JP2001008101A - アクティブピクセルセンサ - Google Patents
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Abstract
の読み出しを保ち続けながら、拡張された有効最大検出
可能信号レベル(Vsat)及びダイナミックレンジを有
するイメージセンサを提供する。 【解決手段】 少なくとも1つのピクセルが、リセット
ゲートRGに結合された光検出部PD52と、光検出器
PDに結合され、閾値を規定する比較器54と、この比
較器により所定の閾値に達したときを決定し、これによ
り、蓄えられた電荷量を離散量として読み取り、これが
直接にデジタル表示に変換される。
Description
メージセンサに関しており、より具体的には、ダイナミ
ックレンジが増したイメージセンサに関する。
固体(ソリッドステート)イメージャであって、その各
ピクセルは光センシング手段と他の能動部品を含み、こ
れらが、電圧又は電流に変換される電荷を生成する。信
号は、ピクセルフォトサイトに入射する光量を示す。イ
メージングセンシング装置のダイナミックレンジ(D
R)は、典型的には飽和信号(Vsat)と呼ばれる有効
最大検出可能信号レベルの、センサの実効値ノイズレベ
ル(σnoise)に対する比として規定される。これは、
式1に示される。
生成された電荷を集積するイメージセンサ装置は、所与
のフォトサイト内に収集且つ保持されることができる電
荷量(Vsat)によって制限されるダイナミックレンジ
を有している。例えば、任意の所与のCCDに対して、
あるピクセル内で収集且つ検出されることができる電荷
量は、ピクセル面積に比例する。これより、メガピクセ
ルデジタルスチルカメラ(DSC)で使用される商用装
置に対して、Vsatを示す電子数は13,000個か
ら20,000個のオーダである。入射光が非常に明る
く、ピクセル又は光検出器内に保持できる量より多くの
電子を生成すると、これらの過剰電子はピクセル内のブ
ルーミング防止手段によって引き出され、増加飽和信号
には寄与しない。これより、最大検出可能信号レベル
は、光検出器又はピクセル内に保持されることができる
電荷量に制限される。DRは、センサノイズレベルσ
noiseによっても制限される。Vsatにおける制約の
ために、CCDに関して多くの研究が行われてきて、σ
noiseを非常に低いレベルにまで減らしてきている。典
型的な商用メガピクセルDSC装置は、DRが100
0:1以下である。
関しても存在する。Vsatは、光検出器内に保持され且
つ分離されることができる電荷量によって制限される。
過剰な電荷は失われる。この点は、APSにおいてはC
CDに比べて更に深刻な問題になる。これは、光検出器
のために利用可能な面積を制限するAPSピクセル内の
能動部品のため、及びAPS装置で使用される低電圧サ
プライ及びクロックのためである。加えて、APS装置
はチップ上のイメージセンサシステムを提供するために
使用されてきたので、CCDには存在しないタイミング
回路、制御回路、アナログ・デジタル変換回路等が存在
し、これらAPS装置で使用されるデジタル及びアナロ
グ回路が、CCDに比べてはるかに高いノイズ発生源と
なる。これは、より大きな時間ノイズ、及びオンチップ
のアナログ・デジタル変換器から発生する可能性のある
量子化ノイズによる。
650,643号(コヌマ)は、固体イメージセンシン
グ装置のダイナミックレンジを増すために使用できる装
置を教示している。コヌマは、光検出器に関連した比較
器とカウンタとを組み込んで集積信号閾値レベルに到達
するために必要とされる時間を計測し、これを唯一のセ
ンサ出力として提供することにより、有効Vsatレベル
を増加させる手段を示している。カウンタは比較器と共
に、比較器入力に供給された信号レベルに比較器が達す
るまでに要したカウンタクロック周期の数を決定するた
めに使用される。この装置はその後に、このカウンタク
ロック周期の数のみを、光検出器に関連した出力又は信
号値として提供する。
れば、Vsatを効果的に増加することによってダイナミ
ックレンジが増加するが、このアプローチは幾つかの問
題点を有している。
を設けるとすれば、各ピクセルにおける部品数が非常に
大きくなり、フィルファクタ(fill facto
r)が小さいピクセルになるか、非常に大きなサイズの
ピクセルになる。このアプローチは、半導体テクノロジ
ーの技術水準における現在の最小形状(featur
e)サイズ、及び小型ピクセルで低コストのイメージセ
ンサに対する必要性を考慮すれば、現実的ではない。
に到達するために必要な時間に対するカウンタ値であ
り、光検出器にて集積された実際の電荷量に対するアナ
ログ出力値は含まない。このアプローチでは、有効V
satレベルは増加するが、有効DRは、カウンタクロッ
クの時間周期又は精度、及びカウンタのサイズにより制
限されるであろう。例えば、カウンタが10ビット又は
1024カウントを有していると、1024個のマスタ
クロック周期が所望の露出時間にあてはまるとして、ダ
イナミックレンジは10ビットまで拡大される。所望の
露出時間が100msecであれば、そのときにはカウ
ンタクロック周期は97.6μsec以下(≦97.6
μsec)でなければならない。DRを20ビットまで
拡大しようとすれば、20ビットのカウンタが必要にな
り、100msecの露出時間に対するカウンタクロッ
ク周波数を10.5MHzより大きく(>10.5MH
z)する必要があるであろう。露出時間が減少すると、
それに対応するように、より速いマスタクロックが必要
とされる。例えば、屋外にて明るい太陽光のもとでイメ
ージを獲得する場合に1/60秒の露出時間が望まれる
又は必要とされるならば、20ビットを量子化するため
に63MHzのマスタクロックが必要とされるであろ
う。典型的な露出条件で高ダイナミックレンジを提供す
るためには、非常に速いカウンタクロックが必要とされ
ることは明らかである。また、カウンタ中のビット数が
大きくなるにつれて、これをピクセル内に集積化するた
めに、より大きな面積が必要になり、ますます大きなピ
クセルが生成されることになる。典型的なカウンタは、
ビット当たり4〜8個のトランジスタを必要とする。こ
れより、20ビットのカウンタは80〜160個のトラ
ンジスタを必要とし、0.35μmのCMOSプロセス
において40μmより大きい(>40μm)ピクセルサ
イズとなる。加えて、このアプローチでは、各ピクセル
に対する出力値を得るために、イメージセンサ内の全ピ
クセルがプログラムされた閾値レベルに達する必要があ
る。これによると、閾値レベルがVsatに近ければ、シ
ーン中の暗い領域を閾値レベルに到達させるために、非
常に長い露出時間を必要とするであろう。露出時間は、
閾値レベルを非常に低い値にプログラミングすることに
よって低減させることができるが、これでは、シーン中
の非常に明るい領域の情報の精度が減少するであろう。
なぜなら、これらの領域は、非常に短い時間期間で閾値
に達するからである。
も明るい光レベルにおいて、データはより量子化され
る。これは図2に示されている。閾値までの時間から有
効光測定がどのように計算されるかを見ることによっ
て、これを理解することができる。
時間量(tT)が分かって且つソースが測定時間中に一
定であるとするならば、任意の時間(tM)での光量を
計算することができる。拡張された有効電圧(Vext)
の表現は、以下の式2にて与えられる。
れる量子化されたユニットによって測定されるであろ
う。
xCvはtMにおけるcv値に対応するコード値であ
る。式2に式3をを代入すれば、式4が得られる。
を意味する。最初の測定可能な量子化が最大であって、
cv=1とcv=2との間にある。8ビットリニアシス
テムに対する量子化は0.0039であり、これは、コ
ヌマに説明された閾値までの時間による方法における最
小量子化よりも少ない。
ンタ及び比較器を使用して閾値までの時間を追跡すると
すれば、ピクセル毎に十分に小さなサンプリング周波数
としてダイナミックレンジの拡張部分に対して十分に微
細な量子化を行うために、各ピクセルは極端に高いレー
トで測定されなければならない。例えば、所望の露出時
間に亘って10ビットの量子化が必要であり、且つイメ
ージセンサに100万個のピクセルがあるとする。所望
の露出時間を100msecとすると、各ピクセルは、
プログラムされた閾値レベルに対して97.65μse
c毎にアクセスされて測定されなければならない。これ
は、100万個のピクセルを97.65μsec毎にサ
ンプリングする必要があることを意味している。これ
は、97.65ピコ秒毎に1ピクセル、すなわち10.
24GHzのピクセルサンプリングレートを必要とす
る。これを実行する手段は、コヌマにも、APS又は他
のイメージセンサ装置の分野のどこにも、開示されてき
ていない。
この出力から入射イメージを再生する(すなわち、信号
レベルを決定する)ためには、時間値から乗算によって
外挿しなければならない。これは、センサの有効ノイズ
レベルを劣化させる。電圧v(t)が閾値に到達するま
での時間を測定するために、値tが使用される。信号V
PD(t)は、標準偏差σVのガウシアン付加ノイズが
幾らか加わった光子の時間的な蓄積を示す。当業者は、
拡張された電圧ドメイン(σExt)におけるノイズが、
式5によって示されるように付加ノイズに関連している
ことを示すことができる。
T(VT 2−σv 2) tMが常にtTよりも大きいとすれば、σExtの値が常に
σvよりも大きいことが分かる。以上の議論より、従来
技術においては、低ノイズ、小型ピクセル、単純且つ低
周波数の読み出しを保ち続けながら拡張されたVsat及
びダイナミックレンジを提供する装置、及び拡張された
電圧信号の量子化を行う手段に対する必要性が残ってい
ることが分かるであろう。
ける上述の問題点を、(1)光検出器内に集積された電
荷と光検出器の内部のプログラムされた信号レベルに到
達するまでに必要とされる時間との両方を示すアナログ
信号レベルを、各ピクセル内にカウンタを設ける必要な
しに提供する小型ピクセルの拡張ダイナミックレンジA
PS、及び(2)光検出器内に集積された電荷を示すア
ナログ信号レベルと所与のピクセルが集積時間内にプロ
グラムされた閾値レベルに達した回数を示す信号との両
方を提供する拡張ダイナミックレンジAPS、を提供す
ることによって克服する。
が各ピクセル内に含まれていて、これが、時間に依存す
る電圧をピクセルアレイに供給するグローバル電圧バス
に接続されている。任意の所与のピクセル内のストレジ
キャパシタは、光検出器内の信号レベルがプログラムさ
れた閾値レベルに達すると、時間依存電圧バスから切り
離される。キャパシタに蓄えられた電圧は、そのときに
は、そのピクセルがプログラムされた閾値レベルに達す
るまでに必要とされる時間を示す。ピクセルは光検出器
信号の読み出しパスも有しており、閾値までの時間を示
すアナログ信号と光検出器内に集積された電荷を示すア
ナログ信号との両方を、所望の露出時間の終了時に読み
出すことができる。これら2つのアナログ信号が共同し
て使用されて、拡張ダイナミックレンジを提供する。カ
ウンタはピクセル内に集積されておらず、ピクセルを実
用的に小さくすることができる。
れて、各ピクセル内の有効信号レベルを決定するために
時間値からの乗算外挿を行う必要がなくなる。この手法
は光検出器アナログ出力バスを備えているが、閾値に達
するまでに必要とされた時間ではなく、所与のピクセル
がプログラムされた閾値に達した回数を決定するとい
う、付加的な機能を有している。これは、光検出器がプ
ログラムされた閾値に達するたびに光検出器をリセット
し、光検出器が集積期間中にリセットされた回数を示す
信号をピクセル内に有することによって、実行される。
ズを保ちながら、APSのダイナミックレンジを拡張す
るという効果を有する。これらの実施形態は、ピクセル
内に大きなカウンタを必要とせず、低ノイズのアナログ
光検出器信号の読み出しも提供する。これは、非常に単
純な自動露出信号を必要とするのみであるか又は自動露
出信号を必要としない、面積的に効率的な拡張ダイナミ
ックレンジセンサを提供する。
は、好ましくはy行x列を有するアレイに配置されたセ
ンサに対するものであるが、リニアセンサのような他の
配列も使用できることを、関連技術における当業者は理
解するであろう。
クチュアは、従来技術の制限を克服しながら、拡張され
たダイナミックレンジを提供する。図3を参照すると、
高ダイナミックレンジセンサを提供する新しいピクセル
アーキテクチュアが提供される。このアーキテクチュア
では、ピクセル50は、光検出器PD(典型的にはフォ
トダイード)、リセットゲートRGを有するリセットト
ランジスタ、ソースフォロワ入力トランジスタSIG、
行選択ゲートRSGを有する行選択トランジスタ、比較
器、電圧入力を比較器の一つの入力に提供するバスVp
r、第2のソースフォロワ入力トランジスタM1、スト
レジキャパシタCs、時間依存電圧信号V(t)をスト
レジキャパシタに提供するバスVtime、ストレジキ
ャパシタを時間依存電圧バスに接続するスイッチM3、
及び第2の行選択トランジスタM2を備えている。比較
器に対する第2の入力は、光検出器に接続されている。
このピクセルは、以下のように動作する。図8のタイミ
ングダイアグラム図を参照する。はじめに、PD、比較
器、及びCsが、必要な信号をRG、Vpr、及びVt
imeにそれぞれ印加することによって、所定のレベル
にリセットされる。このとき、PDは機能的に空であ
り、比較器の出力は「0」論理であり、CsはVtim
eに接続される。時間t0で、イメージの獲得が開始さ
れる。入射光がピクセル内に光電子を生成し、これらが
PDに集められる。PD52に蓄積される電荷が増加す
るにつれて、比較器の正入力に印加される電圧がVpr
及び比較器のスイッチングレベルに近づく。また、時間
が経つにつれて、Vtimeにおける電圧レベルV
(t)が変化する。入力光が十分に明るくて、集積時間
Tint内に十分な電子が生成されてVPD(t)信号
が比較器54に印加された閾値を越すと、比較器54の
状態が切り替わって、Vtime51を介して印加され
るV(t)からストレジキャパシタCsが切り離され
る。これでピクセルストレジキャパシタCsはフローテ
ィング状態になり、最後にVtime51に印加された
電圧レベル、すなわち光検出器52に蓄積された電荷が
比較器54に供給された閾値を越えたt=Tintにお
けるV(t)のままである。図9を参照すると、3つの
明るいピクセルの場合が示されている。ピクセルaはピ
クセルbより明るく、ピクセルbはピクセルcより明る
い。示されているように、ピクセルa、b及びcに対す
る比較器は異なるタイミングでトリップして、各ストレ
ジキャパシタに蓄えられる異なる電圧VCsを生成す
る。
ベルが閾値レベルを越えないときには、比較器の状態は
切り替わらず、CsはVtimeに接続されたままであ
る。これは図10に示されている。所望の集積時間の終
了時には、センサの各ピクセルは、適当な行への所定の
RSG信号の印加によって、一度に一行が読み出され
る。比較器が「トリップ」していなければ、トランジス
タM2がターンオフし、時間出力列バスに接続されてピ
クセルアレイの底部に位置する列毎ソースフォロワ負荷
トランジスタによって、時間出力列バスが低電圧に引か
れる。比較器がトリップしていると、トランジスタM2
がターンオンし、時間出力列バスはストレジキャパシタ
Csの電圧に比例した電圧になる。これは、論理「1」
とも解釈される。ピクセル50に対する比較器54がト
リップすると、ストレジキャパシタCsの値が時間出力
列バスを通して読み出されて記録される。そのピクセル
に対する比較器54が「トリップ」しなければ、光検出
器52に対する信号レベルの値が信号出力列バスを通し
て読み出されて記録される。閾値までの時間又は光検出
器内の信号レベルを示すこれらのアナログ信号の読み出
しは、従来技術のAPSに対するものと同様の方法で行
われることができる。
は、そのピクセルがある信号レベルに達した時点を示す
アナログ信号を有しているので、イメージ内の明るい領
域の有効PD信号レベルが確認されて、これらの明るい
領域に関連する詳細が維持される。このピクセルにおけ
る有効PD信号値Vextは、図1のチャートに示される
ように計算されることができて、式2に示される関係に
よって決定される。このとき、VTはCsがVtime
及びV(t)から切り離されるときのPD信号値であ
り、tMは集積時間又は露出時間であり、tTはそのピク
セルがVTに達するために必要とされる時間である。tT
は、以下の式6に示されるように、Vtimeに印加さ
れるV(t)関数の逆数をとることによって計算するこ
とができる。
の光検出器のアナログ信号値の読み出しがあるので、暗
い領域の詳細も分かって獲得される。イメージの明るい
領域に関連した8〜10ビットのイメージデータが存在
し、且つイメージの暗い領域に関連した8〜10ビット
のイメージデータが存在すると仮定すると、これらの2
セットのイメージデータを連結して、計16〜20ビッ
トのシーン詳細情報を提供することができる。これによ
り、極端に高いダイナミックレンジを有するセンサが得
られる。
するストレジキャパシタCsのレベルの読み出しに加え
て、又はその読み出しに平行して、光検出器52のレベ
ルの読み出しを行うこともできることに留意されたい。
これにより、同じピクセルから利用可能な2つのデータ
値が提供される。一方のデータ値は、比較器54に印加
された閾値に達するまでの時間を示し、他方のデータ値
は、光検出器52内で集積された信号を示す。これらの
値を協調して使用して、キャリブレーションのような機
能を実行することができる。例えば、閾値レベルが光検
出器のVsatの50%に設定されるならば、Vsat
の75%に達したピクセルに対するCs及びPDからの
信号を比較且つ使用して、閾値までの時間及びPD内の
電荷量を示す信号の正確なキャリブレーションを行うこ
とができる。
形態が、図4に示されている。この場合には、ピクセル
内の比較器が取り除かれて、PDに隣接するオーバーフ
ローゲートOGとフローティング拡散領域とに置き換え
られている。閾値バスVprはOGに接続され、フロー
ティング拡散領域はV(t)とCsとの間のスイッチM
3の入力に接続されている。図4では、Csは、単純に
トランジスタM1の入力キャパシタンスである。動作
は、図3のピクセルに対して説明したものと同様に行わ
れる。はじめに、PDとFDとがリセットされる。これ
でFDはVDDに近くなり、スイッチトランジスタM3
はターンオンしてCsをV(t)に接続する。OGの下
方の領域の電位は、Vprによって制御される。集積が
進むと、PDは光電子を集め始める。PD内の電子数に
よってPDの電位がOGの下方の領域の電位を越える
と、余分に生成された光電子はPDからOGの下方の領
域を通ってFDへ流れる。FD内の電子数によってFD
の電位がM3の閾値電圧より低くなると、M3はターン
オフし、これによりCsをV(t)から切り離す。ここ
で、Csに蓄えられた電圧は、所定の信号レベルに達す
るまでの経過時間を示す。この実施形態では、カウンタ
も比較器も使用されずに6トランジスタのピクセルが提
供される。これにより、消費者用デジタルスチルカメラ
のアプリケーションに適した高フィルファクタで小ピッ
チのピクセルが可能になる。
に示されている。この場合、別個のPDが形成されて、
閾値までの時間を決定するためのPDが作られる。これ
は、PDtと呼ばれる。動作の開始時には、PD及びP
Dtの両方が、それぞれ所定のレベルにリセットされ
る。プログラム可能な閾値バスVprは第2のリセット
トランジスタM4のゲートに接続され、PDtがリセッ
トされるレベルを制御する。集積が進むと、PD及びP
Dtは両方とも光電子を集める。PDt内の電子数によ
ってPDtの電位がM3の閾値電圧よりも低くなると、
M3はターンオフして、これによりCsをV(t)から
切り離す。ここで、Csに蓄えられた電圧は、所定の信
号レベルに到達するまでの経過時間を示す。PDtの電
位をM4の閾値電圧よりも低くするために必要とされる
電荷量は、PDtがリセットされるレベルによって制御
される。PD内の光電子量が先に説明した方法で読み出
されて、PD内に蓄えられた電子数を示す信号レベルを
与える。PDtのサイズ及び容量を適切に設計すること
によって、閾値tTに達するまでの時間を、所望の集積
時間tMよりも確実に短くすることができる。図6に示
されるピクセルは、VprがリセットトランジスタM4
のゲートではなくドレインに接続されている点を除い
て、図5に示されたピクセルと同じである。M4のRG
は、リセットトランジスタ#に対するRGと同じ信号に
接続されている。PDtのリセットレベルは、やはりV
prに印加される電圧によって制御される。
れている。この実施形態では、信号列出力バスを使用し
て、閾値までの時間を示す信号と光検出器に蓄えられた
電子数を示す信号とを順に読み出す。ピクセルは、光検
出器PD、トランスファーゲートTG、フローティング
拡散領域FD、リセットゲートRGを有するリセットト
ランジスタ、閾値までの時間を示す信号を読み出す行選
択トランジスタRSGt、光検出器PD内のアナログ電
荷を示す信号を読み出す行選択トランジスタRSGaを
備える。FDは、光検出器として動作するように設計さ
れている。このピクセルの動作は、以下のように生じ
る。はじめに、PD及びFDの両方が、RG及びTGを
ターンオンし且つVDDをVtimeに印加することに
よってリセットされる。このとき、TGをターンオフし
且つVtimeがVDDの状態で第2の所定の信号レベ
ルをVprに印加することによって、FDのレベルを別
個にリセットすることができる。その後に、RGをター
ンオフし且つV(t)をVtimeに印加することによ
って、集積が開始される。PD及びFDの両方が光電子
を集め始める。FDのレベルはSIGaの閾値を越えて
いるので、SIGaは、Vtimeに印加されたV
(t)をSIGtの入力キャパシタンスであるCsに接
続するスイッチとして機能する。FD内に集められた光
電子数によってFDの電位が閾値電圧SIGaより低く
なると、SIGaはターンオフして、Csに蓄えられた
電圧レベルが閾値までの時間を示すようになる。集積期
間の終了時に、RSGtをhighに設定してCsに蓄
えられた信号レベルを読み出すことによって、このセン
サが読み出される。その後に、RGをターンオンしてV
timeをVDDに設定することによって、FDがリセ
ットされる。これにより、SIGtを通じた読み出しの
ためのリセットレベルが提供され、ピクセルのソースフ
ォロワオフセットをキャンセルするために、閾値までの
時間を示す信号の差分読み出しが提供される。FDがリ
セットされるので、リセットレベルは、RGStをター
ンオフし且つRSGaをターンオンすることによって、
ソースフォロワSIGaによって読み出される。その後
に、Tgをオン及びオフにストローブすることによっ
て、PD内の電荷がFDに転送される。それから、FD
の信号レベルがソースフォロワSIGaを介して読み出
される。これにより、光検出器のアナログ信号レベルの
相関二重サンプリング読み出しが提供される。
ログラム可能であり、最適性能を提供するようにシステ
ムによって設定されることができることに、留意された
い。加えて、印加される時間依存電圧信号V(t)を、
ダイナミックレンジを更に拡張するような任意のユーザ
規定の転送(トランスファー)関数に設定して、時間信
号の量子化を管理することができる。例えば、V(t)
を対数関数にして、シーンの明るい領域で認識されるイ
ルミナンス範囲の拡大を提供することができる。加え
て、複数のVpr信号又は信号線を設けて、イメージセ
ンサアレイ内の各カラーピクセルに対して別個のプログ
ラム可能な閾値を設けることもできる。
間値がシーンの明るい領域に対して記憶されるので、こ
れらの明るい領域に関連する詳細は全て維持される。シ
ーンの低光量領域に対するアナログ信号値は既知である
ので、暗い領域の詳細が分かって獲得される。これによ
り、極めて高いダイナミックレンジを有するセンサが得
られる。10ビットの時間データがあり且つ残りのアナ
ログ信号(すなわち、比較器の閾値レベルを越えなかっ
た値)が8〜10ビットに量子化されるとすると、測定
された信号は8〜10ビットだけVTを越えて拡張され
る。比較器の閾値はプログラム可能であり、最適性能が
得られるようにシステムによって設定されることができ
ることに、再び留意すべきである。
達成する他の手段は、上記で説明したものと同様である
が、図11に示されるように、比較器54の出力を使用
して(1)カウンタをインクリメントし、且つ(2)光
検出器をリセットするという点が異なっている。このタ
イプの実施形態では、カウンタ値は各ピクセルに関連し
ている。フレーム獲得のための集積時間の終了時に、カ
ウンタ値はデジタル出力バスを介して読み出される。そ
の値は、光検出器が閾値レベルを満たしてリセットされ
た回数を示す。光検出器の出力電圧はアナログ出力バス
を介して読み出されるが、その値は、光検出器が最後に
リセットされてから集められた電荷量を示す。そのと
き、ピクセルの全出力値は、そのピクセルがプログラム
された閾値に達した回数にアナログ出力バスからの光検
出器内の電圧を加えたものである。例えば、プログラム
された閾値レベルが500mVであるとする。非常に明
るい領域はカウンタ値1245及びアナログ出力300
mVを有することがあり、それほど明るくない領域はカ
ウンタ値100及びアナログ出力100mVを有するこ
とがあり、薄暗い領域はカウンタ値0及びアナログ出力
200mVを有することがある。その場合、出力電圧
は、Vout=(カウンタ値)(500)+アナログ出
力値)という公式を使用して計算することができる。
技術及び本発明での拡張ダイナミックレンジを提供する
グラフである。
ム図である。
クチュアのダイアグラム図である。
クチュアのダイアグラム図である。
クチュアのダイアグラム図である。
クチュアのダイアグラム図である。
クチュアのダイアグラム図である。
アグラム図である。
アグラム図である。
イアグラム図である。
アーキテクチュアのダイアグラム図である。
光検出器、RG リセットゲート、RSG 行選択ゲ
ート、SIG ソースフォロワ入力トランジスタ、Vp
r バス、Vtime バス、Cs ストレジキャパシ
タ、M1 第2のソースフォロワ入力トランジスタ、M
2 第2の行選択トランジスタ、M3スイッチ。
Claims (3)
- 【請求項1】 複数のピクセルを有するアクティブピク
セルセンサであって、少なくとも一つのピクセルが、 リセット装置に機能的に結合された光検出器と、 前記光検出器に結合された閾値レベルと、 前記光検出器が前記閾値レベルに達したときを示す装置
と、 前記光検出器の信号を信号バスにインターフェースする
アナログ検出器と、を備えている、アクティブピクセル
センサ。 - 【請求項2】 前記装置が前記閾値レベルに接続された
比較器を更に備えている、請求項1に記載のアクティブ
ピクセルセンサ。 - 【請求項3】 複数のピクセルを有するアクティブピク
セルセンサであって、少なくとも一つのピクセルが、 リセット装置に機能的に結合された光検出器と、 前記光検出器に結合された閾値レベルと、 前記光検出器が前記閾値レベルに達したときを示す装置
と、 前記光検出器の信号を信号バスにインターフェースする
アナログ検出器と、 前記光検出器が前記閾値レベルに達した回数を決定する
手段と、を備えていて、前記光検出器が前記閾値レベル
に達したことを前記装置が示す毎に前記光検出器がリセ
ットされる、アクティブピクセルセンサ。
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