JP2001177586A

JP2001177586A - キャリア再生装置およびその方法

Info

Publication number: JP2001177586A
Application number: JP35811699A
Authority: JP
Inventors: Masataka Wakamatsu; 正孝若松; Takeshi Yamaguchi; 猛史山口
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1999-12-16
Filing date: 1999-12-16
Publication date: 2001-06-29
Also published as: US20010046847A1; US6697609B2

Abstract

(57)【要約】【課題】低Ｓ／Ｎ時でも安定した動作が可能なキャリ
ア再生装置を提供する。【解決手段】トラッキング回路４０は、位相信号Ｓ３
１，Ｓ３２がロック状態であり、且つ前記位相信号が所
定の値を越えたときに、当該位相信号が前記所定の値を
越えないように信号Ｓ４０を生成して、数値制御発振回
路４２から出力される信号Ｓ４２の発振周波数を制御す
る。ダウンサンプル回路２７および補間回路２９は、シ
ンホルレートの２倍以上の周波数を持つ信号Ｓ２４，Ｓ
２５を、シンボルレートの２倍の周波数を持つ信号Ｓ２
８，Ｓ２９に変換する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、衛星通信および衛
星放送等において利用されるデジタル変調信号の復調装
置に用いられるキャリア再生装置およびその方法に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】衛星通信のネットワーク構成は、単数ま
たは複数の衛星搭載中継器を用いて複数の地球局間に同
時に通信路を設定する、いわゆる多元接続を基本として
いる。多元接続には、通信路を分割する仕方によって種
々の手法があるが、その一つに周波数分割多元接続（Ｆ
ＤＭＡ:Frequency Division Multiple Access)がある。
このＦＤＭＡの一つに、個々の通信路が単一の回線で構
成されるＳＣＰＣ(Single Channel Per Carrier)方式が
ある。

【０００３】ＳＣＰＣ方式では、各搬送波は、一つのチ
ャンネルの信号で変調されて衛星に送信される。従来よ
り、ＦＭ変調方式やデジタルＰＳＫ変調方式等が使用さ
れている。ＳＣＰＣ方式の利点は、要求割り当てが容易
であること、音声のレベルにしきい値を設けて、しきい
値を越えない時間は音声の通信が行われていないとし
て、その瞬時、瞬時に送信搬送波を断にするボイスアク
ティベーションが使用できることであり、これにより中
継器の利用効率を向上できる。ＳＣＰＣ方式は、トラヒ
ックの少ない地球局が多数存在するネットワークにおい
て、システムの効率と柔軟性の点から非常に有効であ
る。しかし、多数の搬送波が共通増幅され、シンボルレ
ートが数ＭＳＰＳ(M Simbol Per Second) 程度と低いた
め、相互変調積による影響が大きく、復調時におけるキ
ャリア引き込みが困難であるいという問題がある。

【０００４】このような問題を解決するための技術とし
て、例えば、特開平６−１２０９９２号に開示されてい
るデジタル変調波の復調回路がある。当該復調回路で
は、２個のフィードバックループを用いてキャリア再生
を行っている。具体的には、内側のフィードバックルー
プ（コスタスループ）において、受信信号の位相に基づ
いて周波数引き込み処理および位相同期処理を行う。ま
た、外側のフィードバックループにおいて、内側のフィ
ードバックループにおける周波数誤差を検出して当該周
波数誤差を抑制するように連続的に制御を行うと共に、
内側のフィードバック処理のロック状態が外れたとき
に、オスセット値を用いて不連続的に周波数引き込み処
理および位相同期処理を行う。これにより、内側のフィ
ードバック処理のロック状態が外れてから次にロック状
態になるまでの時間を短縮できる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た特開平６−１２０９９２号に開示されているデジタル
変調波の復調回路では、内側のフィードバックループに
おける周波数誤差を検出するため、低Ｓ／Ｎ時に動作が
不安定になるという問題がある。また、外側のフィード
バック処理が常に行われることから、内側のフィードバ
ック処理との関係で、周波数引き込み処理および位相同
期処理が不安定になるという問題がある。また、ロール
オフフィルタを、外側のフォードバックループの前段の
Ａ／Ｄ変換回路と同じ高い周波数（シンボルレートの２
倍以上の周波数）で動作させる必要があり、ロールオフ
フィルタが複雑かつ大規模化するという問題がある。

【０００６】本発明は上述した従来技術の問題点に鑑み
てなされ、低Ｓ／Ｎ時でも安定した動作が可能なキャリ
ア再生装置およびその方法を提供することを目的とす
る。また、本発明は、簡単かつ小規模な構成のキャリア
再生装置およびその方法を提供することを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上述した従来技術の問題
点を解決し、上述した目的を達成するために、本発明の
第１の観点のキャリア再生装置は、受信信号のキャリア
再生を行うキャリア再生装置であって、受信信号と第１
のフィードバック信号との乗算を行う第１の乗算回路
と、前記第１の乗算回路から出力される信号から隣接キ
ャリアを除去するフィルタ処理を行うフィルタ回路と、
前記フィルタ処理された信号と、第２のフィードバック
信号との乗算を行う第２の乗算回路と、前記第２の乗算
回路から出力される信号の位相を検出して位相信号を生
成する位相検出回路と、前記位相信号に応じた発振周波
数の前記第２のフィードバック信号を生成する第１の数
値制御回路と、前記位相信号に基づいて、前記第２の乗
算回路から出力される信号の位相のロック状態を検出す
るロック検出回路と、第３の信号に応じた発振周波数の
前記第１のフィードバック信号を生成する第２の数値制
御回路と、前記第２の乗算回路から出力される信号の位
相がロック状態であり、且つ前記位相信号が所定の値を
越えたときに、当該位相信号が前記所定の値を越えない
ように前記第３の信号を制御するトラッキング回路とを
有する。

【０００８】本発明の第１の観点のキャリア再生装置の
作用は以下のようになる。第２の乗算回路、位相検出回
路および第１の数値制御回路によって第１のフィードバ
ックループが構成される。また、第１の乗算回路、フィ
ルタ回路、トラッキング回路および第２の数値制御回路
によって第２のフィードバックループが構成される。ま
た、ロック検出回路において、位相検出回路が生成する
位相信号に基づいて、前記第２の乗算回路から出力され
る信号の位相のロック状態、すなわち上記第１のフィー
ドバックループのロック状態が検出される。そして、ト
ラッキング回路において、前記第２の乗算回路から出力
される信号の位相がロック状態であり、且つ前記位相信
号が所定の値を越えたときに、当該位相信号が前記所定
の値を越えないように、第２の数値制御回路に入力され
る第３の信号が制御される。このように、第１の観点の
キャリア再生装置では、第１のフィードバックループが
ロック状態のときに、前記第２の数値制御回路に入力さ
れる第３の信号が制御されるため、第１のフィードバッ
クループにおける周波数引き込み処理および位相同期処
理を安定化できる。

【０００９】また、本発明の第１の観点のキャリア再生
装置は、好ましくは、前記位相信号の高域成分を除去す
るループフィルタ回路をさらに有し、前記第１の数値制
御回路は、前記高域成分が除去された位相信号に応じた
発振周波数の前記第２のフィードバック信号を生成し、
前記トラッキング回路は、前記第２の乗算回路から出力
される信号の位相がロック状態であり、且つ前記高域成
分が除去された位相信号が所定の値を越えたときに、当
該高域成分が除去された位相信号が前記所定の値を越え
ないように、前記第３の信号を制御する。

【００１０】また、本発明の第１の観点のキャリア再生
装置は、好ましくは、前記トラッキング回路は、前記第
３の信号が示す値をインクリメントまたはデクリメント
する。

【００１１】また、本発明の第１の観点のキャリア再生
装置は、好ましくは、前記第２の乗算回路から出力され
る信号の位相のロック状態が外れたときに、所定のオフ
セット値を用いて、前記第３の信号を生成する。

【００１２】また、本発明の第１の観点のキャリア再生
装置は、好ましくは、前記トラッキング回路は、前記受
信信号の途絶または選局動作によって、前記第２の乗算
回路から出力される信号の位相のロック状態が外れた場
合に、当該ロック状態が外れる直前の前記第３の信号の
制御状態を保持し、前記受信信号が回復または前記選局
動作が終了したときに、前記保持した制御状態に基づい
て前記第３の信号を制御する。

【００１３】また、本発明の第１の観点のキャリア再生
装置は、好ましくは、前記オフセット設定回路は、前記
受信信号の途絶または選局動作によって、前記第２の乗
算回路から出力される信号の位相のロック状態が外れた
場合に、当該ロック状態が外れる直前に用いていた前記
オフセット値を保持し、前記受信信号が回復または前記
選局動作が終了したときに、前記保持したオフセット値
を用いて、前記第３の信号を生成する。

【００１４】また、本発明の第２の観点のキャリア再生
装置は、変調された受信信号のキャリア再生を行うキャ
リア再生装置であって、前記受信信号を、前記変調のシ
ンボルレートのｎ（ｎ＞２）倍以上の周波数でサンプリ
ングするＡ／Ｄ変換回路と、前記サンプリングされた受
信信号から隣接キャリアを除去するフィルタ処理を行う
第１のフィルタ回路と、前記フィルタ処理された信号を
間引くダウンサンプリング回路と、前記間引かれた信号
を用いて補間処理を行って前記シンボルレートのｎ倍の
周波数の信号を生成する補間回路と、前記補間回路で生
成された信号と、フィードバック信号との乗算を行う乗
算回路と、前記乗算回路から出力される信号の位相を検
出して位相信号を生成する位相検出回路と、前記位相信
号の高域成分を除去する第２のフィルタ回路と、前記高
域成分が除去された位相信号に応じた発振周波数の前記
フィードバック信号を生成する数値制御回路とを有す
る。

【００１５】本発明の第２の観点のキャリア再生装置の
作用は以下のようになる。Ａ／Ｄ変換回路において、受
信信号が、前記変調のシンボルレートのｎ（ｎ＞２）倍
以上の周波数でサンプリングされる。次に、第１のフィ
ルタ回路において、前記サンプリングされた受信信号か
ら隣接キャリアを除去するフィルタ処理が行われる。次
に、ダウンサンプリング回路において、前記フィルタ処
理された信号が間引される。次に、補間回路において、
前記間引かれた信号を用いて補間処理が行われ、前記シ
ンボルレートのｎ倍の周波数の信号が生成される。当該
生成された信号が、フィードバックループで処理され
る。フィードバックループでは、乗算回路においてフィ
ードバック信号との乗算が行われ、位相検出回路におい
て前記乗算回路から出力される信号の位相が検出されて
位相信号が生成され、第２のフィルタ回路において前記
位相信号の高域成分が除去され、数値制御回路において
前記高域成分が除去された位相信号に応じた発振周波数
の前記フィードバック信号が生成される。本発明の第２
の観点のキャリア再生装置によれば、第２のフィルタ回
路の動作周波数を、Ａ／Ｄ変換回路の動作周波数に比べ
て低くでき、第２のフィルタ回路を簡単かつ小規模にで
きる。

【００１６】また、本発明の第２の観点のキャリア再生
装置は、好ましくは、前記フィードバック信号を第１の
フィードバック信号とし、前記乗算回路を第１の乗算回
路とした場合に、前記サンプリングされた受信信号と、
第２のフィードバック信号との乗算を行う第２の乗算回
路と、前記位相信号に基づいて、前記第２の乗算回路か
ら出力される信号の位相のロック状態を検出するロック
検出回路と、第３の信号に応じた発振周波数の前記第２
のフィードバック信号を生成する第２の数値制御回路
と、前記第１の乗算回路から出力される信号の位相がロ
ック状態であり、且つ前記第２のフィルタ回路の出力が
所定の値を越えたときに、当該第２のフィルタ回路の出
力が前記所定の値を越えないように、前記第３の信号を
制御するトラッキング回路とをさらに有する。

【００１７】また、本発明の第１の観点のキャリア再生
方法は、受信信号のキャリア再生を行うキャリア再生方
法であって、受信信号と第１のフィードバック信号との
第１の乗算を行い、前記第１の乗算によって得られた信
号から隣接キャリアを除去するフィルタ処理を行い、前
記フィルタ処理された信号と、第２のフィードバック信
号との第２の乗算を行い、前記第２の乗算によって得ら
れた信号の位相を検出して位相信号を生成し、前記位相
信号に応じた発振周波数の前記第２のフィードバック信
号を生成し、前記位相信号に基づいて、前記第２の乗算
によって得られた信号の位相のロック状態を検出し、第
３の信号に応じた発振周波数の前記第１のフィードバッ
ク信号を生成し、前記第２の乗算によって得られた信号
の位相がロック状態であり、且つ前記位相信号が所定の
値を越えたときに、当該位相信号が前記所定の値を越え
ないように、前記第３の信号を制御する。

【００１８】また、本発明の第１の観点のキャリア再生
方法は、変調された受信信号のキャリア再生を行うキャ
リア再生方法であって、前記受信信号を、前記変調のシ
ンボルレートのｎ（ｎ＞２）倍以上の周波数でサンプリ
ングし、前記サンプリングされた受信信号から隣接キャ
リアを除去するフィルタ処理を行い、前記フィルタ処理
された信号を間引き、前記間引かれた信号を用いて補間
処理を行って前記シンボルレートの２倍の周波数の信号
を生成し、前記補間処理された信号と、フィードバック
信号との乗算を行い、前記乗算によって得られた信号の
位相を検出して位相信号を生成し、前記位相信号の高域
成分を除去し、前記高域成分が除去された位相信号に応
じた発振周波数の前記フィードバック信号を生成する。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態に係わる
復調装置について説明する。図１は、本実施形態の復調
装置１の構成図である。復調装置１は、ＳＣＰＣ方式な
どの数ＭＳＰＳ程度の低いシンボルレートで変調された
変調信号を衛星中継器を介して受信し、受信信号の復調
などを行う受信装置に用いられる。図１に示すように、
復調装置１は、例えば、入力端子１０、局部発振回路１
１、同相検波回路１２、移相回路１３、直交検波回路１
４、増幅回路１５，１６、ＬＰＦ回路１７，１８，１
９、Ａ／Ｄ変換回路２０，２１、発振回路２２、複素乗
算回路２３、フィルタ回路２４，２５、ダウンサンプル
回路２６，２７、補間回路２８，２９、複素乗算回路３
０、ロールオフフィルタ回路３１，３２、位相検出回路
３３、ループフィルタ回路３４、数値制御発振回路３
５、信号変換回路３６，３７、ロック検出回路３８、オ
フセット設定回路３９、トラッキング回路４０、加算回
路４１、数値制御発振回路４２、信号変換回路４３，４
４、軟判定回路４５、シンボル再生回路４６およびＡＧ
Ｃ(Automatic Gain Control)回路４７を有する。ここ
で、復調装置１の構成要素のうち、軟判定回路４５を除
く構成要素によって、キャリア再生装置が構成される。

【００２０】以下、本発明の請求項の構成要素と、図１
に示す構成要素との対応関係を説明する。本発明の請求
項１の第１の乗算回路が複素乗算回路２３に対応し、第
１のフィルタ回路がフィルタ回路２４，２５に対応し、
第２の乗算回路が複素乗算回路３０に対応し、位相検出
回路が位相検出回路３３に対応し、第１の数値制御回路
が数値制御発振回路３５および信号生成回路３６，３７
に対応し、ロック検出回路がロック検出回路３８に対応
し、第２の数値制御回路が数値制御発振回路４２および
信号生成回路４３，４４に対応し、トラッキング回路が
トラッキング回路４０に対応している。また、請求項２
のループフィルタ回路がループフィルタ回路３４に対応
している。また、請求項４のオフセット設定回路がオフ
セット設定回路３９に対応している。また、請求項８の
Ａ／Ｄ変換回路がＡ／Ｄ変換回路２０，２１に対応し、
第１のフィルタ回路がフィルタ回路２４，２５に対応
し、ダウンサンプリング回路がダウンサンプル回路２
６，２７に対応し、補間回路が補間回路２８，２９に対
応し、乗算回路が複素乗算回路３０に対応し、第２のフ
ィルタ回路がループフィルタ回路３４に対応し、数値制
御回路が数値制御発振回路３５および信号生成回路３
６，３７に対応している。

【００２１】局部発振回路１１は、中間周波数の局部発
振信号Ｓ１１を生成し、これを同相検波回路１２および
移相回路１３に出力する。同相検波回路１２は、局部発
振信号Ｓ１１と、入力端子１０から入力されたＱＰＳＫ
変調された中間周波数の受信信号Ｓ１０とを乗算するこ
とで同相成分を検波してベースバンドのＩ信号Ｓ１２を
生成し、これを増幅回路１５に出力する。移相回路１３
は、局部発振回路１１からの局部発振信号Ｓ１１の位相
を９０度移相させて局部発振信号Ｓ１３を生成し、これ
を直交検波回路１４に出力する。直交検波回路１４は、
局部発振信号Ｓ１３と、入力端子１０から入力されたＱ
ＰＳＫ変調された受信信号Ｓ１０とを乗算することで直
交成分を検波してベースバンドのＱ信号Ｓ１４を生成
し、これを増幅回路１６に出力する。

【００２２】増幅回路１５は、ＬＰＦ回路１７からのＰ
ＷＭ(Pulse Width Modulation)信号Ｓ１７に基づいて、
Ｉ信号Ｓ１２を増幅してＩ信号Ｓ１５を生成し、これを
ＬＰＦ回路１８に出力する。増幅回路１６は、ＬＰＦ回
路１７からのＰＷＭ信号Ｓ１７に基づいて、Ｑ信号Ｓ１
４を増幅してＱ信号Ｓ１６を生成し、これをＬＰＦ回路
１９に出力する。

【００２３】ＬＰＦ回路１８は、Ｉ信号Ｓ１５の高域成
分を除去してＩ信号Ｓ１８を生成し、これをＡ／Ｄ変換
回路２０に出力する。ＬＰＦ回路１９は、Ｑ信号Ｓ１６
の高域成分を除去してＱ信号Ｓ１９を生成し、これをＡ
／Ｄ変換回路２１に出力する。

【００２４】発振回路２２は、受信信号Ｓ１０の予め決
められたサンプリング周波数と同じ周波数を持つ発振信
号Ｓ２２を生成し、これをＡ／Ｄ変換回路２０，２１に
出力する。ここで、サンプリング周波数は、シンボルタ
イミング再生（キャリア再生）の都合上、シンボルレー
トＲｓの２倍より大きくする。また、フィルタ回路およ
び発振回路２２の切り換えなどを行わずに、１〜３０Ｍ
ＳＰＳ程度のシンボルレートに対応するには、サンプリ
ング周波数を６０ＭＨｚ以上にする。

【００２５】Ａ／Ｄ変換回路２０は、Ｉ信号Ｓ１８のＡ
／Ｄ変換を行ってデジタルのＩ信号Ｓ２０を生成し、こ
を複素乗算回路２３に出力する。Ａ／Ｄ変換回路２１
は、Ｑ信号Ｓ１９のＡ／Ｄ変換を行ってデジタルのＱ信
号Ｓ２１を生成し、こを複素乗算回路２３に出力する。
ここで、Ａ／Ｄ変換回路２０，２１は、発振回路２２か
らの発振信号Ｓ２２に基づいて動作し、シンボルレート
Ｒｓに依存しない周波数でサンプリングを行う。

【００２６】複素乗算回路２３は、信号変換回路４３，
４４からのキャリア再生用（周波数引き込み並びに位相
同期用）の信号Ｓ４３，Ｓ４４を用いて、下記式（１）
に基づいて、Ｉ信号Ｓ２０およびＱ信号Ｓ２１に対して
周波数引き込み処理および位相同期処理を行ってＩ信号
Ｓ２３ａおよびＱ信号Ｓ２３ｂを生成し、Ｉ信号Ｓ２３
ａをフィルタ回路２４に出力し、Ｑ信号Ｓ２３ｂをフィ
ルタ回路２５に出力する。ここで、信号Ｓ４３，Ｓ４４
が請求項１の第１のフィードバック信号に対応してい
る。

【００２７】

【数１】

【００２８】図２は、複素乗算回路２３の構成図であ
る。図２に示すように、複素乗算回路２３は、乗算回路
６０，６１，６２，６３および加算回路６４，６５を有
する。複素乗算回路２３では、図１に示すＡ／Ｄ変換回
路２１からのＱ信号Ｓ２１が、乗算回路６０および６１
に入力される。また、図１に示すＡ／Ｄ変換回路２０か
らのＩ信号Ｓ２０が、乗算回路６２および６３に入力さ
れる。また、信号変換回路４３からのＳＩＮ特性の信号
Ｓ４３が、乗算回路６１および６３に出力される。ま
た、信号変換回路４４からのＣＯＳ特性の信号Ｓ４４
が、乗算回路６０および６２に出力される。

【００２９】そして、乗算回路６０において、Ｑ信号Ｓ
２１と信号Ｓ４４との乗算が行われ、当該乗算結果の信
号Ｓ６０が加算回路６５に出力される。また、乗算回路
６１において、Ｑ信号Ｓ２１と信号Ｓ４３との乗算が行
われ、当該乗算結果の信号Ｓ６１が加算回路６４に出力
される。また、乗算回路６２において、Ｉ信号Ｓ２０と
信号Ｓ４４との乗算が行われ、当該乗算結果の信号Ｓ６
２が加算回路６４に出力される。また、乗算回路６３に
おいて、Ｉ信号Ｓ２０と信号Ｓ４３との乗算が行われ、
当該乗算結果の信号Ｓ６３が加算回路６５に出力され
る。

【００３０】そして、加算回路６５において、信号Ｓ６
０から信号Ｓ６３が減算され、その減算結果がＱ信号Ｓ
２３ｂとなる。また、加算回路６４において、信号Ｓ６
１と信号Ｓ６２とが加算され、その加算結果がＩ信号Ｓ
２３ａとなる。

【００３１】フィルタ回路２４は、Ｉ信号Ｓ２３ａにロ
ーパスフィルタ処理を行って隣接キャリア成分を除去し
てＩ信号Ｓ２４を生成し、これをダウンサンプル回路２
６に出力する。フィルタ回路２５は、Ｑ信号Ｓ２３ｂに
ローパスフィルタ処理を行って隣接キャリア成分を除去
してＱ信号Ｓ２５を生成し、これをダウンサンプル回路
２７に出力する。フィルタ回路２４，２５は、サンプリ
ング周波数で動作する。

【００３２】ダウンサンプル回路２６は、サンプリング
周波数６０ＭＨｚのＩ信号Ｓ２４を間引いてサンプリン
グ周波数３０ＭＨｚのＩ信号Ｓ２６を生成し、これを補
間回路２８に出力する。ダウンサンプル回路２７は、サ
ンプリング周波数６０ＭＨｚのＱ信号Ｓ２５を間引いて
サンプリング周波数３０ＭＨｚのＱ信号Ｓ２７を生成
し、これを補間回路２９に出力する。

【００３３】補間回路２８は、シンボル再生回路４６か
らのシンボル再生信号Ｓ４６に基づいて、必要なタイミ
ングでシンボルが得られるように、サンプリング周波数
３０ＭＨｚのＩ信号Ｓ２６を用いて補間処理を行って、
サンプリング周波数８ＭＨｚのＩ信号Ｓ２８を生成し、
これを複素乗算回路３０に出力する。補間回路２９は、
シンボル再生回路４６からのシンボル再生信号Ｓ４６に
基づいて、必要なタイミングでシンボルが得られるよう
に、サンプリング周波数３０ＭＨｚのＱ信号Ｓ２７を用
いて補間処理を行って、サンプリング周波数８ＭＨｚの
Ｑ信号Ｓ２９を生成し、これを複素乗算回路３０に出力
する。

【００３４】複素乗算回路３０は、信号変換回路３６，
３７からのキャリア再生用（周波数引き込み並びに位相
同期用）の信号Ｓ３６，Ｓ３７に基づいて、Ｉ信号Ｓ３
０ａおよびＱ信号Ｓ３０ｂに対しての周波数引き込み処
理および位相同期処理を行ってＩ信号Ｓ３０ａおよびＱ
信号Ｓ３０ｂを生成し、Ｉ信号Ｓ３０ａをロールオフフ
ィルタ回路３１に出力し、Ｑ信号Ｓ３０ｂをローフオフ
フィルタ回路３２に出力する。ここで、信号Ｓ３６，Ｓ
３７が本発明の第２のフィードバック信号に対応してい
る。

【００３５】ロールオフフィルタ回路３１は、Ｉ信号Ｓ
３０ａに符号間干渉を低減するためのフィルタ処理を行
ってＩ信号Ｓ３１を生成し、これを位相検出回路３３、
軟判定回路４５、シンボル再生回路４６およびＡＧＣ回
路４７に出力する。ロールオフフィルタ回路３２は、Ｑ
信号Ｓ３０ｂに符号間干渉を低減するためのフィルタ処
理を行ってＱ信号Ｓ３２を生成し、これを位相検出回路
３３、軟判定回路４５、シンボル再生回路４６およびＡ
ＧＣ回路４７に出力する。なお、本実施形態では、ロー
ルオフフィルタ回路３１，３２を上記コスタスループ内
に構成した場合を例示したが、これらを補間回路２８，
２９の直後に設置してもよい。

【００３６】位相検出回路３３は、Ｉ信号Ｓ３１および
Ｑ信号Ｓ３２によって決まる位相を検出し、当該位相を
示す位相信号Ｓ３３をループフィルタ回路３４およびロ
ック検出回路３８に出力する。

【００３７】ループフィルタ回路３４は、位相信号Ｓ３
３の高域成分を除去して位相信号Ｓ３４を生成し、これ
を数値制御発振回路３５およびトラッキング回路４０に
出力する。

【００３８】数値制御発振回路３５は、オーバフローを
禁止しない累積加算回路であり、位相信号Ｓ３４の値に
応じてそのダイナミックレンジまでの加算動作を行って
発振状態となり、位相信号Ｓ３４の値に応じた発振周波
数を持つ信号Ｓ３５を生成し、これを信号変換回路３
６，３７に出力する。すなわち、数値制御発振回路３５
は、アナログ回路における電圧制御発振回路（ＶＣＯ）
と同じ動作をデジタルで行う。数値制御発振回路３５
は、後述する数値制御発振回路４２と基本的に同じ構成
をしている。

【００３９】信号変換回路３６は、ＳＩＮ特性を持つ信
号を格納したＲＯＭを有し、数値制御発振回路３５から
の信号Ｓ３５に応じてＲＯＭから読み出したＳＩＮ特性
の信号Ｓ３６を複素乗算回路３０に出力する。信号変換
回路３７は、ＣＯＳ特性を持つ信号を格納したＲＯＭを
有し、数値制御発振回路３５からの信号Ｓ３５に応じて
ＲＯＭから読み出したＣＯＳ特性の信号Ｓ３７を複素乗
算回路３０に出力する。

【００４０】ここで、複素乗算回路３０、ロールオフフ
ィルタ回路３１，３２、位相検出回路３３、ループフィ
ルタ回路３４、数値制御発振回路３５および信号変換回
路３６，３７によってコスタスループ(Costas Loop) 回
路が構成される。本実施形態では、当該コスタスループ
による周波数引き込み範囲は±Ｒｓ／８であり、シンボ
ルレートＲｓが４ＭＳＰＳの場合には、±５００ＫＨｚ
となる。従って、上記コスタルループによる周波数引き
込み処理だけでは、衛星受信装置としては不十分であ
る。

【００４１】ロック検出回路３８は、位相信号Ｓ３３に
基づいて、上記コスタスループによる位相同期処理がロ
ック状態であるか否かを検出し、当該検出結果を示すロ
ック検出信号Ｓ３８をオフセット設定回路３９およびト
ラッキング回路４０に出力する。

【００４２】オフセット設定回路３９は、ロック検出回
路３８からのロック検出信号Ｓ３８に基づいて、例え
ば、選局動作が開始されてから一定期間、コスタスルー
プがロックしない場合に、予め決められたシンボルレー
ト、例えば±Ｒｓ／４または±Ｒｓ／２に比例するオフ
セット値を示すオフセット信号Ｓ３９を加算回路４１に
出力する。本実施形態では、前述したように、コスタス
ループによる周波数引き込み処理だけでは、衛星受信装
置としては不十分であるため、オフセット設定回路３９
からのオフセット信号Ｓ３９に応じて、複素乗算回路２
３において存在する５００ｋＨｚ以上の周波数離調成分
をキャンセルし、残りの周波数離調成分を上記コスタス
ループで引き込んでいる。これにより、キャリアの引き
込み範囲は、見かけ上４倍に拡大する。

【００４３】トラッキング回路４０は、上記コスタスル
ープがロック状態であるときに、ループフィルタ回路３
４からの位相信号Ｓ３５の絶対値が、所定の値、例えば
Ｒｓ／１６を越えた時に、位相信号Ｓ３５の絶対値を低
減するような値を示す信号Ｓ４０を生成し、これを加算
回路４１に出力する。トラッキング回路４０から加算回
路４１への信号Ｓ４０の出力は、位相信号Ｓ３５の絶対
値が上記所定の値以内になるまで行われる。なお、トラ
ッキング回路４０は、コスタスループがロック状態であ
るか否かを、ロック検出回路３８からのロック検出信号
Ｓ３８に基づいて判断する。

【００４４】トラッキング回路４０による処理は、上記
コスタスループでは、位相信号Ｓ３３が示す値が−Ｒｓ
〜＋Ｒｓの範囲ではキャリアのドリフトに追従できる
が、低シンボルレート時などに位相信号Ｓ３３が示す値
が当該範囲を越えると追従できなくなり、ロック外れを
起こすため、当該ロック外れを未然に防止するために行
われる。具体的には、トラッキング回路４０は、位相信
号Ｓ３５の絶対値を低減させる方向に位相信号Ｓ４１が
一定時間毎にインクリメントおよびデクリメントされる
ように、信号Ｓ４０を生成する。このようなトラッキン
グ回路４０の処理は、コスタスループによる周波数引き
込み処理および位相同期処理がロックした後に、パラボ
ラアンテナのダウンコンバータのローカル周波数が周囲
の温度変化などで時間と共に変化する場合などに、当該
変化にキャリア再生処理を追従させる効果がある。

【００４５】本実施形態では、オフセット設定回路３９
およびトラッキング回路４０は、受信信号Ｓ１０の途絶
や別のキャリアへの選局動作のために上記コスタスルー
プにロック外れが生じた場合に、当該ロック外れが生じ
る直前にオフセット信号Ｓ３９および信号Ｓ４０が示し
た値ををそのまま保持する。このようにすることで、そ
の後、受信信号Ｓ１０が回復等したときに当該保持した
値をオフセット設定回路３９およびトラッキング回路４
０が用いることができ、コスタスループを短時間でロッ
クさせることができる。

【００４６】加算回路４１は、オフセット設定回路３９
からのオフセット信号Ｓ３９と、トラッキング回路４０
からの信号Ｓ４０とを加算した信号Ｓ４１を生成し、こ
れを数値制御回路４２に出力する。

【００４７】数値制御発振回路４２は、数値制御発振回
路３５と同様に、オーバーフローを禁止しない累積加算
回路であり、信号Ｓ４１の値に応じてそのダイナミック
レンジまでの加算動作を行って発振状態となり、信号Ｓ
４１の値に応じた発振周波数を持つ信号Ｓ４２を生成
し、これを信号変換回路４３，４４に出力する。

【００４８】図３は、数値制御発振回路４２の構成図で
ある図３に示すように、数値制御発振回路４２は、加算
回路７０、ラッチ回路７１および増幅回路７２を有す
る。数値制御発振回路４２では、加算回路７０におい
て、図１に示す加算回路４１から入力した８ビットの信
号Ｓ４１と、ラッチ回路７１から出力される１６ビット
の信号Ｓ７１とが加算されて１６ビットの信号Ｓ７０が
生成される。信号Ｓ７０は、ラッチ回路７１に出力され
る。ラッチ回路７１では、信号Ｓ７０が１システムクロ
ックサイクルだけ遅延され、信号Ｓ７１として加算回路
７０および増幅回路７２に出力される。増幅回路７２で
は、１６ビットの信号Ｓ７１が、２^-8倍に増幅されて、
８ビットの信号Ｓ４２が生成される。信号Ｓ４２は、信
号変換回路４３および４４に出力される。

【００４９】図４は、数値制御発振回路４２の動作を説
明するための図であり、ラッチ回路７１から出力される
信号Ｓ７１の値の変化を示している。図４に示すよう
に、ラッチ回路７１では、信号Ｓ７０がオーバーフロー
すると、信号Ｓ７１の値を０にする。また、信号Ｓ７０
の値に応じて、すなわち信号Ｓ４１の値に応じて、信号
Ｓ７１の傾きが大きくなり、周期が変化する。具体的に
は、信号Ｓ４１の値が大きい程、信号Ｓ７１の周期は短
く、すなわち周波数が高くなる。数値制御発振回路４２
によれば、システムクロック信号の周波数の１／２まで
の周波数の信号Ｓ４２を生成できる。数値制御発振回路
４２の周波数の分解能は、（システムクロック信号の周
波数）×２^-16になる。

【００５０】信号変換回路４３は、図３に示すように、
ＳＩＮ特性を持つ８ビットの分解能の信号を格納したＲ
ＯＭを有し、数値制御発振回路４２からの信号Ｓ４２に
応じたＲＯＭのアドレスから読み出したＳＩＮ特性の信
号Ｓ４３を複素乗算回路２３に出力する。信号変換回路
４４は、図３に示すように、ＣＯＳ特性を持つ８ビット
の分解能の信号を格納したＲＯＭを有し、数値制御発振
回路４２からの信号Ｓ４２に応じたＲＯＭのアドレスか
ら読み出したＣＯＳ特性の信号Ｓ４４を複素乗算回路２
３に出力する。

【００５１】軟判定回路４５は、ロールオフフィルタ回
路３１からのＩ信号Ｓ３１と、ロールオフフィルタ回路
３２からのＱ信号Ｓ３２とを軟判定し、その結果を後段
の誤り訂正回路に出力する。そして、誤り訂正後に、Ｉ
信号およびＱ信号を用いて再生信号が生成される。

【００５２】シンボル再生回路４６は、ロールオフフィ
ルタ回路３１，３２からのＩ信号Ｓ３１およびＱ信号Ｓ
３２のシンボルタイミングを検出し、その結果に応じた
シンボル再生信号Ｓ４６を補間回路２８，２９に出力す
る。

【００５３】ＡＧＣ回路４７は、Ｉ信号Ｓ３１およびＱ
信号Ｓ３２に基づいて、ＰＷＭ信号Ｓ４７を生成し、こ
れをＬＰＦ回路１７に出力する。ＬＰＦ回路１７は、Ｐ
ＷＭ信号Ｓ４７をローパスフィルタ処理してＰＷＭ信号
Ｓ１７を生成し、これをＡＧＣ回路１５，１６に出力す
る。

【００５４】以下、復調装置１の動作を説明する。衛星
中継器を介して受信した受信信号Ｓ１０の同相成分が、
同相検波回路１２において、局部発振信号Ｓ１１を用い
て検波され、ベースバンドのＩ信号Ｓ１２が生成され
る。そして、増幅回路１５における増幅処理、ＬＰＦ回
路１８におけるＬＰＦ処理およびＡ／Ｄ変換回路２０に
おけるＡ／Ｄ変換処理を経て、Ｉ信号Ｓ１２からＩ信号
Ｓ２０が生成される。また、それと並行して、受信信号
Ｓ１０の直交成分が、直交検波回路１４において、局部
発振信号Ｓ１１と９０度位相差を持つ局部発生信号Ｓ１
３を用いて検波され、ベースバンドのＱ信号Ｓ１４が生
成される。そして、増幅回路１６における増幅処理、Ｌ
ＰＦ回路１９におけるＬＰＦ処理およびＡ／Ｄ変換回路
２１におけるＡ／Ｄ変換処理を経て、Ｑ信号Ｓ１４から
Ｑ信号Ｓ２１が生成される。

【００５５】次に、複素乗算回路２３において、信号変
換回路４３，４４からのキャリア再生用（周波数引き込
み並びに位相同期用）の信号Ｓ４３，Ｓ４４を用いて、
Ｉ信号Ｓ２０およびＱ信号Ｓ２１に対して周波数引き込
み処理および位相同期処理が行われ、Ｉ信号Ｓ２３ａお
よびＱ信号Ｓ２３ｂが生成される。

【００５６】次に、Ｉ信号Ｓ２３ａが、フィルタ回路２
４において、ローパスフィルタ処理されて隣接キャリア
成分が除去され、Ｉ信号Ｓ２４が生成される。また、Ｑ
信号Ｓ２３ｂが、フィルタ回路２５において、ローパス
フィルタ処理されて隣接キャリア成分が除去され、Ｑ信
号Ｓ２５が生成される。

【００５７】フィルタ回路２４，２５までの処理は、シ
ンンボルレートＲｓの２倍以上である６０ＭＨｚ以上の
周波数で行われる。

【００５８】次に、サンプリング周波数６０ＭＨｚのＩ
信号Ｓ２４が、ダウンサンプル回路２６において間引か
れて、サンプリング周波数３０ＭＨｚのＩ信号Ｓ２６が
生成される。また、サンプリング周波数６０ＭＨｚのＱ
信号Ｓ２５が、ダウンサンプル回路２７において間引か
れて、サンプリング周波数３０ＭＨｚのＱ信号Ｓ２７が
生成される。

【００５９】次に、シンボル再生回路４６からのシンボ
ル再生信号Ｓ４６に基づいて、必要なタイミングでシン
ボルが得られるように、サンプリング周波数３０ＭＨｚ
のＩ信号Ｓ２６を用いて補間回路２８において補間処理
が行われ、サンプリング周波数８ＭＨｚのＩ信号Ｓ２８
が生成される。また、シンボル再生回路４６からのシン
ボル再生信号Ｓ４６に基づいて、必要なタイミングでシ
ンボルが得られるように、サンプリング周波数３０ＭＨ
ｚのＱ信号Ｓ２７を用いて補間回路２９において補間処
理が行われ、サンプリング周波数８ＭＨｚのＱ信号Ｓ２
９が生成される。

【００６０】次に、複素乗算回路３０において、信号変
換回路３６，３７からのキャリア再生用（周波数引き込
み並びに位相同期用）の信号Ｓ３６，Ｓ３７を用いて、
Ｉ信号Ｓ２８およびＱ信号Ｓ２９に対して周波数引き込
み処理および位相同期処理が行われ、Ｉ信号Ｓ３０ａお
よびＱ信号Ｓ３０ｂが生成される。

【００６１】次に、ロールオフフィルタ回路３１におい
て、Ｉ信号Ｓ３０ａに符号間干渉を低減するためのフィ
ルタ処理が行われてＩ信号Ｓ３１が生成される。また、
ロールオフフィルタ回路３２において、Ｑ信号Ｓ３０ｂ
に符号間干渉を低減するためのフィルタ処理が行われて
Ｑ信号Ｓ３２が生成される。

【００６２】次に、位相検出回路３３において、Ｉ信号
Ｓ３１およびＱ信号Ｓ３２によって決まる位相が検出さ
れ、当該位相を示す位相信号Ｓ３３がループフィルタ回
路３４およびロック検出回路３８に出力される。

【００６３】次に、ループフィルタ回路３４において、
位相信号Ｓ３３が平滑化されて位相信号Ｓ３４が生成さ
れる。

【００６４】次に、数値制御発振回路３５において、位
相信号Ｓ３４の値に応じた発振周波数を持つ信号Ｓ３５
が生成され、これが信号変換回路３６，３７に出力され
る。そして、信号Ｓ３５に応じたＳＩＮ特性を持つ信号
Ｓ３６と、信号Ｓ３５に応じたＣＯＳ特性を持つ信号Ｓ
３７とが、信号変換回路３６，３７から複素乗算回路３
０に出力される。

【００６５】ここで、コスタスループは、位相検出回路
３３からの位相信号Ｓ３３をフィードバックすること
で、Ｉ信号Ｓ２８およびＱ信号Ｓ２９に生じる±約５０
０ｋＨｚ以内の周波数離調成分を引き込むように作用す
る。

【００６６】また、復調装置１では、ロック検出回路３
８において、位相信号Ｓ３３に基づいて、上記コスタス
ループの処理のロック検出が行われ、ロック外れが生じ
たときに、そのことを示すロック検出信号Ｓ３８がオフ
セット設定回路３９およびトラッキング回路４０に出力
される。

【００６７】そして、オフセット設定回路３９におい
て、ロック検出回路３８からのロック検出信号Ｓ３８に
基づいて、例えば、選局動作が開始されてから一定期
間、コスタスループがロックしない場合に、予め決めら
れたシンボルレート、例えば±Ｒｓ／４または±Ｒｓ／
２に比例するオフセット値を示すオフセット信号Ｓ３９
が加算回路４１に出力される。これにより、複素乗算回
路２３において存在する５００ｋＨｚ以上の周波数離調
成分の一部をキャンセルされ、残りの周波数離調を上記
コスタスループで適切に引き込むことができる。

【００６８】また、上記コスタスループがロックしてい
る状態で、トラッキング回路４０において、ループフィ
ルタ回路３４からの位相信号Ｓ３５の絶対値が、所定の
値、例えばＲｓ／１６を越えた時に、位相信号Ｓ３５の
絶対値を低減するような値を示す信号Ｓ４０が生成さ
れ、これが加算回路４１に出力される。これにより、ト
ラッキング回路４０を含むフィードバックループによっ
て、コスタスループがロックしている状態で、複素乗算
回路２３においてキャリアドリフトの追従を行うことが
できる。これにより、コスタスループのロック外れを効
果的に抑制できる。

【００６９】以上説明したように、復調装置１によれ
ば、コスタスループにロック外れが生じたときに、オフ
セット設定回路３９からのオフセット信号Ｓ３９に応じ
て複素乗算回路２３における周波数引き込み処理および
位相同期処理を制御することで、コスタスループがロッ
クするまでの時間を大幅に短縮できる。また、復調装置
１によれば、トラッキング回路４０を含むフィードバッ
クループを用いることで、コスタスループのロック外れ
を効果的に抑制できる。また、トラッキング回路４０を
含むフィードバックループを、コスタスループがロック
状態であることを条件に差動させることで、コスタスル
ープの処理を安定化できる。すなわち、従来の復調装置
では、当該フィードバック制御を無条件で行っていたた
め、当該フィードバック制御がコスタスループのロック
が外れた状態でも、行われ、コスタスループにおける処
理との関係で、周波数引き込み処理および位相同期処理
が不安定になることがあったが、本実施形態では、この
ような問題を解決できる。また、復調装置１によれば、
トラッキング回路４０によるキャリアドリフトの追従
を、シンボルレートに依存しない追従範囲を持ちながら
行うことができ、しかも簡単な回路で実現できる。

【００７０】また、上述した復調装置１によれば、従来
の復調装置のように周波数検出回路を用いないので、低
いＳ／Ｎ特性でも安定した動作を行うことができる。

【００７１】また、上述した復調装置１では、ダウンサ
ンプル回路２６，２７および補間回路２８，２９を設け
たことで、複素乗算回路３０以降の回路の動作周波数
を、常にシンボルレートＲｓの２倍にでき、フィルタ回
路２５，２６から以前の回路の動作周波数に比べて低く
できる。その結果、ローフオフフィルタ回路３１，３２
等を簡単かつ小規模にできる。また、ロールオフフィル
タ回路３１，３２を、部品の切り換えを行うことなく、
サンプリング周波数の１／２より小さい任意のシンボル
レートで動作させることが可能になる。

【００７２】本発明は上述した実施形態には限定されな
い。例えば、上述した実施形態では、受信信号がＱＰＳ
Ｋで変調されている場合を例示したが、受信信号は、Ｂ
ＰＳＫあるいはその他の位相変調方式で変調されていて
もよい。また、本発明は、外側のフィードバックループ
を用いない構成にしてもよい。具体的には、図１におい
て、複素乗算回路２３、ロック検出回路３８、オフセッ
ト設定回路３９、トラッキング回路４０、加算回路４
１、数値制御発振回路４２、信号変換回路４３，４４を
除いた構成にしてもよい。

【００７３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
低Ｓ／Ｎ時でも安定した動作が可能なキャリア再生装置
およびその方法を提供できる。また、本発明によれば、
簡単かつ小規模な構成のキャリア再生装置およびその方
法を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、本発明の実施形態の復調装置のい構成
図である。

【図２】図２は、図２に示す複素乗算回路の構成図であ
る。

【図３】図３は、図１に示す数値制御発振回路の構成図
である

【図４】図４は、図３に示す数値制御発振回路の動作を
説明するための図であり、ラッチ回路から出力される信
号の値の変化を示す図である。

【符号の説明】

１０…入力端子、１１…局部発振回路、１２…同相検波
回路、１３…移相回路、１４…直交検波回路、１５，１
６…増幅回路、１７，１８，１９…ＬＰＦ回路、２０，
２１…Ａ／Ｄ変換回路、２３…複素乗算回路、２４，２
５…フィルタ回路、２６，２７…ダウンサンプル回路、
２８，２９…補間回路、３０…複素乗算回路、３１，３
２…ロールオフフィルタ回路、３３…位相検出回路、３
４…ループフィルタ回路、３５…数値制御発振回路、３
６，３７…信号変換回路、３８…ロック検出回路、３９
…オフセット設定回路、４０…トラッキング回路、４１
…加算回路、４２…数値制御発振回路、４３，４４…信
号変換回路、４５…軟判定回路、４６…シンボル再生回
路、４７…ＡＧＣ回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信信号のキャリア再生を行うキャリア再
生装置において、受信信号と第１のフィードバック信号との乗算を行う第
１の乗算回路と、前記第１の乗算回路から出力される信号から隣接キャリ
アを除去するフィルタ処理を行うフィルタ回路と、前記フィルタ処理された信号と、第２のフィードバック
信号との乗算を行う第２の乗算回路と、前記第２の乗算回路から出力される信号の位相を検出し
て位相信号を生成する位相検出回路と、前記位相信号に応じた発振周波数の前記第２のフィード
バック信号を生成する第１の数値制御回路と、前記位相信号に基づいて、前記第２の乗算回路から出力
される信号の位相のロック状態を検出するロック検出回
路と、第３の信号に応じた発振周波数の前記第１のフィードバ
ック信号を生成する第２の数値制御回路と、前記第２の乗算回路から出力される信号の位相がロック
状態であり、且つ前記位相信号が所定の値を越えたとき
に、当該位相信号が前記所定の値を越えないように前記
第３の信号を制御するトラッキング回路とを有するキャ
リア再生装置。
【請求項２】前記位相信号の高域成分を除去するループ
フィルタ回路をさらに有し、前記第１の数値制御回路は、前記高域成分が除去された
位相信号に応じた発振周波数の前記第２のフィードバッ
ク信号を生成し、前記トラッキング回路は、前記第２の乗算回路から出力
される信号の位相がロック状態であり、且つ前記高域成
分が除去された位相信号が所定の値を越えたときに、当
該高域成分が除去された位相信号が前記所定の値を越え
ないように、前記第３の信号を制御する請求項１に記載
のキャリア再生装置。
【請求項３】前記トラッキング回路は、前記第３の信号
が示す値をインクリメントまたはデクリメントする請求
項１に記載のキャリア再生装置。
【請求項４】前記第２の乗算回路から出力される信号の
位相のロック状態が外れたときに、所定のオフセット値
を用いて、前記第３の信号を生成するオフセット設定回
路をさらに有する請求項１に記載のキャリア再生装置。
【請求項５】前記トラッキング回路は、前記受信信号の途絶または選局動作によって、前記第２
の乗算回路から出力される信号の位相のロック状態が外
れた場合に、当該ロック状態が外れる直前の前記第３の
信号の制御状態を保持し、前記受信信号が回復または前
記選局動作が終了したときに、前記保持した制御状態に
基づいて前記第３の信号を制御する請求項１に記載のキ
ャリア再生装置。
【請求項６】前記オフセット設定回路は、前記受信信号の途絶または選局動作によって、前記第２
の乗算回路から出力される信号の位相のロック状態が外
れた場合に、当該ロック状態が外れる直前に用いていた
前記オフセット値を保持し、前記受信信号が回復または
前記選局動作が終了したときに、前記保持したオフセッ
ト値を用いて、前記第３の信号を生成する請求項１に記
載のキャリア再生装置。
【請求項７】前記受信信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換
回路をさらに有し、前記第１の乗算回路は、前記Ａ／Ｄ変換後の前記受信信
号と前記第１のフィードバック信号との乗算を行う請求
項１に記載のキャリア再生装置。
【請求項８】変調された受信信号のキャリア再生を行う
キャリア再生装置において、前記受信信号を、前記変調のシンボルレートのｎ（ｎ＞
２）倍以上の周波数でサンプリングするＡ／Ｄ変換回路
と、前記サンプリングされた受信信号から隣接キャリアを除
去するフィルタ処理を行う第１のフィルタ回路と、前記フィルタ処理された信号を間引くダウンサンプリン
グ回路と、前記間引かれた信号を用いて補間処理を行って前記シン
ボルレートのｎ倍の周波数の信号を生成する補間回路
と、前記補間回路で生成された信号と、フィードバック信号
との乗算を行う乗算回路と、前記乗算回路から出力される信号の位相を検出して位相
信号を生成する位相検出回路と、前記位相信号の高域成分を除去する第２のフィルタ回路
と、前記高域成分が除去された位相信号に応じた発振周波数
の前記フィードバック信号を生成する数値制御回路とを
有するキャリア再生装置。
【請求項９】前記フィードバック信号を第１のフィード
バック信号とし、前記乗算回路を第１の乗算回路とした
場合に、前記サンプリングされた受信信号と、第２のフ
ィードバック信号との乗算を行う第２の乗算回路と、前記位相信号に基づいて、前記第２の乗算回路から出力
される信号の位相のロック状態を検出するロック検出回
路と、第３の信号に応じた発振周波数の前記第２のフィードバ
ック信号を生成する第２の数値制御回路と、前記第１の乗算回路から出力される信号の位相がロック
状態であり、且つ前記第２のフィルタ回路の出力が所定
の値を越えたときに、当該第２のフィルタ回路の出力が
前記所定の値を越えないように、前記第３の信号を制御
するトラッキング回路とをさらに有する請求項８に記載
のキャリア再生装置。
【請求項１０】受信信号のキャリア再生を行うキャリア
再生方法において、受信信号と第１のフィードバック信号との第１の乗算を
行い、前記第１の乗算によって得られた信号から隣接キャリア
を除去するフィルタ処理を行い、前記フィルタ処理された信号と、第２のフィードバック
信号との第２の乗算を行い、前記第２の乗算によって得られた信号の位相を検出して
位相信号を生成し、前記位相信号に応じた発振周波数の前記第２のフィード
バック信号を生成し、前記位相信号に基づいて、前記第２の乗算によって得ら
れた信号の位相のロック状態を検出し、第３の信号に応じた発振周波数の前記第１のフィードバ
ック信号を生成し、前記第２の乗算によって得られた信号の位相がロック状
態であり、且つ前記位相信号が所定の値を越えたとき
に、当該位相信号が前記所定の値を越えないように、前
記第３の信号を制御するキャリア再生方法。
【請求項１１】変調された受信信号のキャリア再生を行
うキャリア再生方法において、前記受信信号を、前記変調のシンボルレートのｎ（ｎ＞
２）倍以上の周波数でサンプリングし、前記サンプリングされた受信信号から隣接キャリアを除
去するフィルタ処理を行い、前記フィルタ処理された信号を間引き、前記間引かれた信号を用いて補間処理を行って前記シン
ボルレートの２倍のサンプリング周波数の信号を生成
し、前記補間処理された信号と、フィードバック信号との乗
算を行い、前記乗算によって得られた信号の位相を検出して位相信
号を生成し、前記位相信号の高域成分を除去し、前記高域成分が除去された位相信号に応じた発振周波数
の前記フィードバック信号を生成するキャリア再生方
法。