JP2000346885A - 容量計測回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 高分解能でかつ高い精度で容量測定を行う 【解決手段】 被測定量に応じて容量が変化する可変容
量素子２を含むスイッチドキャパシタ回路７に、正の直
流電圧を直流電源８から供給し、スイッチドキャパシタ
回路４、６のスイッチング素子４、６を予め定めた時間
にわたって、オン・オフを繰り返し、予め定めた時間の
経過後に負の直流電圧を極性反転回路１６から積分回路
９に供給する。積分回路９の出力の極性の変化を比較器
２６によって検出する。前記予め定めた時間の経過時に
カウンタ３０で計時を開始し、比較器２６による極性の
変化の検出時にカウンタ３０の計時を中止する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、変位や圧力等の外
力によって容量が変化する可変容量素子の容量変化を測
定する容量計測回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、上記のような容量計測回路には、
例えば実公昭６３−４２３３０号公報に従来技術として
開示されているようなものがある。この容量計測回路で
は、容量が外力によって変換する可変容量素子を充電ス
イッチング素子を介して周期的に基準電源によって充電
し、この可変容量素子の電圧が放電スイッチング素子を
介してフィルタ回路に放電されている。また、基準電源
によって充電される補償用コンデンサが設けられ、この
補償用コンデンサも上記の充電スイッチング素子と同期
している補償用充電スイッチング素子によって充電さ
れ、放電スイッチング素子と同期している補償用放電ス
イッチング素子によって補償用フィルタに放電される。
この補償用フィルタの出力によって基準電源の電圧がフ
ィードバック制御されている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】この容量計測回路で
は、補償用コンデンサ、補償用充電及び放電スイッチ、
補償用フィルタによって基準電源の電圧を制御している
ので、充電及び放電スイッチング素子、フィルタ回路等
のドリフトの影響を除去することができる。しかし、可
変容量素子の容量が小容量の場合、測定精度を向上させ
るための対策が施されていない。また、基準電源の安定
性については補償が行われていない。そのため、安定し
た電源を基準電源として使用する必要がある。また、デ
ィジタル出力を得るためには、この容量計測回路の後段
にＡ／Ｄ変換回路を別に設けなければならない。

【０００４】本発明は、上記の問題をそれぞれ解決した
容量計測回路を提供することを目的とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、本発明による容量計測回路は、スイッチドキャパ
シタ回路を有している。このスイッチドキャパシタ回路
は、印可された外力に応じて容量が変化する可変容量素
子を含む。本容量計測回路は、積分回路を含み、更に、
前記スイッチドキャパシタ回路に第１の極性の直流電圧
を供給し、前記積分回路第２の極性の直流電圧を供給可
能な基準電源が設けられている。制御手段が、予め定め
た時間にわたってスイッチドキャパシタ回路の出力を積
分回路に供給し、予め定めた時間の経過後に、第２の極
性の直流電圧を前記積分回路に供給する。前記予め定め
た時間の経過後における前記積分回路の出力の極性の変
化を検出する極性変化検出手段が設けられ、前記予め定
めた時間の経過時に計時を開始し、前記極性変化検出手
段による前記極性の変化の検出時に計時を中止する計時
手段も、設けられている。

【０００６】この容量計測回路によれば、可変容量素子
がスイッチドキャパシタ回路に含まれ、このスイッチド
キャパシタ回路の出力が積分回路によって積分され、そ
の積分値を逆積分するように基準電源から第２の極性の
直流電圧が積分回路に供給されている。この場合、スイ
ッチドキャパシタ回路によるスイッチングの回数によっ
て積分回路に可変容量素子から供給される電荷量が決ま
り、スイッチング回数を増加させると、第２の極性の直
流電圧が積分回路に供給されている時間が長くなる。従
って、可変容量素子の容量が小さい場合でも、高精度に
容量を測定することができる。また、積分回路の出力の
変化は、計時手段によって計時されているので、その計
時値はディジタル値であり、別途Ａ／Ｄ変換器を設ける
必要はない。

【０００７】前記基準電源は、前記スイッチドキャパシ
タ回路に第１の極性の電圧を供給する直流電源と、この
直流電源の直流電圧の極性を反転させて第２の極性の電
圧を生成する極性反転回路とを、具備するものとでき
る。極性反転回路は、演算増幅器と、この演算増幅器の
反転入力端子に第１の極性の電圧を供給する入力抵抗器
と、前記演算増幅器の反転入力端子と出力端子との間に
接続された帰還抵抗器とを有し、前記入力抵抗器と前記
帰還抵抗器とが、同一の特性を有する。

【０００８】この場合、第２の極性の電圧は、第１の極
性の電圧を反転させて、かつ入力抵抗器と帰還抵抗器の
抵抗比を乗じた値となるが、両抵抗器が同一の特性を有
するものであるので、スイッチドキャパシタ回路に供給
された第１の極性の電圧が変動すると、同じように第２
の極性の電圧も変動する。従って、基準電源に変動があ
っても、その影響を計時手段の計時値は受けず、基準電
源に特別な補償回路を設ける必要がない。

【０００９】スイッチドキャパシタ回路は、前記基準電
源の第１の極性の直流電圧で前記可変容量素子を放電期
間を挟んで繰り返される充電期間ごとに充電する第１の
スイッチング素子と、前記放電期間ごとに前記可変容量
素子を前記積分回路に放電させる第２のスイッチング素
子とを、具備するものとできる。このスイッチング素子
の周期を適切に選択することによって、積分回路を使用
していることと相まって、ノッチフィルタ効果が得られ
る。

【００１０】更に、基準電源の第２の極性の電圧を第３
のスイッチング素子を介して前記積分回路に供給するよ
うに構成し、前記制御手段は、前記予め定めた時間の経
過時に前記第２のスイッチング素子を開放し、第３のス
イッチング素子を閉成するようにできる。

【００１１】この場合、スイッチドキャパシタ回路のス
イッチング素子を、積分回路へのスイッチドキャパシタ
回路の出力の供給、停止の切換に利用しているので、別
途、切換スイッチを設ける必要がない。

【００１２】

【発明の実施の形態】本発明の１実施の形態の容量計測
回路は、図１に示すように、可変容量素子２を有してい
る。この可変容量素子２は、これに印加された外力に応
じて容量が変化する。

【００１３】この可変容量素子２は、第１及び第２のス
イッチング素子４、６と共にスイッチドキャパシタ回路
７を構成している。即ち可変容量素子２の一端は、第１
のスイッチング素子４を介して基準電源の一部をなす直
流電源８の正極に接続され、他端は、直流電源８の負極
に接続されている。同じく可変容量素子２の一端は、第
２のスイッチング素子６を介して積分回路９を構成する
演算増幅器１０の反転入力端子に接続されている。ま
た、可変容量素子２の他端は、演算増幅器１０の非反転
入力端子に接続されている。なお、直流電源８の負極、
可変容量素子２の他端及び演算増幅器１０の非反転入力
端子は、接地されている。

【００１４】第１のスイッチング素子４は、図２（ｂ）
に示すように一定期間ｔ１にわたって導通状態とされ、
これに続いて予め定めた期間ｔ２にわたって非導通状態
とされることを繰り返すものである。なお、ｔ１とｔ２
は、同一期間とすることもできるし、異なる期間とする
こともできる。一方、第２のスイッチング素子６は、図
２（ｃ）に示すように、第１のスイッチング素子４と逆
に期間ｔ１にわたって非導通状態とされ、期間ｔ２にわ
たって導通状態とされる。即ち、第１及び第２のスイッ
チング素子４，６は、相補に導通、非導通状態とされ
る。ｔ１、ｔ２は、比較的短い時間であり、例えば１０
０μ秒とされる。この場合のスイッチング周波数は、５
ｋＨｚである。

【００１５】なお、第１及び第２のスイッチング素子
４、６としては、付勢信号が供給されている間、導通状
態となる例えば半導体スイッチング素子を使用すること
ができる。

【００１６】積分回路９は、上述した演算増幅器１０の
反転入力端子と出力端子との間に、積分用コンデンサ１
２を有するものである。第１及び第２のスイッチング素
子４、６の導通、非導通の繰り返しによって、可変容量
素子２に充電された電荷が積分回路８に転送され、積分
される。

【００１７】この積分回路９の反転入力端子は、第３の
スイッチング素子１４を介して基準電源の他の部分をな
す反転直流電圧供給部１６に接続されている。この反転
直流電圧供給部１６は、演算増幅器１８を有し、その反
転入力端子は、入力抵抗器２０を介して直流電源８の正
極に接続されている。また、演算増幅器１８の出力端子
と反転入力端子との間に、帰還抵抗器２２が接続され、
非反転入力端子は接地されている。

【００１８】入力抵抗器２０と帰還抵抗器２２とは、例
えば値は異なるが、同一の特性を有するものである。こ
の演算増幅器１８は、反転増幅器として機能し、直流電
源８の電圧をＶｅ、帰還抵抗器２２と入力抵抗器２０の
比をｋとすると、−ｋＶｅの直流出力電圧Ｖｒｅｆを発
生する。この直流出力電圧は、抵抗器２４、第３のスイ
ッチング素子１４を介して演算増幅器１０の反転入力端
子に供給される。第３のスイッチング素子も、第１及び
第２のスイッチング素子４，６と同様に、半導体スイッ
チング素子とすることができる。

【００１９】積分回路９の出力は、極性変化検出回路、
例えば演算増幅器によって構成された比較器２６の反転
入力端子に供給されている。また、比較器２６の非反転
入力端子は、接地されている。従って、積分回路９の出
力が正から負に変化したとき、比較器２６は極性変化検
出信号として、例えば図２（ｅ）に示すようなＬレベル
の信号を制御回路２８に供給する。

【００２０】制御回路２８は、第１乃至第３のスイッチ
ング素子４、６、１４の制御を行うと共に、計時手段、
例えばカウンタ３０を制御する。この制御回路２８は、
例えばマイクロコンピュータによって構成することがで
きる。

【００２１】第１及び第２のスイッチング素子４、６
は、図２（ｂ）、（ｃ）の前半に示すように、予め定め
た時間、例えば入力積分時間Ｔｉｎの期間にわたって、
互いに逆位相で制御回路２８によって開閉される。これ
によって、可変容量素子２に充電された電荷が、積分回
路９によって積分され、同図（ａ）の前半に示すよう
に、積分回路９の出力が負側に直線的に下降していく。

【００２２】入力積分時間Ｔｉｎの終了後に、第２のス
イッチング素子６が制御回路２８によって開放され、か
つ第３のスイッチング素子１４が制御回路２８によって
閉成される。これによって、積分回路９が逆積分（放
電）され、同図（ａ）の後半に示すように積分回路９の
出力は上昇を開始する。

【００２３】同時に制御回路２８は、カウンタ３０によ
る図示しないクロック発生器からのクロックのカウント
を開始させ、計時を開始させる。やがて、積分回路９の
出力が零クロスして、比較器２６が極性変化検出信号を
制御回路２８に供給すると、制御回路２８は、カウンタ
３０によるカウントを停止させ、計時を停止させる。こ
れによって、逆積分時間が計時される。

【００２４】入力積分時間Ｔｉｎにおける第１及び第２
のスイッチング素子４、６のスイッチング回数をＮとす
ると、入力積分時間Ｔｉｎにおいて積分回路９の積分コ
ンデンサ１２に蓄積される総電荷量Ｑは、可変容量素子
２の容量をＣｘとすると、数１で表される。

【００２５】

【数１】Ｑ＝−Ｎ＊Ｃｘ＊Ｖｅ 従って、入力積分時間Ｔｉｎの終了時における積分回路
９の出力電圧Ｖｏは、積分コンデンサ１２の容量をＣｉ
とすると、数２によって表される。

【００２６】

【数２】Ｖｏ＝Ｑ／Ｃｉ＝−Ｎ＊Ｃｘ＊Ｖｅ／Ｃｉ 積分が終了時点から、反転直流電圧供給部１６の反転直
流電圧Ｖｒｅｆによる逆積分が終了するまでの時間をＴ
ｒｅｆ、抵抗器２４の抵抗値をＲｉとすると、上記総電
荷量Ｑは、数３によっても表される。

【００２７】

【数３】Ｑ＝（Ｖｒｅｆ／Ｒｉ）＊Ｔｒｅｆ

【００２８】数１及び数３より、Ｃｘは数４によって表
される。

【数４】 Ｃｘ＝Ｖｒｅｆ＊Ｔｒｅｆ／（−Ｎ＊Ｖｅ＊Ｒｉ）

【００２９】ここで、上述したようにＶｒｅｆは、−ｋ
Ｖｅと表すことができるので、数４は数５のように表す
ことができる。

【００３０】

【数５】Ｃｘ＝ｋ＊Ｔｒｅｆ／（Ｎ＊Ｒｉ）

【００３１】数５より、ｋ、Ｎ、Ｒｉはそれぞれ固定値
であるので、Ｔｒｅｆを測定することによって可変容量
素子２の容量を測定することができる。Ｔｒｅｆは、こ
の容量計測回路では、入力積分時間Ｔｉｎの終了時にカ
ウンタ３０による計時を開始し、比較器２６の出力がＬ
レベルに変化したときに計時を中止することによって測
定されている。

【００３２】数５から明らかなように、Ｃｘの測定値
は、直流電源８の電圧Ｖｅには無関係である。従って、
Ｖｅが変動しても、その影響がＣｘの測定値には現れ
ず、特別に安定させた直流電源８を使用する必要はな
い。これは、逆積分に使用する電圧Ｖｒｅｆを、直流電
源８の直流電圧Ｖｅに基づいて生成し、しかも入力抵抗
器と帰還抵抗器とを同一の特性とした反転増幅器によっ
て直流電圧Ｖｅを増幅することで得ているからである。

【００３３】また、数５から明らかなように第１及び第
２のスイッチング素子４、６のスイッチング回数Ｎを大
きくすると、Ｔｒｅｆを長くすることができ、Ｃｘの測
定分解能を向上させることができ、その分解能はＮに比
例する。

【００３４】さらに、Ｔｒｅｆの測定をカウンタ３０に
よって行っているので、このカウント値を、Ｃｘの測定
値のディジタル値として使用することができ、別途Ａ／
Ｄ変換器を設ける必要はない。

【００３５】また、いわゆる二重積分回路を使用してい
るので、積分回路９がローパスフィルタとしても作用
し、第１及び第２のスイッチング素子４，６の高速スイ
ッチング動作に伴うノイズの影響を除去することができ
る。

【００３６】また、入力積分時間Ｔｉｎを特定の周波
数、例えば電源周波数（５０または６０Ｈｚ）の影響を
抑えるために、その特定の周波数の周期の約１／２の周
期、例えば１００ｍｓｅｃに設定すると、ノッチフィル
タ効果が現れて、電源ノイズに対するイミュニティを向
上させることができる。

【００３７】逆充電する際、スイッチドキャパシタ回路
７の第２のスイッチング素子６を開放することによっ
て、積分回路９への充電を中止させているので、別途ス
イッチング素子を設ける必要がない。

【００３８】上記の容量測定回路では、可変容量素子２
を正の極性で充電し、積分回路９を負の極性で逆充電し
たが、可変容量素子２を負の極性で充電し、積分回路９
を正の極性で逆充電するように構成してもよい。

【００３９】

【発明の効果】以上のように、本発明による容量測定回
路によれば、高分解能でかつ高い精度で容量測定を行う
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の１実施の形態の容量測定回路のブロッ
ク図である。

【図２】図１の容量測定回路の動作説明図である。

【符号の説明】 ２ 可変容量素子 ７ スイッチドキャパシタ回路 ８ 直流電源（基準電源） ９ 積分回路 １６ 反転電圧供給部（基準電源） ２６ 比較器（極性変化検出手段） ２８ 制御回路 ３０ カウンタ（計時手段）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 2F055 AA40 BB20 CC02 DD20 EE25 FF11 GG31 GG42 2F077 AA25 CC02 HH00 TT71 2G028 AA01 BB06 CG07 EJ06 EJ10 FK01 FK06 GL08 GL12 5J022 AA07 CA07 CE05 CF01 CF02 CF07

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 被測定量に応じて容量が変化する可変容
   量素子を含むスイッチドキャパシタ回路と、 積分回路と、 前記スイッチドキャパシタ回路に第１の極性の直流電圧
   を供給し、前記積分回路第２の極性の直流電圧を供給可
   能な基準電源と、 予め定めた時間にわたって前記スイッチドキャパシタ回
   路の出力を前記積分回路に供給し、前記予め定めた時間
   の経過後に、第２の極性の直流電圧を前記積分回路に供
   給する制御手段と、 前記予め定めた時間の経過後に前記積分回路の出力の極
   性の変化を検出する極性変化検出手段と、 前記予め定めた時間の経過時に計時を開始し、前記極性
   変化検出手段による前記極性の変化の検出時に計時を中
   止する計時手段とを、具備する容量計測回路。
2. 【請求項２】 請求項１記載の容量計測回路において、
   前記基準電源は、前記スイッチドキャパシタ回路に第１
   の極性の電圧を供給する直流電源と、この直流電源の直
   流電圧の極性を反転させて第２の極性の電圧を生成する
   極性反転回路とを、具備し、前記極性反転回路は、演算
   増幅器と、この演算増幅器の反転入力端子に第１の極性
   の電圧を供給する入力抵抗器と、前記演算増幅器の反転
   入力端子と出力端子との間に接続された帰還抵抗器とを
   有し、前記入力抵抗器と前記帰還抵抗器とが、同一の特
   性を有する容量計測回路。
3. 【請求項３】 請求項１記載の容量計測回路において、
   前記スイッチドキャパシタ回路は、前記基準電源の第１
   の極性の直流電圧で前記可変容量素子を放電期間を挟ん
   で繰り返される充電期間ごとに充電する第１のスイッチ
   ング素子と、前記放電期間ごとに前記可変容量素子を前
   記積分回路に放電させる第２のスイッチング素子とを、
   具備する容量計測回路。
4. 【請求項４】 請求項３記載の容量計測回路において、
   前記基準電源の第２の極性の電圧を第３のスイッチング
   素子を介して前記積分回路に供給するように構成し、前
   記制御手段は、前記予め定めた時間の経過時に前記第２
   のスイッチング素子を開放し、第３のスイッチング素子
   を閉成する容量計測回路。