラ
ンジスタＱ１及びＱ２をソフトに、即ち、緩やかに導通
させ、またハードに、即ち、急激に遮断させる。上述し
たように、制御回路９０の機能は駆動回路６０及び６２
を作動することにある。デューティーサイクル５０％の
方形波が得られるように、電圧制御型発振器９４の周波
数を制御して、フリップフロップ９６に送る。この波形
を、変成器８０により適正な位相関係で駆動回路６０，
６２へ送る。本発明の回路は、図１に示す隔離型半波ブ
リッジとして、または図２に示す全波ブリッジ回路とし
て動作する。図２は、スイッチングトランジスタＱ１，
Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４、その関連の容量及びダイオードＣ
３，Ｃ４，Ｄ３，Ｄ４を用いる隔離型全波ブリッジ回路
の実施例を示す。スイッチングトランジスタＱ１及びＱ
４は、スイッチングトランジスタＱ２及びＱ３がオフの
間、同時に作動される。同様に、スイッチングトランジ
スタＱ２，Ｑ３は、スイッチングトランジスタＱ１及び
Ｑ４がオフの間オンである。全波ブリッジ回路の実施例
は、上述した図１の半波ブリッジ回路の実施例と同様な
態様で動作する。本発明によると、２．７ボルトからの
出力電圧、９６％に近いかそれよりも大きい効率で、２
５００ワットよりも高い電力か、または１００ワットよ
りも低い電力が得られる。
トランジスタＱ１及びＱ２の全ての寄生効果を活用する
と共にこれらの寄生効果が従来のパルス幅変調及び共振
型コンバータにもたらす望ましくない影響を除去するも
のである。本発明により、簡単で、部品数が少なく、従
って低コスト、高効率で、小型のコンバータが得られ
る。本発明の重要な利点を得るため、スイッチングトラ
ンジスタＱ１及びＱ２をソフトに、即ち、緩やかに導通
させ、またハードに、即ち、急激に遮断させる。上述し
たように、制御回路９０の機能は駆動回路６０及び６２
を作動することにある。デューティーサイクル５０％の
方形波が得られるように、電圧制御型発振器９４の周波
数を制御して、フリップフロップ９６に送る。この波形
を、変成器８０により適正な位相関係で駆動回路６０，
６２へ送る。本発明の回路は、図１に示す隔離型半波ブ
リッジとして、または図２に示す全波ブリッジ回路とし
て動作する。図２は、スイッチングトランジスタＱ１，
Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４、その関連の容量及びダイオードＣ
３，Ｃ４，Ｄ３，Ｄ４を用いる隔離型全波ブリッジ回路
の実施例を示す。スイッチングトランジスタＱ１及びＱ
４は、スイッチングトランジスタＱ２及びＱ３がオフの
間、同時に作動される。同様に、スイッチングトランジ
スタＱ２，Ｑ３は、スイッチングトランジスタＱ１及び
Ｑ４がオフの間オンである。全波ブリッジ回路の実施例
は、上述した図１の半波ブリッジ回路の実施例と同様な
態様で動作する。本発明によると、２．７ボルトからの
出力電圧、９６％に近いかそれよりも大きい効率で、２
５００ワットよりも高い電力か、または１００ワットよ
りも低い電力が得られる。
【００１９】本発明は、急激な電圧及び電流の変化がな
いため発生するＥＭＩ及びＲＦＩは少ない。エネルギー
を消費するスナバが不要なため、効率を増加させながら
本発明のコンバータに必要な部品数をさらに減少させる
ことができる。スイッチングトランジスタＱ１及びＱ２
の寄生容量はこの機能を自然に果たすと共に対処の必要
なＥＭＩ−ＲＦＩをさらに減少させる。また、周波数変
調は、パルス幅変調と比べて高利得制御回路の雑音の干
渉を受ける度合いが著しく低い。
いため発生するＥＭＩ及びＲＦＩは少ない。エネルギー
を消費するスナバが不要なため、効率を増加させながら
本発明のコンバータに必要な部品数をさらに減少させる
ことができる。スイッチングトランジスタＱ１及びＱ２
の寄生容量はこの機能を自然に果たすと共に対処の必要
なＥＭＩ−ＲＦＩをさらに減少させる。また、周波数変
調は、パルス幅変調と比べて高利得制御回路の雑音の干
渉を受ける度合いが著しく低い。
【００２０】変成器を磁化するインダクタンスは、本発
明のコンバータの動作には何の役割も担わないため、ギ
ャップは不要であり、高透磁率で低損失のフェライトコ
アを使用可能である。磁化インダクタンスが大きいた
め、これを無視することができる。また、ここで重要な
ことは、インダクタンスＬｘを流れる電流がスイッチン
グトランジスタＱ１及びＱ２のドレン−ソース間実効容
量を放電または充電する間、この電流（エネルギー）は
同時に負荷に送られ、パルス幅変調の移相トポロジーに
おけるようにソースに戻らないため、本発明の効率が著
しく増加することである。出力変成器Ｔ１は一次巻線及
び二次巻線の両方について一定の電圧で動作するため、
最適化が容易になり、複数の出力に対する相互調整が適
切に行え、また同期整流を使用できる。
明のコンバータの動作には何の役割も担わないため、ギ
ャップは不要であり、高透磁率で低損失のフェライトコ
アを使用可能である。磁化インダクタンスが大きいた
め、これを無視することができる。また、ここで重要な
ことは、インダクタンスＬｘを流れる電流がスイッチン
グトランジスタＱ１及びＱ２のドレン−ソース間実効容
量を放電または充電する間、この電流（エネルギー）は
同時に負荷に送られ、パルス幅変調の移相トポロジーに
おけるようにソースに戻らないため、本発明の効率が著
しく増加することである。出力変成器Ｔ１は一次巻線及
び二次巻線の両方について一定の電圧で動作するため、
最適化が容易になり、複数の出力に対する相互調整が適
切に行え、また同期整流を使用できる。
【００２１】図１及び図２のコンバータは多数の利点を
有するが、その一部は下記の通りである。
有するが、その一部は下記の通りである。
【００２２】（１）スイッチングトランジスタＱ１及び
Ｑ２は５０％の一定デューティーサイクルで動作するた
め、複雑なパルス幅変調制御回路が不要である。
Ｑ２は５０％の一定デューティーサイクルで動作するた
め、複雑なパルス幅変調制御回路が不要である。
【００２３】（２）スイッチングトランジスタＱ１及び
Ｑ２が出力容量Ｃ１，Ｃ２を充放電するにあたり、電力
の損失が生じない。
Ｑ２が出力容量Ｃ１，Ｃ２を充放電するにあたり、電力
の損失が生じない。
【００２４】（３）回路の出力には電力を消費する大型
のインダクタンスが存在しない。
のインダクタンスが存在しない。
【００２５】（４）出力変成器Ｔ１は一定の電圧及びデ
ューティーサイクルで動作する。
ューティーサイクルで動作する。
【００２６】（５）スイッチングトランジスタＱ１及び
Ｑ２のゲート駆動の周波数変化が利用される。
Ｑ２のゲート駆動の周波数変化が利用される。
【００２７】（６）出力ダイオード及びスイッチングト
ランジスタＱ１及びＱ２を転流する際の雑音及びエネル
ギー損失は最小限に抑えられる。
ランジスタＱ１及びＱ２を転流する際の雑音及びエネル
ギー損失は最小限に抑えられる。
【００２８】（７）インダクタンスＬｘは、一次巻線３
８の漏洩インダクタンスを意図的に増加させることによ
り出力変成器Ｔ１に一体化できる。
８の漏洩インダクタンスを意図的に増加させることによ
り出力変成器Ｔ１に一体化できる。
【００２９】（８）一次及び二次電流は、パルス幅変調
制御を行う場合に生じる台形または擬似方形の不連続波
形ではなくて三角形の連続波形であるため、もともとス
イッチングノイズが低い。
制御を行う場合に生じる台形または擬似方形の不連続波
形ではなくて三角形の連続波形であるため、もともとス
イッチングノイズが低い。
【００３０】（９）制御方式は、簡単で、高効率且つ低
コストであり、信頼性が高く、占有する領域及び体積が
非常に小さい。
コストであり、信頼性が高く、占有する領域及び体積が
非常に小さい。
【００３１】（１０）変成器の電圧が一定であるため、
出力に同期整流器を簡単に設けることができる。
出力に同期整流器を簡単に設けることができる。
【００３２】要約すれば、叙上の利点により、コンパク
ト、高効率、低コスト且つ低雑音で、高い信頼性を有
し、製造が簡単な直流−直流電力コンバータが提供され
る。
ト、高効率、低コスト且つ低雑音で、高い信頼性を有
し、製造が簡単な直流−直流電力コンバータが提供され
る。
【００３３】入力電圧３００ボルト、出力電圧２７．３
ボルト、出力電力５００ワットの本発明装置の性能は、
図１の実施例の下記のパラメータに反映されている。 ＦＥＴ ＲDS＝０．２５オーム 出力ダイオード順方向電圧＝０．７ボルト 一次巻線の巻線数＝３０ 二次巻線の巻線数＝６ 一次巻線の抵抗＝０．０３３オーム 二次巻線の抵抗＝０．００１５６オーム 変成器漏洩インダクタンス＝１２×１０-6ヘンリー 出力電力＝５００ワット 効率＝９６．２１％ 一次巻線ピーク電流＝７．３２アンペア 一次巻線ＲＭＳ電流＝４．２２アンペア スイッチング周波数＝７２．８６８ＫＨｚ 直流出力電流＝１８．３アンペア スイッチング損失＝０．５４５ワット スイッチング周波数を増加させるためには、出力変成器
Ｔ１を漏洩インダクタンスが少なくなるように巻回す
る。例えば、漏洩インダクタンスを６×１０-6ヘンリー
に減少させると、以下の結果が得られる。 出力電力＝５００ワット 効率＝９６．１３％ 一次巻線ピーク電流＝７．３２アンペア 一次巻線ＲＭＳ電流＝４．２２アンペア スイッチング周波数＝１４５．７ＫＨｚ 直流出力電流＝１８．３アンペア スイッチング損失＝１．０９ワット 同一の参照番号が図１に関連して示した同一及び対応の
構成要素を指示する図５を参照して、本発明の直流−直
流電力コンバータ１０は、一体化された磁気出力変成器
Ｔ１を用いる。出力変成器Ｔ１のモデルを図５に示す
が、これは互いに全く独立の３つの別個の変成器を含
む。出力変成器Ｔ１は、２つの変成器を構成する、一次
巻線３８と、２つの二次巻線４０ａ，４０ｂとよりな
る。一次巻線３８には、一次巻線３８と二次巻線４０と
の間の漏洩インダクタンスを表わすインダクタンス４２
が直列に接続されている。インダクタンスＬ１は、出力
変成器Ｔ１の二次巻線４０ａと４０ｂとの間の漏洩イン
ダクタンスを表わす。巻線３９，３９′は、巻線３８と
同一巻線数の第３の変成器を表わす。二次巻線４０ａ，
４０ｂは、電流を負荷５０へ供給する、ダイオード４
４，４６及び容量４８よりなる整流回路に接続されてい
る。
ボルト、出力電力５００ワットの本発明装置の性能は、
図１の実施例の下記のパラメータに反映されている。 ＦＥＴ ＲDS＝０．２５オーム 出力ダイオード順方向電圧＝０．７ボルト 一次巻線の巻線数＝３０ 二次巻線の巻線数＝６ 一次巻線の抵抗＝０．０３３オーム 二次巻線の抵抗＝０．００１５６オーム 変成器漏洩インダクタンス＝１２×１０-6ヘンリー 出力電力＝５００ワット 効率＝９６．２１％ 一次巻線ピーク電流＝７．３２アンペア 一次巻線ＲＭＳ電流＝４．２２アンペア スイッチング周波数＝７２．８６８ＫＨｚ 直流出力電流＝１８．３アンペア スイッチング損失＝０．５４５ワット スイッチング周波数を増加させるためには、出力変成器
Ｔ１を漏洩インダクタンスが少なくなるように巻回す
る。例えば、漏洩インダクタンスを６×１０-6ヘンリー
に減少させると、以下の結果が得られる。 出力電力＝５００ワット 効率＝９６．１３％ 一次巻線ピーク電流＝７．３２アンペア 一次巻線ＲＭＳ電流＝４．２２アンペア スイッチング周波数＝１４５．７ＫＨｚ 直流出力電流＝１８．３アンペア スイッチング損失＝１．０９ワット 同一の参照番号が図１に関連して示した同一及び対応の
構成要素を指示する図５を参照して、本発明の直流−直
流電力コンバータ１０は、一体化された磁気出力変成器
Ｔ１を用いる。出力変成器Ｔ１のモデルを図５に示す
が、これは互いに全く独立の３つの別個の変成器を含
む。出力変成器Ｔ１は、２つの変成器を構成する、一次
巻線３８と、２つの二次巻線４０ａ，４０ｂとよりな
る。一次巻線３８には、一次巻線３８と二次巻線４０と
の間の漏洩インダクタンスを表わすインダクタンス４２
が直列に接続されている。インダクタンスＬ１は、出力
変成器Ｔ１の二次巻線４０ａと４０ｂとの間の漏洩イン
ダクタンスを表わす。巻線３９，３９′は、巻線３８と
同一巻線数の第３の変成器を表わす。二次巻線４０ａ，
４０ｂは、電流を負荷５０へ供給する、ダイオード４
４，４６及び容量４８よりなる整流回路に接続されてい
る。
【００３４】図６ａ−６ｃに示すように、導通状態のス
イッチングトランジスタＱ１またはＱ２の一方が遮断さ
れた後、インダクタンスＬ１及びＬｘの両方に同時に電
流が流れる。二次巻線及びそれらに連携する一次巻線で
は、一方の電流が０へランプ状に減少すると、それと同
時にもう一方の電流がランプ状に増加して、スイッチン
グトランジスタＱ１及びＱ２に低いピークのスイッチン
グ電流が流れ、出力にはさらに低いリップル電流が流れ
る（図６ｃ）。コンバータ１０の残りの回路は、図１に
関連して説明したように動作する。通常、インダクタン
スＬｘを流れる電流は図６ａに示すように交流である
が、インダクタンスＬ１を流れる電流は連続する電流で
ある。
イッチングトランジスタＱ１またはＱ２の一方が遮断さ
れた後、インダクタンスＬ１及びＬｘの両方に同時に電
流が流れる。二次巻線及びそれらに連携する一次巻線で
は、一方の電流が０へランプ状に減少すると、それと同
時にもう一方の電流がランプ状に増加して、スイッチン
グトランジスタＱ１及びＱ２に低いピークのスイッチン
グ電流が流れ、出力にはさらに低いリップル電流が流れ
る（図６ｃ）。コンバータ１０の残りの回路は、図１に
関連して説明したように動作する。通常、インダクタン
スＬｘを流れる電流は図６ａに示すように交流である
が、インダクタンスＬ１を流れる電流は連続する電流で
ある。
【００３５】図６ｂに示すように、スイッチングトラン
ジスタＱ１またはＱ２が遮断すると、ダイオード４４ま
たは４６を流れる電流が０から増加すると同時に、その
反対のダイオードへの電流が０に減少する。スイッチン
グトランジスタＱ２がゆっくりと導通すると、ダイオー
ドＤ２を電流が流れてＱ２の容量Ｃ２を放電させ、スイ
ッチングトランジスタＱ１の容量Ｃ１を充電する。出力
電流は、図６ｂ及び６ｃに示すように、ダイオード４４
及び４６を流れる電流の総和である。図７，８，９及び
１０に示すように、出力変成器Ｔ１のコアには巻線が分
離して配置されているため、巻線４０ａ，４０ｂを電流
が流れる。この出力変成器Ｔ１は、スイッチングトラン
ジスタＱ１及びＱ２のＩ2Ｒ損を減少させる。さらに、
図６ｃに示すように、負荷５０への出力のリップル電流
が著しく減少する。
ジスタＱ１またはＱ２が遮断すると、ダイオード４４ま
たは４６を流れる電流が０から増加すると同時に、その
反対のダイオードへの電流が０に減少する。スイッチン
グトランジスタＱ２がゆっくりと導通すると、ダイオー
ドＤ２を電流が流れてＱ２の容量Ｃ２を放電させ、スイ
ッチングトランジスタＱ１の容量Ｃ１を充電する。出力
電流は、図６ｂ及び６ｃに示すように、ダイオード４４
及び４６を流れる電流の総和である。図７，８，９及び
１０に示すように、出力変成器Ｔ１のコアには巻線が分
離して配置されているため、巻線４０ａ，４０ｂを電流
が流れる。この出力変成器Ｔ１は、スイッチングトラン
ジスタＱ１及びＱ２のＩ2Ｒ損を減少させる。さらに、
図６ｃに示すように、負荷５０への出力のリップル電流
が著しく減少する。
【００３６】図７を参照して、図５に示す出力変成器Ｔ
１はコア１１０を備えたものとして示してある。出力変
成器Ｔ１は、変成器とインダクター装置を、磁気材料の
連続コア１１０を有する単一磁気構造の形に組み合わせ
たものである。コア１１０は、第１の脚部１１２、それ
に対向する第２の脚部１１４、第３の脚部１１６及びそ
れに対向する第４の脚部１１８を有する。第１の二次巻
線４０ａは、第１の脚部１１２上に巻回されている。第
２の二次巻線４０ｂは、第２の脚部１１４上に巻回され
ている。一次巻線３８は、第１の脚部１１２、第３の脚
部１１６及び第２の脚部１１４上に巻回されている。別
の方法として、一次巻線３８をコア１１０の１つまたは
２つの脚部上に巻回してもよい。
１はコア１１０を備えたものとして示してある。出力変
成器Ｔ１は、変成器とインダクター装置を、磁気材料の
連続コア１１０を有する単一磁気構造の形に組み合わせ
たものである。コア１１０は、第１の脚部１１２、それ
に対向する第２の脚部１１４、第３の脚部１１６及びそ
れに対向する第４の脚部１１８を有する。第１の二次巻
線４０ａは、第１の脚部１１２上に巻回されている。第
２の二次巻線４０ｂは、第２の脚部１１４上に巻回され
ている。一次巻線３８は、第１の脚部１１２、第３の脚
部１１６及び第２の脚部１１４上に巻回されている。別
の方法として、一次巻線３８をコア１１０の１つまたは
２つの脚部上に巻回してもよい。
【００３７】本発明の重要な特徴は、出力変成器Ｔ１の
巻線４０ａ、４０ｂをコア１１０の周りに離隔して、オ
ーバーラップさせずに巻回することである。巻線４０
ａ，４０ｂはコア１１０の周りに分布しているため、出
力変成器Ｔ１には高温のスポットが生じない。さらに、
コア１１０上に巻線４０ａ，４０ｂ及び３８が分布して
いるため、より大きなスループットパワーが得られる。
図７の巻線４０ａ，４０ｂ及び３８の図示の巻線数は例
示目的に過ぎず、実際の巻線数は一体型磁気出力変成器
Ｔ１の特定の用途に応じて異なる。巻線をそれぞれの脚
部に巻回する態様については、相対的極性を点により表
示してある。
巻線４０ａ、４０ｂをコア１１０の周りに離隔して、オ
ーバーラップさせずに巻回することである。巻線４０
ａ，４０ｂはコア１１０の周りに分布しているため、出
力変成器Ｔ１には高温のスポットが生じない。さらに、
コア１１０上に巻線４０ａ，４０ｂ及び３８が分布して
いるため、より大きなスループットパワーが得られる。
図７の巻線４０ａ，４０ｂ及び３８の図示の巻線数は例
示目的に過ぎず、実際の巻線数は一体型磁気出力変成器
Ｔ１の特定の用途に応じて異なる。巻線をそれぞれの脚
部に巻回する態様については、相対的極性を点により表
示してある。
【００３８】図８及び９は、第１の二次巻線４０ｂ及び
第２の二次巻線４０ａをそれぞれ巻回した第１の脚部１
３６及び第２の脚部１３８を備えたコア１３０を示す。
コア１３０はさらに、第３の脚部１３２及び第４の脚部
１３４を有する。一次巻線３８は、第３の脚部１３２の
周りに（図８）または第３の脚部１３２と第４の脚部１
３４の周りに（図９）巻回される。第１の脚部１３６と
第２の脚部１３８の間には、エアギャップ脚部１３９が
ある。
第２の二次巻線４０ａをそれぞれ巻回した第１の脚部１
３６及び第２の脚部１３８を備えたコア１３０を示す。
コア１３０はさらに、第３の脚部１３２及び第４の脚部
１３４を有する。一次巻線３８は、第３の脚部１３２の
周りに（図８）または第３の脚部１３２と第４の脚部１
３４の周りに（図９）巻回される。第１の脚部１３６と
第２の脚部１３８の間には、エアギャップ脚部１３９が
ある。
【００３９】図１０、巻線４０ａ、４０ｂ及び３８を離
隔して巻回したトロイドよりなるコア１４０を示す。
隔して巻回したトロイドよりなるコア１４０を示す。
【００４０】本発明を特定の実施例につき詳細に説明し
た。当業者にとっては種々の変形例及び設計変更が想到
されるであろうが、それは頭書した特許請求の範囲内に
包含されるものである。
た。当業者にとっては種々の変形例及び設計変更が想到
されるであろうが、それは頭書した特許請求の範囲内に
包含されるものである。
【図１】半波ブリッジ実施例を示す電力コンバータの概
略図。
略図。
【図２】本発明の隔離型全波ブリッジ実施例を示すコン
バータの概略図。
バータの概略図。
【図３】図３ａは図１のスイッチングトランジスタＱ１
及びＱ２の電流波形；図３ｂはＱ１のドレン−ソース間
電圧波形；図３ｃはＱ２のドレン−ソース間電圧波形；
図３ｄはＱ２のゲート−ソース間電圧波形；図３ｅはＱ
１のゲート−ソース間電圧波形。
及びＱ２の電流波形；図３ｂはＱ１のドレン−ソース間
電圧波形；図３ｃはＱ２のドレン−ソース間電圧波形；
図３ｄはＱ２のゲート−ソース間電圧波形；図３ｅはＱ
１のゲート−ソース間電圧波形。
【図４】図１に示す駆動回路の動作を説明するための電
流及び電圧波形。
流及び電圧波形。
【図５】一体型磁気出力変成器を用いる本発明の電力コ
ンバータの半波ブリッジ実施例の概略図。
ンバータの半波ブリッジ実施例の概略図。
【図６】図６ａは図５に示す出力変成器Ｔ１の一次巻線
電流波形；図６ｂは図５に示すスイッチングトランジス
タＱ１及びＱ２の電流波形；図６ｃは図５に示すコンバ
ータの出力電流波形；図６ｄはＱ１のドレン−ソース間
電圧波形；図６ｅはＱ２のドレン−ソース間電圧波形；
図６ｆはＱ２のゲート−ソース間電圧波形；図６ｇはＱ
１のゲート−ソース間電圧波形。
電流波形；図６ｂは図５に示すスイッチングトランジス
タＱ１及びＱ２の電流波形；図６ｃは図５に示すコンバ
ータの出力電流波形；図６ｄはＱ１のドレン−ソース間
電圧波形；図６ｅはＱ２のドレン−ソース間電圧波形；
図６ｆはＱ２のゲート−ソース間電圧波形；図６ｇはＱ
１のゲート−ソース間電圧波形。
【図７】本発明の一体型磁気出力変成器の実施例。
【図８】エアギャップ脚部を有する本発明の一体型磁気
電力コンバータのさらに別の実施例。
電力コンバータのさらに別の実施例。
【図９】エアギャップ脚部を有する本発明の一体型磁気
電力コンバータのさらに別の実施例。
電力コンバータのさらに別の実施例。
【図１０】トロイド形コアを備えた一体型磁気出力変成
器のさらに別の実施例を示す。
器のさらに別の実施例を示す。
【符号の説明】 １０ 直流−直流電力コンバータ １２，１４ スイッチング装置 Ｑ１，Ｑ２ スイッチングトランジスタ Ｃ１，Ｃ２ 出力容量 Ｄ１，Ｄ２ 真性ダイオード １６，１８，２０，２２ 寄生容量 ３０，３２ 電圧源 ４２ インダクタンス Ｔ１ 出力変成器 ６０，６２ 駆動回路 ８０ 駆動変成器 ９０ 制御回路 ９２ エラー増幅／補償／基準回路 ９４ 電圧制御型発振器 ９６ フリップフロップ １１０ コア １１２ 第１の脚部 １１４ 第２の脚部 １１６ 第３の脚部 １１８ 第４の脚部 １３０ コア １３６ 第１の脚部 １３８ 第２の脚部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０１Ｆ 27/28 Ｈ０１Ｆ 27/24 Ｈ
Claims (9)
- 【請求項１】 制御自在の連続する電力を負荷に供給す
る直流−直流電力コンバータであって、 各々がゲート−ソース間の寄生容量、ゲート−ドレイン
間の寄生容量、出力容量及び真性ダイオードを有する、
接続点を介して接続された第１及び第２の制御可能なス
イッチングデバイスと、 接続点を介して接続された第１及び第２の電源と、 一次巻線、第１及び第２の二次巻線、一次巻線及び第１
及び第２の二次巻線の各々と直列に接続されたインダク
タンスを有し、各二次巻線が制御自在の電流を負荷に供
給するため負荷に接続された整流回路に接続され、一次
巻線が第１及び第２の制御可能なスイッチングデバイス
の間の接続点と、第１と第２の電源の間の接続点との間
に接続された出力変成器と、 第１の制御可能なスイッチングデバイスに接続された第
１の駆動回路と、 第２の制御可能なスイッチングデバイスに接続された第
２の駆動回路と、 一次巻線及び第１及び第２の二次巻線を有し、第１の二
次巻線が第１の駆動回路に接続され、第２の二次巻線が
第２の駆動回路に接続された駆動変成器と、 第１及び第２の駆動回路を交互に作動及び非作動にする
ため駆動変成器の一次巻線に接続された制御回路とより
なり、 第１の駆動回路は、インダクタンス及び出力変成器の一
次巻線を流れる電流が第１の制御可能なスイッチングデ
バイスの実効出力容量を放電させるまで、第１の制御可
能なスイッチングデバイスのゲート−ソース間電圧しき
い値に到達しないように、第１の制御可能なスイッチン
グデバイスのゲート−ソース間の実効寄生容量の充電を
開始し、その後、第１の制御可能なスイッチングデバイ
スの真性ダイオードが導通を開始するように、第１の制
御可能なスイッチングデバイスを作動し、 第２の駆動回路は、インダクタンス及び出力変成器の一
次巻線を流れる電流が第２の制御可能なスイッチングデ
バイスの実効出力容量を放電させるまで、第２の制御可
能なスイッチングデバイスのゲート−ソース間電圧しき
い値に到達しないように、第２の制御可能なスイッチン
グデバイスのゲート−ソース間の実効寄生容量の充電を
開始し、その後、第２の制御可能なスイッチングデバイ
スの真性ダイオードが導通を開始するように、第２の制
御可能なスイッチングデバイスを作動し、 かくして第１及び第２の制御可能なスイッチングデバイ
スが制御自在の連続する電力を負荷に供給することを特
徴とする直流−直流電力コンバータ。 - 【請求項２】 前記制御回路は、第２の駆動回路が非作
動状態にある間第１の駆動回路を作動するように動作
し、また第１の駆動回路が非作動状態にある間第２の駆
動回路を作動するように動作することを特徴とする請求
項１の直流−直流電力コンバータ。 - 【請求項３】 出力変成器の一次巻線と直列のインダク
タンスは漏洩インダクタンスであることを特徴とする請
求項１の直流−直流電力コンバータ。 - 【請求項４】 出力変成器の一次巻線と直列のインダク
タンスは個別のインダクタンスであることを特徴とする
請求項１の直流−直流電力コンバータ。 - 【請求項５】 第１及び第２の制御可能なスイッチング
デバイスは、電界効果型トランジスタよりなることを特
徴とする請求項１の直流−直流電力コンバータ。 - 【請求項６】 出力変成器はコアを有し、第１及び第２
の二次巻線はコア上の互いに離隔した所に巻回されてお
り、一次巻線は第１及び第２の二次巻線から離隔したと
ころに巻回されていることを特徴とする請求項１の直流
−直流電力コンバータ。 - 【請求項７】 前記コアは連続する磁気構造を形成する
第１、第２、第３及び第４の脚部を有し、第１の脚部は
第２の脚部と対向する位置にあり、第１の二次巻線は第
１の脚部上に巻回され、第２の二次巻線は第２の脚部上
に巻回され、一次巻線は少なくと第３の脚部上に巻回さ
れていることを特徴とする請求項６の直流−直流電力コ
ンバータ。 - 【請求項８】 前記コアは第１の脚部と第２の脚部の間
の中央位置にそれらと平行に形成されたエアギャップ脚
部を有することを特徴とする請求項７の直流−直流電力
コンバータ。 - 【請求項９】 前記コアはトロイドであることを特徴と
する請求項６の直流−直流電力コンバータ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/082513 | 1998-05-21 | ||
| US09/082,513 US5920473A (en) | 1998-03-09 | 1998-05-21 | Dc-to-Dc power converter with integrated magnetic power transformer |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000004584A true JP2000004584A (ja) | 2000-01-07 |
Family
ID=22171689
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11140936A Pending JP2000004584A (ja) | 1998-05-21 | 1999-05-21 | 直流―直流電力コンバ―タ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5920473A (ja) |
| EP (1) | EP0966091A3 (ja) |
| JP (1) | JP2000004584A (ja) |
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| JP2001251861A (ja) * | 2000-02-08 | 2001-09-14 | Vlt Corp | アクティブ整流器 |
| JP2008253113A (ja) * | 2007-03-30 | 2008-10-16 | Tdk Corp | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP2008259387A (ja) * | 2007-04-09 | 2008-10-23 | Tdk Corp | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
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| EP2677526B1 (en) * | 2012-06-22 | 2017-09-27 | DET International Holding Limited | Integrated magnetics for switched mode power converter |
| KR101428392B1 (ko) * | 2013-05-31 | 2014-08-08 | 현대자동차주식회사 | 전류배율기가 적용되는 풀브리지 dc-dc컨버터 |
| KR20180070328A (ko) | 2016-12-16 | 2018-06-26 | 삼성전자주식회사 | 반송파 집성을 위한 저잡음 증폭기 및 이를 포함하는 장치 |
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- 1999-05-19 EP EP99303899A patent/EP0966091A3/en not_active Withdrawn
- 1999-05-21 JP JP11140936A patent/JP2000004584A/ja active Pending
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