JP2001110144A - 記録情報再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 従来の記録情報再生装置では、ゼロクロスサ
ンプル値が０に収束するように可変係数フィルタのフィ
ルタ係数を更新するようにしているため、収束が遅く、
誤判別が多いという問題がある。また、パーシャルレス
ポンス等化を行っていないので、ビタビ復号ができな
い。 【解決手段】 仮判別回路３３は、パーシャルレスポン
ス等化を前提とした仮判別（収束目標設定）を行い、こ
の仮判別値と減算器３１から取り出される波形等化後再
生信号との差分値をエラー信号として乗算器・ＬＰＦ２
７〜２９に供給して、エラー信号が０になるように制御
することで、明確な値に向かって装置の動作を収束させ
ることができる。トランスバーサルフィルタ２５及び２
６からは隣接トラックからの再生信号に基づく擬似クロ
ストーク信号が出力され、トランスバーサルフィルタ２
１からの再生トラックからの再生信号に減算される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は記録情報再生装置に
係り、特に光ディスクの記録情報信号を再生する記録情
報再生装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、高密度記録された光ディスク
の隣接する３つのトラックから別々のビームにより再生
した信号に基づいて、クロストーク除去を行うと共に中
央のトラックからＳ／Ｎ比の良好な再生信号を得るよう
にした、３ビーム法による記録情報再生装置が種々提案
されているが、クロストーク除去のためのプリアンブル
信号を予め記録しておくことなく、再生信号のクロスト
ーク除去を行うようにして記録容量を向上した３ビーム
法による記録情報再生装置が知られている（特開平９−
３２０２００号公報）。

【０００３】この従来の記録情報再生装置では、光ディ
スクの任意の一のトラックから一のビームにより再生し
た第１の読取信号と、その一のトラックの両側に隣接す
る２本のトラックから別々のビームにより再生した２つ
の第２の読取信号とを、それぞれサンプリングして第１
及び第２のサンプル値系列に変換し、そのうち第２のサ
ンプル値系列から可変係数フィルタによりクロストーク
成分を求め、上記の第１のサンプル値系列からこのクロ
ストーク成分を減算器で減算し、更にゼロクロスサンプ
ル抽出手段により、この減算器の出力サンプル値系列中
からゼロクロスサンプル値を抽出して、このゼロクロス
サンプル値が０に収束するようにフィルタ係数演算手段
により上記の可変係数フィルタのフィルタ係数を更新す
ると共に、判定手段により減算器の出力サンプル値系列
から再生信号の判定を行う構成である。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記の従来
の記録情報再生装置では、可変係数フィルタのフィルタ
係数の更新は、ＬＭＳ適応アルゴリズムを使用して誤差
信号が０になるようにしているが、上記の誤差信号は減
算器の出力サンプル値系列中から抽出したゼロクロスサ
ンプル値のみであり、収束が遅く、誤判別が多いという
問題がある。また、パーシャルレスポンス等化を行って
いないので、ビタビ復号ができず、益々高密度記録され
る傾向のある光ディスクから読み取ったＳ／Ｎの低い再
生信号のデータ復元を誤る可能性が高いという問題もあ
る。

【０００５】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
収束が速くしかも確実に記録媒体の記録情報を再生し得
る記録情報再生装置を提供することを目的とする。

【０００６】また、本発明の他の目的は、高密度記録さ
れた記録媒体の記録情報をパーシャルレスポンス等化を
用いて正確に再生し得る記録情報再生装置を提供するこ
とにある。

【０００７】更に、本発明の他の目的は、低い周波数の
クロックで動作可能な記録情報再生装置を提供すること
にある。

【０００８】また更に、本発明の他の目的は、簡単な構
成によりクロストークキャンセルを実現し得る記録情報
再生装置を提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、第１の発明は記録媒体上の記録情報記録トラック群
のうち、再生すべき任意の一の記録情報記録トラックか
ら読み取った第１の再生信号と、再生すべき任意の一の
記録情報記録トラックの両側に隣接する２つの記録情報
トラックのそれぞれから別々に読み取った第２及び第３
の再生信号を得る読取手段と、第１乃至第３の再生信号
をそれぞれ別々にディジタル信号に変換して第１乃至第
３のディジタル再生信号を出力するＡ／Ｄ変換手段と、
第１のディジタル再生信号に対して所望のビットレート
でサンプリングしたディジタルデータをリサンプリング
（間引き補間）演算して生成すると共に、ビットクロッ
クを生成し、更に第１のディジタル再生信号のゼロレベ
ルを検出してゼロポイント情報を出力するリサンプリン
グ演算位相同期ループ回路と、第１乃至第３のトランス
バーサルフィルタと、遅延回路と、仮判別手段と、第１
乃至第３の係数生成手段と、リサンプリング手段と、減
算回路とより構成したものである。

【００１０】ここで、上記の第１のトランスバーサルフ
ィルタは、リサンプリング演算位相同期ループ回路の出
力ディジタルデータを、第１のフィルタ係数に基づいて
波形等化する。上記の遅延回路は、ゼロポイント情報
を、少なくとも連続する３つずつ出力する。上記の仮判
別手段は、パーシャルレスポンス等化の種類を示すＰＲ
モード信号と、再生信号のランレングス制限符号の種類
を示すＲＬＬモード信号と、遅延回路からの複数のゼロ
ポイント情報と、波形等化後再生信号とを入力として受
け、ＰＲモード信号とＲＬＬモード信号で定まる状態遷
移と、複数のゼロポイント情報のパターンとに基づき、
波形等化信号の仮判別値を算出し、その仮判別値と波形
等化後再生信号との差分値をエラー信号として出力す
る。

【００１１】また、第１の係数生成手段は、仮判別手段
の出力エラー信号に基づき、第１のフィルタ係数をエラ
ー信号が最小になるように可変制御する。リサンプリン
グ手段は、Ａ／Ｄ変換手段からの第２及び第３のディジ
タル再生信号に対して別々にリサンプリング演算位相同
期ループ回路の出力ビットクロックに基づいてリサンプ
リング演算して、第１及び第２のサンプリング信号を出
力する。第２及び第３のトランスバーサルフィルタは、
第１及び第２のサンプリング信号を、別々に第２及び第
３のフィルタ係数に基づいて別々にフィルタリングし
て、再生すべき任意の一の記録情報記録トラックの両側
に隣接する２つの記録情報トラックの読取信号に対応し
た第１及び第２の擬似クロストーク信号を別々に出力す
る。第２及び第３の係数生成手段は、仮判別手段の出力
エラー信号に基づき、第２及び第３のフィルタ係数を別
々に可変制御する。減算回路は、第１のトランスバーサ
ルフィルタの出力信号から第１及び第２の擬似クロスト
ーク信号をそれぞれ減算して波形等化後再生信号を出力
する。

【００１２】この第１の発明では、仮判別手段がパーシ
ャルレスポンス等化を前提とした仮判別（収束目標設
定）を行い、この仮判別値と減算回路から取り出される
波形等化後再生信号との差分値をエラー信号として第１
乃至第３のフィルタ係数生成手段に供給して、エラー信
号が０になるように制御することで、明確な値に向かっ
て装置の動作を収束させることができる。また、リサン
プリング演算位相同期ループ回路を使用できる。

【００１３】また、第２の発明は、上記の目的を達成す
るため、仮判別手段を、パーシャルレスポンス等化の種
類を示すＰＲモード信号と、再生信号のランレングス制
限符号の種類を示すＲＬＬモード信号と、波形等化後再
生信号とを入力として受け、ＰＲモード信号とＲＬＬモ
ード信号で定まる固定の閾値に基づき、波形等化信号の
仮判別値を算出し、その仮判別値と波形等化後再生信号
との差分値をエラー信号として出力する構成としたもの
である。この発明では、遅延回路を不要にできる。

【００１４】また、第３の発明は、上記の目的を達成す
るため、減算回路の出力波形等化後再生信号が入力さ
れ、その波形等化後再生信号のゼロポイント情報を検出
するゼロ検出器を設け、遅延回路は第１の発明における
リサンプリング演算位相同期ループ回路の出力ゼロポイ
ント情報に代えて、ゼロ検出器からのゼロポイント情報
を遅延するようにしてもよい。

【００１５】また、第４の発明は、上記の目的を達成す
るため、減算回路の出力波形等化後再生信号が入力さ
れ、その波形等化後再生信号に基づいてビットクロック
の自然数倍の周波数のシステムクロックを生成する位相
同期ループ回路を設け、第１の発明におけるリサンプリ
ング演算位相同期ループ回路及びリサンプリング手段を
削除してＡ／Ｄ変換手段からの第１乃至第３のディジタ
ル再生信号を第１乃至第３のトランスバーサルフィルタ
に別々に供給すると共に、遅延回路は位相同期ループ回
路内の位相比較器から出力されるゼロポイント情報を遅
延する構成としたものである。

【００１６】また、第５の発明は、上記の目的を達成す
るため、読取手段からの第１の再生信号に基づいてビッ
トクロックの自然数倍の周波数のシステムクロックを生
成する位相同期ループ回路と、Ａ／Ｄ変換手段から取り
出された第１のディジタル再生信号のゼロポイント情報
を検出するゼロ検出器とを設け、第１の発明におけるリ
サンプリング演算位相同期ループ回路及びリサンプリン
グ手段を削除してＡ／Ｄ変換手段からの第１乃至第３の
ディジタル再生信号を第１乃至第３のトランスバーサル
フィルタに別々に供給すると共に、遅延回路はゼロ検出
器からのゼロポイント情報を遅延する構成としたもので
ある。

【００１７】更に、第６の発明は、上記の目的を達成す
るため、減算回路の出力波形等化後再生信号が入力さ
れ、その波形等化後再生信号に基づいてビットクロック
の自然数倍の周波数のシステムクロックを生成する位相
同期ループ回路を設け、第２の発明におけるリサンプリ
ング演算位相同期ループ回路及びリサンプリング手段を
削除してＡ／Ｄ変換手段からの第１乃至第３のディジタ
ル再生信号を第１乃至第３のトランスバーサルフィルタ
に別々に供給する構成としたものである。

【００１８】また、上記の目的を達成するため、第７の
発明は、第１の発明における仮判別手段をパーシャルレ
スポンス等化の種類を示すＰＲモード信号と、再生信号
のランレングス制限符号の種類を示すＲＬＬモード信号
と、遅延回路からの複数のゼロポイント情報と、波形等
化後再生信号とを入力として受け、ＰＲモード信号とＲ
ＬＬモード信号で定まる状態遷移と、複数のゼロポイン
ト情報のパターンとに基づき、波形等化後再生信号の目
標値となる仮判別値を算出する仮判別回路と、仮判別値
と波形等化後再生信号との差分値をエラー信号として出
力する減算器とよりなる構成とし、第１の発明に更に、
減算器から出力されるエラー信号が第１の入力端子に入
力され、仮判別回路から出力される仮判別値が第２の入
力端子に入力され、仮判別値に応じてエラー信号のうち
の有効な成分だけを選択して出力するエラー選択回路を
設け、第２及び第３の係数生成手段を、エラー選択回路
から出力されるエラー信号に基づき、第２及び第３のフ
ィルタ係数を別々に可変制御する構成としたものであ
る。

【００１９】本発明では、仮判別手段の出力エラー信号
のうち、エラー選択回路によりゼロポイントから最も離
れた目標値として仮判別された確からしくないエラー値
を示す信号を無効化し（０に置き換えて出力し）、確か
らしいエラー信号だけを有効成分として取り出すように
したため、正確なデータのみに基づいて疑似クロストー
ク生成用の第２及び第３のトランスバーサルフィルタの
各フィルタ係数である第２及び第３のフィルタ係数を生
成することができる。

【００２０】また、上記の目的を達成するため、第８の
発明では、上記のエラー選択回路の第１の入力端子には
減算器から出力されるエラー信号を入力し、エラー選択
回路の第２の入力端子にはリサンプリング演算位相同期
ループ回路がロックすべきゼロクロス点に相当する、リ
サンプリングによって形成されたサンプルポイントが存
在するタイミングを示すゼロポイント情報を入力し、ゼ
ロポイント情報が示すサンプルポイントのみ、又はゼロ
ポイント情報が示すサンプルポイントとその直前直後の
サンプルポイントで第１の入力端子に入力されるエラー
信号を選択し、それ以外のサンプルポイントではエラー
信号を無効化する構成とし、第９の発明では、エラー選
択回路の第１の入力端子には減算回路から出力される波
形等化後再生信号を入力し、第２の入力端子に入力され
る仮判別値に応じて波形等化後再生信号のうちのリサン
プリング演算位相同期ループ回路がロックすべきゼロク
ロス点に相当するサンプルポイントの有効成分だけを選
択して出力し、それ以外のサンプルポイントでは波形等
化後再生信号を無効化する構成としたものである。更
に、第１０の発明は、上記の目的を達成するため、エラ
ー選択回路の第１の入力端子に波形等化後再生信号を入
力し、第２の入力端子には上記のゼロポイント情報を入
力し、ゼロポイント情報が示すサンプルポイントでのみ
第１の入力端子に入力される波形等化後再生信号を選択
し、それ以外のサンプルポイントでは波形等化後再生信
号を無効化する構成としたものである。

【００２１】第８、第９及び第１０の各発明では、いず
れも第７の発明と同様に、エラー選択回路により確から
しくないエラー値を示す信号を無効化し、確からしいエ
ラー信号又はこのエラー信号と実質的に同じ値の波形等
化後再生信号だけを有効成分として取り出すようにした
ため、正確なデータのみに基づいて疑似クロストーク生
成用の第２及び第３のトランスバーサルフィルタの各フ
ィルタ係数である第２及び第３のフィルタ係数を生成す
ることができる。

【００２２】また、上記の目的を達成するため、第１２
の発明は、ディジタル演算位相同期ループ回路から取り
出されたディジタルデータを書き込まれた後読み出され
て第１のトランスバーサルフィルタへ出力する第１のメ
モリと、リサンプリング手段からの第１及び第２のサン
プリング信号をそれぞれ別々に書き込んだ後読み出して
第２及び第３のトランスバーサルフィルタへ別々に出力
する第２及び第３のメモリとを有し、第１乃至第３のメ
モリは、それぞれビットクロックのタイミングで書き込
み動作を行い、新たに生成したクロックのタイミングで
読み出し動作を行うことを特徴とする。

【００２３】この発明では、新しいクロックの周波数を
マスタークロック周波数よりも低周波数とすることがで
き、後段の演算をこの新しいクロック周波数で行うこと
により、演算時間に余裕ができ、ラッチ等を少なくする
ことができる。

【００２４】第１３の発明は、上記の目的を達成するた
め、読取手段が第１の再生信号のみを出力し、Ａ／Ｄ変
換手段が第１のディジタル再生信号のみを出力し、リサ
ンプリング手段を削除した構成とし、第１のディジタル
再生信号に基づいて生成された第１のトランスバーサル
フィルタへ供給されるディジタルデータから、互いに１
トラック走査期間程度異なる時間関係の第１乃至第３の
ディジタルデータを生成する遅延手段を有し、遅延手段
から取り出された第１乃至第３のディジタルデータのう
ち遅延時間が最小の第１のディジタルデータと遅延時間
が最大の第３のディジタルデータを第２及び第３のトラ
ンスバーサルフィルタへ供給し、第２のディジタルデー
タを第１のトランスバーサルフィルタへ供給する構成と
したものである。

【００２５】この発明では、３ビームを用いて走査すべ
きトラックの両側の隣接トラックから得られるクロスト
ーク信号と同等の信号を遅延手段を用いて得ることがで
きるため、リサンプリング手段を削除することができ
る。

【００２６】また、第１４の発明は、上記の目的を達成
するため、読取手段が第１の再生信号のみを出力し、Ａ
／Ｄ変換手段が第１のディジタル再生信号のみを出力
し、リサンプリング手段を削除した構成とし、第１のデ
ィジタル再生信号に基づいて生成された第１のトランス
バーサルフィルタへ供給されるディジタルデータを遅延
する第１のメモリと、波形等化後再生信号をビタビ復号
して得た復号データから、第１のメモリから出力される
第１のディジタルデータに対してそれぞれ１トラック走
査期間程度遅れている第１の復号データと１トラック走
査期間程度進んでいる第２の復号データを生成する第２
のメモリとを設け、第１のディジタルデータを第１のト
ランスバーサルフィルタへ供給し、第１及び第２の復号
データを第２及び第３のトランスバーサルフィルタへ供
給する構成としたものである。

【００２７】この発明では、疑似クロストーク信号を生
成するための第１及び第２のメモリに対して、通常のサ
ンプリングデータよりもビット数の少ない１ビットのビ
タビ復号データを書き込み、読み出すようにしたため、
第１及び第２のメモリのメモリ容量を最小にすることが
できる。

【００２８】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面と共に説明する。図１は本発明になる記録情報再
生装置の第１の実施の形態のブロック図を示す。この実
施の形態では、記録媒体の一例としての光ディスクの隣
接する３本の記録トラックに対し、３つのビームスポッ
トを別々に形成する公知の３ビーム法を用いる。すなわ
ち、図２に示すように、１回転当たり１本のトラックが
形成されている光ディスクの任意のトラックＴｉから記
録情報信号を再生するときは、再生専用の光ビームスポ
ットＢ０をトラックＴｉに形成し、トラックＴｉの両側
に隣接するトラックTi-1とTi+1のうち内周側トラックTi
-1にはビームスポットＢ１を形成し、外周側トラックTi
+1にはビームスポットＢ２を形成する。

【００２９】これら３つのビームスポットＢ０、Ｂ１、
Ｂ２は、中央のビームスポットＢ０を中心として、光デ
ィスクの回転方向上、ビームスポットＢ１が後方位置
（又は前方位置）に、ビームスポットＢ２が前方位置
（又は後方位置）に配置された状態を保ってトラッキン
グされることは周知の通りである。これら３つのビーム
スポットＢ０、Ｂ１、Ｂ２による反射光は、公知の光学
系を別々に通して読取信号に変換される。

【００３０】上記の読取信号のうち、中央の再生すべき
トラックＴｉの読取信号は、図１のＡ／Ｄ変換器１１に
供給され、内周側の隣接トラックTi-1の読取信号は、図
１のＡ／Ｄ変換器１２に供給され、外周側の隣接トラッ
クTi+1の読取信号は、図１のＡ／Ｄ変換器１３に供給さ
れる。Ａ／Ｄ変換器１１、１２、１３は入力された読取
信号を、マスタークロックでサンプリングしてディジタ
ル信号に変換して、次段のＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４、１
５、１６に供給し、ここで振幅が一定に制御される自動
振幅制御（ＡＧＣ）及び２値コンパレートの閾値を適切
に直流（ＤＣ）制御する自動閾値制御（ＡＴＣ）させ
る。

【００３１】ＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４の出力信号は、リ
サンプリングＤＰＬＬ１７に供給される。リサンプリン
グＤＰＬＬ１７は、自分自身のブロックの中でループが
完結しているディジタルＰＬＬ（位相同期ループ）回路
で、入力信号に対し所望のビットレートでサンプリング
したディジタルデータをリサンプリング（間引き補間）
演算して生成し、遅延調整器２０を通してトランスバー
サルフィルタ２１に供給する。また、リサンプリングＤ
ＰＬＬ１７は、ゼロレベルを読取信号が横切ることを検
出しており、それにより得られる０ポイント情報を遅延
調整器２２を通して後述のタップ遅延回路３２に供給す
る。

【００３２】更に、リサンプリングＤＰＬＬ１７は、ビ
ットサンプリングのためのビットクロックＢＣＬＫを生
成すると共に、リサンプリング演算するための内分する
割合を示すパラメータＴ＿ratioを生成し、それらをリ
サンプリング回路１８及び１９にそれぞれ供給し、ここ
でＡＧＣ・ＡＴＣ回路１５及び１６よりのディジタル信
号をパラメータＴ＿ratioが示す割合でビットクロック
ＢＣＬＫでリサンプリング演算を行う。ビットクロック
ＢＣＬＫは、歯抜けクロック（Punctured Clock）であ
る。なお、前記０ポイント情報は、ビットサンプリング
のデータが、ゼロレベルとクロスするポイントをビット
クロック単位で示している。

【００３３】リサンプリング回路１８及び１９よりそれ
ぞれ取り出された信号は、遅延調整器２３、２４を通し
てトランスバーサルフィルタ２５、２６に供給される。
前記トランスバーサルフィルタ２１及び上記のトランス
バーサルフィルタ２５、２６は、それぞれ乗算器・低域
フィルタ（ＬＰＦ）２７、２８、２９よりフィルタ係数
（タップ係数）が入力されてそれに応じた特性のフィル
タリング処理を入力信号に対して行う。

【００３４】トランスバーサルフィルタ２１は、乗算器
・ＬＰＦ２７よりのタップ係数（フィルタ係数）に基づ
いて波形等化処理を行い、再生すべき所望のトラックか
らの読取信号の前後の信号との符号間干渉の影響を低減
する。このトランスバーサルフィルタ２１の出力波形等
化後読取信号は、後述の減算器３０及び３１を通して仮
判別回路３３に供給され、ここでタップ遅延回路３２よ
りの遅延信号と、パーシャルレスポンス（ＰＲ）の種類
を示すＰＲモード信号と、光ディスクに記録されている
信号のランレングス制限符号長（最小反転間隔や最大反
転間隔）を示すＲＬＬモード信号とが入力され、これら
に基づいて仮判別結果を出力する。

【００３５】この仮判別結果と仮判別回路３３の入力信
号（減算器３１の出力信号）とが減算器３４において減
算され、その差分値がエラー信号としてインバータ３５
で極性を反転された後、乗算器・ＬＰＦ２７に供給さ
れ、ここでトランスバーサルフィルタ２１のタップ出力
と乗算されて相関が検出され、ＬＰＦで積分される。乗
算器・ＬＰＦ２７の出力積分値は、上記のエラー信号の
値を０にする、トランスバーサルフィルタ２１のフィル
タ係数（タップ係数）としてトランスバーサルフィルタ
２１に入力される。

【００３６】上記のトランスバーサルフィルタ２１、乗
算器・ＬＰＦ２７、仮判別回路３３、タップ遅延回路３
２、減算器３４、インバータ３５よりなるフィードバッ
クループは、よく知られるＬＭＳアルゴリズムを基本と
しているが、仮判別回路３３は、本発明者が提案した回
路であり、パーシャルレスポンス等化を前提とした仮判
別（収束目標設定）を行う。

【００３７】ここで、パーシャルレスポンス（ＰＲ）特
性について更に説明するに、例えばＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，
ａ）の特性を孤立波に付与して等化すると、その等化波
形は（１，７）ＲＬＬの場合、よく知られているよう
に、０，ａ，ａ＋ｂ，２ａ，２ｂ，ａ＋２ｂ，２ａ＋２
ｂの７値をとる。この７値をビタビ復号器に入力する
と、元のデータ（入力値）とＰＲ等化後の再生信号（出
力値）は、過去の信号の拘束を受け、これと（１，７）
ＲＬＬによって入力信号の”１”は２回以上続かないこ
とを利用すると、図３に示すような状態遷移図で表わす
ことができることが知られている。

【００３８】図３において、Ｓ０〜Ｓ５は直前の出力値
により定まる状態を示す。この状態遷移図から例えば状
態Ｓ２にあるときは、入力値がａ＋２ｂのとき出力値が
１となって状態Ｓ３へ遷移し、入力値が２ｂのとき出力
値が１となって状態Ｓ４へ遷移するが、それ以外の入力
値は入力されないことが分かり、また、もし入力されれ
ばそれはエラーであることが分かる。

【００３９】ここで、上記の０ポイント情報の値Ｚが”
１”であるときはゼロクロスポイントを示しており、こ
れは、図３に示したＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）の状態遷移
図では「ａ＋ｂ」という値で表わされており、状態Ｓ１
→Ｓ２又は状態Ｓ４→Ｓ５へ遷移する過程において発生
する。この場合、図３中、右半分の状態Ｓ２、Ｓ３及び
Ｓ４は正の値の経路（ａ＋ｂ＝０に正規化した場合、ａ
＋２ｂ、２ａ＋２ｂ、２ｂのいずれか）を辿り、左半分
の状態Ｓ５、Ｓ０及びＳ１は負の値の経路（ａ＋ｂ＝０
に正規化した場合、０、ａ、２ａのいずれか）を辿るた
め、ゼロクロスポイントの前又は後の値を参照すること
により、正の経路なのか、負の経路なのかが判別でき
る。

【００４０】しかも、あるゼロクロスポイントから次の
ゼロクロスポイントまでの間隔が分かれば、つまり状態
Ｓ２から状態Ｓ５に至るまで、又は状態Ｓ５から状態Ｓ
２に至るまでの遷移数がわかれば、経路が確定し、取り
得るべき値が各々のサンプル点に対して明確になる。

【００４１】また、上記の状態遷移図で「ａ＋ｂ」以外
の値、すなわちゼロクロスポイントでないときは、上記
の０ポイント情報の値Ｚは”０”である。この状態遷移
図から、ゼロクロスポイント（Ｚ＝１）は２つ連続して
取り出されることはなく、また、ＲＬＬ（１，Ｘ）の場
合は、隣接するＺ＝１の間には最低１つの”０”が存在
する（０ポイント情報の値Ｚが１→０→１と変化したと
き、すなわち、状態Ｓ１→Ｓ２→Ｓ４→Ｓ５、あるいは
状態Ｓ４→Ｓ５→Ｓ１→Ｓ２と遷移したとき）。なお、
ＲＬＬ（２，Ｘ）の場合は、隣接するＺ＝１の間には最
低２つの”０”が存在する。

【００４２】実際の信号では、ノイズ等の影響により、
ゼロクロスポイント自体の検出を誤ることも十分に予想
されるが、フィードバック制御の場合、正しい判定ので
きる確率が誤る確率を上回っていれば、正しい方向に収
束していくはずであり、また、十分な積分処理のため、
単発のノイズは実用上問題ないと考えられる。

【００４３】以上の点に着目し、仮判別回路３３は、タ
ップ遅延回路３２からビットクロックの周期毎に入力さ
れる０ポイント情報の値Ｚを識別し、連続する５クロッ
ク周期の５つの値がオール”０”であるかどうか、上記
の５つの値のうちの最初の値のみが”１”かどうか、上
記の５つの値のうちの最後の値のみが”１”かどうか、
上記の５つの値のうちの最初と最後の値が”１”で残り
の３つの値は”０”かどうかを判別する。

【００４４】これらのパターンは、着目する０ポイント
情報の値Ｚを”０”としたとき、両側の０ポイント情報
の値Ｚがいずれも”０”である場合であり、このときは
信号波形が正側、又は負側に張り付いている場合である
ので、これらのパターンのいずれかを満たすときは、大
なる値Ｐ１を算出する。

【００４５】上記のパターンのいずれでもないときは、
連続する５クロック周期の５つの０ポイント情報の値Ｚ
が”０１０１０”であるかどうか判別しこのパターンの
ときはＲＬＬモード信号に基づき、ＲＬＬ（１，Ｘ）の
パーシャルレスポンス等化であるかどうか判定する。こ
のパターンは、ＲＬＬ（１，Ｘ）のときのみ発生する可
能性があるので、ＲＬＬ（１，Ｘ）であるときは小なる
値Ｐ２を算出する。

【００４６】連続する５クロック周期の５つの０ポイン
ト情報の値Ｚが”０１０１０”でないときは、それら５
つの０ポイント情報の値Ｚが”０１００１”、”１００
１０”、”０００１０”及び”０１０００”のうちのい
ずれかのパターンであるかどうか判別する。これら４つ
のパターンは、着目する０ポイント情報の値Ｚを”０”
としたとき、両側に隣接する０ポイント情報の値Ｚの一
方が”１”である場合である。４つのパターンのどれか
であるとき、あるいは”０１０１０”であり、かつ、Ｒ
ＬＬモードが（１，Ｘ）でないと判定されたときは、Ｐ
１及びＰ２の中間レベルの値Ｐ３が算出される。

【００４７】値Ｐ１、Ｐ２又はＰ３を算出すると、仮判
別回路３３に入力される現在時刻の波形等化信号が０以
上であるときは最終仮判定レベルＱをそのときのＰ１、
Ｐ２又はＰ３の値とし、負であるときは最終仮判定レベ
ルＱをそのときのＰ１、Ｐ２又はＰ３の値と極性を反転
する。また、上記のいずれでもないときは、最終仮判定
レベルＱを０とする。

【００４８】このように、仮判別回路３３は、パーシャ
ルレスポンス等化の種類を示すＰＲモード信号と、再生
信号のランレングス制限符号の種類を示すＲＬＬモード
信号と、タップ遅延回路３２からの複数のゼロポイント
情報と、減算器３１の出力波形等化後再生信号とを入力
として受け、ＰＲモード信号とＲＬＬモード信号で定ま
る状態遷移と、複数のゼロポイント情報のパターンとに
基づき、波形等化信号の仮判別レベルＱを算出する。こ
の仮判定レベルＱは目標値として図１の減算器３４に供
給され、実際の信号である波形等化後再生信号との差が
とられてエラー信号とされる。

【００４９】一方、図１のリサンプリング回路１８及び
１９よりそれぞれ取り出された信号は、遅延調整器２
３、２４により固定の遅延が与えられ、後述の擬似クロ
ストークとの時間合わせを粗く行われてトランスバーサ
ルフィルタ２５、２６に入力される。このトランスバー
サルフィルタ２５、２６にタップ係数（フィルタ係数）
を供給する乗算器・ＬＰＦ２８、２９は、前記減算器３
４から出力されるエラー信号が入力され、ここでトラン
スバーサルフィルタ２５、２６のタップ出力と乗算して
隣接トラック信号の相関を抽出し、更にその相関値をＬ
ＰＦで積分してトランスバーサルフィルタ２５、２６に
入力する。

【００５０】このようにして、トランスバーサルフィル
タ２５、２６のタップ係数（フィルタ係数）は、隣接ト
ラック信号の相関値に応じて更新され、トランスバーサ
ルフィルタ２５、２６からは内周側、外周側の各トラッ
クからの読取信号に対応した擬似クロストーク信号が取
り出される。これらのトランスバーサルフィルタ２５、
２６の出力擬似クロストーク信号は、トランスバーサル
フィルタ２１からの波形等化後の再生すべきトラックか
らの再生信号に、減算器３０、３１でそれぞれ減算され
る。これにより、減算器３１からは、トランスバーサル
フィルタ２１からの波形等化後の再生すべきトラックの
再生信号中のクロストークと相殺除去されて、Ｓ／Ｎの
良好な再生信号として出力される。この実施の形態は、
フィードバック処理であるため、安定な動作が実現でき
る。

【００５１】この実施の形態では、トランスバーサルフ
ィルタ２１を含む再生すべきトラックの再生信号の符号
間干渉除去ブロックと、トランスバーサルフィルタ２５
及び２６を含む隣接トラックからの再生信号に基づく擬
似クロストーク生成ブロックには、いずれも同一のエラ
ー信号を０にするべく各タップ係数（フィルタ係数）を
制御しているので、制御の衝突は発生しない。

【００５２】また、パーシャルレスポンス等化に対応し
た２次的効果として、すべてのサンプリングポイントの
情報からエラー信号を抽出できるということがある。ク
ロストーク成分がはっきり識別できるのは、所望トラッ
クの再生信号が平坦のとき（反転間隔が大きい状態）で
あり、従来はこのレベルが確定できないため、ゼロクロ
スポイントのみでクロストーク成分の相関をとってい
た。

【００５３】これに対し、この実施の形態では、値が０
又は２ａ＋２ｂというような明確な値に向かって収束す
るため、この値からの誤差をエラー信号としてクロスト
ーク成分との相関をとるようにしているため、正確、か
つ、迅速な収束が可能である。他の値（ａ，２ａ，ａ＋
２ｂ，２ｂ等）の場合も同じである。よって、仮に信号
の平均反転間隔を５Ｔ（Ｔはビット周期）とすると、収
束は５倍以上速くなることが容易に想像でき、かつ、誤
った方向への収束もしなくなる。

【００５４】また、リサンプリングＤＰＬＬ１７を用い
る場合、Ａ／Ｄ変換器１１に用いられるサンプリングク
ロックはビットクロックに同期しておらず、それは隣接
トラックの再生信号のサンプリングクロックについても
同様である。一定の位相ずれは擬似クロストーク発生器
でも吸収できる（トランスバーサルフィルタ２５、２６
自体もリサンプリング演算器と見ることができる。）
が、周波数がずれている場合などでは、サンプリング時
間間隔が一定にならないため、従来の擬似クロストーク
発生器では対応できない。

【００５５】一方、この実施の形態では、リサンプリン
グＤＰＬＬ１７により生成した、リサンプリング演算時
の内分割合Ｔ＿ratio及びビットクロックＢＣＬＫを利
用し、リサンプリング器１８、１９で隣接トラックから
の再生信号のリサンプリング演算を行うようにしている
ため、周波数ずれに対応できる。また、位相について
は、後段の遅延調整器２３、２４により粗く合わせ、後
はトランスバーサルフィルタ２５及び２６を用いた擬似
クロストーク発生器に任せるようにしている。これによ
り、リサンプリングＤＰＬＬ１７を用いることができ
る。なお、遅延調整器２３、２４をリサンプリング器１
８、１９の後段に配置したのは、この方が遅延用フリッ
プフロップの段数を少なくできるからで、機能的にはリ
サンプリング器１８、１９の前段に配置してもよい。

【００５６】リサンプリングＤＰＬＬ１７は独立にＡＧ
Ｃ・ＡＴＣ回路１４とトランスバーサルフィルタ２１を
含む再生すべきトラックの再生信号の符号間干渉除去ブ
ロックとの間に挟まれ、かつ、自分自身のブロックの中
でループが完結しているため、確実な収束が期待でき
る。一方、リサンプリングＤＰＬＬ１７を用いない場合
は、外付けの電圧制御発振器（ＶＣＯ）が必要であり、
またＡ／Ｄ変換器でビットサンプリングが行われるた
め、Ａ／Ｄ変換器を含んだＰＬＬループが形成され、Ａ
／Ｄ変換器として高速なものが要求されるのでコストが
高くなる。

【００５７】また、リサンプリングＤＰＬＬ１７を用い
ない場合は、ＡＧＣ・ＡＴＣ回路を含んだＰＬＬループ
が形成されるため、各々が干渉し、適切な方向へ収束で
きない場合があり、更に、ＡＧＣループ、ＡＴＣルー
プ、ＰＬＬループをすべて外へ出し、アナログ回路で構
成することも考えられるが、電圧制御増幅器（ＶＣＡ）
の追加が必要で、またアナログ回路特有の経時変化・部
品ばらつきの悪影響を受ける。以上により、この実施の
形態のように、リサンプリングＤＰＬＬを用いる構成が
望ましいことが明らかであり、特に光ディスクでは記録
再生系が周波数特性において高域減衰特性を有するた
め、オーバーサンプリングに適している。

【００５８】次に、この実施の形態のシミュレーション
波形について説明する。図４〜図７はクロストークキャ
ンセルを行わないときのシミュレーション波形で、横軸
は時間軸である。図４中、Ｉ、II及びIIIは、リサンプ
リングＤＰＬＬ１７の出力信号波形、トランスバーサル
フィルタ２５又は２６からの擬似クロストーク信号波形
及び仮判別回路３３の入力信号波形を示す。また、図５
はトランスバーサルフィルタ２５又は２６のタップ係数
を、図６は仮判別回路３３の入力信号のアイパターンを
示す。

【００５９】更に、図７中、IVはリサンプリングＤＰＬ
Ｌ１７の出力信号を記録信号と比較して得たエラーフラ
グ、Vは減算器３１を通して出力された信号を更にビタ
ビ復号した再生データを記録信号と比較して得たエラー
フラグである。この実施の形態の動作を行わない、クロ
ストークキャンセラ、オフであるにもかかわらず、復号
信号のエラーフラグVはリサンプリングＤＰＬＬ１７の
出力信号のエラーフラグIVの発生頻度が少なくエラーが
低減しているが、これはトランスバーサルフィルタ２１
による波形等化とビタビ復号による。

【００６０】一方、図８〜図１１はこの実施の形態によ
りクロストークキャンセルを行うときのシミュレーショ
ン波形で、横軸は時間軸である。図８中、VI、VII及びV
IIIは、リサンプリングＤＰＬＬ１７の出力信号波形、
トランスバーサルフィルタ２５又は２６からの擬似クロ
ストーク信号波形及び仮判別回路３３の入力信号波形を
示す。同図からわかるように、擬似クロストーク信号波
形は、動作開始後短時間で定常状態に収束しており、仮
判別回路３３の入力信号波形はクロストーク信号が除去
されて振幅がほぼ一定となっている。

【００６１】また、図９はトランスバーサルフィルタ２
５又は２６のタップ係数を、図１０は仮判別回路３３の
入力信号のアイパターンを示す。タップ係数は可変さ
れ、またアイパターンはクロストークキャンセラ、オフ
の場合に比べて開いていることがわかる。更に、図１１
中、IXはリサンプリングＤＰＬＬ１７の出力信号を記録
信号と比較して得たエラーフラグ、Ｘは減算器３１を通
して出力された信号を更にビタビ復号した再生データを
記録信号と比較して得たエラーフラグである。

【００６２】図７と図１１を対比して分かるように、リ
サンプリングＤＰＬＬ１７の出力信号を記録信号と比較
して得たエラーフラグは、クロストークキャンセラ動作
をするか否かに関係なく同じであるが、クロストークキ
ャンセラ動作をしたときは、しないときに比べて、ビタ
ビ復号した再生データのエラーが殆どないことがわか
る。つまり、本実施の形態により、ビタビ復号により取
り除くことができなかったエラーを、動作開始直後を除
き完全に取り除けていることが分かる。

【００６３】次に、本発明の他の実施の形態について説
明する。図１２は本発明になる記録情報再生装置の第２
の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一
構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図
１２の第２の実施の形態は、Ａ／Ｄ変換器１１〜１３
と、ＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４〜１６の間にディジタルの
プリイコライザ（ＰｒｅＥＱ）３７〜３９を用いた点に
特徴がある。

【００６４】図１３は本発明になる記録情報再生装置の
第３の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と
同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図１３の第３の実施の形態は、Ａ／Ｄ変換器１１〜
１３の入力側にアナログのプリイコライザ（ＰｒｅＥ
Ｑ）４１〜４３を用いた点に特徴がある。

【００６５】図１４は本発明になる記録情報再生装置の
第４の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と
同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図１４の第４の実施の形態は、仮判別にゼロポイン
ト情報を用いず固定の閾値を用いて判別する仮判別回路
４５を設けた点に特徴がある。すなわち、減算器３１か
ら取り出された波形等化後の再生信号は、後段のビタビ
復号回路へ出力される一方、仮判別回路４５に供給さ
れ、ここで所定の閾値と比較されてゼロクロスポイント
が検出され、このゼロクロスポイントの連続パターン系
列から前述したアルゴリズムで仮判別を行う。

【００６６】この仮判別回路４５による仮判別結果と仮
判別回路４５の入力信号（減算器３１の出力信号）とが
減算器３４において減算され、その差分値がエラー信号
としてインバータ３５で極性を反転された後、乗算器・
ＬＰＦ２７に供給され、上記のエラー信号の値を０にす
る、トランスバーサルフィルタ２１のフィルタ係数（タ
ップ係数）とされてトランスバーサルフィルタ２１に入
力される。この実施の形態では、リサンプリングＤＰＬ
Ｌ１７からのゼロポイント情報を用いないので、遅延調
整器２２及びタップ遅延回路３２が不要となる。

【００６７】図１５は本発明になる記録情報再生装置の
第５の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と
同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図１５において、光ディスクに形成されたトラック
群中の隣接する３つのトラックのうち、中央の再生すべ
きトラックＴｉの読取信号は、電圧制御増幅器（ＶＣ
Ａ）４７に入力され、内周側の隣接トラックＴi-1の読
取信号はＶＣＡ４８に入力され、外周側の隣接トラック
Ｔi+1の読取信号は、ＶＣＡ４９に入力されてレベル及
びＤＣが制御される。

【００６８】ＶＣＡ４７、４８、４９の各出力読取信号
は、次段のＡ／Ｄ変換器５０、５１、５２に供給されて
マスタークロックでサンプリングされてディジタル信号
に変換され、次段の固定イコライザ（ＥＱ）５３、５
４、５５でイコライザ特性が付与された後、ＡＧＣ・Ａ
ＴＣ検出回路５６、５７、５８に供給され、ここで振幅
が一定に制御される自動振幅制御（ＡＧＣ）及び２値コ
ンパレートの閾値を適切に直流（ＤＣ）制御する自動閾
値制御（ＡＴＣ）のための利得制御信号及びＤＣ制御信
号が生成される。この利得制御信号はＶＣＡ４７、４
８、４９に供給されて、その利得を可変制御する。これ
により、この実施の形態では、ＡＧＣとＡＴＣをアナロ
グ回路と共に行うことができる。

【００６９】図１６は本発明になる記録情報再生装置の
第６の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１及
び図１５と同一構成部分には同一符号を付し、その説明
を省略する。図１６において、光ディスクに形成された
トラック群中の隣接する３つのトラックのうち、中央の
再生すべきトラックＴｉの読取信号は、アナログのＡＧ
Ｃ・ＡＴＣ回路６１に入力され、内周側の隣接トラック
Ｔi-1の読取信号はアナログのＡＧＣ・ＡＴＣ回路６２
に入力され、外周側の隣接トラックＴi+1の読取信号
は、アナログのＡＧＣ・ＡＴＣ回路６３に入力されて、
それぞれ振幅が一定に制御されると共に２値コンパレー
トの閾値を適切に制御される。

【００７０】ＡＧＣ・ＡＴＣ回路６１、６２、６３の各
出力読取信号は、次段のＡ／Ｄ変換器５０、５１、５２
に供給されてマスタークロックでサンプリングされてデ
ィジタル信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器５０の出力だけ
次段の固定イコライザ（ＥＱ）５３でイコライザ特性が
付与される。この実施の形態は、ＡＧＣとＡＴＣをアナ
ログ回路であるＡＧＣ・ＡＴＣ回路６１、６２、６３の
みで行うようにしたものである。

【００７１】図１７は本発明になる記録情報再生装置の
第７の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と
同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図１７の第７の実施の形態は、ゼロポイント情報を
減算器３１からビタビ復号器へ出力される波形等化後再
生信号から抽出するようにした点に特徴がある。

【００７２】すなわち、減算器３１から取り出された波
形等化後再生信号は、ゼロ検出器６５に供給され、ここ
で極性が反転した場合、近傍の２つのサンプル点のう
ち、より０に近い方のサンプル点がゼロポイント情報と
して検出される。ゼロ検出器６５より取り出されたゼロ
ポイント情報は、タップ遅延回路３２に入力される。こ
れにより、図１と同様の仮判別アルゴリズムに従って、
仮判別結果が得られる。

【００７３】図１８は本発明になる記録情報再生装置の
第８の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と
同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図１８に示す第８の実施の形態は、リサンプリング
ＤＰＬＬ１７、リサンプリング回路１８及び１９を用い
ないで、記録情報を再生するようにしたものである。す
なわち、ＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４、１５、１６の各出力
ディジタル読取信号は、直接に遅延調整器２０、２３、
２４を通してトランスバーサルフィルタ２１、２５、２
６に供給される。

【００７４】減算器３１より取り出されたクロストーク
が除去され、かつ、波形等化された再生信号は、仮判別
回路３３に供給される一方、ゼロクロス検出・位相比較
器６７に供給され、ここでゼロクロス検出され、その検
出ゼロクロス点の位相と電圧制御発振器（ＶＣＯ）６９
よりのビットクロックの位相とを位相比較して位相誤差
信号として生成される。この位相誤差信号は、ループフ
ィルタ６８を通してアナログ又はディジタルの電圧制御
発振器（ＶＣＯ）６９に制御電圧として印加され、その
出力システムクロック周波数を可変制御する。ＶＣＯ６
９の出力システムクロックはビットクロックの自然数倍
の周波数であり、装置のクロックが必要な各ブロックに
印加される。

【００７５】図１９は本発明になる記録情報再生装置の
第９の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１３
と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図１９において、光ディスクに形成されたトラック
群中の隣接する３つのトラックのうち、中央の再生すべ
きトラックＴｉの読取信号は、アナログのＡＧＣ・ＡＴ
Ｃ回路７１に入力され、内周側の隣接トラックＴｉ−１
の読取信号はアナログのＡＧＣ・ＡＴＣ回路７２に入力
され、外周側の隣接トラックＴｉ＋１の読取信号は、ア
ナログのＡＧＣ・ＡＴＣ回路７３に入力されて、それぞ
れ振幅が一定に制御されると共に２値コンパレートの閾
値を適切に制御される。

【００７６】ＡＧＣ・ＡＴＣ回路７１の出力読取信号
は、次段の固定イコライザ（ＥＱ）４１でイコライザ特
性が付与された後、Ａ／Ｄ変換器１１に供給されてビッ
トクロックでサンプリングされてディジタル信号に変換
される。また、ＡＧＣ・ＡＴＣ回路７２、７３の各出力
読取信号は、Ａ／Ｄ変換器１２、１３に供給されてビッ
トクロックでサンプリングされてディジタル信号に変換
される。Ａ／Ｄ変換器１１、１２、１３の各出力ディジ
タル信号は、遅延調整器２０、２３、２４を通してトラ
ンスバーサルフィルタ２１、２５、２６に供給される。

【００７７】また、固定イコライザ４１の出力アナログ
信号は、位相比較器７４、ループフィルタ７５及び７６
からなるＰＬＬ回路に供給されてビットクロックの自然
数倍の周波数のシステムクロックとされる。一方、ゼロ
検出器７７は、遅延調整器２０からの信号の極性が反転
したときに、近傍の２つのサンプル点のうち、より０に
近い方をゼロポイント情報としてタップ遅延回路３２に
供給する。この実施の形態も上記の各実施の形態と同様
の特長を有する。

【００７８】図２０は本発明になる記録情報再生装置の
第１０の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１
４、図１８及び図１９と同一構成部分には同一符号を付
し、その説明を省略する。図２０に示す第１０の実施の
形態は、ＡＴＣ・ＡＧＣをアナログ回路のみで行い、デ
ィジタルＶＣＯを用いずに固定閾値判別を行う構成とし
たものである。図２０において、減算器３１から取り出
された波形等化後の再生信号は、後段のビタビ復号回路
へ出力される一方、仮判別回路４５に供給され、ここで
所定の閾値と比較されてゼロクロスポイントが検出さ
れ、このゼロクロスポイントの連続パターン系列から前
述したアルゴリズムで仮判別を行う。

【００７９】図２１は本発明になる記録情報再生装置の
第１１の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１
と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図２１に示す第１１の実施の形態は、第１の入力端
子に減算器３４から出力されるエラー信号が入力され、
第２の入力端子に仮判別回路３３の出力仮判別値が入力
されるエラー選択回路８１を設けた点に特徴がある。

【００８０】エラー選択回路８１は、図２２に示すよう
に、第１の入力端子８１１に第３の減算器３４から出力
されたエラー信号が入力され、第２の入力端子８１２に
仮判別回路３３から出力された仮判別値が入力される選
択回路８１３、スイッチ回路８１４及び０発生器８１５
から構成されている。仮判別回路３３から出力される仮
判別値は、ＰＲ等化の目標値に設定されているはずであ
り、その目標値からのずれがエラー信号として出力され
ているので、選択回路８１３は仮判別回路３３が目標値
としてゼロクロスポイントに対応した０^*を出力すると
きは”１”を出力する。

【００８１】また、ＲＬＬ（２，Ｘ）の場合、選択回路
８１３は上記の仮判別値が＋ｂ^*、−ｂ^*であるときも”
１”を出力する。このｂは、ＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）に
おけるｂの値を、＊はＲＬＬ（１，Ｘ）又はＲＬＬ
（２，Ｘ）の中央値（ａ＋ｂ）が０になるようにオフセ
ットした後の値であることを示すものとする。選択回路
８１３は仮判別値が＋ｂ^*又は−ｂ^*のときは、ゼロクロ
スポイントの直前又は直後の値であると判断して”１”
を出力する。仮判別値が上記の値以外のときは、選択回
路８１３は”０”を出力する。ＲＬＬ（１，Ｘ）のとき
は＋（ｂ−ａ）^*、−（ｂ−ａ）^*のときにゼロクロスポ
イントの直前又は直後の値であると判断して、”１”
を、それ以外のときは”０”を出力する。

【００８２】スイッチ回路８１４は、端子ａに入力され
るエラー信号と、端子ｂに入力される０発生器８１５か
らの固定の値０を入力として受けると共に、選択回路８
１３の出力信号がスイッチング信号として供給され、選
択回路８１３の出力信号が”１”のときは端子ａに入力
されたエラー信号の有効成分を選択し、選択回路８１３
の出力信号が”０”のときは端子ｂに入力された値０を
選択する。選択回路８１３で選択された信号は、出力端
子８１６を介して図２１の乗算器・ＬＰＦ２８、２９に
それぞれ供給され、疑似クロストーク成分抽出用トラン
スバーサルフィルタ２５、２６からのタップ出力と乗算
された後高域周波数成分が除去された後、上記のエラー
信号を０にするようなタップ係数（フィルタ係数）とさ
れてトランスバーサルフィルタ２５、２６にそれぞれ入
力される。

【００８３】次に、この実施の形態の作用について、Ｒ
ＬＬ（２，Ｘ）を例にとり説明する。エラー選択回路８
１を有しない第１〜第１０の実施の形態では、再生信号
の波形歪みが少ない場合は、隣接トラックからのクロス
トークがない場合は図２３（Ａ）にＩで、また図２３
（Ｂ）に示すようなクロストーク成分が含まれている場
合は、図２３（Ｃ）にIIでそれぞれ示すように、トラン
スバーサルフィルタ２１の出力信号が正しくＰＲ等化さ
れ、減算器３４からは図２３（Ｄ）に示すようなエラー
信号が抽出される。このエラー信号は、図２３（Ｂ）の
クロストーク成分を表しており、つまり、隣接トラック
信号とも相関性が高く、正しく疑似クロストーク成分を
発生させることができる。

【００８４】なお、図２３中、丸印は、目標値０（ゼロ
クロスポイント）のときのサンプル点、×印は目標値が
＋ｂ^*又は−ｂ^*のときのサンプル点、白三角印は目標値
が（ａ＋ｂ）^*又は−（ａ＋ｂ）^*のときのサンプル点を
それぞれ示す（後述の図２４〜図２５も同様）。

【００８５】ところが、光ディスクからの再生信号に見
られるように、再生信号に歪みが大きいときは、隣接ト
ラックからのクロストークがない場合は図２４（Ａ）に
IIIで、また図２４（Ｂ）に示すようなクロストーク成
分が含まれている場合は、図２４（Ｃ）にIVでそれぞれ
示すように、トランスバーサルフィルタ２１の出力信号
が正しくＰＲ等化されず、減算器３４からは図２４
（Ｄ）に示すように、特に白三角印で示すサンプル点が
目標値から大きくずれたエラー信号が取り出される。

【００８６】つまり、減算器３４の出力エラー信号は、
ゼロクロス付近でないサンプル点に不正確なデータが現
れ、図２４（Ｂ）に示したクロストーク成分とはずれた
ものとなり、隣接トラック信号とも相関性が低くなって
しまっている。よって、疑似クロストーク成分を正しく
発生させることができず、クロストークキャンセルによ
る効果が半減してしまう。

【００８７】そこで、この実施の形態では、図２２に示
した構成のエラー選択回路８１を図２１に示すように減
算器３４の入出力側に設け、目標値０、＋ｂ^*又は−ｂ^*
のときのゼロクロス付近のサンプル点以外のサンプル点
のエラー信号は出力せず、固定値０を出力することでエ
ラー信号を無効化するようにしているため、歪みが大き
くてクロストークがない場合は図２５（Ａ）にIII（図
２４（Ａ）のIIIと同じ）で、図２５（Ｂ）に示すクロ
ストークを含む場合は図２５（Ｃ）にIV（図２４（Ｃ）
のIVと同じ）で示すように、いずれも正しくＰＲ等化さ
れていない信号がトランスバーサルフィルタ２１から出
力されるような場合であっても、エラー選択回路８１か
ら出力されるエラー信号は図２５（Ｄ）に模式的に示す
ように、ゼロクロス付近でないサンプル点は黒三角印で
示すように固定値０に置き換えられる。

【００８８】このため、エラー選択回路８１が存在しな
いときに目標値とのずれが大きく発生したサンプル位置
でも、この実施の形態では図２５（Ｄ）に示すように、
目標値とのずれがないようにされる。このように、この
実施の形態では、エラー信号のうち確からしくないエラ
ー信号を無効化し、確からしいゼロクロス付近のサンプ
ル点だけをエラー信号の有効成分として用いことによ
り、正しい目標値に収束でき、正しくエラーを抽出する
ことができ、結果としてエラーレートを向上でき、次世
代ＶＤＲ（１５〜２０Ｇバイト以上）等の高密度記録媒
体の再生装置の実現も可能である。なお、前記の各実施
の形態に比べてこの実施の形態ではエラー信号の一部を
無効化しているので効率が落ちるが、ループゲインを上
げることで効率の低下を抑えることができる。

【００８９】図２６はエラー選択回路８１の他の実施の
形態のブロック図を示す。同図中、図２２と同一構成部
分には同一符号を付し、その説明を省略する。図２６に
示す実施の形態は、図２２の選択回路８１３とは異なる
構成の選択回路８１８を用いた点に特徴を有する。この
選択回路８１８は、仮判別回路３３が目標値としてゼロ
クロスポイントに対応した０^*を出力するときのみ”
１”を出力し、それ以外の仮判別値を出力するときは”
１”を出力する。従って、この実施の形態では、エラー
選択回路８１は最も確からしいサンプル点のエラー信号
だけを出力し、それ以外のサンプル点のエラー信号は無
効化する。

【００９０】図２７は本発明になる記録情報再生装置の
第１２の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１
と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図２７に示す第１２の実施の形態は、第１の入力端
子に減算器３４から出力されるエラー信号が入力され、
第２の入力端子にリサンプリングＤＰＬＬ１７から遅延
調整回路２２及びタップ遅延回路３２を通して０ポイン
ト情報が入力されるエラー選択回路８３を設けた点に特
徴がある。

【００９１】図２８はエラー選択回路８３とタップ遅延
回路３２の一部の回路３２ａを示す。リサンプリングＤ
ＰＬＬ１７からの０ポイント情報は、リサンプリングＤ
ＰＬＬ１７がロックすべきゼロクロス点に相当する、リ
サンプリングによって形成されたサンプルポイントが存
在するタイミングを示す情報（例えば、そのポイントだ
け”１”で、それ以外は”０”）であり、図２８の縦続
接続された２つのラッチ回路３２１及び３２２によりそ
れぞれ１サンプルクロックずつ遅延されてＯＲ回路３２
３に供給されると共に、直接にＯＲ回路３２３に供給さ
れる。従って、ＯＲ回路３２３からは連続する３つの０
ポイント情報の少なくともどれか１つが”１”であると
きのみ”１”が出力され、スイッチ回路８３１にスイッ
チング信号として印加される。

【００９２】このスイッチ回路８３１は、ＯＲ回路３２
３の出力信号が”１”のときは、減算器３４から出力さ
れたエラー信号を選択して出力端子８３３へ出力し、Ｏ
Ｒ回路３２３の出力信号が”０”のときは、０発生器８
３２から出力された固定の値”０”を選択して出力端子
８３３へ出力する。

【００９３】ここで、ＯＲ回路３２３に入力される連続
する３クロック周期の３つの０ポイント情報の少なくと
もどれか一つが”１”であるときには、リサンプリング
ＤＰＬＬ１７に入力されるディジタル再生信号がゼロク
ロスサンプル値及びその直前のサンプル値と直後のサン
プル値の計３つのサンプル値のどれかであることを示し
ており、よって、スイッチ回路８３１はこのときの減算
器３４から出力されるエラー信号のみを選択し、それ以
外のサンプル値のタイミングでは、０発生器８３２から
の固定値０を選択する。これにより、図２２の構成のエ
ラー選択回路８１と同様にエラー選択回路８３からはゼ
ロクロス付近でない確からしくないエラー信号を無効化
し、確からしいエラー信号のみを選択出力するため、エ
ラー選択回路８１使用時と同様の効果を得ることができ
る。

【００９４】なお、エラー選択回路８３は図２９のブロ
ック図に示す如き構成とすることもできる。図２９に示
すエラー選択回路８３は、リサンプリングＤＰＬＬ１７
がロックすべきゼロクロス点に相当する、リサンプリン
グによって形成されたサンプルポイントが存在するタイ
ミングを示す０ポイント情報をラッチ回路８３５により
ラッチして、スイッチ回路８３１にスイッチング信号と
して供給する。これにより、疑似クロストーク成分抽出
用トランスバーサルフィルタ２５、２６に供給されてい
るエラー信号を、０ポイント情報が示すタイミングのも
のだけを選択して出力し、それ以外のサンプル点のエラ
ー信号は無効化する。これにより、最も確からしいエラ
ー信号のみを選択出力できる。

【００９５】図３０は本発明になる記録情報再生装置の
第１３の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１
と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図３０に示す第１３の実施の形態は、第１の入力端
子に第２の減算器３１から出力されるメイン信号（波形
等化後再生信号）が入力され、第２の入力端子に仮判別
回路３３からの仮判別値が入力されるエラー選択回路８
５を設けた点に特徴がある。

【００９６】エラー選択回路８５は、図３１に示すよう
に、第１の入力端子８５１に第２の減算器３１から出力
されたメイン信号が入力され、第２の入力端子８５２に
仮判別回路３３から出力された仮判別値が入力される選
択回路８５３、スイッチ回路８５４及び０発生器８５５
から構成されている。仮判別回路３３から出力される仮
判別値は、ＰＲ等化の目標値に設定されているはずであ
り、その目標値からのずれがエラー信号として出力され
ているので、選択回路８５３は仮判別回路３３が目標値
としてゼロクロスポイントに対応した０^*を出力すると
きのみ”１”を出力し、それ以外では”０”を出力す
る。

【００９７】スイッチ回路８５４は、端子ａに入力され
るメイン信号と、端子ｂに入力される０発生器８５５か
らの固定の値０を入力として受けると共に、選択回路８
５３の出力信号がスイッチング信号として供給され、選
択回路８５３の出力信号が”１”のときは端子ａに入力
されたメイン信号の有効成分を選択し、選択回路８５３
の出力信号が”０”のときは端子ｂに入力された値０を
選択する。スイッチ回路８５４で選択された信号は、出
力端子８５６を介して図３０の乗算器・ＬＰＦ２８、２
９にそれぞれ供給され、疑似クロストーク成分抽出用ト
ランスバーサルフィルタ２５、２６からのタップ出力と
乗算された後高域周波数成分が除去された後、上記のエ
ラー信号を０にするようなタップ係数（フィルタ係数）
とされてトランスバーサルフィルタ２５、２６にそれぞ
れ入力される。

【００９８】この実施の形態では、仮判別値がゼロクロ
スポイントに対応した”０”であるときのサンプル点で
は、減算器３４からのエラー信号と減算器３１から出力
されるメイン信号（サンプルデータ信号、すなわち波形
等化後再生信号）と同じであるので、エラー選択回路８
５がエラー信号に代えて減算器３１からのメイン信号を
選択して（つまり、ゼロクロス以外の、ある条件下にお
いては、不正確なデータを無効にして）、エラー信号と
して出力するようにしたものである。この実施の形態も
第１１の実施の形態や第１２の実施の形態と同様の効果
を得ることができる。

【００９９】図３２は本発明になる記録情報再生装置の
第１４の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１
と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図３２に示す第１４の実施の形態は、第１の入力端
子に第２の減算器３１から出力されるメイン信号が入力
され、第２の入力端子にリサンプリングＤＰＬＬ１７か
ら遅延調整回路２２及びタップ遅延回路３２を通して０
ポイント情報が入力されるエラー選択回路８７を設けた
点に特徴がある。

【０１００】エラー選択回路８７は、図３３に示すよう
に、リサンプリングＤＰＬＬ１７がロックすべきゼロク
ロス点に相当する、リサンプリングによって形成された
サンプルポイントが存在するタイミングを示す０ポイン
ト情報をラッチ回路８７１によりラッチして、スイッチ
回路８７２にスイッチング信号として供給する。スイッ
チ回路８７２の端子ａには第２の減算器３１から出力さ
れたメイン信号が入力され、端子ｂには０発生器８７３
からの固定値０が入力される。

【０１０１】ここで、ラッチ回路８７１から出力される
０ポイント情報が示すタイミングは、ゼロクロスポイン
トに対応したサンプル点であり、このサンプル点では減
算器３４からのエラー信号と減算器３１から出力される
メイン信号（サンプルデータ信号）と同じであるので、
エラー選択回路８７がエラー信号に代えて減算器３１か
らのメイン信号を選択して出力するようにしたものであ
る。

【０１０２】この実施の形態では、エラー選択回路８７
はリサンプリングＤＰＬＬ１７がロックすべきゼロクロ
スポイントに相当する、リサンプリングによって形成さ
れたサンプルポイントが存在するタイミングを示す信号
（ラッチ回路８７１の出力信号ｚ３）に応じて、減算器
３１からのメイン信号のうちの有効な成分だけを選択し
て（つまり、ゼロクロス以外の、ある条件下において
は、不正確なデータを無効にして）、エラー信号として
出力するようにしているため、第１１の実施の形態〜第
１３の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

【０１０３】図３４は本発明になる記録情報再生装置の
第１５の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１
と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図３４において、リサンプリングＤＰＬＬ１７から
取り出されたディジタルデータと０ポイント情報のう
ち、ディジタルデータはＦＩＦＯ９１に供給され、ま
た、０ポイント情報はＦＩＦＯ９２に供給され、それぞ
れリサンプリングＤＰＬＬ１７で生成されたビットクロ
ックのタイミングで書き込まれる。また、リサンプリン
グ回路１８及び１９よりそれぞれ取り出された第１及び
第２のサンプリング信号は、ＦＩＦＯ９３、９４に供給
されて上記のビットクロックのタイミングで書き込まれ
る。

【０１０４】ＦＩＦＯ９１、９２、９３及び９４に書き
込まれた信号は、それぞれ例えばビットクロックの発生
する周波数の平均値に相当する新しいクロックにより読
み出され、次段の遅延調整器２０、２２、２３、２４に
供給される。これにより、トランスバーサルフィルタ２
１、２５、２６の演算やタップ遅延回路３２は新しいク
ロックにより動作する。この新しいクロックは、前記の
各実施の形態におけるマスタークロックよりも低い周波
数である。

【０１０５】ところで、前記の各実施の形態では、リサ
ンプリングＤＰＬＬ１７、トランスバーサルフィルタ２
１、仮判別回路３３、タップ遅延回路３２がフルディジ
タル処理で前述した優れた効果を奏するものであるが、
動作周波数はマスタークロックなので、すべての演算が
マスタークロック周波数の下で行われる必要があり、シ
ステムによっては、ＩＣデバイスによる速度制限・消費
電力の点で適さない場合が考えられる。

【０１０６】これに対し、この実施の形態では、リサン
プリングＤＰＬＬ１７から出力されるディジタルデータ
及びゼロポイント情報と、リサンプリング回路１８及び
１９から出力される第１及び第２のサンプリング信号に
対して、それぞれＦＩＦＯ９１、９２、９３及び９４か
らマスタークロックよりも低い周波数の新しいクロック
周波数のタイミングで読み出し、後段の演算を新しいク
ロックを用いて行うようにしているため、回路の動作周
波数が低いためにＩＣデバイスによる速度制限・消費電
力の問題を解決することができる。

【０１０７】図３５は本発明になる記録情報再生装置の
第１６の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１
と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図３５において、リサンプリングＤＰＬＬ１７より
取り出されたディジタルデータは、遅延されることなく
直接にトランスバーサルフィルタ２６に供給される一
方、２段縦続接続されたＦＩＦＯ９５及び９６を通して
トランスバーサルフィルタ２５に供給され、またＦＩＦ
Ｏ９５の出力遅延ディジタルデータがトランスバーサル
フィルタ２１に供給される。

【０１０８】ここで、ＦＩＦＯ９５及び９６はそれぞれ
所定の遅延時間τを有するため、トランスバーサルフィ
ルタ２１に入力されるディジタルデータに対して、トラ
ンスバーサルフィルタ２５に入力されるディジタルデー
タは時間τだけ遅れており、一方、トランスバーサルフ
ィルタ２６に入力されるディジタルデータは時間τだけ
進んだ信号である。

【０１０９】上記の所定の遅延時間τは、約１トラック
走査期間分の時間であるため、トランスバーサルフィル
タ２５に入力されるディジタルデータは、トランスバー
サルフィルタ２１に入力されるディジタルデータが得ら
れたときのビームスポット位置よりも１トラック内周側
（ビームが内周から外周へ進む場合）の隣接トラック位
置からの信号であり、一方、トランスバーサルフィルタ
２６に入力されるディジタルデータは、トランスバーサ
ルフィルタ２１に入力されるディジタルデータが得られ
たときのビームスポット位置よりも１トラック外周側
（ビームが内周から外周へ進む場合）の隣接トラック位
置からの信号である。

【０１１０】これにより、図１の実施の形態では、３ビ
ームにより主トラックの両側に隣接するトラックから別
々に得た第１及び第２のクロストーク信号をトランスバ
ーサルフィルタ２５、２６に入力していたのに対し、こ
の実施の形態ではＦＩＦＯ９５及び９６により必要な遅
延を与えることにより、上記の第１及び第２のクロスト
ーク信号に置き換えた信号を生成でき、図１の実施の形
態で必要であった、第２及び第３の読み取り手段やリサ
ンプリング回路１８及び１９を含むリサンプリング手段
を不要にでき、結果として、単一ビームでのクロストー
クキャンセルが実現され、メモリ以外の回路も縮小でき
る。

【０１１１】図３６は本発明になる記録情報再生装置の
第１７の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１
８と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略
する。図３６に示す第１７の実施の形態も第１６の実施
の形態と同様に、ＦＩＦＯ９７及び９８によりＡＧＣ・
ＡＴＣ回路１４の出力読み取り信号に対して、必要な遅
延を与えることにより、前記第１及び第２のクロストー
ク信号に置き換えた信号を生成でき、図１８の実施の形
態で必要であった、第２及び第３の読み取り手段やＡＧ
Ｃ・ＡＴＣ回路１５及び１６を含むリサンプリング手段
を不要にでき、結果として、単一ビームでのクロストー
クキャンセルが実現され、メモリ以外の回路も縮小でき
る。

【０１１２】図３７は本発明になる記録情報再生装置の
第１８の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１
９と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略
する。図３７に示す第１８の実施の形態も第１６及び第
１７の実施の形態と同様に、ＦＩＦＯ９９及び１００に
よりＡ／Ｄ変換器１１の出力読み取り信号に対して、必
要な遅延を与えることにより、前記第１及び第２のクロ
ストーク信号に置き換えた信号を生成でき、図１９の実
施の形態で必要であった、第２及び第３の読み取り手段
やＡＧＣ・ＡＴＣ回路７２及び７３、Ａ／Ｄ変換器１２
及び１３を含むリサンプリング手段を不要にでき、結果
として、単一ビームでのクロストークキャンセルが実現
され、メモリ以外の回路も縮小できる。

【０１１３】図３８は本発明になる記録情報再生装置の
第１９の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１
と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図３５、図３６及び図３７に示した第１６、第１７
及び第１８の実施の形態では、それぞれ必要トラック分
のＦＩＦＯを用いることで、読み出す手段を１つにする
ものであるが、メモリ素子であるＦＩＦＯ９５〜１００
に入力されるサンプリング信号は、例えば８ビットの値
を持つ信号であるため、ＦＩＦＯ９５〜１００のメモリ
容量が大きくなる。

【０１１４】そこで、この実施の形態では、疑似クロス
トーク生成のための、トランスバーサルフィルタ２５及
び２６に入力される信号を、ビタビ復号器から出力され
る１ビットデータを用い、トランスバーサルフィルタ２
６には直接に当該１ビットデータを入力し、トランスバ
ーサルフィルタ２５にＦＩＦＯ１０１により２トラック
走査期間分程度の遅延を付与して入力する。

【０１１５】一方、リサンプリングＤＰＬＬ１７から出
力されたディジタルデータは、ＦＩＦＯ１０２により約
１トラック走査期間分遅延された後、トランスバーサル
フィルタ２１に供給され、また、リサンプリングＤＰＬ
Ｌ１７から出力されたディジタルデータは、ＦＩＦＯ１
０３により約１トラック走査期間分遅延された後、タッ
プ遅延回路３２に供給される。

【０１１６】これにより、トランスバーサルフィルタ２
５に入力されるディジタルデータは、トランスバーサル
フィルタ２１に入力されるディジタルデータが得られた
ときのビームスポット位置よりも１トラック内周側（ビ
ームが内周から外周へ進む場合）の隣接トラック位置か
らのビタビ復号データであり、一方、トランスバーサル
フィルタ２６に入力されるディジタルデータは、トラン
スバーサルフィルタ２１に入力されるディジタルデータ
が得られたときのビームスポット位置よりも１トラック
外周側（ビームが内周から外周へ進む場合）の隣接トラ
ック位置からのビタビ復号データである。

【０１１７】この結果、前記第１及び第２のクロストー
ク信号に置き換えた信号として、ビタビ復号データをト
ランスバーサルフィルタ２５及び２６に入力でき、図１
の実施の形態で必要であった、第２及び第３の読み取り
手段やリサンプリング手段を不要にでき、結果として、
単一ビームでのクロストークキャンセルが実現され、メ
モリ以外の回路も縮小でき、更に、ビタビ復号データは
１ビットであるので、ＦＩＦＯ１０１のメモリ容量を前
記ＦＩＦＯ９５〜１００のそれに比べて小さくできる
（例えば、元のサンプリングデータが８ビットなら１／
８）。

【０１１８】図３９は本発明になる記録情報再生装置の
第２０の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１
８と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略
する。この実施の形態は、ＦＩＦＯ１０４によりＡＧＣ
・ＡＴＣ回路１４の出力信号を約１トラック走査期間遅
延した後、トランスバーサルフィルタ２１に供給する一
方、１ビットのビタビ復号データを遅延することなくト
ランスバーサルフィルタ２６に供給すると共に、ＦＩＦ
Ｏ１０５で約２トラック走査期間遅延した後、トランス
バーサルフィルタ２５に供給する。

【０１１９】これにより、図３８の第１８の実施の形態
と同様に、ＦＩＦＯ１０５のメモリ容量を図３６のＦＩ
ＦＯ９７、９８のそれに比べて小さくできる（例えば、
元のサンプリングデータが８ビットなら１／８）。

【０１２０】図４０は本発明になる記録情報再生装置の
第２１の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１
９と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略
する。この実施の形態は、ＦＩＦＯ１０６によりＡ／Ｄ
変換器１１の出力信号を約１トラック走査期間遅延した
後、トランスバーサルフィルタ２１に供給する一方、１
ビットのビタビ復号データを遅延することなくトランス
バーサルフィルタ２６に供給すると共に、ＦＩＦＯ１０
７で約２トラック走査期間遅延した後、トランスバーサ
ルフィルタ２５に供給する。

【０１２１】これにより、図３８及び図３９の第１９及
び第２０の実施の形態と同様に、ＦＩＦＯ１０７のメモ
リ容量を図３６のＦＩＦＯ９９、１００のそれに比べて
小さくできる（例えば、元のサンプリングデータが８ビ
ットなら１／８）。

【０１２２】なお、本発明は以上の実施の形態に限定さ
れるものではなく、例えば図１に示す遅延調整器２０、
２３及び２４をＡＧＣ・ＡＴＣ回路１４、１５及び１６
の入力側に設けてもよいし、トランスバーサルフィルタ
２１、２５及び２６に余裕がある場合は、省略してもよ
い。

【０１２３】また、以上の実施の形態では再生すべきト
ラックの両側に隣接する２本のトラックに対する２ビー
ムの読取信号についてそれぞれ専用に擬似クロストーク
信号を生成する回路系を２系統設けているが、ビームの
光ディスクに対する照射角度を検出する公知のチルトセ
ンサを装置が有しているならば、チルトセンサの出力信
号に基づき、再生すべきトラックの両側に隣接する２本
のトラックに対する２ビームの読取信号のうち、クロス
トーク成分が多い方のみを選択するスイッチ回路を設け
ることにより、上記の擬似クロストーク信号生成回路系
を一系統のみとすることができる。

【０１２４】また、多値に等化する場合は、その中の幾
つかを選んで疑似クロストーク成分を生成するトランス
バーサルフィルタのタップ係数を生成するようにしても
よい。更に、選択後のエラー信号を、自動等化回路側の
エラー信号と共用するようにしてもよい。

【０１２５】更に、図示は省略したが、トランスバーサ
ルフィルタ２１、２５及び２６に入力される信号を、そ
れぞれ別々に設けたＦＩＦＯにビットクロックで書き込
み、このＦＩＦＯからマスタークロックよりも低い周波
数の新しいクロック周波数のタイミングで読み出して、
トランスバーサルフィルタ２１、２５及び２６に出力
し、後段の演算を新しいクロックを用いて行う手段は、
図１３〜図１７、図２１、図２７、図３０及び図３２に
示した各実施の形態にも適用できるものである。また、
メモリ素子としてはＦＩＦＯ以外のＲＡＭその他のメモ
リ素子を用いることも可能である。

【０１２６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
仮判別手段がパーシャルレスポンス等化を前提とした仮
判別（収束目標設定）を行い、この仮判別値と減算回路
から取り出される波形等化後再生信号との差分値をエラ
ー信号として第１乃至第３のフィルタ係数生成手段に供
給して、エラー信号が０になるように制御することで、
明確な仮判別値（０や２ａ＋２ｂなど）に向かって装置
の動作を収束させることができ、すべてのポイント（サ
ンプル値）が相関検出の対象となる仮判別値からの誤差
をエラー信号としてクロストーク成分との相関をとるよ
うにしているため、迅速な収束ができ、しかも誤った方
向への収束をすることなく確実な波形等化ができる。ま
た、本発明によれば、パーシャルレスポンス等化を行っ
ているので、後段にビタビ復号器を用いることができ、
正確な復号ができる。

【０１２７】また、本発明によれば、リサンプリング演
算位相同期ループ回路で生成したリサンプリング演算時
の内分割合及びビットクロックを利用し、リサンプリン
グ手段で隣接トラックからの再生信号のリサンプリング
演算を行うようにしているため、周波数ずれに対応でき
る。また、本発明によれば、リサンプリング演算位相同
期ループ回路を使用できることから、集積回路化が容易
で、部品点数の削減ができ、またオーバーサンプリング
に適しているので再生信号が高域減衰特性である光ディ
スク等の記録媒体の再生装置に適用して好適である。更
に、アナログ特有の経時変化、パラメータバラツキ等の
影響を受けない。

【０１２８】また、更に、本発明によれば、エラー選択
回路により確からしくないエラー値を示す信号を無効化
し、確からしいエラー信号だけを有効成分として取り出
すようにしたため、再生信号の歪みが大きく、パーシャ
ルレスポンス等化しきれない場合でも、目標値とのずれ
が小さく、正しくエラー信号を抽出でき、結果としてエ
ラーレートを向上することができる。

【０１２９】また、本発明によれば、新しいクロックの
周波数をマスタークロック周波数よりも低周波数とし
て、後段の演算をこの新しいクロック周波数で行うこと
により、演算時間に余裕ができ、ラッチ等を少なくする
ことができるため、回路遅延・回路規模・動作周波数共
に少なくでき、結果としてシステムにおけるＩＣデバイ
スによる速度制限・消費電力・コストの問題を解決する
ことができる。

【０１３０】また、本発明によれば、３ビームを用いて
走査すべきトラックの両側の隣接トラックから得られる
クロストーク信号と同等の信号を遅延手段を用いて得る
ことにより、リサンプリング手段を削除するようにした
ため、単一ビームによるクロストークキャンセルを実現
でき、回路構成を簡略化でき、コストも低減できる。

【０１３１】更に、本発明によれば、通常のサンプリン
グデータよりもビット数の少ない１ビットのビタビ復号
データを用いて疑似クロストーク信号を生成するように
したため、疑似クロストーク信号を生成する第１及び第
２のメモリのメモリ容量を最小にすることができ、回路
規模及びコストを低減できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態のブロック図であ
る。

【図２】３ビーム法によるビームスポットとトラックと
の位置関係の一例の概略説明図である。

【図３】パーシャルレスポンス等化の一例の状態遷移図
である。

【図４】クロストークキャンセルを行わないときの図１
の各部のシミュレーション波形の一例を示す図である。

【図５】クロストークキャンセルを行わないときの図１
中の擬似クロストーク信号生成ブロック中のトランスバ
ーサルフィルタのタップ係数の変化を示す図である。

【図６】クロストークキャンセルを行わないときの図１
中の仮判別回路の入力信号のアイパターンを示す。

【図７】クロストークキャンセルを行わないときの図１
中の各部のエラーフラグである。

【図８】クロストークキャンセルを行ったときの図１の
各部のシミュレーション波形の一例を示す図である。

【図９】クロストークキャンセルを行ったときの図１中
の擬似クロストーク信号生成ブロック中のトランスバー
サルフィルタのタップ係数の変化を示す図である。

【図１０】クロストークキャンセルを行ったときの図１
中の仮判別回路の入力信号のアイパターンを示す。

【図１１】クロストークキャンセルを行ったときの図１
中の各部のエラーフラグである。

【図１２】本発明の第２の実施の形態のブロック図であ
る。

【図１３】本発明の第３の実施の形態のブロック図であ
る。

【図１４】本発明の第４の実施の形態のブロック図であ
る。

【図１５】本発明の第５の実施の形態のブロック図であ
る。

【図１６】本発明の第６の実施の形態のブロック図であ
る。

【図１７】本発明の第７の実施の形態のブロック図であ
る。

【図１８】本発明の第８の実施の形態のブロック図であ
る。

【図１９】本発明の第９の実施の形態のブロック図であ
る。

【図２０】本発明の第１０の実施の形態のブロック図で
ある。

【図２１】本発明の第１１の実施の形態のブロック図で
ある。

【図２２】図２１中のエラー選択回路の一実施の形態の
ブロック図である。

【図２３】エラー選択回路が無いときの正しくＰＲ等化
されている場合のサンプル点と抽出エラー成分の説明図
である。

【図２４】エラー選択回路が無いときの正しくＰＲ等化
されていない場合のサンプル点と抽出エラー成分の説明
図である。

【図２５】エラー選択回路が有るときの正しくＰＲ等化
されていない場合のサンプル点と抽出エラー成分の説明
図である。

【図２６】図２１中のエラー選択回路の他の実施の形態
のブロック図である。

【図２７】本発明の第１２の実施の形態のブロック図で
ある。

【図２８】図２７中のエラー選択回路の一実施の形態の
ブロック図である。

【図２９】図２７中のエラー選択回路の他の実施の形態
のブロック図である。

【図３０】本発明の第１３の実施の形態のブロック図で
ある。

【図３１】図３０中のエラー選択回路の一実施の形態の
ブロック図である。

【図３２】本発明の第１４の実施の形態のブロック図で
ある。

【図３３】図３２中のエラー選択回路の一実施の形態の
ブロック図である。

【図３４】本発明の第１５の実施の形態のブロック図で
ある。

【図３５】本発明の第１６の実施の形態のブロック図で
ある。

【図３６】本発明の第１７の実施の形態のブロック図で
ある。

【図３７】本発明の第１８の実施の形態のブロック図で
ある。

【図３８】本発明の第１９の実施の形態のブロック図で
ある。

【図３９】本発明の第２０の実施の形態のブロック図で
ある。

【図４０】本発明の第２１の実施の形態のブロック図で
ある。

【符号の説明】

１１〜１３ Ａ／Ｄ変換器 １４〜１６ ＡＧＣ・ＡＴＣ回路 １７ リサンプリングＤＰＬＬ回路 １８、１９ リサンプリング回路 ２０、２２、２３、２４ 遅延調整器 ２１ 再生すべきトラックの再生信号の波形等化用トラ
ンスバーサルフィルタ ２５、２６ 擬似クロストーク信号生成用トランスバー
サルフィルタ ２７〜２９ 乗算器・ＬＰＦ ３０、３１、３４ 減算器 ３２ タップ遅延回路 ３２ａ タップ遅延回路の一部回路 ３３ 仮判別回路 ４５ 閾値固定の仮判別回路 ６５、７７ ゼロ検出器 ８１、８３、８５、８７ エラー選択回路 ９１〜１０７ ＦＩＦＯ ３２１、３２２、８３５、８７１ ラッチ回路 ３２３ ＯＲ回路 ８１１、８５１ 第１の入力端子 ８１２、８５２ 第２の入力端子 ８１３、８１５、８５３ 選択回路 ８１４、８３１、８５４、８７２ スイッチ回路 ８１５、８３２、８５５、８７３ ０発生器 ８１６、８３３、８５６、８７４ 出力端子

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 記録媒体上の記録情報記録トラック群の
   うち、再生すべき任意の一の記録情報記録トラックから
   読み取った第１の再生信号と、前記再生すべき任意の一
   の記録情報記録トラックの両側に隣接する２つの記録情
   報トラックのそれぞれから別々に読み取った第２及び第
   ３の再生信号を得る読取手段と、 前記第１乃至第３の再生信号をそれぞれ別々にディジタ
   ル信号に変換して第１乃至第３のディジタル再生信号を
   出力するＡ／Ｄ変換手段と、 前記第１のディジタル再生信号に対して所望のビットレ
   ートでサンプリングしたディジタルデータをリサンプリ
   ング演算して生成すると共に、ビットクロックを生成
   し、更に前記第１のディジタル再生信号のゼロレベルを
   検出してゼロポイント情報を出力するリサンプリング演
   算位相同期ループ回路と、 前記リサンプリング演算位相同期ループ回路の出力ディ
   ジタルデータを、第１のフィルタ係数に基づいて波形等
   化する第１のトランスバーサルフィルタと、 前記ゼロポイント情報を、各ビットサンプリングタイミ
   ングにおいて少なくとも連続する３つずつ出力する遅延
   回路と、 前記パーシャルレスポンス等化の種類を示すＰＲモード
   信号と、前記再生信号のランレングス制限符号の種類を
   示すＲＬＬモード信号と、前記遅延回路からの複数の前
   記ゼロポイント情報と、波形等化後再生信号とを入力と
   して受け、前記ＰＲモード信号とＲＬＬモード信号で定
   まる状態遷移と、前記複数のゼロポイント情報のパター
   ンとに基づき、波形等化信号の仮判別値を算出し、その
   仮判別値と前記波形等化後再生信号との差分値をエラー
   信号として出力する仮判別手段と、 前記仮判別手段の出力エラー信号に基づき、前記第１の
   フィルタ係数を前記エラー信号が最小になるように可変
   制御する第１の係数生成手段と、 前記Ａ／Ｄ変換手段からの前記第２及び第３のディジタ
   ル再生信号に対して別々に前記リサンプリング演算位相
   同期ループ回路の出力ビットクロックに基づいてリサン
   プリング演算して、第１及び第２のサンプリング信号を
   出力するリサンプリング手段と、 前記第１及び第２のサンプリング信号を、別々に第２及
   び第３のフィルタ係数に基づいて別々にフィルタリング
   して、前記再生すべき任意の一の記録情報記録トラック
   の両側に隣接する２つの記録情報トラックの読取信号に
   対応した第１及び第２の擬似クロストーク信号を別々に
   出力する第２及び第３のトランスバーサルフィルタと、 前記仮判別手段の出力エラー信号に基づき、前記第２及
   び第３のフィルタ係数を別々に可変制御する第２及び第
   ３の係数生成手段と、 前記第１のトランスバーサルフィルタの出力信号から前
   記第１及び第２の擬似クロストーク信号をそれぞれ減算
   して前記波形等化後再生信号を出力する減算回路とを有
   することを特徴とする記録情報再生装置。
2. 【請求項２】 記録媒体上の記録情報記録トラック群の
   うち、再生すべき任意の一の記録情報記録トラックから
   読み取った第１の再生信号と、前記再生すべき任意の一
   の記録情報記録トラックの両側に隣接する２つの記録情
   報トラックのそれぞれから別々に読み取った第２及び第
   ３の再生信号を得る読取手段と、 前記第１乃至第３の再生信号をそれぞれ別々にディジタ
   ル信号に変換して第１乃至第３のディジタル再生信号を
   出力するＡ／Ｄ変換手段と、 前記第１のディジタル再生信号に対して所望のビットレ
   ートでサンプリングしたディジタルデータをリサンプリ
   ング演算して生成すると共に、ビットクロックを生成す
   るリサンプリング演算位相同期ループ回路と、 前記リサンプリング演算位相同期ループ回路の出力ディ
   ジタルデータを、第１のフィルタ係数に基づいて波形等
   化する第１のトランスバーサルフィルタと、 前記パーシャルレスポンス等化の種類を示すＰＲモード
   信号と、前記再生信号のランレングス制限符号の種類を
   示すＲＬＬモード信号と、波形等化後再生信号とを入力
   として受け、前記ＰＲモード信号とＲＬＬモード信号で
   定まる固定の閾値に基づき、波形等化信号の仮判別値を
   算出し、その仮判別値と前記波形等化後再生信号との差
   分値をエラー信号として出力する仮判別手段と、 前記仮判別手段の出力エラー信号に基づき、前記第１の
   フィルタ係数を前記エラー信号が最小になるように可変
   制御する第１の係数生成手段と、 前記Ａ／Ｄ変換手段からの前記第２及び第３のディジタ
   ル再生信号に対して別々に前記リサンプリング演算位相
   同期ループ回路の出力ビットクロックに基づいてリサン
   プリング演算して、第１及び第２のサンプリング信号を
   出力するリサンプリング手段と、 前記第１及び第２のサンプリング信号を、別々に第２及
   び第３のフィルタ係数に基づいて別々にフィルタリング
   して、前記再生すべき任意の一の記録情報記録トラック
   の両側に隣接する２つの記録情報トラックの読取信号に
   対応した第１及び第２の擬似クロストーク信号を別々に
   出力する第２及び第３のトランスバーサルフィルタと、 前記仮判別手段の出力エラー信号に基づき、前記第２及
   び第３のフィルタ係数を別々に可変制御する第２及び第
   ３の係数生成手段と、 前記第１のトランスバーサルフィルタの出力信号から前
   記第１及び第２の擬似クロストーク信号をそれぞれ減算
   して前記波形等化後再生信号を出力する減算回路とを有
   することを特徴とする記録情報再生装置。
3. 【請求項３】 前記減算回路の出力波形等化後再生信号
   が入力され、その波形等化後再生信号のゼロポイント情
   報を検出するゼロ検出器を設け、前記遅延回路は前記リ
   サンプリング演算位相同期ループ回路の出力ゼロポイン
   ト情報に代えて、前記ゼロ検出器からのゼロポイント情
   報を遅延することを特徴とする請求項１記載の記録情報
   再生装置。
4. 【請求項４】 前記減算回路の出力波形等化後再生信号
   が入力され、その波形等化後再生信号に基づいて前記ビ
   ットクロックの自然数倍の周波数のシステムクロックを
   生成する位相同期ループ回路を設け、前記リサンプリン
   グ演算位相同期ループ回路及び前記リサンプリング手段
   を削除して前記Ａ／Ｄ変換手段からの第１乃至第３のデ
   ィジタル再生信号を前記第１乃至第３のトランスバーサ
   ルフィルタに別々に供給すると共に、前記遅延回路は前
   記位相同期ループ回路内の位相比較器から出力されるゼ
   ロポイント情報を遅延することを特徴とする請求項１記
   載の記録情報再生装置。
5. 【請求項５】 前記読取手段からの前記第１の再生信号
   に基づいて前記ビットクロックの自然数倍の周波数のシ
   ステムクロックを生成する位相同期ループ回路と、前記
   Ａ／Ｄ変換手段から取り出された前記第１のディジタル
   再生信号のゼロポイント情報を検出するゼロ検出器とを
   設け、前記リサンプリング演算位相同期ループ回路及び
   前記リサンプリング手段を削除して前記Ａ／Ｄ変換手段
   からの第１乃至第３のディジタル再生信号を前記第１乃
   至第３のトランスバーサルフィルタに別々に供給すると
   共に、前記遅延回路は前記ゼロ検出器からのゼロポイン
   ト情報を遅延することを特徴とする請求項１記載の記録
   情報再生装置。
6. 【請求項６】 前記減算回路の出力波形等化後再生信号
   が入力され、その波形等化後再生信号に基づいて前記ビ
   ットクロックの自然数倍の周波数のシステムクロックを
   生成する位相同期ループ回路を設け、前記リサンプリン
   グ演算位相同期ループ回路及び前記リサンプリング手段
   を削除して前記Ａ／Ｄ変換手段からの第１乃至第３のデ
   ィジタル再生信号を前記第１乃至第３のトランスバーサ
   ルフィルタに別々に供給することを特徴とする請求項２
   記載の記録情報再生装置。
7. 【請求項７】 記録媒体上の記録情報記録トラック群の
   うち、再生すべき任意の一の記録情報記録トラックから
   読み取った第１の再生信号と、前記再生すべき任意の一
   の記録情報記録トラックの両側に隣接する２つの記録情
   報トラックのそれぞれから別々に読み取った第２及び第
   ３の再生信号を得る読取手段と、 前記第１乃至第３の再生信号をそれぞれ別々にディジタ
   ル信号に変換して第１乃至第３のディジタル再生信号を
   出力するＡ／Ｄ変換手段と、 前記第１のディジタル再生信号を入力信号として受け、
   所望のビットレートでリサンプリングしたディジタルデ
   ータを生成すると共に、ビットクロックを生成し、更に
   前記ディジタルデータのゼロクロスポイントを検出して
   ゼロポイント情報を出力するリサンプリング演算位相同
   期ループ回路と、 前記リサンプリング演算位相同期ループ回路の出力ディ
   ジタルデータを、第１のフィルタ係数に基づいて波形等
   化する第１のトランスバーサルフィルタと、 前記Ａ／Ｄ変換手段からの前記第２及び第３のディジタ
   ル再生信号に対して別々に前記リサンプリング演算位相
   同期ループ回路の出力ビットクロックに基づいてリサン
   プリング演算して、第１及び第２のサンプリング信号を
   出力するリサンプリング手段と、 前記第１及び第２のサンプリング信号を、別々に第２及
   び第３のフィルタ係数に基づいて別々にフィルタリング
   して、前記再生すべき任意の一の記録情報記録トラック
   の両側に隣接する２つの記録情報トラックの読取信号に
   対応した第１及び第２の擬似クロストーク信号を別々に
   出力する第２及び第３のトランスバーサルフィルタと、 前記リサンプリング演算位相同期ループ回路よりビット
   クロックに同期して取り出される前記ゼロポイント情報
   を、各ビットサンプリングタイミングにおいて少なくと
   も連続する３つ出力する遅延回路と、 前記パーシャルレスポンス等化の種類を示すＰＲモード
   信号と、前記再生信号のランレングス制限符号の種類を
   示すＲＬＬモード信号と、前記遅延回路からの複数の前
   記ゼロポイント情報と、波形等化後再生信号とを入力と
   して受け、前記ＰＲモード信号とＲＬＬモード信号で定
   まる状態遷移と、前記複数のゼロポイント情報のパター
   ンとに基づき、前記波形等化後再生信号の目標値となる
   仮判別値を算出する仮判別回路と、 前記仮判別値と前記波形等化後再生信号との差分値をエ
   ラー信号として出力する減算器と、 前記減算器から出力される前記エラー信号が第１の入力
   端子に入力され、前記仮判別回路から出力される前記仮
   判別値が第２の入力端子に入力され、前記仮判別値に応
   じて前記エラー信号のうちの有効な成分だけを選択して
   出力するエラー選択回路と、 前記減算器から出力される前記エラー信号に基づき、前
   記第１のフィルタ係数を前記エラー信号が最小になるよ
   うに可変制御する第１の係数生成手段と、 前記エラー選択回路から出力される前記エラー信号に基
   づき、前記第２及び第３のフィルタ係数を別々に可変制
   御する第２及び第３の係数生成手段と、 前記第１のトランスバーサルフィルタの出力信号から前
   記第１及び第２の擬似クロストーク信号をそれぞれ減算
   して前記波形等化後再生信号を出力する減算回路とを有
   することを特徴とする記録情報再生装置。
8. 【請求項８】 前記エラー選択回路は、前記第１の入力
   端子には前記減算器から出力される前記エラー信号が入
   力され、前記第２の入力端子には前記仮判別回路から出
   力される前記仮判別値に代えて、前記リサンプリング演
   算位相同期ループ回路がロックすべきゼロクロス点に相
   当する、リサンプリングによって形成されたサンプルポ
   イントが存在するタイミングを示す前記ゼロポイント情
   報が入力され、前記ゼロポイント情報が示すサンプルポ
   イントのみ、又は前記ゼロポイント情報が示すサンプル
   ポイントとその直前直後のサンプルポイントで前記第１
   の入力端子に入力される前記エラー信号を選択し、それ
   以外のサンプルポイントでは前記エラー信号を無効化す
   ることを特徴とする請求項７記載の記録情報再生装置。
9. 【請求項９】 前記エラー選択回路は、前記第１の入力
   端子には前記減算器から出力される前記エラー信号に代
   えて、前記減算回路から出力される前記波形等化後再生
   信号が入力され、前記第２の入力端子に入力される前記
   仮判別値に応じて前記波形等化後再生信号のうちの前記
   リサンプリング演算位相同期ループ回路がロックすべき
   ゼロクロス点に相当するサンプルポイントの有効成分だ
   けを選択して出力し、それ以外のサンプルポイントでは
   前記波形等化後再生信号を無効化することを特徴とする
   請求項７記載の記録情報再生装置。
10. 【請求項１０】 前記エラー選択回路は、前記第１の入
    力端子には前記減算器から出力される前記エラー信号に
    代えて、前記減算回路から出力される前記波形等化後再
    生信号が入力され、前記第２の入力端子には前記仮判別
    回路から出力される前記仮判別値に代えて、前記リサン
    プリング演算位相同期ループ回路がロックすべきゼロク
    ロス点に相当する、リサンプリングによって形成された
    サンプルポイントが存在するタイミングを示す前記ゼロ
    ポイント情報が入力され、前記ゼロポイント情報が示す
    サンプルポイントでのみ前記第１の入力端子に入力され
    る前記波形等化後再生信号を選択し、それ以外のサンプ
    ルポイントでは前記波形等化後再生信号を無効化するこ
    とを特徴とする請求項７記載の記録情報再生装置。
11. 【請求項１１】 前記記録媒体は光ディスクであり、前
    記読取手段は、前記再生すべき任意の一の記録情報記録
    トラックに第１の光ビームスポットを形成して前記第１
    の再生信号を読み取ると共に、前記再生すべき任意の一
    の記録情報記録トラックの両側に隣接する２つの記録情
    報トラックからは、前記第１の光ビームスポットに対し
    て前記光ディスクの回転方向上、前方と後方にそれぞれ
    位置する第２及び第３の光ビームスポットを形成して前
    記第２及び第３の再生信号を独立に読み取ることを特徴
    とする請求項１乃至１０のうちいずれか一項記載の記録
    情報再生装置。
12. 【請求項１２】 前記ディジタル演算位相同期ループ回
    路から取り出されたディジタルデータを書き込まれた後
    読み出されて前記第１のトランスバーサルフィルタへ出
    力する第１のメモリと、前記リサンプリング手段からの
    前記第１及び第２のサンプリング信号をそれぞれ別々に
    書き込んだ後読み出して前記第２及び第３のトランスバ
    ーサルフィルタへ別々に出力する第２及び第３のメモリ
    とを有し、前記第１乃至第３のメモリは、それぞれ前記
    ビットクロックのタイミングで書き込み動作を行い、新
    たに生成したクロックのタイミングで読み出し動作を行
    うことを特徴とする請求項１乃至３及び請求項７乃至１
    ０のうちいずれか一項記載の記録情報再生装置。
13. 【請求項１３】 前記読取手段は前記第１の再生信号の
    みを出力し、前記Ａ／Ｄ変換手段は前記第１のディジタ
    ル再生信号のみを出力し、前記リサンプリング手段を削
    除した構成とし、前記第１のディジタル再生信号に基づ
    いて生成された前記第１のトランスバーサルフィルタへ
    供給されるディジタルデータから、互いに１トラック走
    査期間程度異なる時間関係の第１乃至第３のディジタル
    データを生成する遅延手段を有し、前記遅延手段から取
    り出された前記第１乃至第３のディジタルデータのうち
    遅延時間が最小の第１のディジタルデータと遅延時間が
    最大の第３のディジタルデータを前記第２及び第３のト
    ランスバーサルフィルタへ供給し、前記第２のディジタ
    ルデータを前記第１のトランスバーサルフィルタへ供給
    することを特徴とする請求項１乃至１０のうちいずれか
    一項記載の記録情報再生装置。
14. 【請求項１４】 前記読取手段は前記第１の再生信号の
    みを出力し、前記Ａ／Ｄ変換手段は前記第１のディジタ
    ル再生信号のみを出力し、前記リサンプリング手段を削
    除した構成とし、前記第１のディジタル再生信号に基づ
    いて生成された前記第１のトランスバーサルフィルタへ
    供給されるディジタルデータを遅延する第１のメモリ
    と、前記波形等化後再生信号をビタビ復号して得た復号
    データから、前記第１のメモリから出力される第１のデ
    ィジタルデータに対してそれぞれ１トラック走査期間程
    度遅れている第１の復号データと１トラック走査期間程
    度進んでいる第２の復号データを生成する第２のメモリ
    とを設け、前記第１のディジタルデータを前記第１のト
    ランスバーサルフィルタへ供給し、前記第１及び第２の
    復号データを前記第２及び第３のトランスバーサルフィ
    ルタへ供給することを特徴とする請求項１乃至１０のう
    ちいずれか一項記載の記録情報再生装置。