JP2000295854A - 力率改善コンバータ - Google Patents
力率改善コンバータInfo
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- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
- Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
- Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチング周波数が変動する力率改善コン
バータの軽負荷時の高周波化を抑制し、動作を安定化す
る。 【解決手段】 交流電源１からの交流電圧を整流回路２
で全波整流した脈流電圧を、スイッチング手段４とチョ
ークコイル５と出力コンデンサ６とダイオード７からな
るスイッチングコンバータ９に与える。チョークコイル
５の磁束はチョーク電圧検出回路１１によって検出さ
れ、その出力はトリガ回路１４に入力される。トリガ回
路１４の出力は充放電回路１５及びパルス幅制御回路１
６に入力される。充放電回路１５はコンデンサ１２を充
放電し、コンデンサ１２の電圧はトリガ回路１４によっ
て基準電圧と比較される。パルス幅制御回路１６は所定
のオンオフ時間でスイッチング手段４を駆動する構成を
有し、コンデンサ１２の充放電時定数で最小スイッチン
グ周期を設定する。
バータの軽負荷時の高周波化を抑制し、動作を安定化す
る。 【解決手段】 交流電源１からの交流電圧を整流回路２
で全波整流した脈流電圧を、スイッチング手段４とチョ
ークコイル５と出力コンデンサ６とダイオード７からな
るスイッチングコンバータ９に与える。チョークコイル
５の磁束はチョーク電圧検出回路１１によって検出さ
れ、その出力はトリガ回路１４に入力される。トリガ回
路１４の出力は充放電回路１５及びパルス幅制御回路１
６に入力される。充放電回路１５はコンデンサ１２を充
放電し、コンデンサ１２の電圧はトリガ回路１４によっ
て基準電圧と比較される。パルス幅制御回路１６は所定
のオンオフ時間でスイッチング手段４を駆動する構成を
有し、コンデンサ１２の充放電時定数で最小スイッチン
グ周期を設定する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は交流電源から電力を
供給される各種電子機器の電源入力部に設置され、負荷
に所定の直流電力を出力するとともに入力電流の波形を
整形して高力率化する力率改善コンバータに関する。
供給される各種電子機器の電源入力部に設置され、負荷
に所定の直流電力を出力するとともに入力電流の波形を
整形して高力率化する力率改善コンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、このような力率改善コンバータに
関する技術としては、特許公告昭６０−４６７２号公報
「スイッチングレギュレータ」に記載されたものが知ら
れている。図４に従来の力率改善コンバータの回路構成
図として、特許公告昭６０−４６７２号公報の第２図を
示す。図４において、交流電源１からの交流電圧を整流
回路２で全波整流した脈流電圧を、トランジスタ４とイ
ンダクタンス５と出力コンデンサ６とダイオード７から
なるスイッチングコンバータに与えるようにしている。
トランジスタ４の制御回路は出力コンデンサ６の電圧検
出器２１、整流回路２の出力電圧の瞬時値の検出器２
２、インダクタンス５の磁束検出器２４、トランジスタ
４を駆動するドライブ回路２６からなっている。トラン
ジスタ４は磁束検出器２４によりインダクタンス５の磁
束がほぼゼロになった時点でオンするとともに、オン時
間は出力コンデンサ６の電圧検出器２１及び整流回路２
の出力電圧検出器２２によって応動するようになってい
る。即ち、負荷８の状態によって出力コンデンサ６の電
圧が低下したり、整流回路２の瞬時値が低いとオン時間
は長くなるようになっているため、出力コンデンサ６の
電圧は安定化される。以上のような動作をするスイッチ
ングコンバータは整流回路２で全波整流した脈流電圧を
入力とするので、整流回路２を流れる交流電源１からの
入力電流は、導通領域が広く高力率となる。
関する技術としては、特許公告昭６０−４６７２号公報
「スイッチングレギュレータ」に記載されたものが知ら
れている。図４に従来の力率改善コンバータの回路構成
図として、特許公告昭６０−４６７２号公報の第２図を
示す。図４において、交流電源１からの交流電圧を整流
回路２で全波整流した脈流電圧を、トランジスタ４とイ
ンダクタンス５と出力コンデンサ６とダイオード７から
なるスイッチングコンバータに与えるようにしている。
トランジスタ４の制御回路は出力コンデンサ６の電圧検
出器２１、整流回路２の出力電圧の瞬時値の検出器２
２、インダクタンス５の磁束検出器２４、トランジスタ
４を駆動するドライブ回路２６からなっている。トラン
ジスタ４は磁束検出器２４によりインダクタンス５の磁
束がほぼゼロになった時点でオンするとともに、オン時
間は出力コンデンサ６の電圧検出器２１及び整流回路２
の出力電圧検出器２２によって応動するようになってい
る。即ち、負荷８の状態によって出力コンデンサ６の電
圧が低下したり、整流回路２の瞬時値が低いとオン時間
は長くなるようになっているため、出力コンデンサ６の
電圧は安定化される。以上のような動作をするスイッチ
ングコンバータは整流回路２で全波整流した脈流電圧を
入力とするので、整流回路２を流れる交流電源１からの
入力電流は、導通領域が広く高力率となる。
【０００３】さらに、トランジスタ４はインダクタンス
５の磁束がほぼゼロになった時点でオンして電磁エネル
ギーを蓄積するようになっているため、インダクタンス
５の利用率が高いという特徴がある。このように電磁エ
ネルギーをゼロ近辺まで放出した時点で蓄積に転じると
いうように、高い利用率で連続的にインダクタンスを使
用するスイッチングコンバータの動作は臨界モードと呼
ばれる。
５の磁束がほぼゼロになった時点でオンして電磁エネル
ギーを蓄積するようになっているため、インダクタンス
５の利用率が高いという特徴がある。このように電磁エ
ネルギーをゼロ近辺まで放出した時点で蓄積に転じると
いうように、高い利用率で連続的にインダクタンスを使
用するスイッチングコンバータの動作は臨界モードと呼
ばれる。
【０００４】なお、図４に示した力率改善コンバータの
スイッチングコンバータは反転チョッパであるが、昇圧
チョッパの方が一般的には使用されている。また、単に
入力力率を高くするだけでなく、入力電流に含まれる高
調波電流を削減するためにも入力電流波形をより正弦波
状に近づける要請がされている。
スイッチングコンバータは反転チョッパであるが、昇圧
チョッパの方が一般的には使用されている。また、単に
入力力率を高くするだけでなく、入力電流に含まれる高
調波電流を削減するためにも入力電流波形をより正弦波
状に近づける要請がされている。
【０００５】図５は臨界モード型の昇圧チョッパをスイ
ッチングコンバータとして使用した力率改善コンバータ
の回路構成図である。図５も従来の技術であるが、入力
電流波形をより正弦波状に近づけるために、入力電圧波
形と相似形となるような制御がされている。図５におい
て、図４では省略されているが、３は平滑コンデンサで
ある。整流回路２に流れる電流を平滑するためのもの
で、その両端電圧は脈流電圧である。図４のインダクタ
ンス５に相当するものはチョークコイル５とし、その磁
束はチョークコイル５内に巻回した検出巻線１１０の電
圧として検出回路１１１によって検出する。図４のトラ
ンジスタ４に相当するものはスイッチング手段４であ
り、スイッチング手段４とチョークコイル５と出力コン
デンサ６とダイオード７とでスイッチングコンバータ９
を構成する。パルス幅制御回路１６は、整流回路２の出
力電圧と出力コンデンサ６の電圧とスイッチング手段４
に流れる電流を検出抵抗１７によって検出し、所定のオ
ンオフ時間でスイッチング手段４を駆動する。以上のよ
うに構成された従来の力率改善コンバータについて、図
６を用いてその動作を説明する。
ッチングコンバータとして使用した力率改善コンバータ
の回路構成図である。図５も従来の技術であるが、入力
電流波形をより正弦波状に近づけるために、入力電圧波
形と相似形となるような制御がされている。図５におい
て、図４では省略されているが、３は平滑コンデンサで
ある。整流回路２に流れる電流を平滑するためのもの
で、その両端電圧は脈流電圧である。図４のインダクタ
ンス５に相当するものはチョークコイル５とし、その磁
束はチョークコイル５内に巻回した検出巻線１１０の電
圧として検出回路１１１によって検出する。図４のトラ
ンジスタ４に相当するものはスイッチング手段４であ
り、スイッチング手段４とチョークコイル５と出力コン
デンサ６とダイオード７とでスイッチングコンバータ９
を構成する。パルス幅制御回路１６は、整流回路２の出
力電圧と出力コンデンサ６の電圧とスイッチング手段４
に流れる電流を検出抵抗１７によって検出し、所定のオ
ンオフ時間でスイッチング手段４を駆動する。以上のよ
うに構成された従来の力率改善コンバータについて、図
６を用いてその動作を説明する。
【０００６】図６は図５に示した力率改善コンバータの
要部動作波形図である。（ａ）は交流電源１の交流電圧
を全波整流した整流回路２の出力電圧である。（ｂ）は
チョークコイル５に流れる電流である。スイッチング手
段４がオンの時、チョークコイル５には整流回路２の出
力電圧の瞬時値が印加され、電流がゼロから直線的に増
加し、電磁エネルギーが蓄積されていく。スイッチング
手段４がオフすると、チョークコイル５の電圧は反転
し、ダイオード７が導通する。チョークコイル５には出
力コンデンサ６の電圧と整流回路２の出力電圧の瞬時値
との差が印加され、直線的に減少する電流がダイオード
７を介して出力コンデンサ６を充電し、電磁エネルギー
が放出されていく。この時チョークコイル５に発生して
いるフライバック電圧を検出巻線１１０に発生する電圧
として検出回路１１１は入力される。検出回路１１１は
検出巻線１１０に発生するフライバック電圧がゼロ電位
近くに設定された所定値を下回ると、（ｃ）に示すよう
なワンショットパルスの第１の信号を出力する。第１の
信号を入力されたパルス幅制御回路１６は（ｄ）に示す
ように、スイッチング手段４をオンする駆動信号を出力
する。検出抵抗１７はスイッチング手段４に流れる電流
を検出し、電流検出電圧を出力する。パルス幅制御回路
１６は、出力コンデンサ６の電圧を安定化するように、
整流回路２の出力電圧の瞬時値に比例した制限電圧を設
定し、電流検出電圧が制限値に達するとスイッチング手
段４をオフする。以上の制限電圧と電流検出電圧を
（ｅ）に示す。チョークコイル５を流れる電流のピーク
値は整流回路２の出力電圧に比例し、これが平滑コンデ
ンサ３によって平滑された入力電流は、交流電源１の出
力する交流電圧波形に比例した正弦波状となるのであ
る。
要部動作波形図である。（ａ）は交流電源１の交流電圧
を全波整流した整流回路２の出力電圧である。（ｂ）は
チョークコイル５に流れる電流である。スイッチング手
段４がオンの時、チョークコイル５には整流回路２の出
力電圧の瞬時値が印加され、電流がゼロから直線的に増
加し、電磁エネルギーが蓄積されていく。スイッチング
手段４がオフすると、チョークコイル５の電圧は反転
し、ダイオード７が導通する。チョークコイル５には出
力コンデンサ６の電圧と整流回路２の出力電圧の瞬時値
との差が印加され、直線的に減少する電流がダイオード
７を介して出力コンデンサ６を充電し、電磁エネルギー
が放出されていく。この時チョークコイル５に発生して
いるフライバック電圧を検出巻線１１０に発生する電圧
として検出回路１１１は入力される。検出回路１１１は
検出巻線１１０に発生するフライバック電圧がゼロ電位
近くに設定された所定値を下回ると、（ｃ）に示すよう
なワンショットパルスの第１の信号を出力する。第１の
信号を入力されたパルス幅制御回路１６は（ｄ）に示す
ように、スイッチング手段４をオンする駆動信号を出力
する。検出抵抗１７はスイッチング手段４に流れる電流
を検出し、電流検出電圧を出力する。パルス幅制御回路
１６は、出力コンデンサ６の電圧を安定化するように、
整流回路２の出力電圧の瞬時値に比例した制限電圧を設
定し、電流検出電圧が制限値に達するとスイッチング手
段４をオフする。以上の制限電圧と電流検出電圧を
（ｅ）に示す。チョークコイル５を流れる電流のピーク
値は整流回路２の出力電圧に比例し、これが平滑コンデ
ンサ３によって平滑された入力電流は、交流電源１の出
力する交流電圧波形に比例した正弦波状となるのであ
る。
【０００７】フライバック電圧が無くなる時、即ちチョ
ークコイル５に流れる電流が無くなり、チョークコイル
５の電磁エネルギーが放出され終わった時、スイッチン
グ手段４をオンするので本従来例も図４の従来例と同様
臨界モード型の力率改善コンバータである。
ークコイル５に流れる電流が無くなり、チョークコイル
５の電磁エネルギーが放出され終わった時、スイッチン
グ手段４をオンするので本従来例も図４の従来例と同様
臨界モード型の力率改善コンバータである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】このような力率改善コ
ンバータにおいては、交流電源１の出力する交流電圧を
位相角θと振幅Eiを用いて、Ei・sinθと表すと、整流
回路２の出力電圧も Ei・sinθ（０≦θ≦π）と表さ
れる。チョークコイル５のインダクタンスをＬ、スイッ
チング手段４のオン時間をTonとすると、スイッチング
手段４がオフする直前の電流、即ちチョークコイル５に
流れる電流のピーク値Ipは、 Ip＝Ton・Ei・sinθ／Ｌ で表される。既に説明したように、このピーク値Ipは整
流回路２の出力電圧に比例するように制御されるのであ
るから、入出力条件の変動が無ければ、Tonは一定とな
る。整流回路２を流れる入力電流Iiは、チョークコイル
５の電流が平滑コンデンサ３によって平滑されたもの、
即ちIpを１スイッチング周期で平均化したものとなるの
で、 Ii＝Ip／２＝Ton・Ei・sinθ／（２Ｌ） で表される。以上から入力電力Piが以下のように計算で
きる。
ンバータにおいては、交流電源１の出力する交流電圧を
位相角θと振幅Eiを用いて、Ei・sinθと表すと、整流
回路２の出力電圧も Ei・sinθ（０≦θ≦π）と表さ
れる。チョークコイル５のインダクタンスをＬ、スイッ
チング手段４のオン時間をTonとすると、スイッチング
手段４がオフする直前の電流、即ちチョークコイル５に
流れる電流のピーク値Ipは、 Ip＝Ton・Ei・sinθ／Ｌ で表される。既に説明したように、このピーク値Ipは整
流回路２の出力電圧に比例するように制御されるのであ
るから、入出力条件の変動が無ければ、Tonは一定とな
る。整流回路２を流れる入力電流Iiは、チョークコイル
５の電流が平滑コンデンサ３によって平滑されたもの、
即ちIpを１スイッチング周期で平均化したものとなるの
で、 Ii＝Ip／２＝Ton・Ei・sinθ／（２Ｌ） で表される。以上から入力電力Piが以下のように計算で
きる。
【０００９】Pi＝Ton・Ei２／（４Ｌ） 即ち、スイッチング手段４のオン時間Tonは、入力電力P
i即ち負荷８の重さに比例する。一方、スイッチング手
段４のオフ時間をToff、出力コンデンサ６の電圧をEoと
すると、チョークコイル５に流れる電流がゼロになるま
でがToffであるから、 Ip＝Toff・（Eo− Ei・sinθ）／Ｌ より、 Toff＝Ton・Ei・sinθ／（Eo− Ei・sinθ） となる。スイッチング周波数ｆは、 ｆ＝１／（Ton＋Toff）＝｛１−（ Ei／Eo）・sinθ｝／Ton ＝Ei２｛１−（ Ei／Eo）・sinθ｝／（４Pi・Ｌ） となる。この式から、高入力で軽負荷であるほどスイッ
チング周波数ｆは高くなっていき、無負荷であれば理論
上無限大まで高周波化する。あまり高周波化すると、制
御駆動回路が追従できず、間欠動作になるなど動作が不
安定になるという課題があった。
i即ち負荷８の重さに比例する。一方、スイッチング手
段４のオフ時間をToff、出力コンデンサ６の電圧をEoと
すると、チョークコイル５に流れる電流がゼロになるま
でがToffであるから、 Ip＝Toff・（Eo− Ei・sinθ）／Ｌ より、 Toff＝Ton・Ei・sinθ／（Eo− Ei・sinθ） となる。スイッチング周波数ｆは、 ｆ＝１／（Ton＋Toff）＝｛１−（ Ei／Eo）・sinθ｝／Ton ＝Ei２｛１−（ Ei／Eo）・sinθ｝／（４Pi・Ｌ） となる。この式から、高入力で軽負荷であるほどスイッ
チング周波数ｆは高くなっていき、無負荷であれば理論
上無限大まで高周波化する。あまり高周波化すると、制
御駆動回路が追従できず、間欠動作になるなど動作が不
安定になるという課題があった。
【００１０】本発明は、臨界モード型の力率改善コンバ
ータの軽負荷時の高周波化を抑制し、動作を安定化する
ことを目的とする。
ータの軽負荷時の高周波化を抑制し、動作を安定化する
ことを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に、本発明の力率改善コンバータはスイッチング周期に
最小値を設定できる機能を有するものである。さらに具
体的には、チョークコイルの電圧を検出し、スイッチン
グ手段がオフの時に発生している電圧が所定値を下回る
と第１の信号を出力するチョーク電圧検出回路と、コン
デンサと、基準電圧を出力する基準電圧源と、コンデン
サの電圧が基準電圧より高い時に第1の信号が入力され
ると、第２の信号を出力するトリガ回路と、第２の信号
を入力されるとコンデンサを放電した後充電する充放電
回路と、第２の信号を入力されるとスイッチング手段を
オンし、出力コンデンサの電圧を安定化するようにオン
時間を決定してスイッチング手段をオフするような駆動
信号を出力するパルス幅制御回路を有する制御駆動回路
を有するものである。
に、本発明の力率改善コンバータはスイッチング周期に
最小値を設定できる機能を有するものである。さらに具
体的には、チョークコイルの電圧を検出し、スイッチン
グ手段がオフの時に発生している電圧が所定値を下回る
と第１の信号を出力するチョーク電圧検出回路と、コン
デンサと、基準電圧を出力する基準電圧源と、コンデン
サの電圧が基準電圧より高い時に第1の信号が入力され
ると、第２の信号を出力するトリガ回路と、第２の信号
を入力されるとコンデンサを放電した後充電する充放電
回路と、第２の信号を入力されるとスイッチング手段を
オンし、出力コンデンサの電圧を安定化するようにオン
時間を決定してスイッチング手段をオフするような駆動
信号を出力するパルス幅制御回路を有する制御駆動回路
を有するものである。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て説明する。
て説明する。
【００１３】（実施の形態１）図１は本発明の力率改善
コンバータを示す回路図である。図１において、交流電
源１からの交流電圧を整流回路２で全波整流した脈流電
圧を、トランジスタ４とチョークコイル５と出力コンデ
ンサ６とダイオード７からなるスイッチングコンバータ
９に与えるようにしている。３は平滑コンデンサで、整
流回路２に流れる電流を平滑する。制御駆動回路１０
は、チョークコイル５内に巻回した検出巻線１１０と検
出回路１１１とコンデンサ１２と基準電圧源１３とトリ
ガ回路１４と充放電回路１５とパルス幅制御回路１６と
検出抵抗１７とで構成される。検出巻線１１０と検出回
路１１１とでチョーク電圧検出回路１１を構成し、チョ
ークコイル５の磁束は、検出巻線１１０の電圧として検
出回路１１１によって検出する。チョーク電圧検出回路
１１から出力される第１の信号はトリガ回路１４に入力
される。トリガ回路１４から出力される第２の信号は充
放電回路１５及びパルス幅制御回路１６に入力される。
充放電回路１５は第２の信号に従ってコンデンサ１２を
充放電する。コンデンサ１２の電圧はトリガ回路１４に
よって基準電圧源１３の基準電圧と比較される。パルス
幅制御回路１６は、整流回路２の出力電圧と出力コンデ
ンサ６の電圧を検出し、さらにスイッチング手段４に流
れる電流を検出抵抗１７によって検出し、所定のオンオ
フ時間でスイッチング手段４を駆動する。以上のように
構成された本発明の力率改善コンバータについて、図２
及び図３を用いてその動作を説明する。
コンバータを示す回路図である。図１において、交流電
源１からの交流電圧を整流回路２で全波整流した脈流電
圧を、トランジスタ４とチョークコイル５と出力コンデ
ンサ６とダイオード７からなるスイッチングコンバータ
９に与えるようにしている。３は平滑コンデンサで、整
流回路２に流れる電流を平滑する。制御駆動回路１０
は、チョークコイル５内に巻回した検出巻線１１０と検
出回路１１１とコンデンサ１２と基準電圧源１３とトリ
ガ回路１４と充放電回路１５とパルス幅制御回路１６と
検出抵抗１７とで構成される。検出巻線１１０と検出回
路１１１とでチョーク電圧検出回路１１を構成し、チョ
ークコイル５の磁束は、検出巻線１１０の電圧として検
出回路１１１によって検出する。チョーク電圧検出回路
１１から出力される第１の信号はトリガ回路１４に入力
される。トリガ回路１４から出力される第２の信号は充
放電回路１５及びパルス幅制御回路１６に入力される。
充放電回路１５は第２の信号に従ってコンデンサ１２を
充放電する。コンデンサ１２の電圧はトリガ回路１４に
よって基準電圧源１３の基準電圧と比較される。パルス
幅制御回路１６は、整流回路２の出力電圧と出力コンデ
ンサ６の電圧を検出し、さらにスイッチング手段４に流
れる電流を検出抵抗１７によって検出し、所定のオンオ
フ時間でスイッチング手段４を駆動する。以上のように
構成された本発明の力率改善コンバータについて、図２
及び図３を用いてその動作を説明する。
【００１４】図２は図１に示した制御駆動回路１０の要
部詳細回路図である。図３は図１に示した力率改善コン
バータの要部動作波形図である。図３において、（ａ）
は交流電源１の交流電圧を全波整流した整流回路２の出
力電圧である。（ｂ）はチョークコイル５に流れる電流
であり、重負荷時と軽負荷時の２通りのものを示す。ス
イッチング手段４がオンの時、チョークコイル５には整
流回路２の出力電圧の瞬時値が印加され、電流がゼロか
ら直線的に増加し、電磁エネルギーが蓄積されていく。
スイッチング手段４がオフすると、チョークコイル５の
電圧は反転し、ダイオード７が導通する。チョークコイ
ル５には出力コンデンサ６の電圧と整流回路２の出力電
圧の瞬時値との差が印加され、直線的に減少する電流が
ダイオード７を介して出力コンデンサ６を充電し、電磁
エネルギーが放出されていく。この時チョークコイル５
に発生しているフライバック電圧を検出巻線１１０に発
生する電圧として検出回路１１１は入力される。（ｃ）
は検出巻線１１０の電圧である。（ｃ）以下、左側に重
負荷時、右側に軽負荷時の波形を示した。検出回路１１
１は例えば図２のようにコンパレータ１１２と第１の基
準電圧源１１３とワンショット回路１１４を有し、検出
巻線１１０に発生するフライバック電圧がゼロ電位近く
に設定された所定値を下回ると、（ｄ）に示すようなワ
ンショットパルスの第１の信号を出力する。第１の信号
を入力されたトリガ回路１４は（ｆ）に示すようなワン
ショットパルスの第２の信号を出力する。第２の信号を
入力された充放電回路１５は、例えば図２に示すように
トランジスタ１５３がオンしてコンデンサ１２をゼロ電
位近辺まで急速に放電する。次にトランジスタ１５３が
オフすると、定電流源１５０を介して定電流充電を開始
する。コンデンサ１２の電圧はやがて基準電圧現３の基
準電圧を越え、ツェナーダイオード１５１の電位にクラ
ンプされる。以上のように充放電されるコンデンサ１２
の電圧を（ｅ）に示す。コンデンサ１２の電圧は、例え
ば図２に示したようにトリガ回路１４のコンパレータ１
４１によって基準電圧源１３の基準電圧と比較される。
コンパレータ１４１の出力が"Ｈ"の時、即ちコンデンサ
１２の電圧が基準電圧より低い時はトランジスタ１４２
がオンしており、入力される第１の信号を無視する。コ
ンデンサ１２の電圧が基準電圧より高い時はトランジス
タ１４２はオフしているので、第１の信号が入力される
とフリップフロップ１４０の出力は反転し、第２の信号
を出力する。しかし充放電回路１５によってコンデンサ
１２の電圧はすぐに放電されるため、トランジスタ１４
２もすぐにオンし、フリップフロップ１４０の出力は再
び反転する。以上の動作から第２の信号はワンショット
パルスとなる。パルス幅制御回路１６は（ｇ）に示すよ
うに、第２の信号が入力されるとスイッチング手段４を
オンする駆動信号を出力する。検出抵抗１７はスイッチ
ング手段４に流れる電流を検出し、電流検出電圧を出力
する。パルス幅制御回路１６は、出力コンデンサ６の電
圧を安定化するように、整流回路２の出力電圧の瞬時値
に比例した制限電圧を設定し、電流検出電圧が制限値に
達するとスイッチング手段４をオフする。以上の制限電
圧と電流検出電圧を（ｈ）に示す。パルス幅制御回路１
６は従来の力率改善コンバータ用制御回路に一般に用い
られている回路であり、本発明を特徴づけるものではな
いのでこれ以上の説明は省略する。チョークコイル５を
流れる電流のピーク値は整流回路２の出力電圧に比例
し、これが平滑コンデンサ３によって平滑された入力電
流は、交流電源１の出力する交流電圧波形に比例した正
弦波状となるのである。
部詳細回路図である。図３は図１に示した力率改善コン
バータの要部動作波形図である。図３において、（ａ）
は交流電源１の交流電圧を全波整流した整流回路２の出
力電圧である。（ｂ）はチョークコイル５に流れる電流
であり、重負荷時と軽負荷時の２通りのものを示す。ス
イッチング手段４がオンの時、チョークコイル５には整
流回路２の出力電圧の瞬時値が印加され、電流がゼロか
ら直線的に増加し、電磁エネルギーが蓄積されていく。
スイッチング手段４がオフすると、チョークコイル５の
電圧は反転し、ダイオード７が導通する。チョークコイ
ル５には出力コンデンサ６の電圧と整流回路２の出力電
圧の瞬時値との差が印加され、直線的に減少する電流が
ダイオード７を介して出力コンデンサ６を充電し、電磁
エネルギーが放出されていく。この時チョークコイル５
に発生しているフライバック電圧を検出巻線１１０に発
生する電圧として検出回路１１１は入力される。（ｃ）
は検出巻線１１０の電圧である。（ｃ）以下、左側に重
負荷時、右側に軽負荷時の波形を示した。検出回路１１
１は例えば図２のようにコンパレータ１１２と第１の基
準電圧源１１３とワンショット回路１１４を有し、検出
巻線１１０に発生するフライバック電圧がゼロ電位近く
に設定された所定値を下回ると、（ｄ）に示すようなワ
ンショットパルスの第１の信号を出力する。第１の信号
を入力されたトリガ回路１４は（ｆ）に示すようなワン
ショットパルスの第２の信号を出力する。第２の信号を
入力された充放電回路１５は、例えば図２に示すように
トランジスタ１５３がオンしてコンデンサ１２をゼロ電
位近辺まで急速に放電する。次にトランジスタ１５３が
オフすると、定電流源１５０を介して定電流充電を開始
する。コンデンサ１２の電圧はやがて基準電圧現３の基
準電圧を越え、ツェナーダイオード１５１の電位にクラ
ンプされる。以上のように充放電されるコンデンサ１２
の電圧を（ｅ）に示す。コンデンサ１２の電圧は、例え
ば図２に示したようにトリガ回路１４のコンパレータ１
４１によって基準電圧源１３の基準電圧と比較される。
コンパレータ１４１の出力が"Ｈ"の時、即ちコンデンサ
１２の電圧が基準電圧より低い時はトランジスタ１４２
がオンしており、入力される第１の信号を無視する。コ
ンデンサ１２の電圧が基準電圧より高い時はトランジス
タ１４２はオフしているので、第１の信号が入力される
とフリップフロップ１４０の出力は反転し、第２の信号
を出力する。しかし充放電回路１５によってコンデンサ
１２の電圧はすぐに放電されるため、トランジスタ１４
２もすぐにオンし、フリップフロップ１４０の出力は再
び反転する。以上の動作から第２の信号はワンショット
パルスとなる。パルス幅制御回路１６は（ｇ）に示すよ
うに、第２の信号が入力されるとスイッチング手段４を
オンする駆動信号を出力する。検出抵抗１７はスイッチ
ング手段４に流れる電流を検出し、電流検出電圧を出力
する。パルス幅制御回路１６は、出力コンデンサ６の電
圧を安定化するように、整流回路２の出力電圧の瞬時値
に比例した制限電圧を設定し、電流検出電圧が制限値に
達するとスイッチング手段４をオフする。以上の制限電
圧と電流検出電圧を（ｈ）に示す。パルス幅制御回路１
６は従来の力率改善コンバータ用制御回路に一般に用い
られている回路であり、本発明を特徴づけるものではな
いのでこれ以上の説明は省略する。チョークコイル５を
流れる電流のピーク値は整流回路２の出力電圧に比例
し、これが平滑コンデンサ３によって平滑された入力電
流は、交流電源１の出力する交流電圧波形に比例した正
弦波状となるのである。
【００１５】一旦スイッチング手段４がオンされると、
スイッチング手段４がオフしてチョークコイル５の電磁
エネルギーが放出されチョーク電圧検出回路１１から第
１の信号が出力されても、ゼロ電位まで放電されたコン
デンサ１２が基準電圧に充電されるまでの期間は、トリ
ガ回路１４は第２の信号を出力しない。コンデンサ１２
の静電容量をＣ、充電電流をIc、基準電圧をErとする
と、この期間Tminは、Tmin＝Ｃ・Ei／Ic で表され、最
小スイッチング周期として設定されるのである。最小ス
イッチング周期の後、チョーク電圧検出回路１１から第
１の信号が出力されると、トリガ回路１４は第２の信号
を出力し、パルス幅制御回路１６は駆動信号を立ち上
げ、スイッチング手段４を再びオンする。一方、負荷８
が重くてスイッチング周期の長い時には従来通りの臨界
モード型力率改善コンバータとして動作する。
スイッチング手段４がオフしてチョークコイル５の電磁
エネルギーが放出されチョーク電圧検出回路１１から第
１の信号が出力されても、ゼロ電位まで放電されたコン
デンサ１２が基準電圧に充電されるまでの期間は、トリ
ガ回路１４は第２の信号を出力しない。コンデンサ１２
の静電容量をＣ、充電電流をIc、基準電圧をErとする
と、この期間Tminは、Tmin＝Ｃ・Ei／Ic で表され、最
小スイッチング周期として設定されるのである。最小ス
イッチング周期の後、チョーク電圧検出回路１１から第
１の信号が出力されると、トリガ回路１４は第２の信号
を出力し、パルス幅制御回路１６は駆動信号を立ち上
げ、スイッチング手段４を再びオンする。一方、負荷８
が重くてスイッチング周期の長い時には従来通りの臨界
モード型力率改善コンバータとして動作する。
【００１６】以上のように本実施の形態によれば、重負
荷時のスイッチング周期の長い時には従来通りの臨界モ
ード型力率改善コンバータとして動作するが、軽負荷に
なりスイッチング周期が短くなろうとしても、最小スイ
ッチング周期に至るとそれより短くならず、動作は臨界
モードから不連続モードに変わる。
荷時のスイッチング周期の長い時には従来通りの臨界モ
ード型力率改善コンバータとして動作するが、軽負荷に
なりスイッチング周期が短くなろうとしても、最小スイ
ッチング周期に至るとそれより短くならず、動作は臨界
モードから不連続モードに変わる。
【００１７】尚、以上の説明では、トリガ回路１４はコ
ンデンサ１２の電圧が基準電圧より高い時に第1の信号
が入力されると第２の信号を出力し、充放電回路１５は
第２の信号を入力されるとコンデンサ１２を放電した後
充電するとしてきたが、最小スイッチング周期を設定す
るのに、コンデンサ１２の充放電時定数を利用できれば
よい。従ってトリガ回路１４はコンデンサ１２の電圧が
基準電圧より低い時に第1の信号が入力されると第２の
信号を出力し、充放電回路１５は第２の信号を入力され
るとコンデンサ１２を充電した後放電するとしてもよい
ことは言うまでもあるまい。
ンデンサ１２の電圧が基準電圧より高い時に第1の信号
が入力されると第２の信号を出力し、充放電回路１５は
第２の信号を入力されるとコンデンサ１２を放電した後
充電するとしてきたが、最小スイッチング周期を設定す
るのに、コンデンサ１２の充放電時定数を利用できれば
よい。従ってトリガ回路１４はコンデンサ１２の電圧が
基準電圧より低い時に第1の信号が入力されると第２の
信号を出力し、充放電回路１５は第２の信号を入力され
るとコンデンサ１２を充電した後放電するとしてもよい
ことは言うまでもあるまい。
【００１８】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、負荷が軽
くなりスイッチング周期が短くなろうとしても、最小ス
イッチング周期に至るとそれより短くならい、即ち、ス
イッチング周波数の高周波化が抑制され、動作が安定す
るという有利な効果が得られる。
くなりスイッチング周期が短くなろうとしても、最小ス
イッチング周期に至るとそれより短くならい、即ち、ス
イッチング周波数の高周波化が抑制され、動作が安定す
るという有利な効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１における力率改善コンバ
ータを示す回路構成図
ータを示す回路構成図
【図２】本発明の実施の形態１における力率改善コンバ
ータの制御駆動回路１０の要部細図
ータの制御駆動回路１０の要部細図
【図３】本発明の実施の形態１における力率改善コンバ
ータの要部波形図
ータの要部波形図
【図４】従来の力率改善コンバータを示す回路構成図
【図５】従来の力率改善コンバータを示す回路構成図
【図６】従来の力率改善コンバータの要部波形図
１ 交流電源 ２ 整流回路 ３ 平滑コンデンサ ４ スイッチング手段 ５ チョークコイル ６ 出力コンデンサ ７ ダイオード ８ 負荷 ９ スイッチングコンバータ １０ 制御駆動回路 １１ チョーク電圧検出回路 １２ コンデンサ １３ 基準電圧源 １４ トリガ回路 １５ 充放電回路 １６ パルス幅制御回路 １７ 検出抵抗
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１２年１月１９日（２０００．１．１
９）
９）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 神谷 博紀 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 5H006 AA02 AA03 CA01 CA07 CA12 CB01 CC02 DA02 DA04 DC02 DC05
Claims (4)
- 【請求項１】 スイッチング周波数が変動するスイッチ
ングコンバータからなり、交流電圧を入力され、入力電
流波形を整形しながら直流電圧を出力する力率改善コン
バータにおいて、スイッチング周期に最小値を設定でき
る機能を有する力率改善コンバータ。 - 【請求項２】 交流電圧を入力される整流回路、前記整
流回路の出力に接続されるチョークコイルとスイッチン
グ手段とダイオードと出力コンデンサから構成されるス
イッチングコンバータ、及び前記スイッチング手段を所
定のオンオフ時間で駆動する制御駆動回路とから構成さ
れる力率改善コンバータにおいて、前記制御駆動回路
は、 前記チョークコイルの電圧を検出し、前記スイッチング
手段がオフの時に発生している電圧が所定値を下回ると
第１の信号を出力するチョーク電圧検出回路、コンデン
サ、 基準電圧を出力する基準電圧源、 前記第1の信号と前記コンデンサの電圧と前記基準電圧
が入力され、前記コンデンサの電圧が前記基準電圧より
高い時に前記第1の信号が入力されると、第２の信号を
出力するトリガ回路、 前記第２の信号を入力されると前記コンデンサを放電し
た後充電する充放電回路、 前記第２の信号を入力されると、前記スイッチング手段
をオンし、前記出力コンデンサ電圧を安定化するような
オン時間後に前記スイッチング手段をオフする駆動信号
を出力するパルス幅制御回路を有することを特徴とする
力率改善コンバータ。 - 【請求項３】 前記充放電回路は、前記第２の信号を入
力されると前記コンデンサを急速にゼロ電位まで放電し
た後、定電流充電する機能を有する請求項２記載の力率
改善コンバータ。 - 【請求項４】 前記トリガ回路は、前記コンデンサの電
圧が前記基準電圧より低い時に前記第1の信号が入力さ
れると、第２の信号を出力し、 前記充放電回路は、前記第２の信号を入力されると前記
コンデンサを充電した後放電する請求項２記載の力率改
善コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11096300A JP3070598B1 (ja) | 1999-04-02 | 1999-04-02 | 力率改善コンバ―タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11096300A JP3070598B1 (ja) | 1999-04-02 | 1999-04-02 | 力率改善コンバ―タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP3070598B1 JP3070598B1 (ja) | 2000-07-31 |
| JP2000295854A true JP2000295854A (ja) | 2000-10-20 |
Family
ID=14161193
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11096300A Expired - Fee Related JP3070598B1 (ja) | 1999-04-02 | 1999-04-02 | 力率改善コンバ―タ |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3070598B1 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100385618B1 (ko) * | 2000-12-30 | 2003-05-28 | 삼성전기주식회사 | 저손실 역률보상 스위칭 회로 |
| JP5443364B2 (ja) * | 2008-09-01 | 2014-03-19 | 三菱電機株式会社 | コンバータ回路、並びにそれを備えたモータ駆動制御装置、空気調和機、冷蔵庫、及び誘導加熱調理器 |
| JP2016119830A (ja) * | 2014-12-22 | 2016-06-30 | 三菱電機株式会社 | 光源点灯装置及び照明器具 |
| JP2018064410A (ja) * | 2016-10-14 | 2018-04-19 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014046012A1 (ja) | 2012-09-21 | 2014-03-27 | ダイキン工業株式会社 | 直接形電力変換装置の制御方法 |
-
1999
- 1999-04-02 JP JP11096300A patent/JP3070598B1/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100385618B1 (ko) * | 2000-12-30 | 2003-05-28 | 삼성전기주식회사 | 저손실 역률보상 스위칭 회로 |
| JP5443364B2 (ja) * | 2008-09-01 | 2014-03-19 | 三菱電機株式会社 | コンバータ回路、並びにそれを備えたモータ駆動制御装置、空気調和機、冷蔵庫、及び誘導加熱調理器 |
| US8817506B2 (en) | 2008-09-01 | 2014-08-26 | Mitsubishi Electric Corporation | Converter circuit, and motor drive control apparatus, air-conditioner, refrigerator, and induction heating cooker provided with the circuit |
| JP2016119830A (ja) * | 2014-12-22 | 2016-06-30 | 三菱電機株式会社 | 光源点灯装置及び照明器具 |
| JP2018064410A (ja) * | 2016-10-14 | 2018-04-19 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
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| JP3070598B1 (ja) | 2000-07-31 |
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