DE112022002888T5 - Gleichrichterschaltung und stromversorgung damit - Google Patents

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Yoshihiro Miwa
Hiroyuki Shoji
Junichi Sakano
Tomoyuki Utsumi
Takahiro Higuchi
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Hitachi Power Semiconductor Device Ltd
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Abstract

Die vorliegende Erfindung stellt eine Gleichrichterschaltung bereit, die ein Schaltelement wie etwa einen MOSFET verwendet, um eine synchrone Gleichrichtung durchzuführen, und die die Kapazität eines Kondensators reduzieren kann, der Leistung an eine Treiberschaltung des Schaltelements zur synchronen Gleichrichtung liefert. Diese Gleichrichterschaltung weist eine Anode und eine Kathode auf und ist versehen mit: einem ersten Schaltelement, in dem ein erster Anschluss mit der Kathode der Gleichrichterschaltung verbunden ist und ein zweiter Anschluss mit der Anode der Gleichrichterschaltung verbunden ist; einer ersten Diode, in der eine Kathode mit dem ersten Anschluss verbunden ist und eine Anode mit dem zweiten Anschluss verbunden ist; einem zweiten Schaltelement, in dem ein dritter Anschluss mit dem ersten Anschluss verbunden ist; einer zweiten Diode, in der eine Anode mit einem vierten Anschluss des zweiten Schaltelements verbunden ist; einem ersten Kondensator, in dem ein positiver Elektrodenanschluss mit einer Kathode der zweiten Diode verbunden ist und ein negativer Elektrodenanschluss mit dem zweiten Anschluss verbunden ist; einem Komparator, der die Spannung zwischen dem vierten Anschluss und dem zweiten Anschluss erfasst und Leistung von dem ersten Kondensator liefert; einem Gate-Treiber, in dem ein Eingangsanschluss mit einem Ausgangsanschluss des Komparators verbunden ist und ein Ausgangsanschluss mit einem fünften Anschluss des ersten Schaltelements verbunden ist, um das erste Schaltelement zu steuern, und der das erste Schaltelement basierend auf einem Ausgangssignal des Komparators steuert; und einer Steuerschaltung, die mit einem sechsten Anschluss des zweiten Schaltelements verbunden ist, die ein Signal eingibt, das das zweite Schaltelement steuert, wobei die Steuerschaltung das zweite Schaltelement so steuert, dass es kontinuierlich EIN ist, und die Spannung zwischen dem vierten Anschluss und dem sechsten Anschluss des zweiten Schaltelements so steuert, dass die Spannung des ersten Kondensators eine vorgeschriebene Zielspannung nicht überschreitet, wodurch der Strom gesteuert wird, der von dem dritten Anschluss des zweiten Schaltelements zu dem vierten Anschluss fließt.

Description

  • Technisches Gebiet
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Konfiguration einer Gleichrichterschaltung und einer Stromversorgung, und insbesondere auf eine effektive Technik, die auf eine Gleichrichterschaltung angewendet wird, die eine synchrone Gleichrichtung unter Verwendung eines Schaltelements wie etwa eines Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistors (MOSFET) durchführt.
  • Stand der Technik
  • Um einen Wechselstrom in einen Gleichstrom gleichzurichten, wird eine synchrone Gleichrichtung verwendet, bei der eine Diode durch ein Schaltelement wie etwa einen MOSFET ersetzt wird. Eine Gleichrichtung unter Verwendung einer Diode hat ein Problem, dass ein Verlust groß ist, weil ein Spannungsabfall aufgrund eines eingebauten Potentials der Diode auftritt. Andererseits ist beispielsweise bei einer synchronen Gleichrichtung unter Verwendung eines MOSFET, da kein eingebautes Potential des MOSFET vorhanden ist und ein Vorwärtsstrom von 0 V ansteigt, der Verlust gering. Daher wird insbesondere bei einer Schaltmodus-Stromversorgung wie etwa einer Frontend-Stromversorgung mit strenger Effizienzregelung eine synchrone Gleichrichtung hauptsächlich unter Verwendung eines MOSFET verwendet, um eine Gleichrichtung durchzuführen, um den Verlust zu verringern.
  • Beispiele für Stand der Technik des vorliegenden technischen Gebiets umfassen Techniken von PTL 1 und PTL 2.
  • PTL 1 und PTL 2 offenbaren Gleichrichterschaltungen, die eine synchrone Gleichrichtung erreichen.
  • Diese Gleichrichterschaltungen enthalten jeweils hauptsächlich einen MOSFET zur synchronen Gleichrichtung und eine zugehörige Treiberschaltung, einen Kondensator, der die Treiberschaltung speist, ein Schaltelement, das eine Spannung des Kondensators steuert, und eine Steuerschaltung davon. Die Treiberschaltung steuert das Ein-/Ausschalten des MOSFETs basierend auf einer Schwellenspannung der Treiberschaltung und einer erfassten Drain-Source-Spannung des MOSFETs.
  • Der Kondensator, der die Treiberschaltung speist, wird mit einem elektrischen Strom geladen, der durch einen Pfad eines Drain-Anschlusses des MOSFETs, des Kondensators und eines Source-Anschlusses des MOSFETs fließt, nachdem der MOSFET ausgeschaltet wurde. Wenn das Laden des Kondensators gestartet wird, erhöht sich die Spannung des Kondensators, um der Drain-Source-Spannung des MOSFETs zu folgen.
  • Hier muss in einem Fall, in dem die Drain-Source-Spannung des MOSFETs sehr größer als eine Betriebsspannung der Treiberschaltung oder dergleichen ist, die Spannung des Kondensators gleich oder niedriger als eine Zielspannung sein, so dass keine übermäßige Spannung an den Kondensator, die Treiberschaltung, das Gate des MOSFETs und dergleichen angelegt wird.
  • In einer solchen Gleichrichterschaltung wird, nachdem die Spannung des Kondensators die Zielspannung erreicht, das zwischen dem Drain-Anschluss des MOSFETs und einem positiven Elektrodenanschluss des Kondensators eingefügte Schaltelement ausgeschaltet, um den Ladestrom des Kondensators abzuschalten. Infolgedessen wird die Spannung des Kondensators gleich oder niedriger als die Zielspannung gemacht.
  • Danach nimmt, da die im Kondensator akkumulierte Leistung als Standby-Leistung der Treiberschaltung verbraucht wird, die Spannung des Kondensators ab. Danach nimmt, da die im Kondensator akkumulierte Leistung als Leistungsverbrauch der Treiberschaltung oder Erzeugung der Gate-Source-Spannung des MOSFETs verwendet wird, die Spannung des Kondensators weiter ab, bis der MOSFET wieder ausgeschaltet wird und das Laden des Kondensators nach dem Einschaltzeitraum des MOSFETs gestartet wird.
  • Wie oben beschrieben, wird die Kapazität des Kondensators derart ausgewählt, dass die Spannung des Kondensators gleich oder höher als zum Beispiel eine Betriebsgarantiespannung der Treiberschaltung oder eine Gate-Schwellenspannung des MOSFETs während des Zeitraums vom Abschluss des Ladens des Kondensators bis zum erneuten Start des Ladens des Kondensators ist.
  • Entgegenhaltungsliste
  • Patentliteratur
    • PTL 1: JP 2001-251861 A
    • PTL 2: US 10,756,645
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Technisches Problem
  • Wie oben beschrieben, ist in den herkömmlichen Gleichrichterschaltungen, die in PTL 1 und PTL 2 offenbart sind, ein Kondensator erforderlich, der die Treiberschaltung des MOSFET zur synchronen Gleichrichtung speist, und das Volumen des Kondensators wirkt sich schädlich auf die Verkleinerung und die Kostenreduzierung der Gleichrichterschaltungen aus.
  • Daher ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Gleichrichterschaltung bereitzustellen, die eine synchrone Gleichrichtung unter Verwendung eines Schaltelements wie etwa eines MOSFET durchführt und in der Lage ist, eine Kapazität eines Kondensators zum Speisen einer Treiberschaltung eines Schaltelements zur synchronen Gleichrichtung und einer Stromversorgung unter Verwendung der Gleichrichterschaltung zu reduzieren.
  • Lösung des Problems
  • Um das obige Problem zu lösen, stellt die vorliegende Erfindung eine Gleichrichterschaltung mit einer Anode und einer Kathode bereit, wobei die Gleichrichterschaltung ein erstes Schaltelement mit einem ersten Anschluss, der mit der Kathode der Gleichrichterschaltung verbunden ist, und einem zweiten Anschluss, der mit der Anode der Gleichrichterschaltung verbunden ist, eine erste Diode mit einer Kathode, die mit dem ersten Anschluss verbunden ist, und einer Anode, die mit dem zweiten Anschluss verbunden ist, ein zweites Schaltelement mit einem dritten Anschluss, der mit dem ersten Anschluss verbunden ist, eine zweite Diode mit einer Anode, die mit einem vierten Anschluss des zweiten Schaltelements verbunden ist, einen ersten Kondensator mit einem positiven Elektrodenanschluss, der mit einer Kathode der zweiten Diode verbunden ist, und einem negativen Elektrodenanschluss, der mit dem zweiten Anschluss verbunden ist, einen Komparator, der eine Spannung zwischen dem vierten Anschluss und dem zweiten Anschluss erfasst und Leistung von dem ersten Kondensator erhält, einen Gate-Treiber mit einem Eingangsanschluss, der mit einem Ausgangsanschluss des Komparators verbunden ist, und einem Ausgangsanschluss, der mit einem fünften Anschluss des ersten Schaltelements verbunden ist, wobei der fünfte Anschluss zur Steuerung des ersten Schaltelements dient, wobei der Gate-Treiber das erste Schaltelement basierend auf einem Ausgangssignal von dem Komparator steuert, und eine Steuerschaltung, die mit einem sechsten Anschluss des zweiten Schaltelements verbunden ist und ein Signal zum Steuern des zweiten Schaltelements empfängt. Die Steuerschaltung steuert das zweite Schaltelement so, dass es sich immer in einem Ein-Zustand befindet, und eine Spannung zwischen dem sechsten Anschluss und dem vierten Anschluss des zweiten Schaltelements so steuert, dass eine Spannung des ersten Kondensators nicht größer als eine vorbestimmte Zielspannung wird, um einen Strom zu steuern, der von dem dritten Anschluss zu dem vierten Anschluss des zweiten Schaltelements fließt.
  • Vorteilhafte Wirkungen der Erfindung
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung ist es möglich, eine Gleichrichterschaltung zu erreichen, die eine synchrone Gleichrichtung unter Verwendung eines Schaltelements wie etwa eines Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistors (MOSFET) durchführt und in der Lage ist, eine Kapazität eines Kondensators zum Speisen einer Treiberschaltung des Schaltelements zur synchronen Gleichrichtung und einer Stromversorgung unter Verwendung der Gleichrichterschaltung zu reduzieren.
  • Dementsprechend können eine Verkleinerung und eine Kostenreduzierung der Gleichrichterschaltung und der Stromversorgung unter Verwendung der Gleichrichterschaltung erreicht werden.
  • Andere als die oben beschriebenen Probleme, Konfigurationen und Wirkungen werden durch die folgende Beschreibung von Ausführungsformen verdeutlicht.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
    • [1] 1 ist ein Diagramm, das eine Konfiguration einer Gleichrichterschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
    • [2] 2 ist ein Diagramm, das Betriebswellenformen der Gleichrichterschaltung von 1 veranschaulicht.
    • [3] 3 ist ein Diagramm, das eine Konfiguration einer Gleichrichterschaltung gemäß einer zweiten und fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
    • [4] 4 ist ein Diagramm, das eine Konfiguration einer Gleichrichterschaltung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
    • [5] 5 ist ein Diagramm, das eine Konfiguration einer Gleichrichterschaltung gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
    • [6] 6 ist ein Diagramm, das eine Konfiguration eines Halbleitergehäuses gemäß einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
    • [7] 7 ist ein Diagramm, das eine Konfiguration des Halbleitergehäuses gemäß der sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
    • [8] 8 ist ein Diagramm, das eine Konfiguration einer Front-End-Stromversorgung gemäß einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
    • [9] 9 ist ein Diagramm, das Betriebswellenformen einer herkömmlichen Gleichrichterschaltung veranschaulicht.
  • Beschreibung von Ausführungsformen
  • Im Folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. Es sei angemerkt, dass in den Zeichnungen die gleichen Komponenten mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind und die ausführliche Beschreibung überlappender Komponenten weggelassen wird.
  • Zusätzlich ist in jeder Zeichnung ein Drain-Anschluss eines Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistors (MOSFET) Q1 als ein erster Anschluss 6, ein Source-Anschluss des MOSFET Q1 als ein zweiter Anschluss 7, ein Drain-Anschluss eines MOSFET Q2 als ein dritter Anschluss 8, ein Source-Anschluss des MOSFET Q2 als ein vierter Anschluss 9, ein Gate-Anschluss des MOSFET Q1 als ein fünfter Anschluss 10, ein Gate-Anschluss des MOSFET Q2 als ein sechster Anschluss 11, ein Anschluss eines Widerstands R1 als ein siebter Anschluss 12, der andere Anschluss des Widerstands R1 als ein achter Anschluss 13, ein Anschluss eines Widerstands R2 als ein neunter Anschluss 14 und der andere Anschluss des Widerstands R2 als ein zehnter Anschluss 15 dargestellt.
  • Im Folgenden wird die Beschreibung auf der Grundlage der obigen Definition gegeben.
  • Erste Ausführungsform
  • Eine Konfiguration einer Gleichrichterschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung und ein Steuerverfahren davon werden unter Bezugnahme auf die 1, 2 und 9 beschrieben. 1 ist ein Diagramm, das die Konfiguration der Gleichrichterschaltung der vorliegenden Ausführungsform veranschaulicht, und 2 ist ein Diagramm, das Betriebswellenformen der Gleichrichterschaltung von 1 veranschaulicht. Es sei angemerkt, dass 9 ein Diagramm ist, das Betriebswellenformen einer herkömmlichen Gleichrichterschaltung veranschaulicht, die als ein Vergleichsbeispiel veranschaulicht ist, um das Verständnis der vorliegenden Erfindung zu erleichtern.
  • Zunächst wird die Konfiguration der Gleichrichterschaltung gemäß der vorliegenden Ausführungsform unter Bezugnahme auf 1 beschrieben. Wie in 1 veranschaulicht, enthält die Gleichrichterschaltung der vorliegenden Ausführungsform den MOSFET Q1, eine Treiberschaltung 1 davon, den MOSFET Q2, eine Steuerschaltung 5 davon, eine Diode D und einen Kondensator C1.
  • Die Treiberschaltung 1 des MOSFET Q1 enthält einen Komparator Co und eine Gate-Treiberelektrode GD.
  • In 1 sind der MOSFET Q1 und der MOSFET Q2 als ein n-Kanal-Anreicherungs-MOSFET bzw. ein n-Kanal-Verarmungs-MOSFET veranschaulicht. Der MOSFET Q1 und der MOSFET Q2 können jedoch durch andere Schaltelemente oder Dioden zusammen mit Body-Dioden, die in den MOSFETs integriert sind, ersetzt werden.
  • Als Nächstes wird ein Steuerverfahren der Gleichrichterschaltung von 1 unter Bezugnahme auf 2 beschrieben. 2 veranschaulicht die Betriebswellenformen der Gleichrichterschaltung in einem Fall, in dem eine Widerstandslast mit einer Brücke verbunden ist, die vier in 1 veranschaulichte Gleichrichterschaltungen enthält, und eine sinusförmige Spannung eingegeben wird.
  • Zum Zeitpunkt t0 endet ein Gleichrichtungszeitraum und ein Nichtgleichrichtungszeitraum startet.
  • Ein Zeitraum vom Zeitpunkt t0 bis zum Zeitpunkt t1 ist der Nichtgleichrichtungszeitraum und der MOSFET Q1 befindet sich in einem Aus-Zustand. Zusätzlich erhöht sich eine Drain-Source-Spannung Vdsl des MOSFETs Q1, wenn sich die sinusförmige Spannung, die in die Brücke eingegeben wird, erhöht.
  • Zusätzlich ist eine Gate-Source-Spannung Vgs2 des MOSFETs Q2 größer als eine Gate-Schwellenspannung Vgth2 des MOSFETs Q2 und der MOSFET Q2 befindet sich im Ein-Zustand.
  • Wenn die Drain-Source-Spannung Vdsl des MOSFETs Q1 größer als die Summe einer Spannung Vc1 des Kondensators C1 und einer Vorwärtsspannung Vf der Diode D wird, wird das Laden des Kondensators C1 gestartet und die Spannung Vc1 des Kondensators C1 erhöht sich. Der Ladestrom des Kondensators C1 fließt durch einen Pfad des Drain-Anschlusses des MOSFETs Q1, des MOSFETs Q2, der Diode D, des Kondensators C1 und des Source-Anschlusses des MOSFETs Q1.
  • Die Zeit t1 ist, wenn die Drain-Source-Spannung Vdsl des MOSFETs Q1 gleich der Summe einer Ziel-Höchstspannung Vcref1 des Kondensators C1 und der Vorwärtsspannung Vf der Diode D ist. Die Ziel-Höchstspannung Vcref1 des Kondensators C1 wird ausgewählt; um zu verhindern, dass eine übermäßige Spannung, an den Kondensator C1, die Treiberschaltung 1, das Gate des MOSFETs Q1 und dergleichen angelegt wird. Die Ziel-Höchstspannung Vcref1 kann zum Beispiel gleich oder niedriger als eine niedrigste maximale Nennspannung sein, die aus einer maximalen Nennspannung des Komparators Co, einer maximalen Nennspannung der Gate-Treiberelektrode GD oder einer maximalen Nennspannung zwischen dem Gate und der Source des MOSFETs Q1 ausgewählt wird.
  • Ein Zeitraum vom Zeitpunkt t1 bis zum Zeitpunkt t2 ist ein Nichtgleichrichtungszeitraum und der MOSFET Q1 befindet sich in dem Aus-Zustand. Ferner erhöht sich die Drain-Source-Spannung Vdsl des MOSFETs Q1, wenn sich die sinusförmige Spannung, die in die Brücke eingegeben wird, erhöht, und verringert sich dann.
  • Zusätzlich ist die Gate-Source-Spannung Vgs2 des MOSFETs Q2 größer als die Gate-Schwellenspannung Vgth2 des MOSFETs Q2 und der MOSFET Q2 befindet sich immer im Ein-Zustand.
  • Die Gate-Source-Spannung Vgs2 des MOSFETs Q2 wird jedoch so gesteuert, dass die Spannung Vc1 des Kondensators C1 nicht größer als die Ziel-Höchstspannung Vcref1 des Kondensators C1 ist. Infolgedessen wird der Strom, der vom Drain zur Source des MOSFETs Q2 fließt, gesteuert.
  • Insbesondere wird die Gate-Source-Spannung Vgs2 des MOSFETs Q2 um die Gate-Schwellenspannung Vgth2 des MOSFETs Q2 gehalten, so dass der Ein-Widerstand des MOSFETs Q2 hoch wird. Zu diesem Zeitpunkt wird eine Differenzspannung zwischen der Drain-Source-Spannung Vdsl des MOSFETs Q1 und der Summe der Spannung Vc1 des Kondensators C1 und der Vorwärtsspannung Vf der Diode D zwischen dem Drain und der Source des MOSFETs Q2 angelegt.
  • Während dieses Zeitraums wird die im Kondensator C1 akkumulierte Leistung als Standby-Leistung der Treiberschaltung 1 verbraucht. Andererseits wird ein Ladestrom des Kondensators C1, der durch den Pfad vom Drain des MOSFETs Q1, des MOSFETs Q2, der Diode D, des Kondensators C1 und der Source des MOSFETs Q1 fließt, nicht abgeschaltet, und der Kondensator C1 wird geladen, wodurch eine Abnahme der Spannung des Kondensators C1 unterdrückt wird.
  • Ein Zeitraum vom Zeitpunkt t2 bis zum Zeitpunkt t3 ist ein Nichtgleichrichtungszeitraum und der MOSFET Q1 befindet sich in dem Aus-Zustand. Ferner verringert sich die Drain-Source-Spannung Vdsl des MOSFETs Q1, wenn sich die sinusförmige Spannung, die in die Brücke eingegeben wird, verringert.
  • Während dieses Zeitraums ist die Gate-Source-Spannung Vgs2 des MOSFETs Q2 größer als die Gate-Schwellenspannung Vgth2 des MOSFETs Q2 und der MOSFET Q2 befindet sich im Ein-Zustand. Da andererseits die Drain-Source-Spannung Vdsl des MOSFETs Q1 kleiner als die Summe der Spannung Vc1 des Kondensators C1 und der Vorwärtsspannung Vf der Diode D ist, wird der Kondensator C1 nicht geladen. Zu diesem Zeitpunkt verhindert die Diode D, dass eine im Kondensator C1 akkumulierte Ladung in den Drain-Anschluss des MOSFETs Q1 fließt.
  • Während dieses Zeitraums wird die im Kondensator C1 akkumulierte Leistung als Standby-Leistung der Treiberschaltung 1 verbraucht, aber da der Kondensator C1 nicht geladenwird, nimmt die Spannung Vc1 des Kondensators C1 ab.
  • Ein Zeitraum vom Zeitpunkt t3 bis zum Zeitpunkt t0 ist ein Gleichrichtungszeitraum und ein gleichgerichteter Strom fließt von einer Anode A zu einer Kathode K.
  • Zusätzlich ist die Gate-Source-Spannung Vgs2 des MOSFETs Q2 größer als die Gate-Schwellenspannung Vgth2 des MOSFETs Q2 und der MOSFET Q2 befindet sich im Ein-Zustand.
  • Der Komparator Co erfasst die Drain-Source-Spannung Vdsl des MOSFETs Q1 von dem Source-Anschluss des MOSFETs Q2 und dem Source-Anschluss des MOSFETs Q1. Die Treiberschaltung 1 schaltet den MOSFET Q1 basierend auf der erfassten Spannung ein und aus.
  • Ein spezifisches Verfahren zum Steuern des MOSFETs Q1 wird beschrieben.
  • Der gleichgerichtete Strom, der von der Anode A zur Kathode K fließt, fließt zuerst durch die Body-Diode des MOSFETs Q1. Aufgrund des Spannungsabfalls der Body-Diode weist die Drain-Source-Spannung Vdsl des MOSFETs Q1 einen negativen Wert auf.
  • Wenn die durch den Komparator Co erfasste Spannung kleiner als eine erste Schwellenspannung des Komparators Co wird, gibt der Komparator Co ein Ein-Signal aus und die Gate-Treiberelektrode GD zieht die Gate-Source-Spannung Vgs1 des MOSFETs Q1 auf die Spannung Vc1 des Kondensators C1 hoch, so dass der MOSFET Q1 eingeschaltet wird.
  • Danach wird die Drain-Source-Spannung Vdsl des MOSFETs Q1 zu einer Spannung, die durch den gleichgerichteten Strom und den Ein-Widerstand des MOSFETs Q1 bestimmt wird.
  • Der gleichgerichtete Strom nimmt mit der Zeit ab. Wenn der gleichgerichtete Strom abnimmt, erhöht sich die Drain-Source-Spannung Vdsl des MOSFETs Q1. Wenn die durch den Komparator Co erfasste Spannung größer als eine zweite Schwellenspannung des Komparators Co wird, gibt der Komparator Co ein AUS-Signal aus und die Gate-Treiberelektrode GD zieht die Gate-Source-Spannung Vgs1 des MOSFETs Q1 auf 0 V herunter, so dass der MOSFET Q1 ausgeschaltet wird.
  • Die erste Schwellenspannung und die zweite Schwellenspannung des Komparators Co können den gleichen Wert aufweisen oder die erste Schwellenspannung kann kleiner als die zweite Schwellenspannung sein. Wenn die erste Schwellenspannung kleiner als die zweite Schwellenspannung ist, ist es möglich, ein Rattern zu unterdrücken, so dass ein MOSFET wiederholt in einem kurzen Zeitraum ein- und ausgeschaltet wird.
  • Während dieses Zeitraums befindet sich der MOSFET Q2 in dem Ein-Zustand. Da andererseits die Drain-Source-Spannung Vdsl des MOSFETs Q1 kleiner als die Summe der Spannung Vc1 des Kondensators C1 und der Vorwärtsspannung Vf der Diode D ist, wird der Kondensator C1 nicht geladen.
  • Infolgedessen wird während dieses Zeitraums die im Kondensator C1 akkumulierte Leistung für den Leistungsverbrauch der Treiberschaltung 1 und die Erzeugung der Gate-Source-Spannung Vgs1 des MOSFETs Q1 verwendet, aber da der Kondensator C1 nicht geladen wird, nimmt die Spannung des Kondensators C1 ab.
  • Die Gleichrichterschaltung der vorliegenden Ausführungsform erreicht eine synchrone Gleichrichtung durch Wiederholen der obigen Steuerung.
  • Die Spannung des Kondensators C1 nimmt während eines Zeitraums vom Zeitpunkt t2 weiter ab, bis das Laden des Kondensators C1 während eines Zeitraums vom Zeitpunkt t0 bis zum Zeitpunkt t1 wieder gestartet wird.
  • Während dieses Zeitraums ist es notwendig, die Kapazität des Kondensators C1 derart auszuwählen, dass die Spannung Vc1 des Kondensators C1 gleich oder höher als eine Ziel-Mindestspannung Vcref2 des Kondensators C1 ist. Die Ziel-Mindestspannung Vcref2 ist beispielsweise eine Mindestbetriebsspannung der Treiberschaltung 1 oder weist einen Wert auf, der größer als die Gate-Schwellenspannung Vgth1 des MOSFETs Q1 ist, so dass der Ein-Widerstand des MOSFETs Q1 ausreichend klein wird.
  • Als Nächstes wird ein Verfahren zum Steuern einer herkömmlichen Gleichrichterschaltung unter Bezugnahme auf 9 beschrieben, und die Wirkung der Gleichrichterschaltung der vorliegenden Erfindung wird beschrieben.
  • Obwohl nicht veranschaulicht, enthält die herkömmliche Gleichrichterschaltung den MOSFET Q1, die Treiberschaltung 1 davon, den MOSFET Q2, die Steuerschaltung 5 davon, die Diode D und den Kondensator C1, ähnlich wie die Gleichrichterschaltung der vorliegenden Ausführungsform, die in 1 veranschaulicht ist. Der MOSFET Q1 und der MOSFET Q2 können jedoch durch andere Schaltelemente oder Dioden ersetzt werden.
  • Wie in 2 und 9 veranschaulicht, unterscheiden sich die Gleichrichterschaltung der vorliegenden Erfindung und die herkömmliche Gleichrichterschaltung in dem Verfahren zum Steuern des MOSFETs Q2 während des Zeitraums von Zeitpunkt t1 bis Zeitpunkt t2 voneinander.
  • Wie in 9 veranschaulicht, wird in der herkömmlichen Gleichrichterschaltung das Laden des Kondensators C1 während eines Zeitraums von Zeitpunkt t0 bis Zeitpunkt t1 gestartet, die Spannung Vc1 des Kondensators C1 erhöht sich und wenn die Spannung des Kondensators C1 die Ziel-Höchstspannung Vcref1 zum Zeitpunkt t1 erreicht, wird der MOSFET Q2 ausgeschaltet.
  • Während des Zeitraums von Zeitpunkt t1 bis Zeitpunkt t2 befindet sich der MOSFET Q2 in einem AUS-Zustand und für diesen Zeitraum wird der Ladestrom zum Kondensator C1 abgeschaltet, so dass die Spannung Vc1 des Kondensators C1 nicht größer als die Ziel-Höchstspannung Vcref1 ist. Während des Zeitraums von Zeitpunkt t1 bis Zeitpunkt t2 wird die im Kondensator C1 akkumulierte Leistung als Standby-Leistung der Treiberschaltung 1 verbraucht, aber da der Kondensator C1 nicht geladen wird, nimmt die Spannung Vc1 des Kondensators C1 ab.
  • Nach Zeitpunkt t1, Zeitpunkt t2 und Zeitpunkt t3 nimmt, da die im Kondensator C1 akkumulierte Leistung für den Leistungsverbrauch der Treiberschaltung 1 und die Erzeugung der Gate-Source-Spannung Vgs1 des MOSFETs Q1 verwendet wird, die Spannung Vc1 des Kondensators C1 weiter ab, bis das Laden des Kondensators C1 während des Zeitraums von Zeitpunkt t0 bis Zeitpunkt t1 wieder gestartet wird.
  • Während dieses Zeitraums muss die Kapazität des Kondensators C1 derart ausgewählt werden; dass die Spannung Vc1 des Kondensators C1 gleich oder größer als die Ziel-Mindestspannung Vcref2 des Kondensators C1 ist.
  • Andererseits kann in der Gleichrichterschaltung der vorliegenden Erfindung, wie in 2 veranschaulicht, im Vergleich zu der herkömmlichen Gleichrichterschaltung der Zeitraum, während dessen der Kondensator C1 nicht geladen wird, um den Zeitraum von Zeitpunkt t1 bis Zeitpunkt t2 reduziert werden.
  • Das heißt, ein Spannungsabfall des Kondensators C1 während des Aus-Zeitraums des MOSFETs Q1 kann unterdrückt werden, und eine erforderliche Kapazität des Kondensators C1 kann reduziert werden.
  • Als ein Vorteil der vorliegenden Ausführungsform kann die erforderliche Kapazität des Kondensators reduziert werden, indem der Spannungsabfall des Kondensators, der die Treiberschaltung des Schaltelements zur synchronen Gleichrichtung speist, während des Nichtgleichrichtungszeitraums unterdrückt wird.
  • Infolgedessen wird das Volumen des Kondensators C1 reduziert, was zu einer Verkleinerung und einer Kostenreduzierung der Gleichrichterschaltung beiträgt. Ferner ist es möglich, eine Treiberschaltung und eine integrierte Steuerschaltung (IC) zu verwenden, die eine große Leistungsmenge während des Aus-Zeitraums der MOSFETs verbrauchen.
  • Zweite Ausführungsform
  • Eine Konfiguration einer Gleichrichterschaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung und ein Steuerverfahren davon werden unter Bezugnahme auf 3 beschrieben. 3 ist ein Diagramm, das die Konfiguration der Gleichrichterschaltung gemäß der vorliegenden Ausführungsform veranschaulicht.
  • Wie in 3 veranschaulicht, enthält die Gleichrichterschaltung der vorliegenden Ausführungsform als die Steuerschaltung 5 des MOSFET Q2 einen Widerstand R1, der zwischen den Source-Anschluss und den Gate-Anschluss des MOSFET Q2 geschaltet ist, und einen Widerstand R2, der zwischen den Gate-Anschluss des MOSFET Q2 und den Source-Anschluss des MOSFET Q1 geschaltet ist. Der Widerstand R1 und der Widerstand R2 sind zwischen dem Source-Anschluss des MOSFET Q2 und dem Source-Anschluss des MOSFET Q1 in Reihe geschaltet.
  • Es sei angemerkt, dass ähnlich wie bei der ersten Ausführungsform (1) ein n-Kanal-Anreicherungs-MOSFET bzw. ein n-Kanal-Verarmungs-MOSFET als der MOSFET Q1 und der MOSFET Q2 verwendet werden.
  • Ein Anschluss des Widerstands R1 ist mit dem Source-Anschluss des MOSFET Q2 verbunden, und der andere Anschluss des Widerstands R1 ist mit dem Gate-Anschluss des MOSFET Q2 verbunden. Zusätzlich ist ein Anschluss des Widerstands R2 mit dem Gate-Anschluss des MOSFET Q2 verbunden, und der andere Anschluss des Widerstands R2 ist mit dem Source-Anschluss des MOSFET Q1 verbunden.
  • Der Betrieb der Gleichrichterschaltung der vorliegenden Ausführungsform (3) wird unter Bezugnahme auf 2 beschrieben. Der gleiche Betrieb wie der in der ersten Ausführungsform beschriebene Betrieb wird wiederholt beschrieben und somit weggelassen.
  • Während des Zeitraums vom Zeitpunkt t0 bis zum Zeitpunkt t1 wird die Drain-Source-Spannung Vdsl des MOSFETs Q1 an den MOSFET Q2, den Widerstand R1 und den Widerstand R2 angelegt. Da zum Zeitpunkt t0 die Drain-Source-Spannung Vdsl des MOSFETs Q1 0 ist, wird die an den Widerstand R1 anzulegende Spannung, das heißt die Spannung der Gate-Source-Spannung Vgs2 des MOSFETs Q2, 0. Da der MOSFET Q2 ein n-Kanal-Verarmungs-MOSFET ist, weist die Gate-Schwellenspannung Vgth2 des MOSFETs Q2 einen negativen Wert auf und der MOSFET Q2 befindet sich in einem EIN-Zustand.
  • Wenn sich danach die Drain-Source-Spannung Vdsl des MOSFETs Q1 erhöht, erhöht sich der Strom, der vom Drain-Anschluss des MOSFETs Q2 über den Source-Anschluss des MOSFETs Q2 zum WiderstandR1 fließt. Da zu diesem Zeitpunkt die an den Widerstand R1 anzulegende Spannung, das heißt die Gate-Source-Spannung Vgs2 des MOSFETs Q2, abnimmt, erhöht sich der Ein-Widerstand des MOSFETs Q2 und dient dazu, den durch den Widerstand R1 fließenden Strom zu verringern. Infolgedessen erreicht der durch den Widerstand R1 fließende Strom zum Zeitpunkt t1 einen bestimmten Wert und erhöht sich nicht mehr.
  • Während des Zeitraums vom Zeitpunkt t1 bis zum Zeitpunkt t2 ist die zwischen der Source des MOSFETs Q2 und der Source des MOSFETs Q1 erzeugte Spannung eine Spannung, die durch das Produkt des durch den Widerstand R1 und den Widerstand R2 fließenden Stroms und des Gesamtwiderstandswerts des Widerstands R1 und des Widerstands R2 bestimmt wird. Unter der Annahme, dass Vgth2 während dieses Zeitraums konstant ist, ist die zwischen der Source des MOSFETs Q2 und der Source des MOSFETs Q1 erzeugte Spannung konstant, und wenn der Widerstandswert des Widerstands R1 durch R1 angegeben wird und der Widerstandswert des Widerstands R2 durch R2 angegeben wird, kann eine Größe durch |Vgth2| × (R1 + R2)/R1 angenähert werden.
  • Da daher während dieses Zeitraums die Spannung Vc1 des Kondensators C1 bei |Vgth2| × (R1 + R2)/R1 - Vf konstant ist, können der MOSFET Q2, der Widerstand R1, der Widerstand R2 und die Diode D derart ausgewählt werden, dass dieser Wert die Ziel-Höchstspannung Vcref1 des gewünschten Kondensators C1 wird.
  • Während dieses Zeitraums wird die im Kondensator C1 akkumulierte Leistung als Standby-Leistung der Treiberschaltung 1 verbraucht, aber der Kondensator C1 wird derart geladen, dass die Spannung des Kondensators C1 bei der Ziel-Höchstspannung Vcref1 konstant wird. Somit wird die Abnahme der Spannung des Kondensators C1 verhindert.
  • Ein Zeitraum vom Zeitpunkt t3 bis zum Zeitpunkt t0 ist ein Gleichrichtungszeitraum und ein gleichgerichteter Strom fließt von der Anode A zur Kathode K. Die Widerstände des Widerstands R1 und des Widerstands R2 werden derart ausgewählt, dass der Gesamtwiderstandswert des Widerstands R1 und des Widerstands R2 ausreichend größer als der Ein-Widerstand des MOSFETs Q1 ist. Infolgedessen fließt der gleichgerichtete Strom durch den MOSFET Q1.
  • Die Drain-Source-Spannung Vdsl des MOSFETs Q1 wird an den MOSFET Q2, den Widerstand R1 und den Widerstand R2 angelegt. Da zum Zeitpunkt t3 die Drain-Source-Spannung Vdsl des MOSFETs Q1 0 ist, wird die an den Widerstand R1 anzulegende Spannung, das heißt die Spannung der Gate-Source-Spannung Vgs2 des MOSFETs Q2, 0. Da der MOSFET Q2 ein n-Kanal-Verarmungs-MOSFET ist, befindet sich der MOSFET Q2 in einem EIN-Zustand.
  • Zusätzlich ist die durch den Komparator Co erfasste Spannung 0.
  • In der Gleichrichterschaltung der vorliegenden Ausführungsform (3) befindet sich der MOSFET Q2 ähnlich wie in der ersten Ausführungsform (1) immer im Ein-Zustand, und die Spannung Vc1 des Kondensators C1 wird so gesteuert, dass sie nicht größer als die Ziel-Höchstspannung Vcref1 wird, indem der Strom gesteuert wird, der durch den MOSFET Q2 fließt. Ferner wird eine Abnahme der Spannung des Kondensators C1 während des Aus-Zeitraums des MOSFETs Q1 unterdrückt.
  • Da die Steuerschaltung 5 des MOSFETs Q2 durch eine kleine Anzahl von Komponenten konfiguriert ist, kann die vorliegende Ausführungsform als ein Vorteil der vorliegenden Ausführungsform zu einer Kostenreduzierung der Gleichrichterschaltung beitragen.
  • Dritte Ausführungsform
  • Eine Konfiguration einer Gleichrichterschaltung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung und ein Steuerverfahren davon werden unter Bezugnahme auf 4 beschrieben. 4 ist ein Diagramm, das die Konfiguration der Gleichrichterschaltung gemäß der vorliegenden Ausführungsform veranschaulicht.
  • Wie in 4 veranschaulicht, enthält die Gleichrichterschaltung der vorliegenden Ausführungsform einen Widerstand R3, der zwischen dem Drain des MOSFET Q1 und dem Drain des MOSFET Q2 eingefügt ist.
  • In den Gleichrichterschaltungen der ersten und zweiten Ausführungsform fließt, wenn der Kondensator C1 geladen wird, der Ladestrom des Kondensators C1 durch den Pfad des Drain-Anschlusses des MOSFETs Q1, des MOSFETs Q2, der Diode D, des Kondensators C1 und des Source-Anschlusses des MOSFETs Q1.
  • Insbesondere unmittelbar nach dem Start des Ladens des Kondensators C1 erhöht sich der Ladestrom stark. Infolgedessen kann die Effizienz der Gleichrichterschaltung aufgrund einer Erhöhung des Verlusts in einem Ladestrompfad beeinträchtigt werden, und es kann ein Temperaturanstieg auftreten, der die Nennleistung des MOSFETs Q2 oder der Diode D überschreitet.
  • Daher wird in der Gleichrichterschaltung der vorliegenden Ausführungsform aufgrund der Einfügung des Widerstands R3 in Reihe auf dem Ladestrompfad eine steile Erhöhung des Ladestroms des Kondensators C1 unterdrückt. Das heißt, der Widerstand R3 dient als ein Stoßstromverhinderungswiderstand.
  • Als ein Vorteil der vorliegenden Ausführungsform ist es möglich, eine Verschlechterung der Effizienz der Gleichrichterschaltung aufgrund einer Erhöhung des Verlusts im Ladestrompfad und eines Temperaturanstiegs des MOSFETs Q2 oder der Diode D zu unterdrücken.
  • Vierte Ausführungsform
  • Eine Konfiguration einer Gleichrichterschaltung gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung und ein Steuerverfahren davon werden unter Bezugnahme auf Fig. beschrieben. 5 ist ein Diagramm, das die Konfiguration der Gleichrichterschaltung gemäß der vorliegenden Ausführungsform veranschaulicht.
  • Wie in 5 veranschaulicht, enthält die Gleichrichterschaltung der vorliegenden Ausführungsform einen Kondensator C2 mit einem positiven Elektrodenanschluss, der mit dem Source-Anschluss des MOSFET Q2 verbunden ist, und einem negativen Elektrodenanschluss, der mit dem Source-Anschluss des MOSFET Q1 verbunden ist.
  • In den Gleichrichterschaltungen der ersten bis dritten Ausführungsform kann der Komparator Co aufgrund von Hochfrequenzrauschen, das in der durch den Komparator Co erfassten - Spannung enthalten ist, fehlerhaft sein. Infolgedessen wird beispielsweise der MOSFET Q1 während des Gleichrichtungszeitraums ausgeschaltet und der Verlustreduzierungseffekt aufgrund der synchronen Gleichrichtung wird beeinträchtigt.
  • Daher bilden in der Gleichrichterschaltung der vorliegenden Ausführungsform der Ein-Widerstand des MOSFET Q2, der Widerstand R3 und der Kondensator C2 einen Tiefpassfilter, wodurch Hochfrequenzrauschen, das in der durch den Komparator Co erfassten Spannung enthalten ist, unterdrückt wird.
  • Es sei angemerkt, dass selbst in einem Fall, in dem der Widerstand R3 nicht eingefügt ist, der Ein-Widerstand des MOSFET Q2 und der Kondensator C2 den Tiefpassfilter bilden können. Daherkann Hochfrequenzrauschen, das in der durch den Komparator Co erfassten Spannung enthalten ist, auf ähnliche Weise unterdrückt werden.
  • Als ein Vorteil der vorliegenden Ausführungsform wird der Verlustreduzierungseffekt aufgrund der synchronen Gleichrichtung nicht beeinträchtigt, indem eine Fehlfunktion des Komparators Co und ein unbeabsichtigtes Ein- und Ausschalten der MOSFETs unterdrückt wird.
  • Fünfte Ausführungsform
  • Eine Konfiguration einer Gleichrichterschaltung gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung und ein Steuerverfahren davon werden unter Bezugnahme auf 3 beschrieben. 3 veranschaulicht eine Konfiguration der Gleichrichterschaltung der vorliegenden Ausführungsform zusammen mit der zweiten Ausführungsform.
  • Im Allgemeinen nimmt die Gate-Schwellenspannung ab, wenn sich die Temperatur des MOSFETs erhöht. In den in der zweiten bis vierten Ausführungsform beschriebenen Gleichrichterschaltungen kann die Ziel-Höchstspannung Vcref1 des Kondensators C1 durch |Vgth2| × (R1 + R2)/R1 - Vf angenähert werden. Daher erhöht sich die Temperatur des MOSFETs Q2, wenn sich die Temperatur der Gleichrichterschaltung erhöht, nimmt die Gate-Schwellenspannung Vgth2 (negativer Wert) des MOSFETs Q2 ab, nimmt der Absolutwert |Vgth2| zu und nimmt die Ziel-Höchstspannung Vcref1 des Kondensators C1 zu. Dies verursacht ein Problem, dass die Spannung Vo1 des Kondensators C1 größer als die maximale Nennspannung der Treiberschaltung 1 oder die maximale Nennspannung zwischen dem Gate und der Source des MOSFETs Q1 wird und die Treiberschaltung 1 oder der MOSFET Q1 zerstört wird.
  • Daher kann in der Gleichrichterschaltung der vorliegenden Ausführungsform (R1 + R2) /R1 konfiguriert sein, um mit einer Erhöhung der Temperatur in der in 3 veranschaulichten Gleichrichterschaltung abzunehmen. Beispielsweise kann ein Widerstand mit einem positiven Temperaturkoeffizienten als der Widerstand R1 verwendet werden, oder ein Widerstand mit einem negativen Temperaturkoeffizienten kann als der Widerstand R2 verwendet werden.
  • In der Gleichrichterschaltung der vorliegenden Ausführungsform erhöht sich der Absolutwert |Vgth2| der Gate-Schwellentemperatur des MOSFETs Q2 aufgrund des Temperaturanstiegs des MOSFETs Q2, wenn sich die Temperatur der Gleichrichterschaltung erhöht. Da sich jedoch der Widerstandswert des Widerstands R1 aufgrund des Temperaturanstiegs des Widerstands R1 erhöht und sich der Widerstandswert des Widerstands R2 aufgrund des Temperaturanstiegs des Widerstands R2 verringert, nimmt (R1 + R2)/R1 ab und kann eine Erhöhung der Ziel-Höchstspannung Vcref1 des Kondensators C1 unterdrückt werden.
  • Als ein Vorteil der vorliegenden Ausführungsform ist es möglich, eine Erhöhung der Spannung des Kondensators zu unterdrücken, die durch einen Temperaturanstieg der Gleichrichterschaltung verursacht wird, und ein Brechen der Gleichrichterschaltung zu verhindern.
  • Ferner kann mindestens einer des Widerstands R1 und des Widerstands R2 ein variabler Widerstand sein.
  • Sechste Ausführungsform
  • Ein Halbleitergehäuse gemäß einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf 6 und 7 beschrieben.
  • 6 veranschaulicht eine Konfiguration, bei der die in der ersten bis fünften Ausführungsform beschriebenen Gleichrichterschaltungen in einem Halbleitergehäuse 3 integriert sind. Das Halbleitergehäuse 3 enthält eine Kathode K und eine Anode A als externe Anschlüsse.
  • 7 veranschaulicht eine Konfiguration, bei der eine Brückenschaltung, die unter Verwendung von vier in der ersten bis fünften Ausführungsform beschriebenen Gleichrichterschaltungen 2 konfiguriert ist, in einem Halbleitergehäuse 4 integriert ist. Das Halbleitergehäuse 4 enthält Anschlüsse T1 bis T4 als externe Anschlüsse.
  • 6 und 7 veranschaulichen die in der zweiten Ausführungsform (3) beschriebene Gleichrichterschaltung als ein Beispiel, aber die in den anderen Ausführungsformen beschriebenen Gleichrichterschaltungen können verwendet werden.
  • Wenn als ein Vorteil der vorliegenden Ausführungsform ein Produkt, das die Gleichrichterschaltung verwendet, entworfen und hergestellt wird, kann die Schaltung, die eine Treiberschaltung und einen Kondensator wie in der vorliegenden Ausführungsform integriert, gekauft und integriert werden, und eine Steuerschaltung muss nicht in einen Entwurfs- und Herstellungsprozess integriert werden. Dies erzeugt einen Effekt, dass Arbeitsstunden für Entwurf und Montage reduziert werden können.
  • Siebte Ausführungsform
  • Eine Front-End-Stromversorgung gemäß einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf 8 beschrieben.
  • 8 veranschaulicht ein Beispiel einer Stromversorgung, auf die die Gleichrichterschaltungen der vorliegenden Erfindung, die in der ersten bis sechsten Ausführungsform beschrieben sind, angewendet werden.
  • Ein Anwendungsbereich der vorliegenden Erfindung ist eine allgemeine Gleichrichterschaltung, die für einen Wechselrichter verwendet wird. Beispielsweise kann in der Front-End-Stromversorgung, wie in 8 veranschaulicht, die Gleichrichterschaltung der vorliegenden Erfindung als eine Gleichrichterschaltung ersetzt werden, die in Abschnitten verwendet wird, in denen kommerzielle Gleichrichterdioden CRD1 bis CRD4, eine Freilaufdiode FWD, sekundäre Gleichrichterdioden SSD1 und SSD2 und eine Rückflussverhinderungsdiode BPD.
  • Die Gleichrichterschaltung der vorliegenden Erfindung wird auf eine Stromversorgung wie etwa eine Front-End-Stromversorgung angewendet, und diese Anwendung kann zu einer Verbesserung der Leistungsdichte und einer Kostenreduzierung der Stromversorgung beitragen.
  • Es sei angemerkt, dass die vorliegende Erfindung nicht auf die oben beschriebenen Ausführungsformen beschränkt ist und verschiedene Modifikationen enthält. Beispielsweise wurden die oben beschriebenen Ausführungsformen ausführlich beschrieben, um das Verständnis der vorliegenden Erfindung zu erleichtern, und sind nicht notwendigerweise auf diejenigen beschränkt, die alle beschriebenen Konfigurationen aufweisen. Ferner kann ein Teil der Konfiguration einer Ausführungsform durch die Konfiguration einer anderen Ausführungsform ersetzt werden, und die Konfiguration einer anderen Ausführungsform kann zu der Konfiguration einer Ausführungsform hinzugefügt werden. Zusätzlich können die anderen Konfigurationen hinzugefügt, aus einem Teil der Konfiguration in jeder Ausführungsform gelöscht werden, und ein Teil der Konfiguration in jeder Ausführungsform kann durch die anderen Konfigurationen ersetzt werden.
  • Bezugszeichenliste
    • 1
    Treiberschaltung (des MOSFET Q1)
    2
    Gleichrichterschaltung
    3, 4
    Halbleitergehäuse
    5
    Steuerschaltung (des MOSFET Q2)
    6
    erster Anschluss (Drain-Anschluss des MOSFET Q1)
    7
    zweiter Anschluss (Source-Anschluss des MOSFET Q1)
    8
    dritter Anschluss (Drain-Anschluss des MOSFET Q2)
    9
    vierter Anschluss (Source-Anschluss des MOSFET Q2)
    10
    fünfter Anschluss (Gate-Anschluss des MOSFET Q1)
    11
    sechster Anschluss (Gate-Anschluss des MOSFET Q2)
    12
    siebter Anschluss (ein Anschluss des Widerstands R1)
    13
    achter Anschluss (der andere Anschluss des Widerstands R1)
    14
    neunter Anschluss (ein Anschluss des Widerstands R2)
    15
    zehnter Anschluss (der andere Anschluss des Widerstands R2)
    T1 bis T4
    Anschluss
    K
    Kathode
    A
    Anode
    C1, C2
    Kondensator
    R1, R2, R3
    Widerstand
    Q1, Q2
    MOSFET
    D
    Diode
    Co
    Komparator
    GD
    Steuerelektrode
    t0 bis t3
     
    Vcref1
    Soll-Höchstspannung des Kondensators C1, der die Treiberschaltung 1 speist
    Vcref2
    Soll-Mindestspannung des Kondensators C1, der die Treiberschaltung 1 speist
    Vf
    Vorwärtsspannung der Diode D
    Vdsl, Vds2
    Drain-Source-Spannungen der MOSFETs Q1 und Q2
    Vgsl, Vgs2
    Gate-Source-Spannungen der MOSFETs Q1 und Q2
    Vgth1, Vgth2
    Gate-Schwellenspannungen der MOSFETs Q1 und Q2
    CRD1 bis CRD4
    kommerzielle Gleichrichterdiode
    FWD
    Freilaufdiode
    SSD1, SSD2
    sekundäre Gleichrichterdiode
    BPD
    Rückflussverhinderungsdiode
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • JP 2001251861 A [0010]
    • US 10756645 [0010]

Claims (12)

  1. Gleichrichterschaltung mit einer Anode und einer Kathode, wobei die Gleichrichterschaltung umfasst: ein erstes Schaltelement mit einem ersten Anschluss, der mit der Kathode der Gleichrichterschaltung verbunden ist, und einem zweiten Anschluss, der mit der Anode der Gleichrichterschaltung verbunden ist; eine erste Diode mit einer Kathode, die mit dem ersten Anschluss verbunden ist, und einer Anode, die mit dem zweiten Anschluss verbunden ist; ein zweites Schaltelement mit einem dritten Anschluss, der mit dem ersten Anschluss verbunden ist; eine zweite Diode mit einer Anode, die mit einem vierten Anschluss des zweiten Schaltelements verbunden ist; einen ersten Kondensator mit einem positiven Elektrodenanschluss, der mit einer Kathode der zweiten Diode verbunden ist, und einem negativen Elektrodenanschluss, der mit dem zweiten Anschluss verbunden ist; einen Komparator, der eine Spannung zwischen dem vierten Anschluss und dem zweiten Anschluss erfasst und Leistung von dem ersten Kondensator erhält; einen Gate-Treiber mit einem Eingangsanschluss, der mit einem Ausgangsanschluss des Komparators verbunden ist, und einem Ausgangsanschluss, der mit einem fünften Anschluss des ersten Schaltelements verbunden ist, wobei der fünfte Anschluss zur Steuerung des ersten Schaltelements dient, wobei der Gate-Treiber das erste Schaltelement basierend auf einem Ausgangssignal von dem Komparator steuert; und eine Steuerschaltung, die mit einem sechsten Anschluss des zweiten Schaltelements verbunden ist und ein Signal zum Steuern des zweiten Schaltelements empfängt, wobei die Steuerschaltung das zweite Schaltelement so steuert, dass es sich immer in einem Ein-Zustand befindet, und eine Spannung zwischen dem sechsten Anschluss und dem vierten Anschluss des zweiten Schaltelements so steuert, dass eine Spannung des ersten Kondensators nicht größer als eine vorbestimmte Zielspannung wird, um einen Strom zu steuern, der von dem dritten Anschluss zu dem vierten Anschluss des zweiten Schaltelements fließt.
  2. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 1, wobei das erste Schaltelement ein erster Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET) mit einem Drain-Anschluss, einem Source-Anschluss und einem Gate-Anschluss ist, die jeweils dem ersten Anschluss, dem zweiten Anschluss und dem fünften Anschluss des ersten Schaltelements entsprechen, und die erste Diode eine Body-Diode des ersten MOSFET ist.
  3. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 1, wobei das zweite Schaltelement ein zweiter MOSFET mit einem Drain-Anschluss, einem Source-Anschluss und einem Gate-Anschluss ist, die jeweils dem dritten Anschluss, dem vierten Anschluss und dem sechsten Anschluss des zweiten Schaltelements entsprechen.
  4. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 3, wobei der zweite MOSFET ein n-Kanal-Verarmungstyp-MOSFET ist, und die Steuerschaltung enthält einen ersten Widerstand mit einem siebten Anschluss, der mit einem Source-Anschluss des zweiten MOSFET verbunden ist, und einem achten Anschluss, der mit einem Gate-Anschluss des zweiten MOSFET verbunden ist, und einen zweiten Widerstand mit einem neunten Anschluss, der mit dem Gate-Anschluss des zweiten MOSFET verbunden ist, und einem zehnten Anschluss, der mit dem zweiten Anschluss verbunden ist.
  5. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 4, wobei, wenn der erste Widerstand einen Widerstandswert R1 aufweist und der zweite Widerstand einen Widerstandswert R2 aufweist, ein Wert (R1 + R2)/R1 mit steigender Temperatur abnimmt.
  6. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 1, ferner umfassend einen dritten Widerstand mit einem Anschluss, der mit dem ersten Anschluss verbunden ist, und dem anderen Anschluss, der mit dem dritten Anschluss verbunden ist.
  7. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 1, ferner umfassend einen zweiten Kondensator mit einem positiven Elektrodenanschluss, der mit dem vierten Anschluss verbunden ist, und einem negativen Elektrodenanschluss, der mit dem zweiten Anschluss verbunden ist.
  8. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 1, wobei der Komparator einen ersten Schwellenwert und einen zweiten Schwellenwert aufweist, ein Ein-Signal des ersten Schaltelements erzeugt, wenn die erfasste Spannung zwischen dem vierten Anschluss und dem zweiten Anschluss kleiner als der erste Schwellenwert ist, und ein Aus-Signal des ersten Schaltelements erzeugt, wenn die erfasste Spannung zwischen dem vierten Anschluss und dem zweiten Anschluss größer als der zweite Schwellenwert ist.
  9. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 1, wobei die vorbestimmte Zielspannung des ersten Kondensators gleich oder niedriger als eine niedrigste maximale Nennspannung unter einer maximalen Nennspannung des Komparators, einer maximalen Nennspannung des Gate-Treibers und einer maximalen Nennspannung zwischen dem fünften Anschluss und dem zweiten Anschluss des ersten Schaltelements ist.
  10. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 1, wobei eine oder mehrere der Gleichrichterschaltungen in einem identischen Halbleitergehäuse integriert sind.
  11. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 4, wobei mindestens einer des ersten Widerstands und des zweiten Widerstands ein variabler Widerstand ist.
  12. Stromversorgung, umfassend die Gleichrichterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 11.
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Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7235153B2 (ja) * 2017-12-29 2023-03-08 株式会社三洋物産 遊技機
JP7235154B2 (ja) * 2018-02-15 2023-03-08 株式会社三洋物産 遊技機
JP7231076B2 (ja) * 2018-03-08 2023-03-01 株式会社三洋物産 遊技機
JP2020130466A (ja) * 2019-02-15 2020-08-31 株式会社三洋物産 遊技機
JP7234741B2 (ja) * 2019-03-28 2023-03-08 株式会社三洋物産 遊技機
JP7234740B2 (ja) * 2019-03-28 2023-03-08 株式会社三洋物産 遊技機
JP7234761B2 (ja) * 2019-04-11 2023-03-08 株式会社三洋物産 遊技機
JP7234760B2 (ja) * 2019-04-11 2023-03-08 株式会社三洋物産 遊技機
JP2023063369A (ja) * 2022-01-07 2023-05-09 株式会社三洋物産 遊技機
JP2023053387A (ja) * 2022-02-04 2023-04-12 株式会社三洋物産 遊技機
JP2023060269A (ja) * 2022-04-01 2023-04-27 株式会社三洋物産 遊技機
JP2023060270A (ja) * 2022-04-01 2023-04-27 株式会社三洋物産 遊技機

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001251861A (ja) 2000-02-08 2001-09-14 Vlt Corp アクティブ整流器
US10756645B1 (en) 2019-09-30 2020-08-25 Alpha And Omega Semiconductor (Cayman) Ltd. Electrical power conversion system, control method and bridge rectifier

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4365942B2 (ja) * 1999-07-23 2009-11-18 新電元工業株式会社 電源装置
US8913409B2 (en) * 2010-02-12 2014-12-16 City University Of Hong Kong Self-driven AC-DC synchronous rectifier for power applications
JP6155179B2 (ja) * 2013-12-06 2017-06-28 株式会社日立製作所 整流装置、オルタネータおよび電力変換装置
JP6789780B2 (ja) * 2016-11-28 2020-11-25 株式会社 日立パワーデバイス 整流器およびそれを用いたオルタネータ
US10333425B1 (en) * 2018-05-03 2019-06-25 Linear Technology Holding Llc Self-biasing ideal diode circuit
CN113557658A (zh) * 2019-03-18 2021-10-26 松下知识产权经营株式会社 电力转换系统和虚拟dc电压发生器电路

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001251861A (ja) 2000-02-08 2001-09-14 Vlt Corp アクティブ整流器
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