JP2001127568A

JP2001127568A - 高周波用電力増幅器

Info

Publication number: JP2001127568A
Application number: JP30376499A
Authority: JP
Inventors: Yasuto Fujii; 靖人藤井
Original assignee: Kyocera Corp
Current assignee: Kyocera Corp
Priority date: 1999-10-26
Filing date: 1999-10-26
Publication date: 2001-05-11

Abstract

(57)【要約】【課題】出力整合回路の高調波出力制御を行ないつつ
高周波用電力増幅器のさらなる高効率化・小型化を図る
ことが困難であった。【解決手段】高周波電力用トランジスタ32と、入力電
極33に接続された入力整合回路35と、出力電極34に接続
された、分布定数線路46およびコンデンサ47から成る出
力整合回路36と分布定数線路48から成るバイアス回路と
を具備し、出力整合回路36およびバイアス回路により、
ポーラーチャート上における出力インピーダンスを、基
本周波数に対しA(0.85∠178 °),B(0.80∠178 °),C(0.
80∠182°),D(0.85∠182 °) の範囲内に、２次高調波
に対しE(0.90∠140 °),F(0.80∠140 °),G(0.80∠130
°),H(0.90∠130 °) の範囲内に、３次高調波に対しI
(0.90∠220 °),J(0.80∠220 °),K(0.80∠270 °),L
(0.90∠270 °) の範囲内に設定した高周波用電力増幅
器である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は携帯電話等の移動体
通信などにおいて高周波信号の送信用に使用される高周
波用電力増幅器に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、ＰＤＣ（Personal Digital Cellu
lar ）やＧＳＭ（Grobal System forMobile Communicat
ion）等のディジタル携帯電話機における小型軽量化の
進展が著しい。特に、使用される電池の小型軽量化が望
まれるとともに、電池の容量の約１／３を消費する高周
波用電力増幅器に対する高効率化・小型化・軽量化の要
望がますます強くなっている。

【０００３】このような高周波用電力増幅器の高効率化
回路設計にあたっては、例えば高周波電力用トランジス
タを中心として構成される出力部回路について高周波信
号の基本波の周波数成分だけではなく高調波の周波数成
分まで考慮して設計すれば、基本波だけを考慮して設計
する場合に比べて高周波用電力増幅器をより高効率で動
作させることができる。

【０００４】従来、高周波用電力増幅器に使用される高
周波増幅部としての高周波電力用トランジスタの出力端
である出力電極（ドレイン電極）に対し、高周波信号の
基本周波数でのインピーダンスの整合を得ることに加え
て、基本周波数の偶数倍の周波数の高調波成分に対して
インピーダンスを零にするという最適効率条件を実現す
ることが提案されている。

【０００５】図３は、そのような従来の高周波用電力増
幅器１の例を示す回路図である。図３に示す高周波用電
力増幅器１は、所定の値の比誘電率を有する誘電体基板
（図示せず）上に構成されており、高周波増幅部である
高周波電力用トランジスタ２と、その入力電極であるゲ
ート電極（制御電極）３に接続された入力整合回路５
と、出力電極であるドレイン電極（出力電極）４に接続
された出力整合回路６とを備えている。

【０００６】入力整合回路５において、高周波電力用ト
ランジスタ２のゲート電極３には、入力端子７との間に
発振防止抵抗８と入力側直流阻止コンデンサ９が接続さ
れている。また、入力端子７に接続される入力回路との
インピーダンス整合を最適なものとするための分布定数
線路である入力側マイクロストリップ線路10が接続され
ている。この入力側マイクロストリップ線路10は、抵抗
11を介してゲートバイアス電圧供給端子12に接続されて
おり、また、入力整合用コンデンサ13を介して接地され
ている。

【０００７】一方、出力整合回路６においては、高周波
電力用トランジスタ２のドレイン電極４には、出力端子
14との間に出力側直流阻止コンデンサ15が接続されてい
る。

【０００８】また、出力端子14に接続される外部回路と
のインピーダンス整合を最適なものとして所望の出力特
性に整合をとるための分布定数線路である出力側マイク
ロストリップ線路16が接続されており、この出力側マイ
クロストリップ線路16は出力整合用コンデンサ17を介し
て接地されている。

【０００９】さらに、高周波電力用トランジスタ２のド
レイン電極４と出力側マイクロストリップ線路16との間
には、接地に対して直列に接続されたマイクロストリッ
プ線路20とコンデンサ21とが接続されている。このマイ
クロストリップ線路20とコンデンサ21から成る回路22
は、高周波信号の２次高調波に対する出力インピーダン
スを、基本波に対する出力インピーダンスに影響を与え
ることなく独立して制御することができ、２次高調波出
力制御回路22として機能するものである。

【００１０】これら出力側マイクロストリップ線路16・
出力整合用コンデンサ17および２次高調波出力制御回路
22により出力整合回路６が構成されている。

【００１１】また、ドレイン電極４には、ドレイン電極
４に直流電流を供給するためのバイアス回路として、分
布定数線路であるドレイン線路18を介してドレインバイ
アス電圧供給端子19が、出力側マイクロストリップ線路
16に接続される等して接続されている。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述の
ように高周波用電力増幅器に対する高効率化および小型
化の要求が強まっていることから、このような従来の高
周波用電力増幅器１に対してはその高調波出力制御回路
22を設けるスペースも問題となっており、このようなス
ペースをなくして高効率を維持しつつさらに小型化を行
なうことが高周波用電力増幅器に対する課題として要求
されるようになっている。

【００１３】本発明はこのような課題を解決すべく案出
されたものであり、その目的は、さらなる小型化に対応
が可能でかつ基本波および２次・３次高調波出力制御を
容易に行なうことができ、さらに出力整合回路による高
効率化も行なうことができる高周波用電力増幅器を提供
することにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明の高周波用電力増
幅器は、入力電極からの高周波信号を増幅し出力電極よ
り送出する高周波電力増幅部と、前記入力電極に接続さ
れ、前記高周波信号の基本周波数に対して入力インピー
ダンス整合をとるための入力整合回路と、前記出力電極
に接続され、所望の出力特性に整合をとるための分布定
数線路およびコンデンサから成る出力整合回路と、前記
出力電極に接続され、直流電流を供給するための分布定
数線路から成るバイアス回路とを具備し、前記出力整合
回路および前記バイアス回路により、前記高周波電力増
幅部の出力電極から出力側をみた前記高周波信号の基本
周波数に対する出力インピーダンスをポーラーチャート
上において点Ａ（0.85∠178 °）・点Ｂ（0.80∠178
°）・点Ｃ（0.80∠182 °）・点Ｄ（0.85∠182 °）で
囲まれた範囲内に、２次高調波に対する出力インピーダ
ンスをポーラーチャート上において点Ｅ（0.90∠140
°）・点Ｆ（0.80∠140°）・点Ｇ（0.80∠130 °）・
点Ｈ（0.90∠130 °）で囲まれた範囲内に、３次高調波
に対する出力インピーダンスをポーラーチャート上にお
いて点Ｉ（0.90∠220 °）・点Ｊ（0.80∠220 °）・点
Ｋ（0.80∠270 °）・点Ｌ（0.90∠270 °）で囲まれた
範囲内にそれぞれ設定したことを特徴とするものであ
り、以上の構成により上記課題を解決するものである。

【００１５】また、本発明の高周波用電力増幅器は、上
記構成において、前記出力整合回路の分布定数線路の直
流導体抵抗値を５ｍΩ／ｍｍ以下に設定したことを特徴
とするものである。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、本発明の高周波用電力増幅
器を図面に基づき説明する。図１は本発明の高周波用電
力増幅器の実施の形態の一例を示す回路図である。

【００１７】図１において、本発明の高周波用電力増幅
器31は、所定の値の比誘電率を有する誘電体基板（図示
せず）上に構成されており、高周波電力増幅部としての
高周波電力用トランジスタ32と、その入力電極であるゲ
ート電極（制御電極）33に接続された、高周波信号の基
本周波数に対して入力インピーダンスをとるための入力
整合回路35と、出力電極であるドレイン電極34に接続さ
れた、所望の出力特性に整合をとるための出力整合回路
36と、おなじくドレイン電極34に接続された、直流電流
を供給するための分布定数線路であるドレイン線路48か
ら成るバイアス回路とを具備している。

【００１８】入力整合回路35において、高周波電力用ト
ランジスタ32のゲート電極33には、入力端子37との間に
発振防止抵抗38と入力側直流阻止コンデンサ39が接続さ
れている。また、ゲート電極33には、入力端子37に接続
される入力回路とのインピーダンス整合を最適なものと
するための分布定数線路である入力側マイクロストリッ
プ線路40が接続されている。この入力側マイクロストリ
ップ線路40は、抵抗41を介してゲートバイアス電圧供給
端子42に接続されており、また、入力整合用コンデンサ
43を介して接地されている。

【００１９】一方、出力整合回路36において、高周波電
力用トランジスタ32のドレイン電極34には、出力端子44
との間に出力側直流阻止コンデンサ45が接続されてい
る。また、出力端子44に接続される外部回路とのインピ
ーダンス整合を最適なものとして所望の出力特性、例え
ば歪み特性・出力電力・消費電流等を単独であるいは同
時に満足するように整合をとるために、分布定数線路で
ある出力側マイクロストリップ線路46が接続されてお
り、この出力側マイクロストリップ線路46は出力整合用
コンデンサ47を介して接地されている。これら出力側マ
イクロストリップ線路46および出力整合用コンデンサ47
により出力整合回路36が構成されている。

【００２０】また、高周波電力用トランジスタ32のドレ
イン電極34には、ドレイン電極34に直流電流を供給する
ためのバイアス回路として、分布定数線路であるドレイ
ン線路48を介してドレインバイアス電圧供給端子49が、
出力側マイクロストリップ線路46に接続される等して接
続されている。

【００２１】そして、本発明の高周波用電力増幅器31に
おいては、これら出力整合回路36を構成する出力側マイ
クロストリップ線路46および出力整合用コンデンサ47
と、バイアス回路を構成するドレイン線路48とにより、
高周波信号の基本周波数に対する出力インピーダンスを
ポーラーチャート上において点Ａ（0.85∠178 °）・点
Ｂ（0.80∠178 °）・点Ｃ（0.80∠182 °）・点Ｄ（0.
85∠182 °）で囲まれた範囲内に、２次高調波に対する
出力インピーダンスをポーラーチャート上において点Ｅ
（0.90∠140 °）・点Ｆ（0.80∠140 °）・点Ｇ（0.80
∠130 °）・点Ｈ（0.90∠130 °）で囲まれた範囲内
に、３次高調波に対する出力インピーダンスをポーラー
チャート上において点Ｉ（0.90∠220 °）・点Ｊ（0.80
∠220 °）・点Ｋ（0.80∠270 °）・点Ｌ（0.90∠270
°）とするものであり、以上の構成により基本波および
２次・３次高調波出力制御を行なって高効率な電力増幅
を行なうことができるものである。そして、さらに前記
出力整合回路の分布定数線路である出力側マイクロスト
リップ線路46の直流導体抵抗値を５ｍΩ／ｍｍ以下に設
定したことを特徴とするものであり、以上の構成によ
り、出力整合回路の分布定数線路の導体抵抗値を所定の
値以下に低減して高効率な電力増幅を行ないつつさらな
る小型化を図ることができるものである。

【００２２】なお、出力整合回路36の分布定数線路であ
る出力側マイクロストリップ線路46の直流導体抵抗値
は、５ｍΩ／ｍｍより大きくなると消費電流が増加し、
効率が悪くなる傾向がある。また、低ければ低いほど消
費電流が減少し、効率が良くなることから、５ｍΩ／ｍ
ｍ以下で低ければ低いほど良い。

【００２３】この場合、出力整合回路36の分布定数線路
を形成するための導体材料としては、例えば導体抵抗の
低いＡｇ系の材料を用い、導体厚みを22μｍ以上30μｍ
以下にし、直流の導体抵抗値を５ｍΩ／ｍｍ以下になる
ようにすることで、高周波的な伝送損失が低減し効率改
善が可能となる。また、他の材料として、銅（Ｃｕ）系
の材料等も用いてもよい。

【００２４】これにより、従来は導体厚みが15μｍ以上
19μｍ以下であったために出力整合回路６の出力側マイ
クロストリップ線路16の直流導体抵抗値は10ｍΩ／ｍｍ
程度であったが、これに対して、出力側マイクロストリ
ップ線路46の直流導体抵抗値を５ｍΩ／ｍｍ以下とした
本発明の高周波用電力増幅器31によれば、消費電流で12
ｍＡの改善（電力増幅の効率で約１％の改善）が可能で
ある。

【００２５】ここで、ポーラーチャートとは、インピー
ダンス平面における定抵抗線と定リアクタンス線を反射
係数平面上に描き直した、スミスチャートと同様のイン
ピーダンスチャートであり、スミスチャートにおけるイ
ンピーダンスをベクトルとして｜Γ｜∠θ（ただし、Γ
は反射係数、θは位相）で表現したものである。図２
に、本発明の高周波用電力増幅器に係るポーラーチャー
トを示す。

【００２６】図２に示すポーラーチャートにおいて、円
の中心は反射係数｜Γ｜が０で、反射係数｜Γ｜は円が
大きくなるほど同心円状に大きくなり、一番外側の円が
1.0となる。また、位相θは円の中心から右向きの横軸
をθ＝０°とし、これを基準に反時計回りに90°毎にθ
＝90°、180 °、270 °、（360 °）としている。すな
わち、このポーラーチャートによれば、Ａ点（0.85∠17
8 °）は、反射係数｜Γ｜が0.85で位相θが178 °とい
うこととなる。

【００２７】そして、基本周波数に対する出力インピー
ダンスを点Ａ〜点Ｄで囲まれた範囲内に設定するには、
図１に示す本発明の高周波用電力増幅器31において、出
力側マイクロストリップ線路46の線路長と、出力整合用
コンデンサ47の容量値とを調整することで実現できる。
例えば、出力側マイクロストリップ線路46の線路長を短
くすると、基本周波数に対する出力インピーダンスは位
相θが大きくなって図２のポーラーチャートにおいて反
時計回りの方向に移動する。他方、ドレイン線路48の線
路長を長くすると、基本周波数に対する出力インピーダ
ンスは図２のポーラーチャートにおいて時計回りの方向
に移動し、線路長の調整により最適な歪み特性・消費電
流特性のポイントに置くことができる。

【００２８】ここで、出力インピーダンスを上記の点Ａ
〜点Ｄで囲まれた範囲内に設定するのは、点Ａと点Ｂと
を結ぶ直線（位相θ＝182 °）より位相θが反時計回り
の方向に移動する（大きくなる）と歪み特性が急激に悪
くなる傾向があり、他方、点Ｃと点Ｄとを結ぶ直線（位
相θ＝178 °）より位相θが時計回りの方向に移動する
（小さくなる）と消費電流が急激に増加する傾向がある
からである。また、点Ａと点Ｄとを結ぶ曲線（反射係数
｜Γ｜＝1.0 ）を越えて反射係数が大きくなると増幅が
安定しなくなるからであり、点Ｂと点Ｃとを結ぶ曲線
（反射係数｜Γ｜＝0.80）を越えて反射係数｜Γ｜が小
さくなると歪み特性が急激に悪くなる傾向があるからで
ある。従って、基本周波数に対する出力インピーダンス
を図２中で斜線を施した点Ａ〜点Ｄで囲まれた範囲内に
設定することにより、良好な電力増幅特性を得ることが
できる。

【００２９】本発明の高周波用電力増幅器31において高
周波信号の２次高調波に対する出力インピーダンスをポ
ーラーチャート上において上記の範囲内に設定するに
は、出力整合回路36の分布定数線路である出力側マイク
ロストリップ線路46の線路長およびコンデンサである出
力整合用コンデンサ47の容量値と、バイアス回路の分布
定数線路であるドレイン線路48の線路長とを調整すれば
よく、これにより、高周波信号の基本周波数に対してイ
ンピーダンスの整合をとりつつ、従来のような２次高調
波出力制御回路を付加することなく２次高調波に対する
出力インピーダンスを所望の範囲内の値に設定すること
ができる。

【００３０】さらに、本発明の高周波用電力増幅器31に
おいて高周波信号の３次高調波に対する出力インピーダ
ンスをポーラーチャート上において上記の範囲内に設定
するには、バイアス回路のドレイン線路48の線路長を調
整すればよく、これにより、高周波信号の基本周波数に
対する出力インピーダンスおよび２次高調波に対する出
力インピーダンスを所望の範囲内の値に設定しつつ、２
次高調波出力制御回路のような制御回路を付加すること
なく、さらに３次高調波出力制御を容易に行なうことが
できるものとなる。

【００３１】本発明の高周波用電力増幅器31の高周波電
力増幅部に用いられる高周波電力用トランジスタ32とし
ては、入力電極であるゲート電極33に供給された高周波
入力信号を増幅して出力電極であるドレイン電極34より
高周波出力信号として出力する一般的な高周波電力用ト
ランジスタ、例えばＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ等を使用する
ことができる。また、この高周波電力増幅部を他の高周
波増幅カイロ、多段構成の高周波トランジスタを用いた
増幅回路で構成してもよい。

【００３２】図１に示すように高周波電力増幅部として
高周波電力用トランジスタ32を用いた場合であれば、そ
の基本周波数におけるドレイン効率・ゲイン（利得）お
よび歪み特性等の最適なインピーダンス（入力インピー
ダンスＺ_in・出力インピーダンスＺ_out）は、ロードプ
ル測定等を用いれば一義的に求めることができる。

【００３３】例えば、電源電圧3.5 Ｖ・入力電力22ｄＢ
ｍ・周波数942.5 ＭＨｚの条件下で、比誘電率8.1 の誘
電体基板上で942.5 ＭＨｚに対して、バイアス回路を構
成するドレイン線路48の線路長をほぼλ／４（４分の１
波長）に相当する35ｍｍに調整すれば、各インピーダン
スの最適インピーダンスは、それぞれＺ_in＝0.85∠160
°およびＺ_out＝0.83∠180 °である。

【００３４】次に、基本波と３次高調波の両方について
良好な効率を得るために、ドレイン線路48の線路長を短
くして、２次高調波に対するインピーダンスを調整す
る。このとき、ドレイン線路48の線路長を短くしていく
と、基本波に対するインピーダンスが変動するので、こ
れについて出力側マイクロストリップ線路46の線路長と
出力整合用コンデンサ47の容量値とを調整して最適化す
ることにより、基本波に対するインピーダンスの補正を
行なう。

【００３５】ここで、基本波の反射係数｜Γ｜は、出力
整合用コンデンサ47の容量値を大きくすると大きくな
り、容量値を小さくすると小さくなることから、出力整
合用コンデンサ47の容量値により調整することができ
る。また、基本波の位相θは、出力側マイクロストリッ
プ線路46の線路長を長くすると小さくなって図２に示す
ポーラーチャートにおいて時計回りの方向に移動させる
ことができ、線路長を短くすると大きくなって図２に示
すポーラーチャートにおいて反時計回りの方向に移動さ
せることができる。

【００３６】従って、例えば３次高調波に対する出力イ
ンピーダンスを0.90∠250 °に設定するには、比誘電率
8.1 の誘電体基板上で周波数942.5 ＭＨｚに対して、バ
イアス回路を構成するドレイン線路48の線路長を15ｍｍ
に設定すればよい。このようにドレイン線路48の線路長
を変えることで、基本周波数に対する出力インピーダン
スは0.83∠180 °から0.83∠175 °になり、位相θが時
計回りの方向に５°ずれることとなる。この位相のずれ
は、出力側マイクロストリップ線路46の線路長を４ｍｍ
から3.8 ｍｍに短くすることで補正が可能となる。

【００３７】なお、このとき２次高調波に対するインピ
ーダンスは、出力側マイクロストリップ線路46の線路長
を短くすることでずれることはほとんどない。

【００３８】このように、ドレイン線路48の線路長で３
次高調波に対するインピーダンスを調整し、それによっ
て変動した基本波および２次高調波に対するインピーダ
ンスを出力側マイクロストリップ線路46と出力整合用コ
ンデンサ47とで調整することにより、高周波電力増幅の
効率が良好な高周波用電力増幅器31とすることができ
る。その結果、従来の高周波用電力増幅器１に比較し
て、２次高調波出力制御回路22を付加する必要がないば
かりか、従来のドレイン線路18よりもドレイン線路48を
短くすることができ、非常に小型でかつ高効率な高周波
用電力増幅器を実現することが可能となる。

【００３９】また、基本波および２次高調波に対する出
力インピーダンスを所定の値に設定するには、前述のよ
うに出力側マイクロストリップ線路46と出力整合用コン
デンサ47とで調整することで設定が可能である。例え
ば、出力側マイクロストリップ線路46の線路長を長くす
ると、基本波および２次高調波の位相はポーラーチャー
ト上で反時計方向に移動し、線路長を短くするとその逆
となる。また出力整合用コンデンサ47の容量値を大きく
すると、基本波の反射係数が大きくなり、位相もポーラ
ーチャート上で反時計方向に動く。

【００４０】さらに、基本波および２次高調波とともに
３次高調波に対する出力インピーダンスを所定の値に設
定するには、バイアス回路のドレイン線路48の線路長を
調整することで設定が可能である。例えば、ドレイン線
路48を長くすると、３次高調波は時計方向に動き、短く
するとその逆となる。

【００４１】なお、本発明は以上の実施の形態の例に限
定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲
で種々の変更や改良を施すことは何ら差し支えない。例
えば、上記の実施の形態の例では入力整合回路35・出力
整合回路36・バイアス回路を構成する分布定数線路とし
てそれぞれ入力側マイクロストリップ線路40・出力側マ
イクロストリップ線路46・ドレイン線路48を用いた例を
示したが、これら分布定数線路には誘電体基板内に形成
されたストリップ線路を用いてもよいことは言うまでも
ない。

【００４２】

【発明の効果】以上のように、本発明の高周波用電力増
幅器によれば、高周波電力増幅部の出力電極に接続され
た、分布定数線路およびコンデンサから成る出力整合回
路と分布定数線路から成るバイアス回路とにより、それ
らの線路長および容量値を調整することによって、基本
周波数に対する出力インピーダンスをポーラーチャート
上において点Ａ（0.85∠178 °）・点Ｂ（0.80∠178
°）・点Ｃ（0.80∠182 °）・点Ｄ（0.85∠182 °）で
囲まれた範囲内に、２次高調波に対する出力インピーダ
ンスをポーラーチャート上において点Ｅ（0.90∠140
°）・点Ｆ（0.80∠140 °）・点Ｇ（0.80∠130 °）・
点Ｈ（0.90∠130 °）で囲まれた範囲内に、３次高調波
に対する出力インピーダンスをポーラーチャート上にお
いて点Ｉ（0.90∠220 °）・点Ｊ（0.80∠220 °）・点
Ｋ（0.80∠270 °）・点Ｌ（0.90∠270°）で囲まれた
範囲内にそれぞれ設定したことから、従来の高周波用電
力増幅器のような２次高調波出力制御回路を構成するス
ペースを不要とすることができるとともにバイアス回路
における分布定数線路の線路長も短くすることができ
て、歪み特性等の所望の出力特性を維持しつつ高効率な
電力増幅を行ない、さらに一層の小型化を図ることがで
きた。

【００４３】また、本発明の高周波用電力増幅器によれ
ば、高周波信号の３次高調波に対する出力インピーダン
スも出力整合回路の分布定数線路の線路長およびコンデ
ンサの容量値とバイアス回路の分布定数線路の線路長と
により調整することができ、３次高調波制御を容易に行
なうこともできる。

【００４４】さらに、出力整合回路の分布定数線路の直
流導体抵抗値を５ｍΩ／ｍｍ以下に設定した場合には、
高周波的な伝送損失を低減させてより一層の電力増幅の
効率改善が可能となる。

【００４５】以上により、本発明によれば、さらなる小
型化に対応が可能でかつ基本波および２次・３次高調波
出力制御を容易に行なうことができ、さらに出力整合回
路による高効率化も行なうことができる高周波用電力増
幅器を提供することができた。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の高周波用電力増幅器の実施の形態の一
例を示す回路図である。

【図２】本発明の高周波用電力増幅器における出力電極
から出力側をみた高周波信号の基本周波数・２次高調波
および３次高調波に対する出力インピーダンスを示すポ
ーラーチャートである。

【図３】従来の高周波用電力増幅器の例を示す回路図で
ある。

【符号の説明】

31・・・高周波用電力増幅器 32・・・高周波電力用トランジスタ（高周波電力増幅
部） 33・・・ゲート電極（入力電極） 34・・・ドレイン電極（出力電極） 35・・・入力整合回路 36・・・出力整合回路 46・・・出力側マイクロストリップ線路（分布定数線
路） 47・・・出力整合用コンデンサ 48・・・バイアス回路のドレイン線路（分布定数線路）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力電極からの高周波信号を増幅し出力
電極より送出する高周波電力増幅部と、前記入力電極に
接続され、前記高周波信号の基本周波数に対して入力イ
ンピーダンス整合をとるための入力整合回路と、前記出
力電極に接続され、所望の出力特性に整合をとるための
分布定数線路およびコンデンサから成る出力整合回路
と、前記出力電極に接続され、直流電流を供給するため
の分布定数線路から成るバイアス回路とを具備し、前記
出力整合回路および前記バイアス回路により、前記高周
波電力増幅部の出力電極から出力側をみた前記高周波信
号の基本周波数に対する出力インピーダンスをポーラー
チャート上において点Ａ（０．８５∠１７８°）・点Ｂ
（０．８０∠１７８°）・点Ｃ（０．８０∠１８２°）
・点Ｄ（０．８５∠１８２°）で囲まれた範囲内に、２
次高調波に対する出力インピーダンスをポーラーチャー
ト上において点Ｅ（０．９０∠１４０°）・点Ｆ（０．
８０∠１４０°）・点Ｇ（０．８０∠１３０°）・点Ｈ
（０．９０∠１３０°）で囲まれた範囲内に、３次高調
波に対する出力インピーダンスをポーラーチャート上に
おいて点Ｉ（０．９０∠２２０°）・点Ｊ（０．８０∠
２２０°）・点Ｋ（０．８０∠２７０°）・点Ｌ（０．
９０∠２７０°）で囲まれた範囲内にそれぞれ設定した
ことを特徴とする高周波用電力増幅器。
【請求項２】前記出力整合回路の分布定数線路の直流
導体抵抗値を５ｍΩ／ｍｍ以下に設定したことを特徴と
する請求項１記載の高周波用電力増幅器。