JP4563547B2 - 同期プリアンブル構造の生成方法、送信装置、及び同期方法 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期プリアンブル構造、送信装置及び同期方法に関し、特に、直交周波数分割多重(orthogonal frequency division multiplex; OFDM)伝送システムにおける受信装置の同期に用いられる同期プリアンブル構造、OFDM伝送システムにおける送信装置、及びOFDM伝送システムにおける受信装置の同期をとる同期方法に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、移動通信に適したマルチキャリア変調方式として、直交周波数分割多重(orthogonal frequency division multiplex: 以下、OFDMという)が提供されている。OFDMは、互いに直交する副搬送波に、映像信号や音声信号等の情報を分割して多重化するものである。
【0003】
OFDM伝送システムを構成する受信装置においては、報知制御チャンネル(broadcast control channel)内の図9に示すような同期プリアンブル構造を用いて同期を確立している。従来知られたこの同期プリアンブル構造は、時間順序でAフィールド、Bフィールド及びCフィールドから構成されている。
【0004】
このうち、Aフィールドは、時間順序でシンボルA16,RA16,A16,RA16及びIA16から構成され、Bフィールドは、時間順序でシンボルB16,B16,B16,B16及びIB16から構成されている。
【0005】
Aフィールド、Bフィールド及びCフィールドは、受信側においてそれぞれ最適化された特定の機能を有するようになされている。すなわち、Aフィールドは、例えばフレームの粗検出及び自動利得制御(automatic gain control; AGC)に用いられる。Bフィールドは、周波数の粗オフセット設定及びタイミング同期に用いられる。Cフィールドは、チャンネル推定及び精密な同期に用いられる。
【0006】
Bフィールドの具体的な構造及び生成方法は、ソニーインターナショナル(ヨーロッパ)GmbH名義の欧州特許出願EP-99 103 379.6に開示されている。この特許出願は、EPCの第54(3)条によると、先行技術とみなされる。Bフィールド及び一般に図9に示したような時間領域の同期プリアンブル構造の生成の詳細については、上記未公開の出願が参照される。
【0007】
本発明には一般に関連が薄いCフィールドは、周波数領域で次のように定義される。
【0008】
C64-26...26={1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,0,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,1,1,1}
【0000】
BフィールドのシンボルB16は、ショートOFDMシンボルであり、副搬送波+-4,+-8,+-12,+-16,+-20,+-24が変調される。周波数領域でのシンボルB16は、上述した欧州特許出願EP-99 103 379.6に記載した内容と同様であり、次のように定義することができる。なお、sqrt(2)は、√2を意味し、正規化のために導入されている。
【0009】
B16-26...26=sqrt(2)*{0,0,1+j,0,0,0,-1+j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1-j,0,0,0,0,0,0,0,1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,-1+j,0,0,0,1+j,0,0}
【0000】
なお、時間領域でのBフィールドの最後のシンボルIB16は、上記シンボルB16の符号を反転されたものである。シンボルB16を生成する副搬送波にマッピングされたシンボル列は、ピーク対平均電力比(peak-to-average-power-ratio; PAPR)及びダイナミックレンジを低減させるという利点を有する。
【0010】
図1に示した従来技術のAフィールドのシンボルA16は、ショートOFDMシンボルであって、副搬送波+-2,+-6,+-10,+-14,+-18,+-22が、64点逆離散コサイン変換(inverse discrete Fourier transform; IDFT)又は64点逆高速フーリエ変換(inverse fast Fourier transform; IFFT)により変調される。周波数領域でのシンボルA16は、次のように定義することができる。
【0011】
A16-26...26=sqrt(2)*{0,0,0,0,+1+j,0,0,0,-1+j,0,0,0,-1-j,0,0,0,+1-j,0,0,0,+1+j,0,0,0,+1-j,0,0,0,+1+j,0,0,0,+1-j,0,0,0,+1+j,0,0,0,+1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,-1+j,0,0,0,0}
【0000】
Aフィールドの時間領域での1個おきのシンボルRA16は、シンボルA16の符号が反転したものである。この符号の反転は、特定の副搬送波をロードすることにより自動的に達成される。時間領域でのAフィールドの最後の反復IA16は、前のRA16と同じである。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、OFDMにおいては、受信した信号の同期をとる必要がある。このためには、例えば自己相関特性を有する同期プリアンブル信号の列が望まれる。
【0013】
本発明は、上述の実情に鑑みて提案されるものであって、自己相関特性を有する同期プリアンブル構造、送信装置及び同期方法を提供することを目的とする。
【0014】
【課題を解決するための手段】
上述の課題を解決するために、本発明に係る同期プリアンブル構造は、直交周波数分割多重(orthogonal frequency division multiplex; OFDM)により変調された信号を受信する受信装置の同期に用いられる同期プリアンブル構造において、フレームの粗検出及び/又は自動利得制御に用いられる少なくとも1つの第1の部分(Aフィールド)と、少なくとも1つの第1の部分に時間領域で後続し、タイミング及び周波数の同期に用いられる少なくとも1つの第2の部分(Bフィールド)とを有し、少なくとも1つの第1の部分及び少なくとも1つの第2の部分は、逆高速フーリエ変換が施された周波数領域における複素シンボルの列を含み、周波数領域における少なくとも1つの第1の部分の列は、時間領域の出力波形の同期性能が最適化されるように、少なくとも1つの第2の部分の列に依存するものである。
【0015】
すなわち、本発明は、OFDMにより変調された信号を受信するOFDM伝送システムにおける受信装置の同期に用いられる同期プリアンブル構造を提供する。この同期プリアンブル構造は、少なくとも1つの第1の部分と少なくとも1つの第2の部分から構成される。
【0016】
そして、少なくとも1つの第1の部分は、フレームの粗検出及び/又は自動利得制御(automatic gain control; AGC)制御のために用いられる。時間領域で少なくとも1つの第1の領域に後続する少なくとも1つの第2の部分は、タイミング及び周波数の同期のために用いられる。
【0017】
少なくとも1つの第1の部分及び少なくとも1つの第2の部分は、逆高速フーリエ変換された複素シンボルの周波数領域の列を含んでいる。
【0018】
周波数領域における少なくとも1つの第1の部分の列は、時間領域出力信号の同期性能が最適化されるように、同期プリアンブル構造の少なくとも1つの第2の部分の列に依存して設定される。したがって、最初に同期プリアンブル構造の第1の部分の列を変更することにより、同期プリアンブル構造の第2の部分を改善するように影響を与えることができる。
【0019】
換言すると、例えば、主として同期プリアンブル構造の少なくとも1つの第2の部分の列により生成される自己相関ピークの質は、同期プリアンブル構造の少なくとも1つの第1の部分のこの列を最適化することにより改善され得る。
【0020】
本発明は、Aフィールドの周波数領域の内容を、得られるBフィールドに関する時間領域の波形が同期特性を改善するように、設定したものである。なお、受信装置では、自己相関や相互相関のような異なった同期技術を採用できることができる。
【0021】
周波数領域における少なくとも1つの第1の部分の列は、主として少なくとも1つの第2の部分によって生成される第2の相関のピークが最適化されるように、周波数領域における少なくとも1つの第2の部分の列に依存して設定することができる。
【0022】
同期プリアンブル構造の時間領域での出力は、12個の複素シンボルと値が0の残りの複素シンボルとの列を64点逆高速フーリエ変換(inverse fast Fourier transform; IFFT)係数にマッピングすることにより、生成することができる。ここで、少なくとも1つの第1の部分の列の最後の6個の複素シンボルは、少なくとも1つの第2の部分の列の最後の6個の複素シンボルと同一とすることができる。
【0023】
さらに、同期プリアンブル構造の少なくとも1つの第1の部分の列の最初の6個の複素シンボルは、同期プリアンブル構造の少なくとも1つの第2の部分の列の最初の6個の複素シンボルとはそれぞれ異なるものとすることができる。
【0024】
これらの第1の部分及び第2の部分の列の最初又は最後の6個の複素シンボルの間の関係は、両方が成立してもどちらか一方が成立してもよい。
【0025】
周波数領域における少なくとも1つの第1の部分(Aフィールド)の列は、次のように与えることができる。
【0026】
SA=(1-i),(1+i),(-1+i),(-1-i),(1-i),(-1-i),(1-i),(-1-i),(1-i),(-1-i),(-1+i),(1+i)
【0000】
また、周波数領域における少なくとも1つの第2の部分(Bフィールド)の列は、次のように与えることができる。
【0027】
SB=(1+i),(-1+i),(-1-i),(1-i),(-1-i),(1-i),(1-i),(-1-i),(1-i),(-1-i),(-1+i),(1+i)
【0000】
次に、本発明に係る送信装置は、直交周波数分割多重方式の送信装置において、直交周波数分割多重方式における報知制御チャンネル(broadcast control channel; BCCH)を介して、上述した構成を有する同期プリアンブル構造を送信する手段を備える。すなわち、同期プリアンブル構造は、フレームの粗検出及び/又は自動利得制御に用いられる少なくとも1つの第1の部分(Aフィールド)と、少なくとも1つの第1の部分に時間領域で後続し、タイミング及び周波数の同期に用いられる少なくとも1つの第2の部分(Bフィールド)とを有する。少なくとも1つの第1の部分及び少なくとも1つの第2の部分は、逆高速フーリエ変換が施された周波数領域における複素シンボルの列を含み、周波数領域における少なくとも1つの第1の部分の列は、時間領域における出力波形の同期性能が最適化されるように、周波数領域における少なくとも1つの第2の部分の列に依存するものである。
【0028】
したがって、本発明は、上述した同期プリアンブル構造を有する信号を、OFDMの報知制御チャンネル(broadcast control channel; BCCH)を介して送信するOFDM伝送システムにおける送信装置を提供する。
【0029】
次に、本発明に係る同期方法は、直交周波数受信多重方式受信装置における同期方法において、直交周波数受信多重により変調された変調信号の同期を、変調信号に含まれている同期プリアンブル構造を用いて、とるステップを有する。同期プリアンブル構造は、フレームの粗検出及び/又は自動利得制御に用いられる少なくとも1つの第1の部分(Aフィールド)と、少なくとも1つの第1の部分に時間領域で後続し、タイミング及び周波数の同期に用いられる少なくとも1つの第2の部分(Bフィールド)とを有する。少なくとも1つの第1の部分及び少なくとも1つの第2の部分は、逆高速フーリエ変換が施された周波数領域における複素シンボルの列を含み、周波数領域における少なくとも1つの第1の部分の列は、時間領域における出力波形の同期性能が最適化されるように、少なくとも1つの第2の部分の列に依存するものである。
【0030】
すなわち、本発明は、OFDM伝送システムの受信装置の同期のための同期方法を提供する。同期に用いられる同期プリアンブル構造は、少なくとも1つの第1の部分及び少なくとも1つの第2の部分の少なくとも2つの部分によって構成される。
【0031】
少なくとも1つの第1の部分は、フレームの粗検出及び/又はAGC制御に用いられる。少なくとも1つの第2の部分は、タイミング及び周波数の同期に用いられる。少なくとも1つの第1の部分及び少なくとも1つの第2の部分は、逆高速フーリエ変換(IFFT)された複素シンボルの周波数領域の列を含んでいる。
【0032】
同期プリアンブル構造の少なくとも1つの第1の部分の列は、同期性能が最適化されるように、少なくとも1つの少なくとも1つの第2の部分の列に依存するようになされている。
【0033】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【0034】
本発明は、直交周波数分割多重(orthogonal frequency division multiplex; OFDM)方式の報知制御チャンネル(broadcast control channel; BCCH)において、自己相関特性が改善された同期プリアンブル構造を提供するものである。すなわち、本発明は、改善された自己相関特性を用いることにより、OFDM伝送システムにおける受信信号の同期精度を向上させるものである。
【0035】
まず、本発明を適用した同期プリアンブル構造について、図1を参照して説明する。
【0036】
この同期プリアンブル構造は、従来の同期プリアンブル構造と同様の一般構造を有している。すなわち、同期プリアンブル構造は、図1に示すように、時間順序でAフィールド、Bフィールド及びCフィールドから構成される。
【0037】
Aフィールドは、時間順序でシンボルA16,RA16,A16,RA16及びIA16から構成される。ここで、シンボルRA16は、シンボルA16の符号を反転させたものであり、シンボルIA16は、前のシンボルRA16と同じである。
【0038】
Bフィールドは、時間順序でシンボルB16,B16,B16,B16及びIB16から構成される。ここで、シンボルIB16は、シンボルB16の符号を反転させたものである。
【0039】
Cフィールドは、周波数領域で次のように定義される。
【0040】
C64-26...26={1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,0,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,1,1,1}
【0000】
なお、本発明ではCフィールドは重要でないので、Cフィールドについてはこれ以上言及しない。
【0041】
本発明では、Aフィールドの列は、自己相関特性を向上させるために従来のAフィールドの列から変更されている。
【0042】
時間領域でのAフィールドの列のシンボルA16は、ショートOFDMシンボルであり、副搬送波+-2、+-6、+-10、+-14、+-18、+-22が変調される。この列を用いたAフィールドの周波数領域での列の内容は、次のように定義することができる。なお、sqrt(2)は、√2を意味し、正規化のために導入されたものである。
【0043】
A16-26...26=sqrt(2)*{0,0,0,0,+1-j,0,0,0,+1+j,0,0,0,-1+j,0,0,0,-1-j,0,0,0,+1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,+1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,+1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,-1+j,0,0,0,+1+j,0,0,0,0}
【0000】
12個の変調された副搬送波から構成されるショートOFDMシンボルは、シンボルアルファベットS=√2(±1±j)の要素によって位相変調されている。
【0044】
したがって、Aフィールドの全列は、次のようになる。なお、√2は、正規化のために導入されたものである。
【0045】
S-26,26=sqrt(2)*{0,0,0,0,S1,0,0,0,S2,0,0,0,S3,0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,S7,0,0,0,S8,0,0,0,S9,0,0,0,S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,0,0,0,0}*(-1)
【0000】
ベクトルSに、残りの15個の値を0に設定して、64点逆高速フーリエ変換(IFFT)を適用することにより、4個のショートトレーニング(training)シンボルを生成することができる。IFFTの出力は、ショートトレーニングシンボル専用の数となるように循環的に拡張される。
【0046】
したがって、本発明では、Aフィールドの列の具体例は、次のようになる。
【0047】
S1..12=(1-j),(1+j),(-1+j),(-1-j),(1-j),(-1-j),(1-j),(-1-j),(1-j),(-1-j),(-1+j),(1+j)
【0000】
なお、従来技術によるAフィールドの列は、次のようになっている。
【0048】
S1..12=(1+j),(-1+j),(-1-j),(1-j),(1+j),(1-j),(1+j),(1-j),(1+j),(1-j),(-1-j),(-1+j)
【0000】
本発明では、Aフィールドの列は、自己相関特性に関して従来技術よりも改善されている。すなわち、Bフィールドが固定されている場合には、Aフィールドの列は、Aフィールド及びBフィールドの列により生成される自己相関のピークが改善されるように、固定されたBフィールドの列に依存するように最適化及び設定される。
【0049】
すなわち、Bフィールドの時間領域の出力波形の同期特性が改善されるように、Aフィールドの周波数領域の内容を定める。なお、受信装置の側では、自己相関の他にも相互相関を用いることができる。
【0050】
Aフィールド及びBフィールドの長さが等しい、すなわち同数のショートシンボルを有することは有益である。
【0051】
特に、Aフィールドの列は、Bフィールドの自己相関関数のピークが、平坦部及びサイドローブを小さくするように変更される。換言すると、本発明によって、Aフィールドの列を最適化することにより、Bフィールドの自己相関ピークが最適化される。
【0052】
本発明は、上述のようにAフィールドの列を改善する技術を提供するが、さらに次のような効果を与える。
【0053】
本発明によると、例えば、Aフィールドの列の最後の6個の複素シンボルは、Bフィールドの列の最後の6個の複素シンボルと同一である。
【0054】
また、Aフィールドの列の最初の6個の複素シンボルは、Bフィールドの列の最初の6個の複素列とそれぞれ異なる。
【0055】
次に、本発明では、フィールドBの全列は、次のようになる。なお、√2は、正規化のために導入されたものである。
【0056】
S-26,26=sqrt(2)*{0,0,S1,0,0,0,S2,0,0,0,S3,0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,0,0,0,0,S7,0,0,0,S8,0,0,0,S9,0,0,0,S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,0,0}
【0000】
ベクトルSに、残りの15個の値を0に設定して、64点IFFTを適用すると、4個のショートトレーニングシンボルを生成することができる。IFFTの出力は、ショートトレーニングシンボル専用の数に応じて、循環的に拡張される。
【0057】
これによって、フィールドBの列は、次のようになる。
【0058】
S1..12=(1+j),(-1+j),(-1-j),(1-j),(-1-j),(1-j),(1-j),(-1-j),(1-j),(-1-j),(-1+j),(1+j)
【0000】
次に、OFDMにより変調された信号を受信するOFDM伝送システムの受信装置において、受信信号の同期をとるために用いられる自己相関を算出する部分を説明する。この部分は、上述した同期プリアンブル構造を用いた自己相関により受信信号の同期をとるものである。
【0059】
この部分は、図2に示すように、受信信号から抽出されたデータサンプルを遅延する遅延部1と、遅延されたデータサンプルの共役複素値を求める共役演算部2と、データサンプルの共役複素値とデータサンプルを乗算する乗算部3と、連続する複数の乗算値の平均値を求める第1の移動平均部4と、データサンプルを自乗する自乗部5と、連続する複数の自乗値の平均値を求める第2の移動平均部6と、第1の移動平均部4からの平均値を第2の移動平均部6からの平均値で割り算する除算部7と、除算結果の絶対値を求める絶対値部8とを備える。
【0060】
遅延部1は、データサンプルを、例えば遅延係数Dac分順次遅延して、共役演算部2に供給する。共役演算部2は、遅延されたデータサンプルの共役複素値を求めて、得られる共役複素数データサンプルを乗算部3に供給する。乗算部3は、共役複素数データサンプルと、データサンプル、すなわち遅延されていないデータサンプルとを乗算して、乗算結果(積)を第1の移動平均部4に供給する。ここで、例えば、遅延部1がデータサンプルを1サンプル分遅延するときは、乗算部3は、1サンプル前のデータサンプルの共役複素値と現在のデータサンプルとを乗算する。第1の移動平均部4は、大きさがWのウィンドウを有し、このウィンドウ内に含まれる連続した複数の乗算結果の平均値x(i)を順次求め、平均値x(i)を除算部7に供給する。一方、自乗部5は、データサンプルを順次自乗して、得られる自乗値を第2の移動平均部6に供給する。第2の移動平均部6は、同じく大きさがWのウィンドウを有し、このウィンドウ内に含まれる連続した複数の自乗値の平均値y(i)を順次求め、平均値y(i)を除算部7に供給する。
【0061】
除算部7は、第1の移動平均部4からの平均値x(i)を第2の移動平均部6からの平均値y(i)で割って正規化された値x(i)/y(i)を求め、絶対値部8に供給する。絶対値部8は、正規化された値x(i)/y(i)の絶対値を求め、自己相関結果R(i)として出力する。
【0062】
自己相関結果R(i)は、正しい相関値のピークを検出するために、閾値と比較されたり、又はその最大値が検出される。すなわち、自己相関結果R(i)は、例えばトレーニング列の最後において、自己相関結果のピークを示しており、この自己相関結果R(i)を用いて正確なタイミングを検出し、OFDM伝送システムの同期をとる。
【0063】
次に、上述した本発明の技術を確認するために、シミュレーションを実行した。以下の図3から図8までは、このシミュレーションの結果を示すものである。
【0064】
図3は、従来技術によるBCCHの同期プリアンブル構造による、Aフィールドの列を用いた自己相関の振幅及び位相を示すものである。
【0065】
自己相関の結果は、フレームの開始の特定、AGCの調整、そしてタイミング及び周波数の同期に用いられる。特に、Bフィールドは、後段におけるタイミング及び周波数の同期の処理に用いられる。
【0066】
従来の同期プリアンブル構造によると、Bフィールドの自己相関振幅のピークの前に平坦部が見られるが、タイミング同期をできるだけ正確に行うことは重要である。
【0067】
この「平坦部」の効果は、タイミング精度を非常に減少させる。平坦部は別にすると、ピーク自体は、良好で形状の良い特性を示していない。
【0068】
図4は、本発明によるBCCHの同期プリアンブル構造による、Aフィールドを用いた自己相関の振幅及び位相を示す。
【0069】
上述した従来技術においては、平坦部及びサイドローブによる効果によりタイミング精度が減少されるが、本発明のAフィールドの列を用いることによりこの効果を防止することができる。
【0070】
BCCHの同期プリアンブル構造のAフィールド及びBフィールドの間で最適化されたマッチングが達成されると、タイミング精度が向上する。これは、基本的に特定の時間領域の同期プリアンブル構造により達成される。
【0071】
図4は、Aフィールドを生成するために従来技術による列が用いられた場合を示すものである。この場合には、BCCHの同期プリアンブル構造により2個の明瞭な単一の自己相関振幅ピークが特定される。
【0072】
次に、時間領域の波形について、図5から図8を参照して説明する。
【0073】
図5は、本発明によるAフィールドの列を用い、8倍オーバサンプリングを行った場合の出力波形を示す。すなわち、図5のAには時間領域の出力波形の実部を、図5のBには時間領域の出力波形の虚部を示す。
【0074】
図6は、本発明によるAフィールドの列を用い、8倍オーバサンプリングを行った場合における、出力波形の包絡線をdBで示す。この包絡線は、時間領域での電力を示す。ここで、8倍オーバサンプリングは、64点IFFTを用いてピークを正確に取得するために採用した。
【0075】
OFDM、又は一般にマルチキャリア信号においては、信号の包絡線の変動は重要な問題である。この変動は、ピーク対平均電力比(peak-to-average-power-ratio; PAPR)によって表される。
【0076】
電力増幅器での非線形歪みによる伝送の劣化や、例えばA/D変換器におけるダイナミックレンジの制限等の影響により、PAPRの値は大きくなる。
【0077】
受信装置のAGCのロックやA/D変換器の基準信号値の調整を迅速に行うために、同期プリアンブル信号の列のPAPR及びダイナミックレンジは低いことが望ましい。
【0078】
すなわち、入力信号のダイナミックレンジは、A/D変換器によって、オーバフロー及びアンダフローがないような精度によって変換される必要がある。8倍オーバサンプリングによる出力のPAPRは2.13dBであり、ダイナミックレンジは6.13dBである。
【0079】
図7は、従来技術によるAフィールドの列を用い、8倍オーバサンプリングを行った場合の出力波形を示す。すなわち、図7のAには時間領域の出力波形の実部が、図7のBには時間領域の出力波形の虚部が示されている。
【0080】
図8は、従来技術によるAフィールドの列を用い、8倍オーバサンプリングを行った場合における出力波形の包絡線をdBで示す。この包絡線は、時間領域での電力を示す。
【0081】
ここで、8倍オーバサンプリングは、64点IFFTを用いてピークを正確に得ることを保証するために採用した。8倍オーバサンプリングによる出力のPAPRは、2.13dBであり、ダイナミックレンジは6.13dBである。
【0082】
したがって、本発明の実施の形態における列は、従来技術の場合と比較すると、PAPR及びダイナミックレンジを劣化させるものではないことが分かる。
【0083】
以上で説明したように、本発明は、OFDMに用いられる最適化された同期シンボル構造を提供する。同期シンボル構造は、OFDMに最適化された列によって変調された副搬送波にマッピングされる。この結果、同期シンボルは、時間領域での幾つかの繰返しから構成される。
【0084】
本発明の列を用いることにより、得られる同期シンボルは、タイミング及び周波数の同期に対して高い精度を与える。また、同期シンボルは、受信機の構造を簡単にし、PAPR及びダイナミックレンジを低減するために最適化される。特に、本発明のAフィールドの列は、全ての他の同期シンボルに対して最適化される。
【0085】
本発明は、シンボル列による同期プリアンブル構造に基づいている。最適化された列は、64点IFFTにより、列をOFDMシンボルの適切な副搬送波にマッピングすることにより、プリアンブル又はフィールドを生成することに適している。本発明によると、Bフィールドの自己相関結果が同期のために用いられる場合に、タイミング精度を改善することができる。また、本発明の同期プリアンブル構造は、従来技術の同期プリアンブル構造と同様であり、従来技術に比較して複雑にならない。
【0086】
【発明の効果】
上述のように、本発明は、OFDM(orthogonal frequency division multiplex; OFDM)に基づいて、自己相関特性を有する同期プリアンブル構造を提供するものである。
【0087】
また、本発明によると、従来のOFDMによる同期プリアンブル構造を用いた同期と比較すると、タイミング精度が改善する。
【0088】
さらに、本発明によると、従来のOFDMの所定の同期プリアンブル構造を変更しない。
【0089】
そして、本発明によると、従来の技術に比較して複雑にならない。
【図面の簡単な説明】
【図1】 同期プリアンブル構造を示す図である。
【図2】 受信装置において自己相関を算出する部分のブロック図である。
【図3】 従来技術によりAフィールドを用いた自己相関の理想的な結果を示す図である。
【図4】 本発明によりAフィールドを用いた自己相関の理想的な結果を示す図である。
【図5】 8倍オーバサンプリングの場合に、本発明のAフィールドの列を用いた時間領域での出力信号の実部及び虚部を示す図である。
【図6】 8倍オーバサンプリングの場合に、本発明のAフィールドの列を用いた時間領域の電力を示す図である。
【図7】 8倍オーバサンプリングの場合に、従来技術によるAフィールドの列を用いた時間領域での出力信号の実部及び虚部を示す図である。
【図8】 8倍オーバサンプリングの場合に、従来技術によるAフィールドの列を用いた時間領域の電力を示す図である。
【図9】 従来の同期プリアンブル構造を示す図である。
【符号の説明】
1 遅延部、2 共役演算部、3 乗算部、4 第1の移動平均部、5 自乗部、6 第2の移動平均部、7 除算部、8 絶対値部
Claims (11)
- 直交周波数分割多重により変調された信号を受信する受信装置の同期に用いられる同期プリアンブル構造において、
前記同期プリアンブル構造は、少なくとも1つの第1の部分と、少なくとも1つの第2の部分と、により構成され、
前記少なくとも1つの第1の部分は、フレームのおおまかな検出及び/又は自動利得制御に供され、
前記少なくとも1つの第2の部分は、上記第1の部分に時間領域で後続し、同期及び周波数同期に用いられ、
上記第1の部分及び上記第2の部分は、逆高速フーリエ変換を施された周波数領域における複素シンボルの列を含み、
前記同期プリアンブル構造の時間領域における出力波形は、周波数領域における12個の複素シンボルの列を64点逆高速フーリエ変換係数にマッピングすることにより生成され、上記第1の部分の最後の6個の複素シンボルは、上記第2の部分の最後の6個の複素シンボルと同一であり、
前記少なくとも1つの第2の部分の列は、
S-26,26=N*{0,0,S1,0,0,0,S2,0,0,0,S3,0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,0,0,0,0,S7,0,0,0,S8,0,0,0,S9,0,0,0,S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,0,0}であり、
Nは、正規化因子である、
ことを特徴とする、直交周波数分割多重伝送システムの受信機における同期のための同期プリアンブル構造の生成方法。 - 周波数領域における上記第1の部分の列は、時間領域における出力波形の同期効率が改善されるよう、上記第2の部分の列に依存する
ことを特徴とする、請求項1に記載の直交周波数分割多重伝送システムの受信機における同期のための同期プリアンブル構造の生成方法。 - 周波数領域における上記第1の部分の列は、主として上記第2の部分によって生成される第2の自己相関のピークが改善されるよう、周波数領域における上記第2の部分の列に依存する
ことを特徴とする、請求項1又は2記載の直交周波数分割多重伝送システムの受信機における同期のための同期プリアンブル構造の生成方法。 - 上記少なくとも一つの第1の部分の列の最初の6個の複素シンボルは、上記第2の部分の列の最初の6個の列の複素シンボルとは、それぞれ異なる
ことを特徴とする、請求項1〜3のいずれか1項に記載の直交周波数分割多重伝送システムの受信機における同期のための同期プリアンブル構造の生成方法。 - 上記第1の部分の周波数領域の列は、SA=(1-i),(1+i),(-1+i),(-1-i),(1-i),(-1-i),(1-i),(-1-i),(1-i),(-1-i),(-1+i),(1+i)であり、
上記第2の部分の周波数領域の列は、SB=(1+i),(-1+i),(-1-i),(1-i),(-1-i),(1-i),(1-i),(-1-i),(1-i),(-1-i),(-1+i),(1+i)である
ことを特徴とする、請求項1〜4のいずれか1項に記載の直交周波数分割多重伝送システムの受信機における同期のための同期プリアンブル構造の生成方法。 - 上記請求項1〜5のいずれか1項に記載の同期プリアンブル構造の生成方法を用いて同期プリアンブルを生成し、直交周波数分割多重伝送システムのBCCHチャネル(broadcast control channel)で前記同期プリアンブルを送信する
ことを特徴とする、送信装置。 - 直交周波数分割多重伝送システムにおける受信装置の同期方法において、プリアンブル信号を受信し、自己相関を算出し、算出結果に基づいて同期をとるステップを含み、
前記プリアンブル信号は、少なくとも1つの第1の部分と、少なくとも1つの第2の部分と、により構成され、
前記少なくとも1つの第1の部分は、フレームのおおまかな検出及び/又は自動利得制御に供され、
前記少なくとも1つの第2の部分は、上記第1の部分に時間領域で後続し、同期及び周波数同期に用いられ、
前記プリアンブル信号の時間領域における出力波形は、周波数領域における12個の複素シンボルの列を64点逆高速フーリエ変換係数にマッピングすることにより生成され、上記逆高速フーリエ変換の際には、上記12個の複素シンボルの列以外の値は0として、上記第1の部分の最後の6個の複素シンボルは、上記第2の部分の最後の6個の複素シンボルと同一であり、
上記第1の部分及び上記第2の部分は、逆高速フーリエ変換を施された周波数領域における複素シンボルの列を含み、
前記少なくとも1つの第2の部分の列は、
S-26,26=N*{0,0,S1,0,0,0,S2,0,0,0,S3,0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,0,0,0,0,S7,0,0,0,S8,0,0,0,S9,0,0,0,S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,0,0}であり、
Nは、正規化因子である
ことを特徴とする、直交周波数分割多重伝送システムの受信機における同期方法。 - 周波数領域における上記第1の部分の列は、時間領域における出力波形の同期効率が改善されるよう、上記第2の部分の列に依存する
ことを特徴とする、請求項7に記載の直交周波数分割多重伝送システムの受信機における同期方法。 - 周波数領域における上記第1の部分の列は、主として上記第2の部分によって生成される第2の自己相関のピークが改善されるよう、周波数領域における上記第2の部分の列に依存する
ことを特徴とする、請求項8に記載の直交周波数分割多重伝送システムの受信機における同期方法。 - 上記少なくとも一つの第1の部分の列の最初の6個の複素シンボルは、上記第2の部分の列の最初の6個の列の複素シンボルとは、それぞれ異なる
ことを特徴とする、請求項7〜9のいずれか1項に記載の直交周波数分割多重伝送システムの受信機における同期方法。 - 周波数領域における上記第1の部分の列は、SA=(1-i),(1+i),(-1+i),(-1-i),(1-i),(-1-i),(1-i),(-1-i),(1-i),(-1-i),(-1+i),(1+i)であり、
周波数領域における上記第2の部分の列は、SB=(1+i),(-1+i),(-1-i),(1-i),(-1-i),(1-i),(1-i),(-1-i),(1-i),(-1-i),(-1+i),(1+i)である
ことを特徴とする、請求項7〜10のいずれか1項に記載の直交周波数分割多重伝送システムの受信機における同期方法。
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