JP2000238264A

JP2000238264A - 容量性負荷駆動回路

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Publication number: JP2000238264A
Application number: JP11040176A
Authority: JP
Inventors: Noboru Tamura; 登田村
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 1999-02-18
Filing date: 1999-02-18
Publication date: 2000-09-05
Anticipated expiration: 2019-02-18
Also published as: JP3697924B2

Abstract

(57)【要約】【課題】負荷が容量性であることを利用して、低消費
電力化を図るとともに、スイッチング素子の発熱を抑え
ることのできる容量性負荷駆動回路を提供すること。【解決手段】容量性負荷Ｃ１を駆動するに際し、充電
時、Ｃ１の電位がキャパシタＣ２、Ｃ３の接続点の電位
より低い場合は、電荷をＣ２およびＣ３よりダイオード
Ｄ１、トランジスタＱ１を通して充電し、逆の場合に
は、トランジスタＱ２、Ｑ１を通して電源より充電す
る。放電時は、Ｃ１の電位がＣ２、Ｃ３の接続点の電位
より高い場合は、トランジスタＱ２、ダイオードＤ２を
通し、Ｃ２、Ｃ３に放電し、逆の場合には、Ｑ２、トラ
ンジスタＱ４を通して、グランドに放電する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ピエゾ圧電素子を
用いたインクジェットプリンタヘッドの駆動回路のよう
に容量性負荷を駆動する容量性負荷駆動回路に関するも
のである。さらに詳しくは、この駆動回路における電源
側からみたときの低消費電力化技術に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】ピエゾ圧電素子を用いたインクジェット
プリンタヘッドの駆動回路では、インクジェットノズル
のピエゾ圧電素子に台形波状のパルス電圧を印加し、イ
ンク室内の体積変化によりインクの吸引と吐出を行うよ
うに構成されている。このような駆動回路としては、従
来、図６のように２つのトランジスタＱ１、Ｑ２をプッ
シュプル接続した電流増幅回路を用いている。本図で、
Ｃ１が容量性負荷でありピエゾ圧電素子は容量性負荷と
考えられる。この電流増幅回路では、前段に構成されて
いる台形波電圧生成回路（図示せず）から出力される台
形波状のパルス電圧（入力）に基づいて一方のトランジ
スタＱ１を介して電源から容量性負荷（ピエゾ圧電素
子）Ｃ１に充電を行うと共に、他方のトランジスタＱ２
を介して容量性負荷からグランドへの放電をおこなう。
このときの電圧波形および電流波形を図７に示す。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
駆動回路では、容量性負荷への充電に必要な電荷をすべ
て電源からの電力供給により行っているため、消費電力
が大きいという問題点がある。それらの電力のほとんど
がトランジスタで消費され熱となるため、トランジスタ
の破壊を防ぐための大きな放熱装置が必要であるという
問題点もある。

【０００４】以上の問題点に鑑みて、本発明の課題は、
負荷が容量性であることを利用して、電源からみたとき
の低消費電力化を図るとともに、駆動素子の発熱を抑え
ることの出来る容量性負荷駆動回路を提供することにあ
る。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明では、入力信号に基づいて容量性負荷に充電
と放電とを繰り返させる容量性負荷駆動回路において、
充電用負荷駆動素子が容量性負荷に充電を行うさいに、
電荷の供給源として、電源か、あるいは電源とグランド
の間の電位に充電されているキャパシタからかを選択す
る充電電荷供給源切り替え回路と、放電用負荷駆動素子
が容量性負荷から放電を行うさいに、電荷の放出先とし
て、グランドか、あるいは前記キャパシタを選択する放
電電荷流入先切り替え回路を有し、充電時、前記容量性
負荷の電位が、前記キャパシタの電位より低い場合に
は、前記キャパシタより前記充電用負荷駆動素子を通し
て電荷を供給し、前記容量性負荷の電位が、前記キャパ
シタの電位より高い場合には、電源から電荷を供給する
が、このとき前記充電用負荷駆動素子と前記充電電荷供
給源切り替え回路の接続点の電位は前記容量性負荷の電
位より概ね一定電圧高くなるように前記充電電荷供給源
切り替え回路が構成されており、放電時には前記容量性
負荷の電位が、前記キャパシタの電位より高い場合に
は、前記キャパシタへ放電用負荷駆動素子を通して、負
荷から電荷を放出し、前記容量性負荷の電位が、前記キ
ャパシタの電位より低い場合には、グランドへ放電用負
荷駆動素子を通して電荷を放出するが、このとき前記放
電電荷流入先切り替え回路と放電用負荷駆動素子との接
続点の電位は前記容量性負荷の電位より概ね一定電圧低
くなるように放電電荷流入先切り替え回路が構成されて
いることを特徴とする。

【０００６】本発明では、ピエゾ圧電素子などの容量性
負荷から放電される電荷をキャパシタに蓄えておき、こ
のキャパシタに蓄えられた電荷は、後に容量性負荷への
充電に用いるということを行うため、容量性負荷への充
電はすべて電源から行うわけではない。容量性負荷への
充電に必要な電荷の一部をキャパシタからの供給で行
い、残りを電荷の供給でまかなう。したがって、消費電
力が小さくなる。

【０００７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面に
基づいて説明する。

【０００８】（実施例１）図１は、請求項第１記載の発
明に係わる容量性負荷駆動回路の第１の実施例の回路図
である。

【０００９】Ｃ１は容量性負荷であり、Ｃ１を充電する
ための電流を流すために、トランジスタＱ１のエミッタ
が、Ｃ１から放電するための電流を流すためにトランジ
スタＱ２のエミッタが、それぞれＣ１に接続されてい
る。トランジスタＱ１、Ｑ２のベースには、前段に構成
されている台形波電圧生成回路（図示せず）から出力さ
れる台形波状のパルス電圧が印加される。Ｃ２、Ｃ３は
キャパシタで、負荷Ｃ１に充電する電流の一部はキャパ
シタＣ２、Ｃ３から供給され、負荷Ｃ１から放電される
電流の一部はキャパシタＣ２、Ｃ３に流れ込む。Ｃ２、
Ｃ３は負荷の静電容量より十分大きく、たとえば、負荷
の１０倍以上である。

【００１０】ツェナーダイオードＤ３、キャパシタＣ
４、抵抗Ｒ１、トランジスタＱ５、ダイオードＤ５、ト
ランジスタＱ３、ダイオードＤ１が充電電荷供給源切り
替え回路を構成している。ツェナーダイオードＤ４、キ
ャパシタＣ５，抵抗Ｒ２、トランジスタＱ６、ダイオー
ドＤ６、トランジスタＱ４、ダイオードＤ２が放電電荷
流入先切り替え回路を構成している。

【００１１】図２は本形態の駆動回路における出力電圧
と出力電流を示した図である。上段の電圧の図で、出力
電位が、負荷Ｃ１にかかる電圧であり、パルス状の波形
である。出力電位と概ね同形の波形が入力として、図１
の「入力」に入力されるが、出力電位の振幅は３０Ｖ程
度に対して、入力と出力電位との差はトランジスタＱ
１、Ｑ２のベース・エミッタ間電圧のおよそ０．６Ｖ程
度しかないので、図２のスケールでは入力と出力電位は
同形と考えてよい。

【００１２】充電時を考える。図２において、Ｔ１から
充電が始まる。Ｃ２、Ｃ３の接続点の電位が、図２のよ
うに出力電位の振幅のほぼ半分の電位になっているもの
とする（後述するように、図のパルスの以前に同様のパ
ルスが何発かあると、この状態になる）。Ｔ１からＴ３
の間は、出力電位がＣ２、Ｃ３の接続点の電位より低
い。Ｑ１はベース電位の上昇にしたがい、エミッタ電流
を、したがってコレクタ電流を流すが、このときの電荷
のほとんどはＣ２、Ｃ３よりＤ１を通して供給される。
これは充電電荷供給源切り替え回路が制御しているが、
充電電荷供給源切り替え回路の振る舞いを説明する。

【００１３】Ｑ５のベース電位はＲ１とＤ３により、Ｄ
３固有のツェナー電圧分だけ入力の電位より高くなって
いる。ツェナー電圧は４Ｖ程度とする。Ｑ５のエミッタ
電位はベース・エミッタ電圧分（約０．６Ｖ）だけベー
ス電位より低くなっているから、Ｑ５のエミッタ従って
Ｄ５のアノードの電位は入力の電位より約３．４Ｖ高い
（４Ｖ−０．６Ｖ）。もし、Ｑ３のエミッタの電位が、
Ｄ５のアノード電位より、１．２Ｖ程度（Ｄ５の順方向
電圧とＱ３のベース・エミッタ間電圧の和）低い、すな
わち「Ｑ３のエミッタの電位が、入力より約２．２Ｖ
（３．４Ｖ−１．２Ｖ）高い」（状態１）ならば、Ｄ５
に順方向電流が、そしてＱ３にベース電流が流れる。と
ころで、時刻Ｔ１からＴ２までの間、上記状態１になら
ない（ここで、時刻Ｔ２は入力の電位がＣ２、Ｃ３の接
続点の電位から約２．２Ｖ低い電位になった時刻であ
る）。

【００１４】なぜなら、Ｔ１とＴ２の間では、入力の電
位が低く、状態１だったとすると、Ｑ３のエミッタの電
位は入力より２．２Ｖ高いだけであるから、Ｃ２、Ｃ３
の接続点の電位より、低い電位であり、したがって、ダ
イオードＤ１がＯＮし、Ｑ３のエミッタの電位は、Ｃ
２、Ｃ３の接続点の電位よりＤ１の順方向電圧分低い電
圧になってしまうからである。すなわち、Ｔ１からＴ２
までの間は、Ｑ３のエミッタ電位従ってＱ１のコレクタ
電位は、Ｃ２、Ｃ３の接続点の電位から順方向電圧分低
い電位となる。したがって、状態１にはならないから、
Ｑ３はＯＦＦであり、Ｑ３を流れる電流ｉ２は流れず、
Ｄ１を流れるｉ１のみが流れる。

【００１５】次にＴ２からＴ３のあいだの動作を説明す
る。Ｔ２で、上記状態１が成立するので、Ｑ３が電流を
流し始めるが、Ｄ１も逆バイアスがかかるわけではない
ので、電流を流す。しかし、入力の電位の上昇ととも
に、Ｑ３のエミッタの電位が上昇し、Ｄ１の端子間電圧
が小さくなり、Ｄ１を流れる電流ｉ１は減少し、それを
補うために電流ｉ２が増加する。

【００１６】次にＴ３からＴ４までの動作を説明する。
Ｔ３でＤ１の端子間電圧が０Ｖになり、Ｔ３以降は、逆
バイアスがかかる。従って、Ｄ１は電流を流さず、ｉ１
は０である。Ｄ１が電流を流さないので、負荷Ｃ１に流
す電流はすべて、Ｑ３を通して、電源ＶＣＣから供給さ
れる。Ｔ４において入力の電位の上昇が終了し、電流も
流れなくなる。この間、図２のように、Ｑ１のコレクタ
電位すなわちＱ３のエミッタ電位は、入力より約２．２
Ｖ高い状態で上昇する。

【００１７】以上のように、充電時には、充電電荷供給
源切り替え回路は、Ｑ１に電流を供給する源を、Ｃ２、
Ｃ３の接続点の電位と入力の電位との関係を元にして、
切り替える。この際、Ｑ１のコレクタ電位は、図２の
「Ｑ１コレクタ電位」で示される電位のように変化す
る。

【００１８】放電時も、充電と同様の説明ができる。Ｔ
５からＴ６までは、Ｃ１からの放電電流は、Ｑ２、Ｄ２
を通してＣ２およびＣ３に流れ込む。Ｔ６でＱ４にも電
流が流れ始め、Ｔ７までは、Ｄ２を流れる電流ｉ３とＱ
４を流れるｉ４がともに流れる。この際、図２のよう
に、ｉ３は徐々に減少し、ｉ４は徐々に増加する。Ｔ７
でｉ３は０になり、Ｔ８まで、ｉ４のみが流れる。ここ
で、Ｑ４が電流を流す場合は、「Ｑ４のエミッタの電位
が、入力より約２．２Ｖ（３．４Ｖ−１．２Ｖ）低い」
（状態２）場合である。ただし、Ｄ４はＤ３と同じツェ
ナー電位のものを使用しているものとする。放電電荷流
入先切り替え回路が充電電荷供給源切り替え回路と同様
に、以上の放電動作を行う。

【００１９】以上が、１パルスにおける本実施例の容量
性負荷駆動回路の動作であるが、Ｃ２、Ｃ３の接続点の
電位についての次に説明する。

【００２０】たとえば、当初、Ｃ２、Ｃ３の接続点の電
位が、グランドと同電位だった場合を考える。この時、
負荷の充電時には、充電開始時からすでに、上記状態１
を満たし、したがって、Ｑ３を流れる電流ｉ２が流れ
る。また、Ｃ２、Ｃ３の接続点の電位が負荷Ｃ１の電
位より低いので、Ｄ１を流れる電流ｉ１は０である。つ
まり、充電時には、充電開始から終了に至るまで、負荷
Ｃ１を充電する電荷は電源ＶＣＣより供給される。

【００２１】続いての放電時は、放電開始時には上記状
態２ではないので、Ｄ２を流れる電流ｉ３が流れ、Ｃ２
とＣ３に流れ込む。Ｃ２、Ｃ３の接続点の電位は当初グ
ランドなので、状態２に移行するのが遅いか、あるいは
出力電位の最小値によっては、状態２に移行せずに、放
電時に流れる電流はすべてＣ２とＣ３に流れ込む。この
とき、電流ｉ３がＣ２、Ｃ３に流れ込むので、Ｃ２、Ｃ
３の接続点の電位は放電終了時の方が放電開始時より高
くなっている。

【００２２】パルスは引き続き、何回も発生するが、上
に説明したようなことが何回かおこり、充電時には、Ｃ
２、Ｃ３から電荷が供給されず、放電時には、Ｃ２、Ｃ
３に電流が流れ込む期間が長い、という状態が続く。こ
のとき、Ｃ２、Ｃ３の接続点の電位はパルスの初めより
終わりの方が高くなる。

【００２３】更にパルスを加えると、Ｃ２、Ｃ３の接
続点の電位が上昇するため、充電時にＣ２、Ｃ３から電
流が供給され始めるが、その時間は短く、依然として、
Ｃ２、Ｃ３の接続点の電位は、充電開始時より、放電終
了後の方が高い、という状態が続く。但し、Ｃ２、Ｃ３
の電位が上昇するにつれ、充電開始時と放電終了後の電
位の差は小さくなる。なぜならば、Ｃ２、Ｃ３の電位が
上昇すると、ｉ１が流れる時間が長くなる一方、ｉ２の
流れる時間が短くなり、したがって、Ｃ２、Ｃ３から流
れ出す電荷と流れ込む電荷の差が小さくなるからであ
る。更にパルスが加わると、Ｃ２、Ｃ３から流れ出す電
荷と流れ込む電荷の差が更に小さくなり、ほぼ０にな
る。この電位で釣り合い、以降安定する。安定する電位
は、ほぼ、出力電位の最大と最小の中央である。

【００２４】初期状態において、Ｃ２、Ｃ３の電位が安
定する電位より、高い場合にも同様の説明がなされ、安
定する電位で釣り合う。ちなみに、この時点では、電源
ＶＣＣから駆動回路に流れ込む電流と、駆動回路よりグ
ランドに流れ込む電流は等しくなる。

【００２５】以上のように、従来では、容量性負荷に供
給する電荷はすべて電源から供給されていたのに対し、
本実施例においては、安定した動作では、負荷に供給す
る電荷の一部をキャパシタより供給することにより、電
源が供給する電荷量を減らしている。電源電圧と供給し
た電荷の積がエネルギーであるので、省電力になってい
ることがわかる。

【００２６】熱という観点からみると、電源が供給した
エネルギーは、従来例ではＱ１およびＱ２において熱に
なっている。本実施例においても、電源が供給したエネ
ルギーはＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４において熱になってい
る（Ｄ１、Ｄ２等でも発熱するが無視できる）。本実施
例においては、電源が供給したエネルギーが従来例よ
り、半分近く小さくなっていることに加えて、発熱源が
倍になって分散されているため、一つあたりのトランジ
スタの発熱は従来例の４分の１近くまで減少している。
このため、トランジスタの放熱が容易になる。

【００２７】なお、本実施例においてはＣ４、Ｃ５のよ
うなコンデンサを用いているが、Ｃ４は出力電位の取れ
る最大電位を高く、Ｃ５は出力電位の取れる最小電位を
低くする効果がある。たとえば、Ｃ４がなければ、Ｄ５
のアノードの電位の最大は、電源電圧からＱ５のベース
・エミッタ間電圧引いた値以上にはならないが、Ｃ４が
あると、あらかじめ蓄えられた電荷によって、それ以上
にすることができる。したがって、Ｑ３のベース電圧も
電源電圧より高くすることが出来、Ｑ３を飽和させるこ
とができ、Ｑ１のコレクタ電位を電源電圧からＱ３の飽
和エミッタ・コレクタ間電圧（０．４Ｖ程度）を引いた
値にまで上げることができる。Ｃ４がなければ、Ｑ１の
コレクタ電位は電源電圧から、Ｑ５のベース・エミッタ
間電圧とＤ５の順方向電圧とＱ３のベース・エミッタ間
電圧の和（２．４Ｖ程度）を引いた値以上にはならな
い。Ｃ５も同様である。

【００２８】また、Ｄ５とＤ６はそれぞれトランジスタ
Ｑ３、Ｑ４を保護するためのものである。上記状態１で
ない場合、Ｑ３のベース・エミッタ間は逆バイアスがか
かっており、Ｑ３が破壊する恐れがある。これを防ぐた
めにＤ５がある。ただし、Ｑ３が十分この逆バイアスに
耐えられるならば、Ｄ５は必要ない。Ｄ６に関しても同
様である。

【００２９】なお、たとえば、充電時に、Ｑ３が電流を
流し始めたとき、Ｑ１のコレクタ電位は、出力電位の傾
きと同一であるため、Ｑ３のコレクタ・エミッタ間電圧
が一定になるので、歪みがなく滑らかである。

【００３０】また、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、ＭＯＳ
・ＦＥＴでもよい。

【００３１】また、Ｄ３、Ｃ４、Ｄ４、Ｃ５の「入力」
に接続されている端子は、「入力」に接続する代わり
に、出力であるＱ１、Ｑ２のエミッタと接続してもよ
い。

【００３２】（実施例２）図３は前記の実施例１を改良
した容量性負荷駆動回路の回路図である。本例の駆動回
路は、実施例１の回路にインダクタンスＬ１とＬ２を挿
入したものである。図４は本実施例における、出力電圧
および出力電流を示したものである。

【００３３】充電開始時（Ｔ１）においては、Ｌ１が電
流ｉ１を流しにくくするように逆起電力を生じるため
に、Ｑ１のコレクタ電位は図４のように実施例１の図２
と比較して低くなる。このため、Ｑ１のエミッタ・コレ
クタ間にかかる電圧が小さく、Ｑ１における発熱が小さ
くなる。

【００３４】Ｔ２に達し、ｉ２が流れ始めると、ｉ１は
減るが、Ｌ１はｉ１が流れつづけるように起電力を生じ
る。したがって、ｉ１の電流の減少の仕方が緩やかであ
り、したがって、ｉ１が０になるまで時間がかかる（Ｔ
２とＴ３の時間が実施例１と比較して長い）。すなわ
ち、電源から供給する電荷の量が実施例１と比較して少
ない。Ｑ３で発する熱も実施例１と比較して小さい。な
ぜならば、実施例１と比較して、エミッタ・コレクタ間
電圧は同様であるが、Ｔ２からＴ３の期間の電流が小さ
いためである。

【００３５】放電においても同様のことが言える。

【００３６】以上のように本実施例においては、インダ
クタンスを挿入することにより、実施例１よりも、大き
い省電力の効果を得ている。

【００３７】（実施例３）図５は請求項第１記載の発明
に係わる容量性負荷駆動回路の第３の実施例の回路図で
ある。本実施例においてはＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の駆
動をオペアンプが行っている点が、実施例１と異なる。

【００３８】本実施例においては駆動波形の基の波形
は、デジタル・アナログ・コンバータ（ＤＡＣ）により
作られる。これはたとえば、振幅が２Ｖであり、これ
が、オペアンプＩＣ１の＋入力に入る。ＩＣ１は非反転
増幅回路を構成しており、Ｒ１０およびＲ１１を用いて
倍率を決める。最終的な出力電位の振幅が３０Ｖなら
ば、１５倍になるようにする。ＩＣ２とＲ１２とＲ１３
においても同様に１５倍の非反転アンプを構成しＱ３を
駆動する。ＩＣ２の＋入力は、ＤＡＣの電位より、電圧
源Ｖ１で規定される電圧だけ高い電位が入力されてい
る。ＩＣ３とＲ１４とＲ１５においても同様に１５倍の
非反転アンプを構成しＱ４を駆動する。ＩＣ３の＋入
力は、ＤＡＣの電位より、電圧源Ｖ２で規定される電圧
だけ低い電位が入力されている。Ｖ１の電圧はＱ３が
電流を流しているときに設定したいエミッタ・コレクタ
間電圧の１５分の１である。Ｖ２の電圧はＱ４が電流を
流しているときに設定したいエミッタ・コレクタ間電圧
の１５分の１である。

【００３９】以上のような構成においては、Ｑ１、Ｑ
２、Ｑ３、Ｑ４にかかるベース電圧は、実施例１と同様
であり、結果として図２のような電圧波形、電流波形を
示す。

【００４０】本実施例においても、実施例２のようなイ
ンダクタンスＬ１、Ｌ２を用いれば、より多くの電力を
セーブできる。

【００４１】また、ＩＣ１のフィードバックは、ＩＣ１
の出力すなわち、Ｑ１とＱ２のベースからとっている
が、Ｑ１とＱ２のエミッタからとってもよい。こうすれ
ば、より、ＤＡＣ出力に忠実な出力波形が得られる。

【００４２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明に係わる容
量性負荷駆動回路では、ピエゾ圧電素子などの容量性負
荷から放電される電荷の一部をキャパシタに充電してお
き、このキャパシタに充電された電荷は、以後の容量性
負荷への充電に用いる。このため、容量性負荷への充電
をすべて電源から行うわけではないので、省電力が達成
できる。また、駆動素子の発熱が小さくなるので放熱処
理が容易である。また、容量性負荷に接続される駆動素
子の端子間電圧が急激に変化することがないので、波形
が歪むことがない。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明実施例１にかかわる容量性負荷駆動回路
の回路図である。

【図２】本発明実施例１にかかわる電圧波形および電流
波形である。

【図３】本発明実施例２にかかわる容量性負荷駆動回路
の回路図である。

【図４】本発明実施例２にかかわる電圧波形および電流
波形である。

【図５】本発明実施例３にかかわる容量性負荷駆動回路
の回路図である。

【図６】従来例にかかわる容量性負荷駆動回路の回路図
である。

【図７】従来例にかかわる電圧波形および電流波形であ
る。

【符号の説明】

Ｃ１容量性負荷Ｃ２キャパシタＣ３キャパシタＣ４キャパシタＣ５キャパシタＤ１ダイオードＤ２ダイオードＤ３ダイオードＤ４ダイオードＤ５ダイオードＤ６ダイオードＬ１インダクタＬ２インダクタｉ１電流の流れる方向ｉ２電流の流れる方向ｉ３電流の流れる方向ｉ４電流の流れる方向ＩＣ１オペアンプＩＣ２オペアンプＩＣ３オペアンプＱ１トランジスタＱ２トランジスタＱ３トランジスタＱ４トランジスタＱ５トランジスタＱ６トランジスタＲ１抵抗Ｒ２抵抗

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】容量性負荷の充放電を行う駆動回路にお
いて、容量性負荷に接続された充電用負荷駆動素子と放
電用負荷駆動素子があり、前記充電用負荷駆動素子に対
する電荷の供給源として、キャパシタおよび電源があ
り、前記キャパシタと前記電源と前記充電用負荷駆動素
子との間に介在する充電電荷供給源切り替え回路を有
し、前記充電電荷供給源切り替え回路は、前記容量性負
荷の充電時、前記キャパシタの電位が前記容量性負荷の
電位より高い場合は電荷をキャパシタより前記充電用負
荷駆動素子に供給し、前記キャパシタの電位が前記容量
性負荷の電位より低い場合は、電荷を電源より前記充電
用負荷駆動素子に供給するが、電荷を電源より前記充電
用負荷駆動素子に供給する際、前記充電電荷供給源切り
替え回路と前記充電用負荷駆動素子との接続点の電位
が、前記容量性負荷の電位より概ね一定電圧高い電圧を
保ちながら電荷を供給し、前記放電用負荷駆動素子から
の電荷の放出先として、前記キャパシタおよびグランド
があり、前記キャパシタと前記グランドと前記放電用負
荷駆動素子との間に介在する放電電荷流入先切り替え回
路を有し、前記放電電荷流入先切り替え回路は、前記容
量性負荷の放電時、前記キャパシタの電位が前記容量性
負荷の電位より低い場合は電荷を前記放電用負荷駆動素
子から前記キャパシタに放出し、前記キャパシタの電位
が前記容量性負荷の電位より高い場合は、電荷を前記放
電用負荷駆動素子から前記グランドに放出するが、その
際、前記放電電荷流入先切り替え回路と前記放電用負荷
駆動素子との接続点の電位が、前記容量性負荷の電位よ
り概ね一定電圧低い電圧を保ちながら電荷を放出するこ
とを特徴とする容量性負荷駆動回路。
【請求項２】請求項１において、前記キャパシタと前
記充電電荷供給源切り替え回路の間にインダクタンスを
介在させ、前記キャパシタと放電電荷流入先切り替え回
路の間にインダクタンスを介在させた請求項１記載の容
量性負荷駆動回路。
【請求項３】請求項１において、前記充電電荷供給源
切り替え回路に、第１のバイポーラトランジスタをエミ
ッタフォロワとして用いるか、もしくは第１のＭＯＳ・
ＦＥＴをソースフォロワとして用いるかして、前記第１
のバイポーラトランジスタのベース電圧もしくは前記第
１のＭＯＳ・ＦＥＴのゲートを第１のコンデンサを用い
てベース電圧を電源電圧より高くすることができ、前記
放電電荷流入先切り替え回路に、第２のバイポーラトラ
ンジスタをエミッタフォロワとして用いるか、もしくは
第２のＭＯＳ・ＦＥＴをソースフォロワとして用いるか
して、前記第２のバイポーラトランジスタのベース電圧
もしくは前記第２のＭＯＳ・ＦＥＴのゲートを第２のコ
ンデンサを用いてベース電圧をグランドより低くするこ
とが可能であることを特徴とする請求項１記載の容量性
負荷駆動回路。