JP2000341244A - 同期プリアンブル構造、送信装置及び同期方法 - Google Patents

同期プリアンブル構造、送信装置及び同期方法

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 自己相関特性を有する同期プリアンブル構造
を提供する。 【解決手段】 直交周波数分割多重により変調された信
号を受信する受信装置の同期に用いられ、フレームのお
おまかな検出及び／又は自動利得制御に供される少なく
とも一つのＡフィールドと、Ａフィールドに時間領域で
後続し、同期及び周波数同期に用いられる少なくとも一
つのＢフィールドとを有し、Ａフィールド及びＢフィー
ルドは、逆高速フーリエ変換を施された周波数領域にお
ける複素シンボルの列を含み、周波数領域におけるＡフ
ィールドは、時間領域の出力波形の同期効率が最適化さ
れるように、Ｂフィールドの列に依存する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、同期プリアンブル
構造、送信装置及び同期方法に関し、特に、直交周波数
分割多重（orthogonal frequency division multiplex;
OFDM）伝送システムにおける受信装置の同期に用いら
れる同期プリアンブル構造、ＯＦＤＭ伝送システムにお
ける送信装置、及びＯＦＤＭ伝送システムにおける受信
装置の同期をとる同期方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、移動通信に適した多重搬送波変調
方式として、直交周波数分割多重（orthogonal freque
ncy division multiplex: 以下、OFDMという）が提供さ
れている。ＯＦＤＭは、互いに直交する副搬送波に、映
像信号や音声信号などの情報を分割して多重化するもの
である。
【０００３】ＯＦＤＭ伝送システムを構成する受信装置
においては、報知制御チャネル（broadcast control ch
annel）内の図９に示すような同期プリアンブル構造を
用いて同期を確立している。従来知られたこの同期プリ
アンブル構造は、時間順序でＡフィールド、Ｂフィール
ド及びＣフィールドから構成されている。
【０００４】このうち、Ａフィールドは時間順序でシン
ボルＡ１６，ＲＡ１６，Ａ１６，ＲＡ１６及びＩＡ１６
から構成され、Ｂフィールドは時間順序でシンボルＢ１
６，Ｂ１６，Ｂ１６，Ｂ１６及びＩＢ１６から構成され
ている。
【０００５】Ａフィールド、Ｂフィールド及びＣフィー
ルドは、受信側においてそれぞれ最適化された特定の機
能を有するようになされている。すなわち、Ａフィール
ドは、例えばフレームのおおまかな検出及び自動利得制
御（automatic gain control; AGC）に供される。Ｂフ
ィールドは、周波数のおおまかなオフセット設定及び同
期に供される。Ｃフィールドは、チャネル推定及び精密
な同期に供される。
【０００６】Ｂフィールドの具体的な構造及び生成方法
は、ソニーインターナショナル（ヨーロッパ）ＧｍｂＨ
の名義で欧州特許出願EP-99 103 379.6に提示されてい
る。この特許出願は、ＥＰＣの第５４（３）条による
と、先行技術とみなされる。Ｂフィールド及び一般に図
９に示したような時間領域の同期プリアンブル構造の生
成の詳細については、上記未公開の出願が参照される。
【０００７】本発明には一般に関連が薄いＣフィールド
は、周波数領域で次のように定義される。
【０００８】C64-26...26={1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,
1,1,1,1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,0,1,-1,-1,1,1,
-1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,1,
1,1} ＢフィールドのシンボルＢ１６は、短いＯＦＤＭシンボ
ルであり、副搬送波+-4,+-8,+-12,+-16,+-20,+-24が変
調される。周波数領域でのシンボルＢ１６は、上述した
欧州特許出願EP-99 103 379.6に記載した内容と同様で
あり、次のように定義することができる。なお、sqrt
(2)は、√２を意味し、正規化のために導入されてい
る。
【０００９】B16-26...26=sqrt(2)*{0,0,1+j,0,0,0,-1+
j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1-j,0,0,0,
0,0,0,0,1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,
-1+j,0,0,0,1+j,0,0} なお、時間領域でのＢフィールドの最後のシンボルＩＢ
１６は、上記シンボルＢ１６の符号を反転されたもので
ある。シンボルＢ１６を生成する副搬送波にマッピング
されたシンボル列は、ピーク対平均電力比（peak-to-av
erage-power-ratio; PAPR）及びダイナミックレンジを
低減させるという利点を有する。
【００１０】図１に示した従来技術のＡフィールドのシ
ンボルＡ１６は短いＯＦＤＭシンボルであって、副搬送
波+-2,+-6,+-10,+-14,+-18,+-22は、６４点逆離散コサ
イン変換（inverse discrete Fourier transform; IDF
T)又は６４点逆高速フーリエ変換（inverse fast Fouri
er transform; IFFT）により変調される。周波数領域で
のシンボルＡ１６は、次のように定義することができ
る。
【００１１】A16-26...26=sqrt(2)*{0,0,0,0,+1+j,0,0,
0,-1+j,0,0,0,-1-j,0,0,0,+1-j,0,0,0,+1+j,0,0,0,+1-
j,0,0,0,+1+j,0,0,0,+1-j,0,0,0,+1+j,0,0,0,+1-j,0,0,
0,-1-j,0,0,0,-1+j,0,0,0,0} Ａフィールドの時間領域での１個おきのシンボルＲＡ１
６は、シンボルＡ１６の符号が反転したものである。こ
の符号の反転は、特定の副搬送波をロードすることによ
り自動的に達成される。時間領域でのＡフィールドの最
後の反復ＩＡ１６は、前のＲＡ１６と同じである。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】ところで、ＯＦＤＭに
おいては、受信した信号の同期を取る必要がある。この
ためには、例えば自己相関特性を有する同期列が望まれ
る。
【００１３】本発明は、上述の実情に鑑みて提案される
ものであって、自己相関特性を有する同期プリアンブル
構造、送信装置及び同期方法を提供することを目的とす
る。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
めに、本発明にかかる同期プリアンブル構造は、直交周
波数分割多重（orthogonal frequency division multip
lex; OFDM）により変調された信号を受信する受信装置
の同期に用いられる同期プリアンブル構造において、フ
レームのおおまかな検出及び／又は自動利得制御に供さ
れる少なくとも一つの第１の部分（Ａフィールド）と、
上記第１の部分に時間領域で後続し、同期及び周波数同
期に用いられる少なくとも一つの第２の部分（Ｂフィー
ルド）とを有し、上記第１の部分及び上記第２の部分
は、逆高速フーリエ変換を施された周波数領域における
複素シンボルの列を含み、周波数領域における上記第１
の部分の列は、時間領域の出力波形の同期効率が最適化
されるように、上記第２の部分の列に依存するものであ
る。
【００１５】すなわち、本発明は、ＯＦＤＭにより変調
された信号を受信するＯＦＤＭ伝送システムにおける受
信装置の同期に用いられる同期プリアンブル構造を提供
する。この同期プリアンブル構造は、少なくとも一つの
第１の部分と少なくとも一つの第２の部分から構成され
る。
【００１６】そして、少なくとも一つの第１の部分は、
フレームのおおまかな検出及び／又は自動利得制御（au
tomatic gain control; AGC）制御のために供される。
時間領域で少なくとも一つの第一の領域に後続する少な
くとも一つの第２の部分は、同期及び周波数同期のため
に供される。
【００１７】少なくとも一つの第１の部分及び少なくと
も一つの第２の部分は、逆高速フーリエ変換された周波
数領域での複素シンボルの列を含んでいる。
【００１８】少なくとも一つの第１の部分の列は、同期
プリアンブル構造の少なくとも一つの第２の部分の列
に、同期の効率が最適化されるように依存するようにな
されている。したがって、最初に同期プリアンブル構造
の第１の部分の列を変更することにより、同期プリアン
ブル構造の第２の部分を改善するように影響を与えるこ
とができる。
【００１９】換言すると、例えば、主として同期プリア
ンブル構造の少なくとも一つの第２の部分の列により生
成される自己相関ピークの質は、プリアンブル構造の少
なくとも一つの第１の部分のこの列を最適化することに
より改善され得る。
【００２０】本発明は、Ａフィールドの周波数領域の内
容を、Ｂフィールドの時間領域の波形に関して、時間領
域の出力波形の同期の特性を改善するようになされたも
のである。なお、受信装置では、自己相関や相互相関の
ような異なった同期技術を採用できることができる。
【００２１】少なくとも一つの第１の部分の周波数領域
での列は、主として少なくとも一つの第２の部分によっ
て生成される第２の相関のピークが最適化されるよう
に、少なくとも一つの第２の部分の周波数領域の列に依
存するようにできる。
【００２２】同期プリアンブル構造の時間領域での出力
は、１２個の複素シンボルを残りの値を０として６４点
逆高速フーリエ変換（inverse fast Fourier transfor
m; IFFT）係数にマッピングすることにより生成するこ
とができる。ここで、少なくとも一つの第１の部分の列
の最後の６個の複素シンボルは、少なくとも一つの第２
の部分の列の最後の６個の複素シンボルと同一とするこ
とができる。
【００２３】また、同期プリアンブル構造の少なくとも
一つの第１の部分の列の最初の６個の複素シンボルは、
同期プリアンブル構造の少なくとも一つの第２の部分の
列の最初の６個の複素シンボルとそれぞれ異なるものと
することができる。
【００２４】これら第１の部分及び第２の部分の列の最
初又は最後の６個の複素シンボルの間の関係は、両方が
成立してもどちらか一方が成立してもよい。
【００２５】少なくとも一つの第１の部分（Ａフィール
ド）の周波数領域での列は、次のように与えることがで
きる。
【００２６】SA=(1-i),(1+i),(-1+i),(-1-i),(1-i),(-1
-i),(1-i),(-1-i),(1-i),(-1-i),(-1+i),(1+i) また、少なくとも一つの第２の部分（Ｂフィールド）の
周波数領域での列は、次のように与えることができる。
【００２７】SB=(1+i),(-1+i),(-1-i),(1-i),(-1-i),(1
-i),(1-i),(-1-i),(1-i),(-1-i),(-1+i),(1+i) 次に、本発明にかかる送信装置は、直交周波数分割多重
により変調された信号を送信する送信装置から送られた
信号を受信する受信装置の同期に同期プリアンブル構造
を用い、上記同期プリアンブル構造は、フレームのおお
まかな検出及び／又は自動利得制御に供される少なくと
も一つの第１の部分（Ａフィールド）と、時間領域にお
いて上記第１の部分に時間領域で後続し、同期及び周波
数同期に用いられる少なくとも一つの第２の部分（Ｂフ
ィールド）とを有し、上記第１の部分及び上記第２の部
分は、逆高速フーリエ変換を施された複素シンボルの周
波数領域の列を含み、周波数領域における上記第１の部
分の列は、時間領域における出力波形の同期効率が最適
化されるように、上記第２の部分の列に依存するもので
ある。
【００２８】すなわち、本発明は、上述した同期プリア
ンブル構造を用い、ＯＦＤＭの報知制御チャネル（broa
dcast control channel; BCCH）による信号を送信する
ＯＦＤＭ伝送システムにおける送信装置を提供する。
【００２９】次に、本発明にかかる同期方法は、直交周
波数受信多重により変調された信号を同期プリアンブル
構造により同期する同期方法において、フレームのおお
まかな検出及び／又は自動利得制御に供される少なくと
も一つの第１の部分（Ａフィールド）と、上記第１の部
分に時間領域で後続し、同期及び周波数同期に用いられ
る少なくとも一つの第２の部分（Ｂフィールド）とを有
する同期プリアンブル構造を用い、上記第２の部分を同
期及び周波数検出に用い、上記第１の部分及び上記第２
の部分は、逆高速フーリエ変換を施された複素シンボル
の周波数領域の列を含み、周波数領域における上記第１
の部分の列は、時間領域における出力波形の同期効率が
最適化されるように、上記第２の部分の列に依存するも
のである。
【００３０】すなわち、本発明は、ＯＦＤＭ伝送システ
ムの受信装置の同期のための同期方法を提供する。同期
に用いられる同期プリアンブル構造は、少なくとも一つ
の第１の部分及び少なくとも一つの第２の部分の少なく
とも二つの部分によって構成される。
【００３１】少なくとも一つの第１の部分は、おおまか
なフレームの検出及び／又はＡＧＣ制御に供される。少
なくとも一つの第２の部分は、同期及び周波数同期に供
される。一つの第１の部分及び少なくとも一つの第２の
部分は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）された周波数
領域での複素シンボルの列を含んでいる。
【００３２】同期プリアンブル構造の少なくとも一つの
第１の部分の列は、同期の効率が最適化されるように、
少なくとも一つの第２の部分の列に依存するようになさ
れている。
【００３３】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照して詳細に説明する。
【００３４】本発明は、直交周波数分割多重（orthogon
al frequency division multiplex;OFDM）方式の報知制
御チャネル（broadcast control channel; BCCH）にお
いて、自己相関特性が改善された同期プリアンブル構造
を提供するものである。すなわち、本発明は、改善され
た自己相関特性を用いることにより、ＯＦＤＭ伝送シス
テムにおける受信信号の同期精度を向上させるものであ
る。
【００３５】まず、本発明を適用した同期プリアンブル
構造について、図１を参照して説明する。
【００３６】この同期プリアンブル構造は、従来の同期
プリアンブル構造と同様の一般構造を有している。すな
わち、同期プリアンブル構造は、図１に示すように、時
間順序でＡフィールド、Ｂフィールド及びＣフィールド
から構成される。
【００３７】Ａフィールドは、時間順序でシンボルＡ１
６，ＲＡ１６，Ａ１６，ＲＡ１６及びＩＡ１６から構成
される。ここで、シンボルＲＡ１６はシンボルＡ１６の
符号を反転させたものであり、シンボルＩＡ１６は前の
シンボルＲＡ１６と同じである。
【００３８】Ｂフィールドは、時間順序でシンボルＢ１
６，Ｂ１６，Ｂ１６，Ｂ１６及びＩＢ１６から構成され
る。ここで、シンボルＩＢ１６は、シンボルＢ１６の符
号を反転させたものである。
【００３９】Ｃフィールドは、周波数領域で次のように
定義される。
【００４０】C64-26...26={1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,
1,1,1,1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,0,1,-1,-1,1,1,
-1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,1,
1,1} なお、本発明ではＣフィールドは重要でないので、Ｃフ
ィールドについてはこれ以上言及しない。
【００４１】本発明では、Ａフィールドの列は、自己相
関の性質を向上させるために従来のＡフィールドの列か
ら変更されている。
【００４２】時間領域でのＡフィールドの列のシンボル
Ａ１６は、短いＯＦＤＭシンボルであり、副搬送波+-2、
+-6、+-10、+-14、+-18、+-22が変調される。この列を用い
たＡフィールドの周波数領域での列の内容は、次のよう
に定義することができる。なお、sqrt(2)は、√2を意味
し、正規化のために導入されたものである。
【００４３】A16-26...26=sqrt(2)*{0,0,0,0,+1-j,0,0,
0,+1+j,0,0,0,-1+j,0,0,0,-1-j,0,0,0,+1-j,0,0,0,-1-
j,0,0,0,+1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,+1-j,0,0,0,-1-j,0,0,
0,-1+j,0,0,0,+1+j,0,0,0,0} １２個の変調された副搬送波から構成される短いＯＦＤ
Ｍシンボルは、シンボルアルファベットＳ＝√2(±1±
j)の要素によって位相変調される。
【００４４】したがって、Ａフィールドの全列は、次の
ようになる。なお、√2は、正規化のために導入された
ものである。
【００４５】S-26,26=sqrt(2)*{0,0,0,0,S1,0,0,0,S2,
0,0,0,S3,0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,S7,0,0,
0,S8,0,0,0,S9,0,0,0,S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,0,0,0,
0}*(-1) 残った１５個の値を０として、ベクトルＳに対して６４
点逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を適用することによ
り、４個の短いトレーニング（training）シンボルを生
成することができる。ＩＦＦＴの出力は、短いシンボル
の寄与した数にサイクリックに拡張される。
【００４６】したがって、本発明では、Ａフィールドの
列の具体例は、次のようになる。
【００４７】S1..12=(1-j),(1+j),(-1+j),(-1-j),(1-
j),(-1-j),(1-j),(-1-j),(1-j),(-1-j),(-1+j),(1+j) なお、従来技術によるＡフィールドの列は、次のように
なる。
【００４８】S1..12=(1+j),(-1+j),(-1-j),(1-j),(1+
j),(1-j),(1+j),(1-j),(1+j),(1-j),(-1-j),(-1+j) 本発明では、Ａフィールドの列は、自己相関の性質に関
して従来技術よりも改善されている。すなわち、Ｂフィ
ールドが固定されている場合には、Ａフィールドの列
は、Ａフィールド及びＢフィールドの列により生成され
る自己相関のピークが改善されるように、固定されたＢ
フィールドの列に依存するようになされて最適化され
る。
【００４９】すなわち、Ｂフィールドの時間領域の出力
波形の同期の性質が改善されるように、Ａフィールドの
周波数領域の内容を定める。なお、受信装置の側では、
自己相関の他にも相互相関を用いることができる。
【００５０】Ａフィールド及びＢフィールドの長さが等
しい、すなわち同数の短いシンボルを有することは有益
である。
【００５１】特に、Ａフィールドの列は、Ｂフィールド
の自己相関関数のピークが、平坦部及びサイドローブを
小さくするように変更される。換言すると、本発明によ
って、Ａフィールドの列を最適化することにより、Ｂフ
ィールドの自己相関ピークが最適化される。
【００５２】本発明は、上述のようにＡフィールドの列
を改善する技術を与えるが、さらに次のような利益を与
える。
【００５３】本発明によると、例えば、Ａフィールドの
列の最後の６個の複素シンボルは、Ｂフィールドの列の
最後の６個の複素シンボルと同一である。
【００５４】また、Ａフィールドの列の最初の６個の複
素シンボルは、Ｂフィールドの列の最初の６個の複素列
とそれぞれ異なる。
【００５５】次に、本発明では、フィールドＢの全列
は、次のようになる。なお、√2は、正規化のために導
入されたものである。
【００５６】S-26,26=sqrt(2)*{0,0,S1,0,0,0,S2,0,0,
0,S3,0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,0,0,0,0,S7,
0,0,0,S8,0,0,0,S9,0,0,0,S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,0,
0} 残った１５の値を０に設定し、ベクトルＳに６４点ＩＦ
ＦＴを適用すると、４個の短いトレーニングシンボルを
生成することができる。ＩＦＦＴの出力は、短いシンボ
ルの寄与した数に応じて、サイクリックに拡張される。
【００５７】これによって、フィールドＢの列は、次の
ようになる。
【００５８】S1..12=(1+j),(-1+j),(-1-j),(1-j),(-1-
j),(1-j),(1-j),(-1-j),(1-j),(-1-j),(-1+j),(1+j) 次に、ＯＦＤＭにより変調された信号を受信するＯＦＤ
Ｍ伝送システムの受信装置において、受信信号の同期を
取るために用いられる自己相関を算出する部分を説明す
る。この部分は、上述した同期プリアンブル構造を用い
た自己相関により受信信号の同期を取るものである。
【００５９】この部分は、図２に示すように、受信信号
から抽出されたデータサンプルを遅延する遅延部１と、
遅延されたデータサンプルの共役複素数を求める共役演
算部２と、データサンプルの共役複素数とデータサンプ
ルを乗算する乗算部３と、連続する複数の乗算値の平均
値を求める第１の移動平均計算部４と、データサンプル
を自乗する自乗部５と、連続する複数の自乗値の平均値
を求める第２の移動平均部６と、第１の移動平均部４か
らの平均値を第２の移動平均部６からの平均値で割り算
する除算部７と、除算結果の絶対値を求める絶対値部８
とを備える。
【００６０】遅延部１は、データサンプルを、例えば遅
延係数Ｄac分順次遅延して、共役演算部２に供給する。
共役演算部２は、遅延されたデータサンプルの共役複素
値を求めて、得られる共役複素数データサンプルを乗算
部３に供給する。乗算部３は、共役複素数データサンプ
ルと、データサンプル、すなわち遅延されていないデー
タサンプルとを乗算して、乗算結果（積）を第１の移動
平均部４に供給する。ここで、例えば、遅延部１がデー
タサンプルを１サンプル分遅延するときは、乗算部３
は、１サンプル前のデータサンプルの共役複素値と現在
のデータサンプルとを乗算する。第１の移動平均部４
は、大きさがＷのウィンドウを有し、このウィンドウ内
に含まれる連続した複数の乗算結果の平均値ｘ（ｉ）を
順次求め、平均値ｘ（ｉ）を除算部７に供給する。一
方、自乗部５は、データサンプルを順次自乗して、得ら
れる自乗値を第２の移動平均部６に供給する。第２の移
動平均部６は、同じく大きさがＷのウィンドウを有し、
このウィンドウ内に含まれる連続した複数の自乗値の平
均値ｙ（ｉ）を順次求め、平均値ｙ（ｉ）を除算部７に
供給する。
【００６１】除算部７は、第１の移動平均部４からの平
均値ｘ（ｉ）を第２の移動平均部６からの平均値ｙ
（ｉ）で割って正規化された値ｘ（ｉ）／ｙ（ｉ）を求
め、絶対値部８に供給する。絶対値部８は、正規化され
た値ｘ（ｉ）／ｙ（ｉ）の絶対値を求め、自己相関結果
Ｒ（ｉ）として出力する。
【００６２】自己相関結果Ｒ（ｉ）は、正しい相関値の
ピークを検出するために、閾値と比較されたり、又はそ
の最大値が検出される。すなわち、自己相関結果Ｒ
（ｉ）は、例えばトレーニング列の最後において、自動
相関結果のピークを示しており、この自己相関結果Ｒ
（ｉ）を用いて正確なタイミングを検出し、ＯＦＤＭ伝
送システムの信号に同期する。
【００６３】次に、上述した本発明の技術を確認するた
めに、シミュレーションを実行した。以下の図３から図
８までは、このシミュレーションの結果を示すものであ
る。
【００６４】図３は、従来技術によるＢＣＣＨの同期プ
リアンブル構造による、Ａフィールドの列を用いた自己
相関の振幅及び位相を示すものである。
【００６５】自己相関の結果は、フレームの開始の特
定、ＡＧＣの調整、そして同期及び周波数同期に用いら
れる。特に、Ｂフィールドは、後段における同期及び周
波数同期の処理に供される。
【００６６】従来の同期プリアンブル構造によると、Ｂ
フィールドの自己相関振幅のピークの前に平坦部が見ら
れるが、同期をできるだけ正確に行うことは重要であ
る。
【００６７】この「平坦部」効果が同期の精度に与える
影響は顕著である。平坦部は別にすると、ピーク自体が
良好で形状の良い性質は生じさせない。
【００６８】図４は、本発明によるＢＣＣＨの同期プリ
アンブル構造による、Ａフィールドを用いた自己相関の
振幅及び位相を示す。
【００６９】上述した従来技術においては、平坦部及び
サイドローブによる効果により同期の精度が低減される
が、本発明のＡフィールドの列を用いることによりこの
効果を防止することができる。
【００７０】ＢＣＣＨの同期プリアンブル構造のＡフィ
ールド及びＢフィールドの間で最適化されたマッチング
が達成されると、同期の精度が向上する。これは、基本
的に特定の時間領域の同期プリアンブル構造により達成
される。
【００７１】図４は、Ａフィールドを生成するために従
来技術による列が用いられた場合を示すものである。こ
の場合には、ＢＣＣＨの同期プリアンブル構造により２
個の明瞭な単一の自己相関振幅ピークが特定される。
【００７２】次に、時間領域の波形について、図５から
図８を参照して説明する。
【００７３】図５は、本発明によるＡフィールドの列を
用い、８倍オーバーサンプリングを行った場合の出力波
形を示す。すなわち、図５のＡには時間領域の出力波形
の実部を、図５のＢには時間領域の出力波形の虚部を示
す。
【００７４】図６は、本発明によるＡフィールドの列を
用い、８倍オーバーサンプリングを行った場合におけ
る、出力波形の包絡線をｄＢで示す。この包絡線は、時
間領域での電力を示す。ここで、８倍オーバーサンプリ
ングは、６４点ＩＦＦＴを用いてピークを正確に取得す
るために採用した。
【００７５】ＯＦＤＭ、又は一般に多重搬送波信号にお
いては、信号の包絡線の揺動は重要な問題である。この
揺動は、ピーク対平均電力比（peak-to-average-power-
ratio; PAPR）によって表される。
【００７６】電力増幅器での非線形歪みによる伝送の劣
化や、例えばＡ／Ｂ変換器におけるダイナミックレンジ
の制限などの影響により、ＰＡＰＲの値は大きくなる。
【００７７】受信装置のＡＧＣのロックやＡ／Ｂ変換器
の基準信号値の調整を迅速に行うために、同期列のＰＡ
ＰＲ及びダイナミックレンジは低いことが望ましい。
【００７８】すなわち、入力信号の全ダイナミックレン
ジは、Ａ／Ｂ変換器によって、オーバーフローやアンダ
ーフローがないような精度によって変換される必要があ
る。８倍オーバーサンプリングによる出力のＰＡＰＲは
２．１３ｄＢであり、ダイナミックレンジは６．１３ｄ
Ｂである。
【００７９】図７は、従来技術によるＡフィールドの列
を用い、８倍オーバーサンプリングを行った場合の出力
波形を示す。すなわち、図７のＡには時間領域の出力波
形の実部が、図７のＢには時間領域の出力波形の虚部が
示されている。
【００８０】図８は、従来技術によるＡフィールドの列
を用い、８倍オーバーサンプリングを行った場合におけ
る、出力波形の包絡線をｄＢで示す。この包絡線は、時
間領域での電力を示す。
【００８１】ここで、８倍オーバーサンプリングは、６
４点ＩＦＦＴを用いてピークを正確に得ることを保証す
るために採用した。８倍オーバーサンプリングによる出
力のＰＡＰＲは、２．１３ｄＢであり、ダイナミックレ
ンジは６．１３ｄＢである。
【００８２】したがって、本発明の形態の列は、従来技
術の場合と比較すると、ＰＡＰＲ及びダイナミックレン
ジを低減させるものではないことが分かる。
【００８３】以上で説明したように、本発明は、ＯＦＤ
Ｍに用いられる最適化された同期シンボル構造を提供す
る。同期シンボル構造は、ＯＦＤＭに最適化された列に
よって変調された副搬送波にマッピングされる。この結
果、同期シンボルは、時間領域でのいくつかの反復から
構成される。
【００８４】本発明の列を用いることにより、結果とな
る同期シンボルは、同期及び周波数同期に対して高い精
度を与える。また、同期シンボルは、受信機の構造を簡
単にし、ＰＡＰＲ及びダイナミックレンジを低減するた
めに最適化される。特に、本発明のＡフィールドの列
は、全ての他の同期シンボルに対して最適化される。
【００８５】本発明は、シンボル列による同期プリアン
ブル構造に基づいている。最適化された列は、６４点Ｉ
ＦＦＴにより、列をＯＦＤＭシンボルの適当な副搬送波
にマッピングすることにより、プリアンブルやフィール
ドを生成することに適している。本発明によると、Ｂフ
ィールドの自己相関結果が同期のために用いられる場合
に、時間精度を改善することができる。また、本発明の
同期プリアンブル構造は、従来技術の同期プリアンブル
構造と同様であり、従来技術に比較して複雑にならな
い。
【００８６】
【発明の効果】上述のように、本発明は、ＯＦＤＭ（or
thogonal frequency division multiplex; OFDM）に基
づいて、自己相関特性を有する同期プリアンブル構造を
提供するものである。
【００８７】また、本発明によると、従来のＯＦＤＭに
よる同期プリアンブル構造を用いた同期と比較すると、
時間精度が改善する。
【００８８】さらに、本発明によると、従来のＯＦＤＭ
の所定の同期プリアンブル構造を変更しない。
【００８９】そして、本発明によると、従来の技術に比
較して複雑にならない。
【図面の簡単な説明】
【図１】同期プリアンブル構造を示す図である。
【図２】受信装置において自己相関を算出する部分のブ
ロック図である。
【図３】従来技術によりＡフィールドを用いた自己相関
の理想的な結果を示す図である。
【図４】本発明によりＡフィールドを用いた自己相関の
理想的な結果を示す図である。
【図５】８倍オーバーサンプリングの場合に、本発明の
Ａフィールドの列を用いた時間領域での出力信号の実部
及び虚部を示す図である。
【図６】８倍オーバーサンプリングの場合に、本発明の
Ａフィールドの列を用いた時間領域の電力を示す図であ
る。
【図７】８倍オーバーサンプリングの場合に、従来技術
によるＡフィールドの列を用いた時間領域での出力信号
の実部及び虚部を示す図である。
【図８】８倍オーバーサンプリングの場合に、従来技術
によるＡフィールドの列を用いた時間領域の電力を示す
図である。
【図９】従来の同期プリアンブル構造を示す図である。
【符号の説明】
１ 遅延部、２ 共役演算部部、３ 乗算部、４ 第１
の移動平均部、５ 自乗部、６ 第２の移動平均部、７
除算部、８ 絶対値部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ラルフ ボンケ ドイツ連邦共和国、デー−70736 フェル バッハ、シュトゥットゥガルター シュト ラーセ 106、ソニー インターナショナ ル（ヨーロッパ）ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング、シュト ゥットゥガルト テクノロジーセンター内 (72)発明者 トーマス ドレ ドイツ連邦共和国、デー−70736 フェル バッハ、シュトゥットゥガルター シュト ラーセ 106、ソニー インターナショナ ル（ヨーロッパ）ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング、シュト ゥットゥガルト テクノロジーセンター内 (72)発明者 ティノ コンシャック ドイツ連邦共和国、デー−70736 フェル バッハ、シュトゥットゥガルター シュト ラーセ 106、ソニー インターナショナ ル（ヨーロッパ）ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング、シュト ゥットゥガルト テクノロジーセンター内

Claims (14)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直交周波数分割多重により変調された信
    号を受信する受信装置の同期に用いられる同期プリアン
    ブル構造において、 フレームのおおまかな検出及び／又は自動利得制御に供
    される少なくとも一つの第１の部分と、 上記第１の部分に時間領域で後続し、同期及び周波数同
    期に用いられる少なくとも一つの第２の部分とを有し、 上記第１の部分及び上記第２の部分は、逆高速フーリエ
    変換を施された周波数領域における複素シンボルの列を
    含み、 周波数領域における上記第１の部分の列は、時間領域の
    出力波形の同期効率が最適化されるように、上記第２の
    部分の列に依存することを特徴とする同期プリアンブル
    構造。
  2. 【請求項２】 周波数領域における上記第１の部分の列
    は、主として上記第２の部分によって生成される第２の
    自己相関のピークが最適化されるように、周波数領域に
    おける上記第２の部分の列に依存することを特徴とする
    請求項１記載の同期プリアンブル構造。
  3. 【請求項３】 時間領域における上記出力波形は、周波
    数領域における１２個の複素シンボルの列を６４点逆高
    速フーリエ変換係数にマッピングすることにより生成さ
    れ、上記第１の部分の最後の６個の複素シンボルは、上
    記第２の部分の最後の６個の複素シンボルと同一である
    ことを特徴とする請求項２記載の同期プリアンブル構
    造。
  4. 【請求項４】 上記逆高速フーリエ変換の際には、上記
    １２個の複素シンボルの列以外の値は０として、上記６
    ４点逆高速フーリエ変換係数にマッピングすることを特
    徴とする請求項３記載の同期プリアンブル構造。
  5. 【請求項５】 上記少なくとも一つの第２の部分の列の
    最初の６個の複素シンボルは、上記第２の部分の列の最
    初の６個の列の複素シンボルとは、それぞれ異なること
    を特徴とする請求項４記載の同期プリアンブル構造。
  6. 【請求項６】 上記第１の部分の周波数領域の列は、 SA=(1-i),(1+i),(-1+i),(-1-i),(1-i),(-1-i),(1-i),(-
    1-i),(1-i),(-1-i),(-1+i),(1+i) であり、上記第２の部分の周波数領域の列は、 SB=(1+i),(-1+i),(-1-i),(1-i),(-1-i),(1-i),(1-i),(-
    1-i),(1-i),(-1-i),(-1+i),(1+i) であることを特徴とする請求項２記載の同期プリアンブ
    ル構造。
  7. 【請求項７】 直交周波数分割多重により変調された信
    号を送信する送信装置から送られた信号を受信する受信
    装置の同期に同期プリアンブル構造を用い、上記同期プ
    リアンブル構造は、 フレームのおおまかな検出及び／又は自動利得制御に供
    される少なくとも一つの第１の部分と、 時間領域において上記第１の部分に時間領域で後続し、
    同期及び周波数同期に用いられる少なくとも一つの第２
    の部分とを有し、 上記第１の部分及び上記第２の部分は、逆高速フーリエ
    変換を施された複素シンボルの周波数領域の列を含み、 周波数領域における上記第１の部分の列は、時間領域に
    おける出力波形の同期効率が最適化されるように、上記
    第２の部分の列に依存することを特徴とする送信装置。
  8. 【請求項８】 周波数領域における上記第１の部分の列
    は、主として上記第２の部分によって生成される第２の
    自己相関のピークが最適化されるように、周波数領域に
    おける上記第２の部分の列に依存することを特徴とする
    請求項７記載の送信装置。
  9. 【請求項９】 直交周波数受信多重により変調された信
    号を同期プリアンブル構造により同期する同期方法にお
    いて、 フレームのおおまかな検出及び／又は自動利得制御に供
    される少なくとも一つの第１の部分と、上記第１の部分
    に時間領域で後続し、同期及び周波数同期に用いられる
    少なくとも一つの第２の部分とを有する同期プリアンブ
    ル構造を用い、 上記第２の部分を同期及び周波数検出に用い、 上記第１の部分及び上記第２の部分は、逆高速フーリエ
    変換を施された複素シンボルの周波数領域の列を含み、 周波数領域における上記第１の部分の列は、時間領域に
    おける出力波形の同期効率が最適化されるように、上記
    第２の部分の列に依存することを特徴とする同期方法。
  10. 【請求項１０】 周波数領域における上記第１の部分の
    列は、主として上記第２の部分によって生成される第２
    の自己相関のピークが最適化されるように、周波数領域
    における上記第２の部分の列に依存することを特徴とす
    る請求項９記載の同期方法。
  11. 【請求項１１】 時間領域における上記出力波形は、周
    波数領域における１２個の複素シンボルの列を６４点逆
    高速フーリエ変換係数にマッピングすることにより生成
    され、上記第１の部分の最後の６個の複素シンボルは、
    上記第２の部分の最後の６個の複素シンボルと同一であ
    ることを特徴とする請求項１０記載の同期方法。
  12. 【請求項１２】 上記逆高速フーリエ変換の際には、上
    記１２個の複素シンボルの列以外の値は０として、上記
    ６４点逆高速フーリエ変換係数にマッピングすることを
    特徴とする請求項１１記載の同期方法。
  13. 【請求項１３】 上記少なくとも一つの第２の部分の列
    の最初の６個の複素シンボルは、上記第２の部分の列の
    最初の６個の列の複素シンボルとは、それぞれ異なるこ
    とを特徴とする請求項１２記載の同期方法。
  14. 【請求項１４】 周波数領域における上記第１の部分の
    列は、 SA=(1-i),(1+i),(-1+i),(-1-i),(1-i),(-1-i),(1-i),(-
    1-i),(1-i),(-1-i),(-1+i),(1+i) であり、周波数領域における上記第２の部分の列は、 SB=(1+i),(-1+i),(-1-i),(1-i),(-1-i),(1-i),(1-i),(-
    1-i),(1-i),(-1-i),(-1+i),(1+i) であることを特徴とする請求項１３記載の同期方法。
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