JP4435239B2 - 直交周波数分割多重送信装置及びプリアンブル信号の生成及び送信方法 - Google Patents

直交周波数分割多重送信装置及びプリアンブル信号の生成及び送信方法 Download PDF

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Description

本発明は、直交周波数分割多重送信装置及びプリアンブル信号の生成及び送信方法に関し、特に、直交周波数分割多重（orthogonal frequency division multiplex; OFDM）伝送システムにおける受信装置の同期に用いられるプリアンブル信号を生成及び送信する直交周波数分割多重送信装置及びプリアンブル信号の生成及び送信方法に関する。
従来、移動通信に適したマルチキャリア変調方式として、直交周波数分割多重（orthogonal frequency division multiplex: 以下、OFDMという）が提供されている。ＯＦＤＭは、互いに直交する副搬送波に、映像信号や音声信号等の情報を分割して多重化するものである。
ＯＦＤＭ伝送システムを構成する受信装置においては、報知制御チャンネル（broadcast control channel）内の図９に示すような同期プリアンブル構造を用いて同期を確立している。従来知られたこの同期プリアンブル構造は、時間順序でＡフィールド、Ｂフィールド及びＣフィールドから構成されている。
このうち、Ａフィールドは、時間順序でシンボルＡ１６，ＲＡ１６，Ａ１６，ＲＡ１６及びＩＡ１６から構成され、Ｂフィールドは、時間順序でシンボルＢ１６，Ｂ１６，Ｂ１６，Ｂ１６及びＩＢ１６から構成されている。
Ａフィールド、Ｂフィールド及びＣフィールドは、受信側においてそれぞれ最適化された特定の機能を有するようになされている。すなわち、Ａフィールドは、例えばフレームの粗検出及び自動利得制御（automatic gain control; AGC）に用いられる。Ｂフィールドは、周波数の粗オフセット設定及びタイミング同期に用いられる。Ｃフィールドは、チャンネル推定及び精密な同期に用いられる。
Ｂフィールドの具体的な構造及び生成方法は、ソニーインターナショナル（ヨーロッパ）ＧｍｂＨ名義の欧州特許出願EP-99 103 379.6に開示されている。この特許出願は、ＥＰＣの第５４（３）条によると、先行技術とみなされる。Ｂフィールド及び一般に図９に示したような時間領域の同期プリアンブル構造の生成の詳細については、上記未公開の出願が参照される。
本発明には一般に関連が薄いＣフィールドは、周波数領域で次のように定義される。
C64-26...26={1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,0,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,1,1,1}
ＢフィールドのシンボルＢ１６は、ショートＯＦＤＭシンボルであり、副搬送波+-4,+-8,+-12,+-16,+-20,+-24が変調される。周波数領域でのシンボルＢ１６は、上述した欧州特許出願EP-99 103 379.6に記載した内容と同様であり、次のように定義することができる。なお、sqrt(2)は、√２を意味し、正規化のために導入されている。
B16-26...26=sqrt(2)*{0,0,1+j,0,0,0,-1+j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1-j,0,0,0,0,0,0,0,1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,-1+j,0,0,0,1+j,0,0}
なお、時間領域でのＢフィールドの最後のシンボルＩＢ１６は、上記シンボルＢ１６の符号を反転されたものである。シンボルＢ１６を生成する副搬送波にマッピングされたシンボル列は、ピーク対平均電力比（peak-to-average-power-ratio; PAPR）及びダイナミックレンジを低減させるという利点を有する。
図１に示した従来技術のＡフィールドのシンボルＡ１６は、ショートＯＦＤＭシンボルであって、副搬送波+-2,+-6,+-10,+-14,+-18,+-22が、６４点逆離散コサイン変換（inverse discrete Fourier transform; IDFT）又は６４点逆高速フーリエ変換（inverse fast Fourier transform; IFFT）により変調される。周波数領域でのシンボルＡ１６は、次のように定義することができる。
A16-26...26=sqrt(2)*{0,0,0,0,+1+j,0,0,0,-1+j,0,0,0,-1-j,0,0,0,+1-j,0,0,0,+1+j,0,0,0,+1-j,0,0,0,+1+j,0,0,0,+1-j,0,0,0,+1+j,0,0,0,+1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,-1+j,0,0,0,0}
Ａフィールドの時間領域での１個おきのシンボルＲＡ１６は、シンボルＡ１６の符号が反転したものである。この符号の反転は、特定の副搬送波をロードすることにより自動的に達成される。時間領域でのＡフィールドの最後の反復ＩＡ１６は、前のＲＡ１６と同じである。
ところで、ＯＦＤＭにおいては、受信した信号の同期をとる必要がある。このためには、例えば自己相関特性を有する同期プリアンブル信号の列が望まれる。
本発明は、上述の実情に鑑みて提案されるものであって、自己相関特性を有するプリアンブル信号を生成及び送信する直交周波数分割多重送信装置及びプリアンブル信号の生成及び送信方法を提供することを目的とする。
上述の課題を解決するために、本発明に係る直交周波数分割多重送信装置は、プリアンブル信号を生成する生成手段と、プリアンブル信号を送信する送信手段とを備える。プリアンブル信号は、フレームの粗検出及び／又は自動利得制御に用いられる少なくとも１つの第１の部分と、第１の部分に時間領域で後続し、タイミング及び周波数の同期に用いられる少なくとも１つの第２の部分とを有する。少なくとも１つの第１の部分及び少なくとも１つの第２の部分は、逆高速フーリエ変換が施された周波数領域における複素シンボルの列を含む。少なくとも１つの第１の部分及び少なくとも１つの第２の部分の最後の６個の複素シンボルは、(1-i),(-1,-i),(1-i),(-1-i),(-1+i),(1+i)である。
プリアンブル信号の時間領域の信号は、周波数領域における１２個の複素シンボルと値が０の残りの複素シンボルとの列を６４点逆高速フーリエ変換係数にマッピングすることにより生成される。少なくとも１つの第２の部分の複素シンボルの列は、Ｎを電力正規化係数とし、Ｓ１〜Ｓ１２を複素シンボルとして、S-26,+26=N*{0,0,S1,0,0,0,S2,0,0,0,S3,0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,0,0,0,0,S7,0,0,0,S8,0,0,0,S9,0,0,0.S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,0,0}である。
また、本発明に係るプリアンブル信号を生成及び送信するプリアンブル信号の生成及び送信方法は、プリアンブル信号を生成するステップと、プリアンブル信号を送信するステップとを有する。プリアンブル信号は、フレームの粗検出及び／又は自動利得制御に用いられる少なくとも１つの第１の部分と、少なくとも１つの第１の部分に時間領域で後続し、タイミング及び周波数の同期に用いられる少なくとも１つの第２の部分とに分割されている。少なくとも１つの第１の部分及び少なくとも１つの第２の部分は、逆高速フーリエ変換が施された周波数領域における複素シンボルの列を含む。少なくとも１つの第１の部分及び上記少なくとも１つの第２の部分の最後の６個の複素シンボルは、(1-i),(-1,-i),(1-i),(-1-i),(-1+i),(1+i)である。プリアンブル信号の時間領域の信号は、周波数領域における１２個の複素シンボルと値が０の残りの複素シンボルとの列を６４点逆高速フーリエ変換係数にマッピングすることにより生成される。少なくとも１つの第２の部分の複素シンボルの列は、Ｎを電力正規化係数とし、Ｓ１〜Ｓ１２を複素シンボルとして、S-26,+26=N*{0,0,S1,0,0,0,S2,0,0,0,S3,0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,0,0,0,0,S7,0,0,0,S8,0,0,0,S9,0,0,0.S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,0,0}である。
本発明は、ＯＦＤＭ（orthogonal frequency division multiplex; OFDM）に基づいて、自己相関特性を有する同期プリアンブル構造を提供するものである。
また、本発明によると、従来のＯＦＤＭによる同期プリアンブル構造を用いた同期と比較すると、タイミング精度が改善する。
さらに、本発明によると、従来のＯＦＤＭの所定の同期プリアンブル構造を変更しない。
そして、本発明によると、従来の技術に比較して複雑にならない。
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
本発明は、直交周波数分割多重（orthogonal frequency division multiplex; OFDM）方式の報知制御チャンネル（broadcast control channel; BCCH）において、自己相関特性が改善された同期プリアンブル構造を提供するものである。すなわち、本発明は、改善された自己相関特性を用いることにより、ＯＦＤＭ伝送システムにおける受信信号の同期精度を向上させるものである。
まず、本発明を適用した同期プリアンブル構造について、図１を参照して説明する。
この同期プリアンブル構造は、従来の同期プリアンブル構造と同様の一般構造を有している。すなわち、同期プリアンブル構造は、図１に示すように、時間順序でＡフィールド、Ｂフィールド及びＣフィールドから構成される。
Ａフィールドは、時間順序でシンボルＡ１６，ＲＡ１６，Ａ１６，ＲＡ１６及びＩＡ１６から構成される。ここで、シンボルＲＡ１６は、シンボルＡ１６の符号を反転させたものであり、シンボルＩＡ１６は、前のシンボルＲＡ１６と同じである。
Ｂフィールドは、時間順序でシンボルＢ１６，Ｂ１６，Ｂ１６，Ｂ１６及びＩＢ１６から構成される。ここで、シンボルＩＢ１６は、シンボルＢ１６の符号を反転させたものである。
Ｃフィールドは、周波数領域で次のように定義される。
C64-26...26={1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,1,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,1,1,1,0,1,-1,-1,1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,-1,-1,-1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,1,1,1}
なお、本発明ではＣフィールドは重要でないので、Ｃフィールドについてはこれ以上言及しない。
本発明では、Ａフィールドの列は、自己相関特性を向上させるために従来のＡフィールドの列から変更されている。
時間領域でのＡフィールドの列のシンボルＡ１６は、ショートＯＦＤＭシンボルであり、副搬送波+-2、+-6、+-10、+-14、+-18、+-22が変調される。この列を用いたＡフィールドの周波数領域での列の内容は、次のように定義することができる。なお、sqrt(2)は、√2を意味し、正規化のために導入されたものである。
A16-26...26=sqrt(2)*{0,0,0,0,+1-j,0,0,0,+1+j,0,0,0,-1+j,0,0,0,-1-j,0,0,0,+1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,+1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,+1-j,0,0,0,-1-j,0,0,0,-1+j,0,0,0,+1+j,0,0,0,0}
１２個の変調された副搬送波から構成されるショートＯＦＤＭシンボルは、シンボルアルファベットＳ＝√2(±1±j)の要素によって位相変調されている。
したがって、Ａフィールドの全列は、次のようになる。なお、√2は、正規化のために導入されたものである。
S-26,26=sqrt(2)*{0,0,0,0,S1,0,0,0,S2,0,0,0,S3,0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,S7,0,0,0,S8,0,0,0,S9,0,0,0,S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,0,0,0,0}*(-1)
ベクトルＳに、残りの１５個の値を０に設定して、６４点逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を適用することにより、４個のショートトレーニング（training）シンボルを生成することができる。ＩＦＦＴの出力は、ショートトレーニングシンボル専用の数となるように循環的に拡張される。
したがって、本発明では、Ａフィールドの列の具体例は、次のようになる。
S1..12=(1-j),(1+j),(-1+j),(-1-j),(1-j),(-1-j),(1-j),(-1-j),(1-j),(-1-j),(-1+j),(1+j)
なお、従来技術によるＡフィールドの列は、次のようになっている。
S1..12=(1+j),(-1+j),(-1-j),(1-j),(1+j),(1-j),(1+j),(1-j),(1+j),(1-j),(-1-j),(-1+j)
本発明では、Ａフィールドの列は、自己相関特性に関して従来技術よりも改善されている。すなわち、Ｂフィールドが固定されている場合には、Ａフィールドの列は、Ａフィールド及びＢフィールドの列により生成される自己相関のピークが改善されるように、固定されたＢフィールドの列に依存するように最適化及び設定される。
すなわち、Ｂフィールドの時間領域の出力波形の同期特性が改善されるように、Ａフィールドの周波数領域の内容を定める。なお、受信装置の側では、自己相関の他にも相互相関を用いることができる。
Ａフィールド及びＢフィールドの長さが等しい、すなわち同数のショートシンボルを有することは有益である。
特に、Ａフィールドの列は、Ｂフィールドの自己相関関数のピークが、平坦部及びサイドローブを小さくするように変更される。換言すると、本発明によって、Ａフィールドの列を最適化することにより、Ｂフィールドの自己相関ピークが最適化される。
本発明は、上述のようにＡフィールドの列を改善する技術を提供するが、さらに次のような効果を与える。
本発明によると、例えば、Ａフィールドの列の最後の６個の複素シンボルは、Ｂフィールドの列の最後の６個の複素シンボルと同一である。
また、Ａフィールドの列の最初の６個の複素シンボルは、Ｂフィールドの列の最初の６個の複素列とそれぞれ異なる。
次に、本発明では、フィールドＢの全列は、次のようになる。なお、√2は、正規化のために導入されたものである。
S-26,26=sqrt(2)*{0,0,S1,0,0,0,S2,0,0,0,S3,0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,0,0,0,0,S7,0,0,0,S8,0,0,0,S9,0,0,0,S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,0,0}
ベクトルＳに、残りの１５個の値を０に設定して、６４点ＩＦＦＴを適用すると、４個のショートトレーニングシンボルを生成することができる。ＩＦＦＴの出力は、ショートトレーニングシンボル専用の数に応じて、循環的に拡張される。
これによって、フィールドＢの列は、次のようになる。
S1..12=(1+j),(-1+j),(-1-j),(1-j),(-1-j),(1-j),(1-j),(-1-j),(1-j),(-1-j),(-1+j),(1+j)
次に、ＯＦＤＭにより変調された信号を受信するＯＦＤＭ伝送システムの受信装置において、受信信号の同期をとるために用いられる自己相関を算出する部分を説明する。この部分は、上述した同期プリアンブル構造を用いた自己相関により受信信号の同期をとるものである。
この部分は、図２に示すように、受信信号から抽出されたデータサンプルを遅延する遅延部１と、遅延されたデータサンプルの共役複素値を求める共役演算部２と、データサンプルの共役複素値とデータサンプルを乗算する乗算部３と、連続する複数の乗算値の平均値を求める第１の移動平均部４と、データサンプルを自乗する自乗部５と、連続する複数の自乗値の平均値を求める第２の移動平均部６と、第１の移動平均部４からの平均値を第２の移動平均部６からの平均値で割り算する除算部７と、除算結果の絶対値を求める絶対値部８とを備える。
遅延部１は、データサンプルを、例えば遅延係数Ｄac分順次遅延して、共役演算部２に供給する。共役演算部２は、遅延されたデータサンプルの共役複素値を求めて、得られる共役複素数データサンプルを乗算部３に供給する。乗算部３は、共役複素数データサンプルと、データサンプル、すなわち遅延されていないデータサンプルとを乗算して、乗算結果（積）を第１の移動平均部４に供給する。ここで、例えば、遅延部１がデータサンプルを１サンプル分遅延するときは、乗算部３は、１サンプル前のデータサンプルの共役複素値と現在のデータサンプルとを乗算する。第１の移動平均部４は、大きさがＷのウィンドウを有し、このウィンドウ内に含まれる連続した複数の乗算結果の平均値ｘ（ｉ）を順次求め、平均値ｘ（ｉ）を除算部７に供給する。一方、自乗部５は、データサンプルを順次自乗して、得られる自乗値を第２の移動平均部６に供給する。第２の移動平均部６は、同じく大きさがＷのウィンドウを有し、このウィンドウ内に含まれる連続した複数の自乗値の平均値ｙ（ｉ）を順次求め、平均値ｙ（ｉ）を除算部７に供給する。
除算部７は、第１の移動平均部４からの平均値ｘ（ｉ）を第２の移動平均部６からの平均値ｙ（ｉ）で割って正規化された値ｘ（ｉ）／ｙ（ｉ）を求め、絶対値部８に供給する。絶対値部８は、正規化された値ｘ（ｉ）／ｙ（ｉ）の絶対値を求め、自己相関結果Ｒ（ｉ）として出力する。
自己相関結果Ｒ（ｉ）は、正しい相関値のピークを検出するために、閾値と比較されたり、又はその最大値が検出される。すなわち、自己相関結果Ｒ（ｉ）は、例えばトレーニング列の最後において、自己相関結果のピークを示しており、この自己相関結果Ｒ（ｉ）を用いて正確なタイミングを検出し、ＯＦＤＭ伝送システムの同期をとる。
次に、上述した本発明の技術を確認するために、シミュレーションを実行した。以下の図３から図８までは、このシミュレーションの結果を示すものである。
図３は、従来技術によるＢＣＣＨの同期プリアンブル構造による、Ａフィールドの列を用いた自己相関の振幅及び位相を示すものである。
自己相関の結果は、フレームの開始の特定、ＡＧＣの調整、そしてタイミング及び周波数の同期に用いられる。特に、Ｂフィールドは、後段におけるタイミング及び周波数の同期の処理に用いられる。
従来の同期プリアンブル構造によると、Ｂフィールドの自己相関振幅のピークの前に平坦部が見られるが、タイミング同期をできるだけ正確に行うことは重要である。
この「平坦部」の効果は、タイミング精度を非常に減少させる。平坦部は別にすると、ピーク自体は、良好で形状の良い特性を示していない。
図４は、本発明によるＢＣＣＨの同期プリアンブル構造による、Ａフィールドを用いた自己相関の振幅及び位相を示す。
上述した従来技術においては、平坦部及びサイドローブによる効果によりタイミング精度が減少されるが、本発明のＡフィールドの列を用いることによりこの効果を防止することができる。
ＢＣＣＨの同期プリアンブル構造のＡフィールド及びＢフィールドの間で最適化されたマッチングが達成されると、タイミング精度が向上する。これは、基本的に特定の時間領域の同期プリアンブル構造により達成される。
図４は、Ａフィールドを生成するために従来技術による列が用いられた場合を示すものである。この場合には、ＢＣＣＨの同期プリアンブル構造により２個の明瞭な単一の自己相関振幅ピークが特定される。
次に、時間領域の波形について、図５から図８を参照して説明する。
図５は、本発明によるＡフィールドの列を用い、８倍オーバサンプリングを行った場合の出力波形を示す。すなわち、図５のＡには時間領域の出力波形の実部を、図５のＢには時間領域の出力波形の虚部を示す。
図６は、本発明によるＡフィールドの列を用い、８倍オーバサンプリングを行った場合における、出力波形の包絡線をｄＢで示す。この包絡線は、時間領域での電力を示す。ここで、８倍オーバサンプリングは、６４点ＩＦＦＴを用いてピークを正確に取得するために採用した。
ＯＦＤＭ、又は一般にマルチキャリア信号においては、信号の包絡線の変動は重要な問題である。この変動は、ピーク対平均電力比（peak-to-average-power-ratio; PAPR）によって表される。
電力増幅器での非線形歪みによる伝送の劣化や、例えばＡ／Ｄ変換器におけるダイナミックレンジの制限等の影響により、ＰＡＰＲの値は大きくなる。
受信装置のＡＧＣのロックやＡ／Ｄ変換器の基準信号値の調整を迅速に行うために、同期プリアンブル信号の列のＰＡＰＲ及びダイナミックレンジは低いことが望ましい。
すなわち、入力信号のダイナミックレンジは、Ａ／Ｄ変換器によって、オーバフロー及びアンダフローがないような精度によって変換される必要がある。８倍オーバサンプリングによる出力のＰＡＰＲは２．１３ｄＢであり、ダイナミックレンジは６．１３ｄＢである。
図７は、従来技術によるＡフィールドの列を用い、８倍オーバサンプリングを行った場合の出力波形を示す。すなわち、図７のＡには時間領域の出力波形の実部が、図７のＢには時間領域の出力波形の虚部が示されている。
図８は、従来技術によるＡフィールドの列を用い、８倍オーバサンプリングを行った場合における出力波形の包絡線をｄＢで示す。この包絡線は、時間領域での電力を示す。
ここで、８倍オーバサンプリングは、６４点ＩＦＦＴを用いてピークを正確に得ることを保証するために採用した。８倍オーバサンプリングによる出力のＰＡＰＲは、２．１３ｄＢであり、ダイナミックレンジは６．１３ｄＢである。
したがって、本発明の実施の形態における列は、従来技術の場合と比較すると、ＰＡＰＲ及びダイナミックレンジを劣化させるものではないことが分かる。
以上で説明したように、本発明は、ＯＦＤＭに用いられる最適化された同期シンボル構造を提供する。同期シンボル構造は、ＯＦＤＭに最適化された列によって変調された副搬送波にマッピングされる。この結果、同期シンボルは、時間領域での幾つかの繰返しから構成される。
本発明の列を用いることにより、得られる同期シンボルは、タイミング及び周波数の同期に対して高い精度を与える。また、同期シンボルは、受信機の構造を簡単にし、ＰＡＰＲ及びダイナミックレンジを低減するために最適化される。特に、本発明のＡフィールドの列は、全ての他の同期シンボルに対して最適化される。
本発明は、シンボル列による同期プリアンブル構造に基づいている。最適化された列は、６４点ＩＦＦＴにより、列をＯＦＤＭシンボルの適切な副搬送波にマッピングすることにより、プリアンブル又はフィールドを生成することに適している。本発明によると、Ｂフィールドの自己相関結果が同期のために用いられる場合に、タイミング精度を改善することができる。また、本発明の同期プリアンブル構造は、従来技術の同期プリアンブル構造と同様であり、従来技術に比較して複雑にならない。
同期プリアンブル構造を示す図である。 受信装置において自己相関を算出する部分のブロック図である。 従来技術によりＡフィールドを用いた自己相関の理想的な結果を示す図である。 本発明によりＡフィールドを用いた自己相関の理想的な結果を示す図である。 ８倍オーバサンプリングの場合に、本発明のＡフィールドの列を用いた時間領域での出力信号の実部及び虚部を示す図である。 ８倍オーバサンプリングの場合に、本発明のＡフィールドの列を用いた時間領域の電力を示す図である。 ８倍オーバサンプリングの場合に、従来技術によるＡフィールドの列を用いた時間領域での出力信号の実部及び虚部を示す図である。 ８倍オーバサンプリングの場合に、従来技術によるＡフィールドの列を用いた時間領域の電力を示す図である。 従来の同期プリアンブル構造を示す図である。
符号の説明
１ 遅延部、２ 共役演算部、３ 乗算部、４ 第１の移動平均部、５ 自乗部、６ 第２の移動平均部、７ 除算部、８ 絶対値部

Claims (2)

  1. プリアンブル信号を生成する生成手段と、
    上記プリアンブル信号を送信する送信手段とを備え、
    上記プリアンブル信号は、フレームの粗検出及び／又は自動利得制御に用いられる少なくとも１つの第１の部分と、該第１の部分に時間領域で後続し、タイミング及び周波数の同期に用いられる少なくとも１つの第２の部分とを有し、該少なくとも１つの第１の部分及び該少なくとも１つの第２の部分は、逆高速フーリエ変換が施された周波数領域における複素シンボルの列を含み、
    上記少なくとも１つの第１の部分及び上記少なくとも１つの第２の部分の最後の６個の複素シンボルは、
    (1-i),(-1,-i),(1-i),(-1-i),(-1+i),(1+i)であり、
    上記プリアンブル信号の時間領域の信号は、周波数領域における１２個の複素シンボルと値が０の残りの複素シンボルとの列を６４点逆高速フーリエ変換係数にマッピングすることにより生成され、
    上記少なくとも１つの第２の部分の複素シンボルの列は、Ｎを電力正規化係数とし、Ｓ１〜Ｓ１２を複素シンボルとして、
    S-26,+26=N*{0,0,S1,0,0,0,S2,0,0,0,S3,0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,0,0,0,0,S7,0,0,0,S8,0,0,0,S9,0,0,0.S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,0,0}
    であることを特徴とする直交周波数分割多重送信装置。
  2. プリアンブル信号を生成及び送信するプリアンブル信号の生成及び送信方法において、
    上記プリアンブル信号を生成するステップと、
    上記プリアンブル信号を送信するステップとを有し、
    上記プリアンブル信号は、フレームの粗検出及び／又は自動利得制御に用いられる少なくとも１つの第１の部分と、該少なくとも１つの第１の部分に時間領域で後続し、タイミング及び周波数の同期に用いられる少なくとも１つの第２の部分とに分割されており、
    上記少なくとも１つの第１の部分及び上記少なくとも１つの第２の部分は、逆高速フーリエ変換が施された周波数領域における複素シンボルの列を含み、
    上記少なくとも１つの第１の部分及び上記少なくとも１つの第２の部分の最後の６個の複素シンボルは、
    (1-i),(-1,-i),(1-i),(-1-i),(-1+i),(1+i)であり、
    上記プリアンブル信号の時間領域の信号は、周波数領域における１２個の複素シンボルと値が０の残りの複素シンボルとの列を６４点逆高速フーリエ変換係数にマッピングすることにより生成され、
    上記少なくとも１つの第２の部分の複素シンボルの列は、Ｎを電力正規化係数とし、Ｓ１〜Ｓ１２を複素シンボルとして、
    S-26,+26=N*{0,0,S1,0,0,0,S2,0,0,0,S3,0,0,0,S4,0,0,0,S5,0,0,0,S6,0,0,0,0,0,0,0,S7,0,0,0,S8,0,0,0,S9,0,0,0.S10,0,0,0,S11,0,0,0,S12,0,0}
    であることを特徴とするプリアンブル信号の生成及び送信方法。
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