JP2000258216A - 感熱式流量計 - Google Patents
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- G01F1/68—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using thermal effects
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- A01G9/021—Pots formed in one piece; Materials used therefor
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- B29C45/0001—Injection moulding, i.e. forcing the required volume of moulding material through a nozzle into a closed mould; Apparatus therefor characterised by the choice of material
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電源電圧印加直後の出力誤差を抑え、目標信
号到達時間を短くする。 【解決手段】 流体温度を測定する第１感熱素子１と流
体によって冷却される第２感熱素子２との電位差を増幅
するオペアンプ７の非反転入力端子に、オフセット電圧
ΔＥを電源電圧印加時に変化させるフィルター回路を内
蔵した電流源９を設け、フィルター回路の時定数を前記
第２感熱素子が発熱する熱時定数と同じにした。
号到達時間を短くする。 【解決手段】 流体温度を測定する第１感熱素子１と流
体によって冷却される第２感熱素子２との電位差を増幅
するオペアンプ７の非反転入力端子に、オフセット電圧
ΔＥを電源電圧印加時に変化させるフィルター回路を内
蔵した電流源９を設け、フィルター回路の時定数を前記
第２感熱素子が発熱する熱時定数と同じにした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は感熱素子を用いて
流体の流量を検出する感熱式流量計に関するものであ
る。
流体の流量を検出する感熱式流量計に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】自動車のエンジンの電子制御式燃料噴射
装置において、空燃比制御のためエンジンへの吸入空気
量を精度良く計測することが重要であり、この空気流量
検出装置に感熱式流量計が用いられている。空気などの
流体の流量を検出する素子は、セラミック基板上に白金
等の感温抵抗膜または白金線を巻いて２つの感熱素子が
形成され、この感熱素子の抵抗の温度による変化を利用
して、第１感熱素子で流体温度を検出し、第２感熱素子
の温度が上記第１感熱素子の温度より一定温度高くなる
ように第２感熱素子へ電流を供給する。第２感熱素子が
流体の流れによって冷却されると温度を一定に保つよう
に供給される電流が増加し、この電流値の変化から流速
を測定する。このような制御方式を定温度差制御方式ま
たは定温度制御方式と呼んでいる。
装置において、空燃比制御のためエンジンへの吸入空気
量を精度良く計測することが重要であり、この空気流量
検出装置に感熱式流量計が用いられている。空気などの
流体の流量を検出する素子は、セラミック基板上に白金
等の感温抵抗膜または白金線を巻いて２つの感熱素子が
形成され、この感熱素子の抵抗の温度による変化を利用
して、第１感熱素子で流体温度を検出し、第２感熱素子
の温度が上記第１感熱素子の温度より一定温度高くなる
ように第２感熱素子へ電流を供給する。第２感熱素子が
流体の流れによって冷却されると温度を一定に保つよう
に供給される電流が増加し、この電流値の変化から流速
を測定する。このような制御方式を定温度差制御方式ま
たは定温度制御方式と呼んでいる。
【０００３】この感熱式流量計において、第１，２感熱
素子と複数の固定抵抗とでブリッジ回路を構成し、この
ブリッジ回路を演算増幅器（オペアンプ）で制御するも
のが公知となっており、このオペアンプのオフセット電
圧を所定値とすることで、ブリッジ回路の応答性および
安定性を管理する技術が知られている。
素子と複数の固定抵抗とでブリッジ回路を構成し、この
ブリッジ回路を演算増幅器（オペアンプ）で制御するも
のが公知となっており、このオペアンプのオフセット電
圧を所定値とすることで、ブリッジ回路の応答性および
安定性を管理する技術が知られている。
【０００４】例えば図１０は、従来の感熱式流量計の一
例を示す回路図であり、図３（ｃ）は、従来の感熱式流
量計に電源電圧を印加した時の出力Ｂの波形を示したグ
ラフである。図１０において、電源電圧を印加する端子
Ｔがトランジスタ８のコレクタに接続され、エミッタが
第１感熱素子１の一端と第２感熱素子２の一端とに接続
され、第１感熱素子１の他端が固定抵抗３の一端に接続
され、固定抵抗３の他端が固定抵抗４の一端とオペアン
プ７の反転入力端子とに接続され、固定抵抗４の他端が
接地されている。第２感熱素子２の他端は、ブリッジ回
路の出力（Ｖ５）であり、固定抵抗５の一端に接続さ
れ、直流オフセット電圧３３を介してオペアンプ７の非
反転入力端子に接続される。オペアンプ７の出力がトラ
ンジスタ８のベースに接続され、ブリッジ回路を平衡に
保つように電源からトランジスタ８を介して電流が供給
されるものである。上記第１感熱素子１は、ブリッジ分
岐Ａに接続され、第２感熱素子２は、ブリッジ分岐Ｂに
接続される。また、第１，２感熱素子１，２は、上記セ
ラミック基板上のそれぞれの所定位置に設置される。
例を示す回路図であり、図３（ｃ）は、従来の感熱式流
量計に電源電圧を印加した時の出力Ｂの波形を示したグ
ラフである。図１０において、電源電圧を印加する端子
Ｔがトランジスタ８のコレクタに接続され、エミッタが
第１感熱素子１の一端と第２感熱素子２の一端とに接続
され、第１感熱素子１の他端が固定抵抗３の一端に接続
され、固定抵抗３の他端が固定抵抗４の一端とオペアン
プ７の反転入力端子とに接続され、固定抵抗４の他端が
接地されている。第２感熱素子２の他端は、ブリッジ回
路の出力（Ｖ５）であり、固定抵抗５の一端に接続さ
れ、直流オフセット電圧３３を介してオペアンプ７の非
反転入力端子に接続される。オペアンプ７の出力がトラ
ンジスタ８のベースに接続され、ブリッジ回路を平衡に
保つように電源からトランジスタ８を介して電流が供給
されるものである。上記第１感熱素子１は、ブリッジ分
岐Ａに接続され、第２感熱素子２は、ブリッジ分岐Ｂに
接続される。また、第１，２感熱素子１，２は、上記セ
ラミック基板上のそれぞれの所定位置に設置される。
【０００５】動作を説明すると、空気の流量が増加する
と、この空気の流体中に設置された第２感熱素子２が冷
却され、抵抗値が小さくなるために前記第２感熱素子２
と固定抵抗５の接続点の電位が上がる。この電圧変化に
より、オペアンプ７の非反転入力電圧が上がるために出
力電圧が上がり、トランジスタ８を通してブリッジ回路
に電流が供給され、この電流で第２感熱素子２が発熱
し、第２感熱素子２の温度は、第１感熱素子１の温度と
の間で一定温度差に保持される。一般に、オペアンプ７
は１次遅れ特性を有し、また第２感熱素子２も熱的遅れ
を伴うため定温度差制御回路は２次遅れの様相を呈す
る。前記直流オフセット電圧３３は２次遅れの系を安定
に動作させるために設けられており、全流量範囲で回路
が安定に動作するよう調整されている。
と、この空気の流体中に設置された第２感熱素子２が冷
却され、抵抗値が小さくなるために前記第２感熱素子２
と固定抵抗５の接続点の電位が上がる。この電圧変化に
より、オペアンプ７の非反転入力電圧が上がるために出
力電圧が上がり、トランジスタ８を通してブリッジ回路
に電流が供給され、この電流で第２感熱素子２が発熱
し、第２感熱素子２の温度は、第１感熱素子１の温度と
の間で一定温度差に保持される。一般に、オペアンプ７
は１次遅れ特性を有し、また第２感熱素子２も熱的遅れ
を伴うため定温度差制御回路は２次遅れの様相を呈す
る。前記直流オフセット電圧３３は２次遅れの系を安定
に動作させるために設けられており、全流量範囲で回路
が安定に動作するよう調整されている。
【０００６】第２感熱素子２における発熱は、空気中へ
の熱伝達され、それ以外にこの発熱は第２感熱素子２を
支持する支持部へ熱伝導し損失として消費される。電源
電圧を印加した場合には、この支持部への熱伝導損失が
無視できず、この熱伝導が長い時間をかけて徐々に変化
する特性を持つ。例えば、電源電圧を印加した場合、図
３（ａ）の出力Ｂに示すように流量信号は最終流量より
少し高い流量レベルから徐々に最終流量に到達する傾向
を示す。
の熱伝達され、それ以外にこの発熱は第２感熱素子２を
支持する支持部へ熱伝導し損失として消費される。電源
電圧を印加した場合には、この支持部への熱伝導損失が
無視できず、この熱伝導が長い時間をかけて徐々に変化
する特性を持つ。例えば、電源電圧を印加した場合、図
３（ａ）の出力Ｂに示すように流量信号は最終流量より
少し高い流量レベルから徐々に最終流量に到達する傾向
を示す。
【０００７】一方、流量が急激に変化する場合も同様に
支持部への熱伝導損失の影響を受けるため応答性が遅く
なることが知られている。応答性を早くする従来例とし
て、例えば図１１は特開平７−６３５８８号広報に示さ
れている感熱式流量計の定温度差制御回路の回路図であ
り、図１０の回路と比べると、第２感熱素子２と固定抵
抗５のブリッジ回路出力に微分回路３４が接続され、こ
の出力側が２つに分かれて比較器３５，３６が接続さ
れ、それぞれ出力が合成され定電流回路３７が接続さ
れ、この出力がオペアンプ７の非反転入力端子に接続さ
れる。この非反転入力端子に固定抵抗６の一端が接続さ
れ、固定抵抗６の他端が第２感熱素子２と固定抵抗５の
出力に接続されてループが形成され、オペアンプ７の非
反転入力端子に定電流回路３８の出力が接続される。こ
の定電流回路３８は、電源から抵抗分割された電圧Ｖｃ
ｃで駆動され、上記ループのフィードバック制御で定電
流回路３８が制御されオフセット電圧ΔＥを供給するも
のである。流量が急激に変化したときには、このオフセ
ット電圧ΔＥを流量変動信号に応じてフィードバック制
御を行い一時的に変化させるようにすることにより、応
答性を速くするものである。
支持部への熱伝導損失の影響を受けるため応答性が遅く
なることが知られている。応答性を早くする従来例とし
て、例えば図１１は特開平７−６３５８８号広報に示さ
れている感熱式流量計の定温度差制御回路の回路図であ
り、図１０の回路と比べると、第２感熱素子２と固定抵
抗５のブリッジ回路出力に微分回路３４が接続され、こ
の出力側が２つに分かれて比較器３５，３６が接続さ
れ、それぞれ出力が合成され定電流回路３７が接続さ
れ、この出力がオペアンプ７の非反転入力端子に接続さ
れる。この非反転入力端子に固定抵抗６の一端が接続さ
れ、固定抵抗６の他端が第２感熱素子２と固定抵抗５の
出力に接続されてループが形成され、オペアンプ７の非
反転入力端子に定電流回路３８の出力が接続される。こ
の定電流回路３８は、電源から抵抗分割された電圧Ｖｃ
ｃで駆動され、上記ループのフィードバック制御で定電
流回路３８が制御されオフセット電圧ΔＥを供給するも
のである。流量が急激に変化したときには、このオフセ
ット電圧ΔＥを流量変動信号に応じてフィードバック制
御を行い一時的に変化させるようにすることにより、応
答性を速くするものである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来の技術では、電源
電圧を印加し感熱素子１，２が発熱すると、支持部へ熱
伝導したあとに所定の温度に安定するので目標信号に到
達するまでの時間がかかり、電源電圧印加時の安定性が
悪くなり、安定するまでの間に出力誤差が発生するとい
う問題がある。また、特開平７−６３５８８号広報に示
されるものは、オフセット電圧ΔＥを流量変動信号に応
じて一時的に変化させるようにすることにより、応答牲
を速くしているが、支持部に熱伝導したあとに安定する
ので電源電圧印加時の出力誤差の影響は解消されない。
しかも、応答性が速い感熱素子１，２を使用した場合、
流量信号に応じてオフセット電圧ΔＥを一時的に変化さ
せようとするとフィードバック制御のため発振しやすく
なり、電源電圧印加時に特に発振しやすくなるという問
題がある。
電圧を印加し感熱素子１，２が発熱すると、支持部へ熱
伝導したあとに所定の温度に安定するので目標信号に到
達するまでの時間がかかり、電源電圧印加時の安定性が
悪くなり、安定するまでの間に出力誤差が発生するとい
う問題がある。また、特開平７−６３５８８号広報に示
されるものは、オフセット電圧ΔＥを流量変動信号に応
じて一時的に変化させるようにすることにより、応答牲
を速くしているが、支持部に熱伝導したあとに安定する
ので電源電圧印加時の出力誤差の影響は解消されない。
しかも、応答性が速い感熱素子１，２を使用した場合、
流量信号に応じてオフセット電圧ΔＥを一時的に変化さ
せようとするとフィードバック制御のため発振しやすく
なり、電源電圧印加時に特に発振しやすくなるという問
題がある。
【０００９】本発明は前記のような問題点を解消するた
めになされたものでフィードバック制御を行わずに電源
電圧印加直後の出力誤差を抑え、また、目標信号到達時
間を短くすることを目的とする。
めになされたものでフィードバック制御を行わずに電源
電圧印加直後の出力誤差を抑え、また、目標信号到達時
間を短くすることを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の請求項１に記載
の感熱式流量計は、前記差動増幅器の入力回路にオフセ
ット電圧を供給する電流源を設けるとともに、電源電圧
印加時に前記オフセット電圧を一時的に変化させるオフ
セット電圧変化手段を設けたものである。
の感熱式流量計は、前記差動増幅器の入力回路にオフセ
ット電圧を供給する電流源を設けるとともに、電源電圧
印加時に前記オフセット電圧を一時的に変化させるオフ
セット電圧変化手段を設けたものである。
【００１１】本発明の請求項２に記載の感熱式流量計
は、前記オフセット電圧変化手段は、電源電圧印加時に
前記オフセット電圧を加算し、徐々に加算量を減少する
ものである。
は、前記オフセット電圧変化手段は、電源電圧印加時に
前記オフセット電圧を加算し、徐々に加算量を減少する
ものである。
【００１２】本発明の請求項３に記載の感熱式流量計
は、前記オフセット電圧変化手段は、電源電圧印加時に
前記オフセット電圧を減算し、徐々に減算量を減少する
ものである。
は、前記オフセット電圧変化手段は、電源電圧印加時に
前記オフセット電圧を減算し、徐々に減算量を減少する
ものである。
【００１３】本発明の請求項４に記載の感熱式流量計
は、前記オフセット電圧変化手段を１次のフィルター回
路で構成し、このフィルター回路の時定数を前記第２感
熱素子が発熱する熱時定数とほぼ同じに設定したもので
ある。
は、前記オフセット電圧変化手段を１次のフィルター回
路で構成し、このフィルター回路の時定数を前記第２感
熱素子が発熱する熱時定数とほぼ同じに設定したもので
ある。
【００１４】本発明の請求項５に記載の感熱式流量計
は、前記オフセット電圧変化手段を２次以上の高次フィ
ルター回路で構成し、このフィルター回路の時定数を前
記第２感熱素子が発熱する熱時定数とほぼ同じに設定し
たものである。
は、前記オフセット電圧変化手段を２次以上の高次フィ
ルター回路で構成し、このフィルター回路の時定数を前
記第２感熱素子が発熱する熱時定数とほぼ同じに設定し
たものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面に基づき説明する。
て図面に基づき説明する。
【００１６】実施の形態１．図１は、本発明の実施の形
態１に係わる感熱式流量計の定温度差制御回路の一例を
示す回路図であり、図２は電流源の回路図、図３は電源
電圧，オフセット電圧，出力波形を示すグラフであり、
図１０ないし図１１と同じものは同一符号を用いてい
る。この場合、１は流体温度検出用の第１感熱素子、２
は加熱電流の供給により発熱する第２感熱素子、３，
４，５，６は固定抵抗である。感熱素子１，２、固定抵
抗３，４，５，６でブリッジ回路を構成している。７は
上記ブリッジ回路の不平衡電圧を増幅する差動増幅器と
してのオペアンプ、８はブリッジ回路に電流を供給する
ための電力増幅器であるトランジスタ、９は出力がオペ
アンプ７の非反転入力端子に接続され、オフセット電圧
変化手段としてのフィルター回路を内蔵した電流源であ
り、電源電圧が印加されると同じタイミングでＯＮする
電圧Ｖｃｃで駆動されており、オペアンプ７の非反転入
力端子に接続された固定抵抗６（抵抗値Ｒ６）に上記フ
ィルター回路で電流値が制御されたソース電流Ｉ９が流
れて前記オペアンプ７の非反転入力端子にオフセット電
圧ΔＥ（Ｉ９×Ｒ６）を供給する。
態１に係わる感熱式流量計の定温度差制御回路の一例を
示す回路図であり、図２は電流源の回路図、図３は電源
電圧，オフセット電圧，出力波形を示すグラフであり、
図１０ないし図１１と同じものは同一符号を用いてい
る。この場合、１は流体温度検出用の第１感熱素子、２
は加熱電流の供給により発熱する第２感熱素子、３，
４，５，６は固定抵抗である。感熱素子１，２、固定抵
抗３，４，５，６でブリッジ回路を構成している。７は
上記ブリッジ回路の不平衡電圧を増幅する差動増幅器と
してのオペアンプ、８はブリッジ回路に電流を供給する
ための電力増幅器であるトランジスタ、９は出力がオペ
アンプ７の非反転入力端子に接続され、オフセット電圧
変化手段としてのフィルター回路を内蔵した電流源であ
り、電源電圧が印加されると同じタイミングでＯＮする
電圧Ｖｃｃで駆動されており、オペアンプ７の非反転入
力端子に接続された固定抵抗６（抵抗値Ｒ６）に上記フ
ィルター回路で電流値が制御されたソース電流Ｉ９が流
れて前記オペアンプ７の非反転入力端子にオフセット電
圧ΔＥ（Ｉ９×Ｒ６）を供給する。
【００１７】電源電圧を印加した直後には、第２感熱素
子２が所定抵抗値に安定するまでに時間（熱時定数）が
かかるので、第２感熱素子２の電圧は熱的遅れを生じて
所定値に到達し、この間ではブリッジ回路の出力Ｖ５が
変動し誤差が発生するので、この変動をキャンセルする
ように、上記熱時定数にあらかじめフィルタ回路の時定
数τを調整して設定しておき、電流源９で電流Ｉ９を固
定抵抗６に供給してオフセット電圧ΔＥを形成し、この
オフセット電圧ΔＥを第２感熱素子２の電圧Ｖ５に加え
てオペアンプ７に供給して、ブリッジ回路出力Ｖ５の電
圧変動を打ち消して、オペアンプ７によるフイードバッ
ク制御を行わずに電源電圧投入時の出力誤差をなくすも
のである。出力誤差が発生せずに、すぐにブリッジ回路
の出力Ｖ５が目標信号に到達するので、目標信号までに
安定する到達時間を短くすることができる。
子２が所定抵抗値に安定するまでに時間（熱時定数）が
かかるので、第２感熱素子２の電圧は熱的遅れを生じて
所定値に到達し、この間ではブリッジ回路の出力Ｖ５が
変動し誤差が発生するので、この変動をキャンセルする
ように、上記熱時定数にあらかじめフィルタ回路の時定
数τを調整して設定しておき、電流源９で電流Ｉ９を固
定抵抗６に供給してオフセット電圧ΔＥを形成し、この
オフセット電圧ΔＥを第２感熱素子２の電圧Ｖ５に加え
てオペアンプ７に供給して、ブリッジ回路出力Ｖ５の電
圧変動を打ち消して、オペアンプ７によるフイードバッ
ク制御を行わずに電源電圧投入時の出力誤差をなくすも
のである。出力誤差が発生せずに、すぐにブリッジ回路
の出力Ｖ５が目標信号に到達するので、目標信号までに
安定する到達時間を短くすることができる。
【００１８】図２は上記電流源９の内部構成を示し、オ
ペアンプ１０、トランジスタ１１，１２、固定抵抗１
３，１４，１５，１６，１７およびコンデンサ１８によ
り構成されており、固定抵抗１７とコンデンサ１８とか
ら１次のフィルタ回路が構成されるもので、電圧Ｖｃｃ
が供給される端子に、固定抵抗１３の一端が接続され、
他端が固定抵抗１４の一端に接続され、他端が接地さ
れ、固定抵抗１３，１４の間は、オペアンプ１０の非反
転入力端子に接続されている。電圧Ｖｃｃが供給される
端子に、固定抵抗１６の一端が接続され、他端は固定抵
抗１５の一端に接続され、他端はオペアンプ１０の反転
入力端子に接続されている。固定抵抗１６の他端は、固
定抵抗１７の一端に接続され、他端がコンデンサ１８の
一端に接続され、他端が接地される。固定抵抗１６の他
端は、トランジスタ１２のエミッタに接続され、このベ
ースはトランジスタ１１のエミッタに接続され、このベ
ースはオペアンプ１０の出力に接続されている。トラン
ジスタ１１，１２のそれぞれのコレクタ端子が接続さ
れ、このコレクタ端子からソース電流Ｉ９が供給され、
このソース電流Ｉ９が固定抵抗６に流れてオフセット電
圧ΔＥがオペアンプ７に供給される。オペアンプ１０の
反転入力端子側のフィルタ回路に徐々に電圧が充電され
て、電流が徐々に高まり所定値に安定するものである。
なお、各固定抵抗１３，１４，１５，１６，１７の抵抗
値はそれぞれＲ１３，Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１６，Ｒ１７
で示し、コンデンサ１８の容量はＣ１８で示す。
ペアンプ１０、トランジスタ１１，１２、固定抵抗１
３，１４，１５，１６，１７およびコンデンサ１８によ
り構成されており、固定抵抗１７とコンデンサ１８とか
ら１次のフィルタ回路が構成されるもので、電圧Ｖｃｃ
が供給される端子に、固定抵抗１３の一端が接続され、
他端が固定抵抗１４の一端に接続され、他端が接地さ
れ、固定抵抗１３，１４の間は、オペアンプ１０の非反
転入力端子に接続されている。電圧Ｖｃｃが供給される
端子に、固定抵抗１６の一端が接続され、他端は固定抵
抗１５の一端に接続され、他端はオペアンプ１０の反転
入力端子に接続されている。固定抵抗１６の他端は、固
定抵抗１７の一端に接続され、他端がコンデンサ１８の
一端に接続され、他端が接地される。固定抵抗１６の他
端は、トランジスタ１２のエミッタに接続され、このベ
ースはトランジスタ１１のエミッタに接続され、このベ
ースはオペアンプ１０の出力に接続されている。トラン
ジスタ１１，１２のそれぞれのコレクタ端子が接続さ
れ、このコレクタ端子からソース電流Ｉ９が供給され、
このソース電流Ｉ９が固定抵抗６に流れてオフセット電
圧ΔＥがオペアンプ７に供給される。オペアンプ１０の
反転入力端子側のフィルタ回路に徐々に電圧が充電され
て、電流が徐々に高まり所定値に安定するものである。
なお、各固定抵抗１３，１４，１５，１６，１７の抵抗
値はそれぞれＲ１３，Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１６，Ｒ１７
で示し、コンデンサ１８の容量はＣ１８で示す。
【００１９】固定抵抗１７，コンデンサ１８のフィルタ
回路の時定数τ（Ｒ１７×Ｃ１８）は、第２感熱素子２
の熱時定数と同じにあらかじめ調整されるが、この熱時
定数は第２感熱素子２に定電流又は定電圧を印加して熱
時定数を直接に測定し、この熱時定数にフィルタ回路の
時定数τを調整して設定しておく。この時定数τは、第
２感熱素子２の熱容量の大きさにより異なるが、大きい
もので数十秒程度である。
回路の時定数τ（Ｒ１７×Ｃ１８）は、第２感熱素子２
の熱時定数と同じにあらかじめ調整されるが、この熱時
定数は第２感熱素子２に定電流又は定電圧を印加して熱
時定数を直接に測定し、この熱時定数にフィルタ回路の
時定数τを調整して設定しておく。この時定数τは、第
２感熱素子２の熱容量の大きさにより異なるが、大きい
もので数十秒程度である。
【００２０】第１感熱素子１は、第２感熱素子２を基準
にすると発熱をほとんど起さないので、第１感熱素子１
の熱時定数は、第２感熱素子２の熱時定数にあまり影響
を与えない。しかし、第１感熱素子１が自己発熱を起し
たり、第２感熱素子２の発熱による影響で第１感熱素子
１の温度が変化する場合には、第１感熱素子１の熱時定
数が第２感熱素子２の熱時定数に若干の影響を与える。
にすると発熱をほとんど起さないので、第１感熱素子１
の熱時定数は、第２感熱素子２の熱時定数にあまり影響
を与えない。しかし、第１感熱素子１が自己発熱を起し
たり、第２感熱素子２の発熱による影響で第１感熱素子
１の温度が変化する場合には、第１感熱素子１の熱時定
数が第２感熱素子２の熱時定数に若干の影響を与える。
【００２１】しかし、この影響がある場合でも、ブリッ
ジ回路は感熱素子１，２を比較する差動回路であるた
め、第１感熱素子１の熱時定数を基準にして、第２感熱
素子２のみにトータルでの熱時定数があると考えられる
ので、このトータルでの熱時定数を打ち消すようにフィ
ルタ回路の時定数τを設定すればよい。このトータルの
熱時定数の測定には、流量計の最終出力波形をオシロス
コープ等でモニターしながらブリッジ回路上のトータル
の時定数を測定すればよい。すなわち、電流源９を動作
させずに、出力Ｖ５が目標信号に到達するまでの時間、
つまり電圧変動の遅れの時間を測定すればよい。
ジ回路は感熱素子１，２を比較する差動回路であるた
め、第１感熱素子１の熱時定数を基準にして、第２感熱
素子２のみにトータルでの熱時定数があると考えられる
ので、このトータルでの熱時定数を打ち消すようにフィ
ルタ回路の時定数τを設定すればよい。このトータルの
熱時定数の測定には、流量計の最終出力波形をオシロス
コープ等でモニターしながらブリッジ回路上のトータル
の時定数を測定すればよい。すなわち、電流源９を動作
させずに、出力Ｖ５が目標信号に到達するまでの時間、
つまり電圧変動の遅れの時間を測定すればよい。
【００２２】第１感熱素子１の熱時定数が影響を与える
場合に、基準を逆に考えて、第２感熱素子２の熱時定数
を基準にして、第１感熱素子１のみにトータルでの熱時
定数があると考え、このトータルでの熱時定数を打ち消
すように、オペアンプ７の反転端子に電流源９，固定抵
抗６を接続してオフセット電圧を供給して出力誤差をな
くすこともできるが、基準が異なるだけでトータルの熱
時定数を補償するという意味では同一構成となる。
場合に、基準を逆に考えて、第２感熱素子２の熱時定数
を基準にして、第１感熱素子１のみにトータルでの熱時
定数があると考え、このトータルでの熱時定数を打ち消
すように、オペアンプ７の反転端子に電流源９，固定抵
抗６を接続してオフセット電圧を供給して出力誤差をな
くすこともできるが、基準が異なるだけでトータルの熱
時定数を補償するという意味では同一構成となる。
【００２３】次に、この定温度差制御回路の動作につい
て図３（ａ），（ｂ），（ｃ）に基づき説明する。図３
（ａ）で示すタイミングで電源電圧が端子Ｔに印加され
たときの本実施例での出力Ａを従来回路の出力Ｂと比較
して示す。図３（ａ）は電源電圧とＶｃｃであり、図３
（ｂ）はオフセット電圧ΔＥの電圧波形であり、図３
（ｃ）はブリッジ出力Ｖ５の波形である。電源電圧が図
３（ａ）で示すタイミングで印加されると、図２におい
て固定抵抗１６の両端に固定抵抗１３の両端電圧に等し
い電圧が発生し、固定抵抗１６には、 Ｉ１６＝Ｖｃｃ／（Ｒ１３＋Ｒ１４）×Ｒ１３／Ｒ１６ で表される電流Ｉ１６が流れる。一方コンデンサ１８に
は時定数τ（Ｃ１８×Ｒ１７）で電荷が充電され、その
ときの充電電流Ｉ１８は初期値をＩｓ、最終値をＩｅと
すると、 Ｉｓ＝Ｖｃｃ／（Ｒ１３＋Ｒ１４）×Ｒ１４／Ｒ１７ Ｉｅ＝０ で表される。すなわち、コンデンサ１８に流れ込む電流
Ｉ１８は、初期値Ｉｓから徐々に減少してゆき０とな
り、コンデンサ１８に充電されてトランジスタ１２のエ
ミッタ電流が初期値から所定値に上昇する。従ってトラ
ンジスタ１１，１２に流れ込む電流Ｉｔは、初期値から
電流Ｉ１８に伴なって変化するので、電流Ｉｔの初期値
から徐々に減少していき所定値に安定する。この電流Ｉ
ｔの変化に伴いソース電流Ｉ９がトランジスタ１１，１
２から供給されるので、ソース電流Ｉ９は、ソース電流
Ｉ９の初期値から徐々に減少していき所定値に安定す
る。このソース電流Ｉ９と固定抵抗６との積は、オフセ
ット電圧ΔＥとなるため、電源電圧印加直後のオフセッ
ト電圧ΔＥは、初期値ΔＥｓとしてオペアンプ７の非反
転入力端子に加算させつつ、その後、徐々に加算量が減
少されてゆき最終値ΔＥｅに安定するものであり、式で
表すと初期値ΔＥｓは、 ΔＥｓ＝（Ｖｃｃ／（Ｒ１３＋Ｒ１４）×（Ｒ１３／Ｒ
１６−Ｒ１４／Ｒ１７））×Ｒ６ 最終値ΔＥｅは、 ΔＥｅ＝（Ｖｃｃ／（Ｒ１３＋Ｒ１４）×（Ｒ１３／Ｒ
１６））×Ｒ６ で変化し、ブリッジ出力Ｖ５の従来の出力Ｂを打ち消す
ように、オフセット電圧ΔＥが本願の出力Ａに示すよう
に、時間Ｔｈでの初期値Δから所定値に徐々に変化す
る。
て図３（ａ），（ｂ），（ｃ）に基づき説明する。図３
（ａ）で示すタイミングで電源電圧が端子Ｔに印加され
たときの本実施例での出力Ａを従来回路の出力Ｂと比較
して示す。図３（ａ）は電源電圧とＶｃｃであり、図３
（ｂ）はオフセット電圧ΔＥの電圧波形であり、図３
（ｃ）はブリッジ出力Ｖ５の波形である。電源電圧が図
３（ａ）で示すタイミングで印加されると、図２におい
て固定抵抗１６の両端に固定抵抗１３の両端電圧に等し
い電圧が発生し、固定抵抗１６には、 Ｉ１６＝Ｖｃｃ／（Ｒ１３＋Ｒ１４）×Ｒ１３／Ｒ１６ で表される電流Ｉ１６が流れる。一方コンデンサ１８に
は時定数τ（Ｃ１８×Ｒ１７）で電荷が充電され、その
ときの充電電流Ｉ１８は初期値をＩｓ、最終値をＩｅと
すると、 Ｉｓ＝Ｖｃｃ／（Ｒ１３＋Ｒ１４）×Ｒ１４／Ｒ１７ Ｉｅ＝０ で表される。すなわち、コンデンサ１８に流れ込む電流
Ｉ１８は、初期値Ｉｓから徐々に減少してゆき０とな
り、コンデンサ１８に充電されてトランジスタ１２のエ
ミッタ電流が初期値から所定値に上昇する。従ってトラ
ンジスタ１１，１２に流れ込む電流Ｉｔは、初期値から
電流Ｉ１８に伴なって変化するので、電流Ｉｔの初期値
から徐々に減少していき所定値に安定する。この電流Ｉ
ｔの変化に伴いソース電流Ｉ９がトランジスタ１１，１
２から供給されるので、ソース電流Ｉ９は、ソース電流
Ｉ９の初期値から徐々に減少していき所定値に安定す
る。このソース電流Ｉ９と固定抵抗６との積は、オフセ
ット電圧ΔＥとなるため、電源電圧印加直後のオフセッ
ト電圧ΔＥは、初期値ΔＥｓとしてオペアンプ７の非反
転入力端子に加算させつつ、その後、徐々に加算量が減
少されてゆき最終値ΔＥｅに安定するものであり、式で
表すと初期値ΔＥｓは、 ΔＥｓ＝（Ｖｃｃ／（Ｒ１３＋Ｒ１４）×（Ｒ１３／Ｒ
１６−Ｒ１４／Ｒ１７））×Ｒ６ 最終値ΔＥｅは、 ΔＥｅ＝（Ｖｃｃ／（Ｒ１３＋Ｒ１４）×（Ｒ１３／Ｒ
１６））×Ｒ６ で変化し、ブリッジ出力Ｖ５の従来の出力Ｂを打ち消す
ように、オフセット電圧ΔＥが本願の出力Ａに示すよう
に、時間Ｔｈでの初期値Δから所定値に徐々に変化す
る。
【００２４】図３（ｃ）において時間Ｔｈの領域は、第
２感熱素子２を初期加熱するために必要な時間であり、
この時間Ｔｈ中における第２感熱素子２は、所定の抵抗
値になるまで発熱していないために、ブリッジ回路は、
トランジスタ８から最大電流を供給して第２感熱素子２
を発熱させる。すなわちブリッジ回路は、正規制御に入
っていないために、オペアンプ７は最大電流を流すよう
に動作して、オペアンプ７の電源電圧と同じ電圧のハイ
状態を出力する。そのため出力Ｖ５は時間Ｔｈの領域で
は、ハイ状態となる。一方で電流源９では、フィルタ回
路の制御によりソース電流Ｉ９は、出力Ｖ５の出力誤差
を打ち消すように制御されており、オフセット電圧ΔＥ
が徐々に変化しているために、時間Ｔｈの後にブリッジ
回路が正規の制御となると、従来の出力Ｂが目標信号ま
でに徐々に安定したことに比べて、本願の出力Ｖ５は時
間Ｔｈの直後に目標信号に安定する。そのため、ブリッ
ジ回路の出力Ｖ５における、目標信号までに安定する到
達時間を短くすることができる。
２感熱素子２を初期加熱するために必要な時間であり、
この時間Ｔｈ中における第２感熱素子２は、所定の抵抗
値になるまで発熱していないために、ブリッジ回路は、
トランジスタ８から最大電流を供給して第２感熱素子２
を発熱させる。すなわちブリッジ回路は、正規制御に入
っていないために、オペアンプ７は最大電流を流すよう
に動作して、オペアンプ７の電源電圧と同じ電圧のハイ
状態を出力する。そのため出力Ｖ５は時間Ｔｈの領域で
は、ハイ状態となる。一方で電流源９では、フィルタ回
路の制御によりソース電流Ｉ９は、出力Ｖ５の出力誤差
を打ち消すように制御されており、オフセット電圧ΔＥ
が徐々に変化しているために、時間Ｔｈの後にブリッジ
回路が正規の制御となると、従来の出力Ｂが目標信号ま
でに徐々に安定したことに比べて、本願の出力Ｖ５は時
間Ｔｈの直後に目標信号に安定する。そのため、ブリッ
ジ回路の出力Ｖ５における、目標信号までに安定する到
達時間を短くすることができる。
【００２５】一方、ブリッジ出力Ｖ５は一定流量のとき
には、オフセット電圧ΔＥと単調増加関係にあるため、
前記時定数τを熱時定数と略同一とすれば、感熱素子
１，２の支持部への熱伝導損失の影響による誤差を見か
け上キャンセルさせることができ、電源電圧印加時の目
標信号までの到達時間を短くすることができる。
には、オフセット電圧ΔＥと単調増加関係にあるため、
前記時定数τを熱時定数と略同一とすれば、感熱素子
１，２の支持部への熱伝導損失の影響による誤差を見か
け上キャンセルさせることができ、電源電圧印加時の目
標信号までの到達時間を短くすることができる。
【００２６】以上の構成によれば、電源電圧印加時にの
みブリッジ制御用のオペアンプ７のオフセット電圧ΔＥ
を一時的に変化させるようにしたため、感熱素子１，２
の発熱時の誤差を補正し、より高精度な出力Ｖ５を得る
ことができる。
みブリッジ制御用のオペアンプ７のオフセット電圧ΔＥ
を一時的に変化させるようにしたため、感熱素子１，２
の発熱時の誤差を補正し、より高精度な出力Ｖ５を得る
ことができる。
【００２７】実施の形態２．上記実施の形態１では、フ
ィルタ回路のコンデンサ１８の他端がアースに接地され
ている電流源９の場合を説明したが、この実施の形態２
では、図４に示すように、Ｖｃｃが供給される端子にコ
ンデンサ２０の一端を接続し、多端を固定抵抗１９の一
端に接続し、多端を固定抵抗１５，１６の間とトランジ
スタ１２のエミッタとに接続され、固定抵抗１９（抵抗
値Ｒ１９）とコンデンサ２０（容量値Ｃ１８）から成る
フィルタ回路で電流源９を構成してもよい。この実施の
形態２では、図５（ｃ）に示すように、従来の回路動作
が電源印加直後より徐々にブリッジ出力Ｖ５が出力Ｄの
ように上がっていく場合を想定したものであり、このよ
うに変化する理由は、第２感熱素子２の支持部の伝導熱
が第１感熱素子１の温度計測に影響をおよぼすためであ
り、この影響を消すようにフィルタ回路の時定数が第２
感熱素子２のトータルの熱時定数をキャンセルするよう
にあらかじめ調整されており、第２感熱素子２の支持部
の伝導熱が存在しても第１感熱素子１の温度計測に影響
を与えることなく、出力誤差をなくすことができる。こ
の場合もオペアンプによるフイードバック制御はなされ
ていない。
ィルタ回路のコンデンサ１８の他端がアースに接地され
ている電流源９の場合を説明したが、この実施の形態２
では、図４に示すように、Ｖｃｃが供給される端子にコ
ンデンサ２０の一端を接続し、多端を固定抵抗１９の一
端に接続し、多端を固定抵抗１５，１６の間とトランジ
スタ１２のエミッタとに接続され、固定抵抗１９（抵抗
値Ｒ１９）とコンデンサ２０（容量値Ｃ１８）から成る
フィルタ回路で電流源９を構成してもよい。この実施の
形態２では、図５（ｃ）に示すように、従来の回路動作
が電源印加直後より徐々にブリッジ出力Ｖ５が出力Ｄの
ように上がっていく場合を想定したものであり、このよ
うに変化する理由は、第２感熱素子２の支持部の伝導熱
が第１感熱素子１の温度計測に影響をおよぼすためであ
り、この影響を消すようにフィルタ回路の時定数が第２
感熱素子２のトータルの熱時定数をキャンセルするよう
にあらかじめ調整されており、第２感熱素子２の支持部
の伝導熱が存在しても第１感熱素子１の温度計測に影響
を与えることなく、出力誤差をなくすことができる。こ
の場合もオペアンプによるフイードバック制御はなされ
ていない。
【００２８】次に、この定温度差制御回路の動作につい
て第５図（ａ），（ｂ），（ｃ）に基づき説明する。図
５（ａ）で示すタイミングで電源電圧が印加されたとき
の本実施例での出力Ｃを従来回路の出力Ｄと比較して示
す。図５（ａ）は電源電圧とＶｃｃの波形であり、図５
（ｂ）はオフセット電圧ΔＥの電圧波形であり、図５
（ｃ）はブリッジ回路出力Ｖ５の波形である。電源電圧
が図５（ａ）で示すタイミングで印加されると図４にお
いて固定抵抗１６の両端に固定抵抗１３の両端電圧に等
しい電圧が発生し、固定抵抗１６には、 Ｉ１６＝Ｖｃｃ／（Ｒ１３＋Ｒ１４）×Ｒ１３／Ｒ１６ で表される電流Ｉ１６が流れる。一方コンデンサ２０に
は時定数τ（Ｃ２０×Ｒ１９）で電荷が充電され、その
ときの充電電流Ｉ２０は、初期値をＩｓ、最終値をＩｅ
とすると、 Ｉｓ＝Ｖｃｃ／（Ｒ１３＋Ｒ１４）×Ｒ１３／Ｒ２０ Ｉｅ＝０ で表される。すなわち、コンデンサ２０に流れ込む電流
Ｉ２０は、初期値Ｉｓから徐々に減少してゆき０とな
り、コンデンサ２０に充電されてトランジスタ１２のエ
ミッタ端子電位が初期値から所定値に下降する。従って
トランジスタ１１，１２に流れ込む電流Ｉｔは、初期値
から電流Ｉ２０に伴なって変化するので、電流Ｉｔの初
期値から徐々に減少していき所定値に安定する。この電
流Ｉｔの変化に伴いソース電流Ｉ９がトランジスタ１
１，１２から供給されるので、ソース電流Ｉ９は、ソー
ス電流Ｉ９の初期値から徐々に減少していき所定値に安
定する。このソース電流Ｉ９と固定抵抗６との積は、オ
フセット電圧ΔＥとなるため、電源電圧印加直後のオフ
セット電圧ΔＥは、初期値ΔＥｓとしてオペアンプ７の
非反転入力端子に減算させつつ、その後、徐々に減算量
が減少されてゆき最終値ΔＥｅに安定するものであり、
式で表すと初期値ΔＥｓは、 ΔＥｓ＝（Ｖｃｃ／（Ｒ１３＋Ｒ１４）×（Ｒ１３／Ｒ
１６十Ｒ１３／Ｒ２０））×Ｒ６ 最終値ΔＥｅは、 ΔＥｅ＝（Ｖｃｃ／（Ｒ１３＋Ｂ１４）×（Ｒ１３／Ｒ
１６））×Ｒ６ で変化する。
て第５図（ａ），（ｂ），（ｃ）に基づき説明する。図
５（ａ）で示すタイミングで電源電圧が印加されたとき
の本実施例での出力Ｃを従来回路の出力Ｄと比較して示
す。図５（ａ）は電源電圧とＶｃｃの波形であり、図５
（ｂ）はオフセット電圧ΔＥの電圧波形であり、図５
（ｃ）はブリッジ回路出力Ｖ５の波形である。電源電圧
が図５（ａ）で示すタイミングで印加されると図４にお
いて固定抵抗１６の両端に固定抵抗１３の両端電圧に等
しい電圧が発生し、固定抵抗１６には、 Ｉ１６＝Ｖｃｃ／（Ｒ１３＋Ｒ１４）×Ｒ１３／Ｒ１６ で表される電流Ｉ１６が流れる。一方コンデンサ２０に
は時定数τ（Ｃ２０×Ｒ１９）で電荷が充電され、その
ときの充電電流Ｉ２０は、初期値をＩｓ、最終値をＩｅ
とすると、 Ｉｓ＝Ｖｃｃ／（Ｒ１３＋Ｒ１４）×Ｒ１３／Ｒ２０ Ｉｅ＝０ で表される。すなわち、コンデンサ２０に流れ込む電流
Ｉ２０は、初期値Ｉｓから徐々に減少してゆき０とな
り、コンデンサ２０に充電されてトランジスタ１２のエ
ミッタ端子電位が初期値から所定値に下降する。従って
トランジスタ１１，１２に流れ込む電流Ｉｔは、初期値
から電流Ｉ２０に伴なって変化するので、電流Ｉｔの初
期値から徐々に減少していき所定値に安定する。この電
流Ｉｔの変化に伴いソース電流Ｉ９がトランジスタ１
１，１２から供給されるので、ソース電流Ｉ９は、ソー
ス電流Ｉ９の初期値から徐々に減少していき所定値に安
定する。このソース電流Ｉ９と固定抵抗６との積は、オ
フセット電圧ΔＥとなるため、電源電圧印加直後のオフ
セット電圧ΔＥは、初期値ΔＥｓとしてオペアンプ７の
非反転入力端子に減算させつつ、その後、徐々に減算量
が減少されてゆき最終値ΔＥｅに安定するものであり、
式で表すと初期値ΔＥｓは、 ΔＥｓ＝（Ｖｃｃ／（Ｒ１３＋Ｒ１４）×（Ｒ１３／Ｒ
１６十Ｒ１３／Ｒ２０））×Ｒ６ 最終値ΔＥｅは、 ΔＥｅ＝（Ｖｃｃ／（Ｒ１３＋Ｂ１４）×（Ｒ１３／Ｒ
１６））×Ｒ６ で変化する。
【００２９】一方、ブリッジ出力Ｖ５は一定流量のとき
ΔＥと単調増加関係にあるため、実施例１と同様に前記
定数を熱時定数と略同一とすれば、誤差を見かけ上キャ
ンセルさせ、電瀬電圧印加時の目標信号までの到達時間
を短くすることができる。
ΔＥと単調増加関係にあるため、実施例１と同様に前記
定数を熱時定数と略同一とすれば、誤差を見かけ上キャ
ンセルさせ、電瀬電圧印加時の目標信号までの到達時間
を短くすることができる。
【００３０】なお、図５（ｃ）において時間Ｔｈの領域
は実施例１と同様に第２感熱素子２を初期加熱する時間
である。
は実施例１と同様に第２感熱素子２を初期加熱する時間
である。
【００３１】実施の形態３．上記実施の形態１では、オ
ペアンプ１０の非反転入力端子側にフィルタ回路を設け
た場合を説明したが、この実施の形態３では、図６
（ａ）に示すように、端子Ｔと固定抵抗１３の一端との
間にコンデンサ２２の一端が接続され、多端が固定抵抗
２１の一端に接続され、他端が固定抵抗１３の他端とオ
ペアンプ１０の非反転入力端子の間に接続され、固定抵
抗２１とコンデンサ２２から成るフィルタを設け、オペ
アンプ１０の非反転入力端子の電位をフィルタ回路で制
御するようにしてもよい。また、図６（ｂ）に示すよう
に、一端が固定抵抗１３の他端とオペアンプ１０の非反
転入力端子との間に接続された固定抵抗２３と、この他
端がコンデンサ２４の一端に接続され、この他端がアー
スに接地され、固定抵抗２３とコンデンサ２４とから成
るフィルタ回路を設けてもよい。このように、オペアン
プ１０の動作基準の電位となる非反転入力端子の電位を
制御しても、実施の形態１，２と同様に、出力誤差をキ
ャンセルするソース電流Ｉ９を供給することができる。
ペアンプ１０の非反転入力端子側にフィルタ回路を設け
た場合を説明したが、この実施の形態３では、図６
（ａ）に示すように、端子Ｔと固定抵抗１３の一端との
間にコンデンサ２２の一端が接続され、多端が固定抵抗
２１の一端に接続され、他端が固定抵抗１３の他端とオ
ペアンプ１０の非反転入力端子の間に接続され、固定抵
抗２１とコンデンサ２２から成るフィルタを設け、オペ
アンプ１０の非反転入力端子の電位をフィルタ回路で制
御するようにしてもよい。また、図６（ｂ）に示すよう
に、一端が固定抵抗１３の他端とオペアンプ１０の非反
転入力端子との間に接続された固定抵抗２３と、この他
端がコンデンサ２４の一端に接続され、この他端がアー
スに接地され、固定抵抗２３とコンデンサ２４とから成
るフィルタ回路を設けてもよい。このように、オペアン
プ１０の動作基準の電位となる非反転入力端子の電位を
制御しても、実施の形態１，２と同様に、出力誤差をキ
ャンセルするソース電流Ｉ９を供給することができる。
【００３２】実施の形態４．上記実施の形態１では、１
次フィルター回路を設けた場合を説明したが、この実施
の形態４では、例えば２次フィルター回路として、図７
（ａ）に示すように固定抵抗１６の他端とトランジスタ
１２のエミッタ端子との間に固定抵抗２５の一端が接続
され、他端が固定抵抗２６の一端とコンデンサ２７の一
端に接続され、それぞれの他端がコンデンサ２８の一端
に接続され、この他端が接地され、固定抵抗２５，２６
とコンデンサ２７，２８とから成る２次フィルター回路
を設けてもよい。また、図７（ｂ）に示すように、固定
抵抗１６の他端とトランジスタ１２のエミッタ端子との
間に固定抵抗２９の一端が接続され、他端が固定抵抗３
０の一端とコンデンサ３１の一端に接続され、それぞれ
の他端がコンデンサ３２の一端に接続され、この他端が
電源電圧を供給する端子Ｖｃｃに接続され、固定抵抗２
９，３０とコンデンサ３１，３２とから成る２次フィル
ター回路を設けてもよい。このように２次フィルター回
路を設けて、出力誤差を打ち消すと、２次フィルター回
路の出力（充電）は、１次フィルター回路より急峻に変
化するために、電源電圧印加時の目標信号までの到達時
間をより短くすることができる。なお、オペアンプを使
用したアクティブフィルタを設けてもよい。また、２次
以上の高次のフィルター回路を設けてもよい。
次フィルター回路を設けた場合を説明したが、この実施
の形態４では、例えば２次フィルター回路として、図７
（ａ）に示すように固定抵抗１６の他端とトランジスタ
１２のエミッタ端子との間に固定抵抗２５の一端が接続
され、他端が固定抵抗２６の一端とコンデンサ２７の一
端に接続され、それぞれの他端がコンデンサ２８の一端
に接続され、この他端が接地され、固定抵抗２５，２６
とコンデンサ２７，２８とから成る２次フィルター回路
を設けてもよい。また、図７（ｂ）に示すように、固定
抵抗１６の他端とトランジスタ１２のエミッタ端子との
間に固定抵抗２９の一端が接続され、他端が固定抵抗３
０の一端とコンデンサ３１の一端に接続され、それぞれ
の他端がコンデンサ３２の一端に接続され、この他端が
電源電圧を供給する端子Ｖｃｃに接続され、固定抵抗２
９，３０とコンデンサ３１，３２とから成る２次フィル
ター回路を設けてもよい。このように２次フィルター回
路を設けて、出力誤差を打ち消すと、２次フィルター回
路の出力（充電）は、１次フィルター回路より急峻に変
化するために、電源電圧印加時の目標信号までの到達時
間をより短くすることができる。なお、オペアンプを使
用したアクティブフィルタを設けてもよい。また、２次
以上の高次のフィルター回路を設けてもよい。
【００３３】実施の形態５．上記実施の形態１では、電
流源９に内蔵されたフィルター回路でオフセット電圧Δ
Ｅを制御した場合を説明したが、この実施の形態５で
は、図８に示すように電流源９と電圧Ｖｃｃを供給する
端子の間に上述したような１次又は２次以上のフィルタ
ー回路５０を設け、電圧Ｖｃｃを図９（ａ）の波形Ｅに
示すように遅らせて立ち上がらせて、オフセット電圧Δ
Ｅを遅らせて供給して実施の形態１，２，３，４と同等
の性能を持たせてもよい。なお、図９のＥは本実施例、
Ｆは従来の回路の波形を示す。
流源９に内蔵されたフィルター回路でオフセット電圧Δ
Ｅを制御した場合を説明したが、この実施の形態５で
は、図８に示すように電流源９と電圧Ｖｃｃを供給する
端子の間に上述したような１次又は２次以上のフィルタ
ー回路５０を設け、電圧Ｖｃｃを図９（ａ）の波形Ｅに
示すように遅らせて立ち上がらせて、オフセット電圧Δ
Ｅを遅らせて供給して実施の形態１，２，３，４と同等
の性能を持たせてもよい。なお、図９のＥは本実施例、
Ｆは従来の回路の波形を示す。
【００３４】実施の形態６．上記実施の形態１では、フ
ィルタ回路がアースに接地された場合を説明し、実施の
形態２では、フィルタ回路が電圧Ｖｃｃを供給する端子
に接続された場合を説明したが、この実施の形態６で
は、フィルタ回路をアースに接地するか又は電圧Ｖｃｃ
を供給する端子に接続するかを選択するスイッチ手段を
設けてもよい。上記フィルタ回路の内部構成が同一であ
るため、スイッチ手段で選択することでオフセット電圧
ΔＥの変化方法を容易に選択できる。このスイッチ手段
には、例えばジャンパー線（図示せず）で接続すること
で達成できる。なお、同様にして図６（ａ），図６
（ｂ）、図７（ａ），図７（ｂ）にスイッチ手段を設け
てもよい。
ィルタ回路がアースに接地された場合を説明し、実施の
形態２では、フィルタ回路が電圧Ｖｃｃを供給する端子
に接続された場合を説明したが、この実施の形態６で
は、フィルタ回路をアースに接地するか又は電圧Ｖｃｃ
を供給する端子に接続するかを選択するスイッチ手段を
設けてもよい。上記フィルタ回路の内部構成が同一であ
るため、スイッチ手段で選択することでオフセット電圧
ΔＥの変化方法を容易に選択できる。このスイッチ手段
には、例えばジャンパー線（図示せず）で接続すること
で達成できる。なお、同様にして図６（ａ），図６
（ｂ）、図７（ａ），図７（ｂ）にスイッチ手段を設け
てもよい。
【００３５】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１に記載の
発明によれば、前記差動増幅器の入力回路にオフセット
電圧を供給する電流源を設けるとともに、電源電圧印加
時に前記オフセット電圧を一時的に変化させるオフセッ
ト電圧変化手段を設けたので、電源電圧印加直後の出力
誤差を抑えることができるとともに、目標信号到達時間
を短くすることができる。
発明によれば、前記差動増幅器の入力回路にオフセット
電圧を供給する電流源を設けるとともに、電源電圧印加
時に前記オフセット電圧を一時的に変化させるオフセッ
ト電圧変化手段を設けたので、電源電圧印加直後の出力
誤差を抑えることができるとともに、目標信号到達時間
を短くすることができる。
【００３６】また、請求項２に記載の発明によれば、前
記オフセット電圧変化手段は、電源電圧印加時に前記オ
フセット電圧を加算し、徐々に加算量を減少するので、
電源電圧印加直後の出力誤差を抑えることができるとと
もに、目標信号到達時間を短くすることができる。
記オフセット電圧変化手段は、電源電圧印加時に前記オ
フセット電圧を加算し、徐々に加算量を減少するので、
電源電圧印加直後の出力誤差を抑えることができるとと
もに、目標信号到達時間を短くすることができる。
【００３７】また、請求項３に記載の発明によれば、前
記オフセット電圧変化手段は、電源電圧印加時に前記オ
フセット電圧を減算し、徐々に減算量を減少するので、
第２感熱素子２の支持部の伝導熱が存在しても、この熱
時定数を打ち消すようにフィルタ回路の時定数が調整さ
れており、出力誤差を打ち消すことができる。
記オフセット電圧変化手段は、電源電圧印加時に前記オ
フセット電圧を減算し、徐々に減算量を減少するので、
第２感熱素子２の支持部の伝導熱が存在しても、この熱
時定数を打ち消すようにフィルタ回路の時定数が調整さ
れており、出力誤差を打ち消すことができる。
【００３８】また、請求項４に記載の発明によれば、前
記オフセット電圧変化手段を１次のフィルター回路で構
成し、このフィルター回路の時定数を前記第２感熱素子
が発熱する熱時定数とほぼ同じに設定したので、電源電
圧印加直後の出力誤差を抑えることができるとともに、
目標信号到達時間を短くすることができる。
記オフセット電圧変化手段を１次のフィルター回路で構
成し、このフィルター回路の時定数を前記第２感熱素子
が発熱する熱時定数とほぼ同じに設定したので、電源電
圧印加直後の出力誤差を抑えることができるとともに、
目標信号到達時間を短くすることができる。
【００３９】また、請求項５に記載の発明によれば、前
記オフセット電圧変化手段を２次以上の高次フィルター
回路で構成し、このフィルター回路の時定数を前記第２
感熱素子が発熱する熱時定数とほぼ同じに設定したの
で、目標信号到達時間をより短くすることができる。
記オフセット電圧変化手段を２次以上の高次フィルター
回路で構成し、このフィルター回路の時定数を前記第２
感熱素子が発熱する熱時定数とほぼ同じに設定したの
で、目標信号到達時間をより短くすることができる。
【図１】 本発明の実施の形態１に係わる感熱式流量計
の定温度差制御回路の構成を示す回路図である。
の定温度差制御回路の構成を示す回路図である。
【図２】 実施の形態１に係わる電流源の構成を示す回
路図である。
路図である。
【図３】 実施の形態１に係わる電源，オフセット電
圧，出力の波形を示すグラフである。
圧，出力の波形を示すグラフである。
【図４】 実施の形態２に係わる電流源の構成を示す回
路図である。
路図である。
【図５】 実施の形態２に係わる電源，オフセット電
圧，出力の波形を示すグラフである。
圧，出力の波形を示すグラフである。
【図６】 実施の形態３に係わる電流源の構成を示す回
路図である。
路図である。
【図７】 実施の形態４に係わる電流源の構成を示す回
路図である。
路図である。
【図８】 実施の形態５に係わる定温度差制御回路の構
成を示す側面図である。
成を示す側面図である。
【図９】 実施の形態５に係わる電源，オフセット電
圧，出力の波形を示すグラフである。
圧，出力の波形を示すグラフである。
【図１０】 従来の感熱式流量計の構成を示す回路図で
ある。
ある。
【図１１】 従来の感熱式流量計の構成を示す回路図で
ある。
ある。
１ 第１感熱素子、２ 第２感熱素子、３，４，５，６
固定抵抗、７ オペアンプ、８ トランジスタ、９
電流源、ΔＥ オフセット電圧、Ｉ９ ソース電流。
固定抵抗、７ オペアンプ、８ トランジスタ、９
電流源、ΔＥ オフセット電圧、Ｉ９ ソース電流。
Claims (5)
- 【請求項１】 第１のブリッジ分岐に流体温度を測定す
る第１感熱素子と、第２のブリッジ分岐に加熱電流によ
って発熱するとともに流体の流れによって冷却される第
２感熱素子とを備えたブリッジ回路と、前記第１および
第２感熱素子の電位差を増幅する差動増幅器と、前記第
１および第２感熱素子の温度差が一定となるように前記
加熱電流を制御する定温度差制御回路とを備えた感熱式
流量計において、前記差動増幅器の入力回路にオフセッ
ト電圧を供給する電流源を設けるとともに、電源電圧印
加時に前記オフセット電圧を一時的に変化させるオフセ
ット電圧変化手段を設けたことを特徴とする感熱式流量
計。 - 【請求項２】 前記オフセット電圧変化手段は、電源電
圧印加時に前記オフセット電圧を加算し、徐々に加算量
を減少することを特徴とする請求項１に記載の感熱式流
量計。 - 【請求項３】 前記オフセット電圧変化手段は、電源電
圧印加時に前記オフセット電圧を減算し、徐々に減算量
を減少することを特徴とする請求項１に記載の感熱式流
量計。 - 【請求項４】 前記オフセット電圧変化手段を１次のフ
ィルター回路で構成し、このフィルター回路の時定数を
前記第２感熱素子が発熱する熱時定数とほぼ同じに設定
したことを特徴とする請求項１に記載の感熱式流量計。 - 【請求項５】 前記オフセット電圧変化手段を２次以上
の高次フィルター回路で構成し、このフィルター回路の
時定数を前記第２感熱素子が発熱する熱時定数とほぼ同
じに設定したことを特徴とする請求項１に記載の感熱式
流量計。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06408899A JP3555013B2 (ja) | 1999-03-10 | 1999-03-10 | 感熱式流量計 |
| US09/395,346 US6318169B1 (en) | 1999-03-10 | 1999-09-14 | Heat sensitive flow meter |
| DE19949138A DE19949138B4 (de) | 1999-03-10 | 1999-10-12 | Wärmeempfindlicher Durchflußmesser |
| KR1020000011030A KR100337622B1 (ko) | 1999-03-10 | 2000-03-06 | 감열식 유량계 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06408899A JP3555013B2 (ja) | 1999-03-10 | 1999-03-10 | 感熱式流量計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000258216A true JP2000258216A (ja) | 2000-09-22 |
| JP3555013B2 JP3555013B2 (ja) | 2004-08-18 |
Family
ID=13247985
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06408899A Expired - Lifetime JP3555013B2 (ja) | 1999-03-10 | 1999-03-10 | 感熱式流量計 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6318169B1 (ja) |
| JP (1) | JP3555013B2 (ja) |
| KR (1) | KR100337622B1 (ja) |
| DE (1) | DE19949138B4 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100742078B1 (ko) | 2005-11-22 | 2007-07-23 | 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 | 열식 유량 센서 |
| JP2011174814A (ja) * | 2010-02-24 | 2011-09-08 | Denso Corp | 放熱型流量センサのヒータ駆動回路 |
| CN105486434A (zh) * | 2014-10-06 | 2016-04-13 | 瑞萨电子株式会社 | 半导体器件以及包括该半导体器件的电阻测量系统和包括该半导体器件的测压仪表装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7013725B1 (en) * | 2005-03-14 | 2006-03-21 | Texas Instruments Incorporated | System and method for regulating bridge voltage in a discontinuous-time hot-wire anemometer |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2846518B2 (ja) * | 1992-03-18 | 1999-01-13 | 株式会社日立製作所 | 空気流量検出器及びそれを使用したエンジン制御装置 |
| JPH0763588A (ja) | 1993-08-26 | 1995-03-10 | Mitsubishi Electric Corp | 熱式流量検出装置 |
| JPH0989619A (ja) * | 1995-07-19 | 1997-04-04 | Ricoh Co Ltd | 感熱式流量計 |
-
1999
- 1999-03-10 JP JP06408899A patent/JP3555013B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1999-09-14 US US09/395,346 patent/US6318169B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-10-12 DE DE19949138A patent/DE19949138B4/de not_active Expired - Lifetime
-
2000
- 2000-03-06 KR KR1020000011030A patent/KR100337622B1/ko not_active IP Right Cessation
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100742078B1 (ko) | 2005-11-22 | 2007-07-23 | 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 | 열식 유량 센서 |
| JP2011174814A (ja) * | 2010-02-24 | 2011-09-08 | Denso Corp | 放熱型流量センサのヒータ駆動回路 |
| CN105486434A (zh) * | 2014-10-06 | 2016-04-13 | 瑞萨电子株式会社 | 半导体器件以及包括该半导体器件的电阻测量系统和包括该半导体器件的测压仪表装置 |
| JP2016075544A (ja) * | 2014-10-06 | 2016-05-12 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体装置、それを備えた抵抗計測システム及び圧力計測装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3555013B2 (ja) | 2004-08-18 |
| US6318169B1 (en) | 2001-11-20 |
| DE19949138B4 (de) | 2006-09-21 |
| KR20000062762A (ko) | 2000-10-25 |
| KR100337622B1 (ko) | 2002-05-24 |
| DE19949138A1 (de) | 2000-10-26 |
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