JP2000216842A - デジタル信号復調回路及び方法 - Google Patents
デジタル信号復調回路及び方法Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 低Ｃ／Ｎ値においても複数の変調方式が混載
された信号をキャリア再生することが可能なデジタル信
号復調回路及び方法を提供することを目的とする。 【解決手段】 信号に含まれる同期語を検出し、その同
期語に基づいてキャリア再生用の信号位置情報を生成す
る同期語検出手段１３と、キャリア再生の周波数引込み
期間にはキャリア再生用の信号位置情報から周波数引込
みに適する第一信号位置情報を生成し、キャリア再生の
位相引込み期間には前記キャリア再生用の信号位置情報
から位相引込みに適する第一信号及び第二信号位置情報
を生成する第一選択手段１７，１８，１５と、第一信号
位置情報に基づいてキャリア再生の周波数引込みを行
い、第一信号及び第二信号位置情報に基づいてキャリア
再生の位相引込みを行なうキャリア再生手段１２とを有
することにより上記課題を解決する。
された信号をキャリア再生することが可能なデジタル信
号復調回路及び方法を提供することを目的とする。 【解決手段】 信号に含まれる同期語を検出し、その同
期語に基づいてキャリア再生用の信号位置情報を生成す
る同期語検出手段１３と、キャリア再生の周波数引込み
期間にはキャリア再生用の信号位置情報から周波数引込
みに適する第一信号位置情報を生成し、キャリア再生の
位相引込み期間には前記キャリア再生用の信号位置情報
から位相引込みに適する第一信号及び第二信号位置情報
を生成する第一選択手段１７，１８，１５と、第一信号
位置情報に基づいてキャリア再生の周波数引込みを行
い、第一信号及び第二信号位置情報に基づいてキャリア
再生の位相引込みを行なうキャリア再生手段１２とを有
することにより上記課題を解決する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル信号復調
回路及び方法に係り、特に、複数の変調方式が混載され
た信号を復調するデジタル信号復調回路及び方法に関す
る。
回路及び方法に係り、特に、複数の変調方式が混載され
た信号を復調するデジタル信号復調回路及び方法に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】例えば、デジタル変調方式である２相位
相変調（以下、ＢＰＳＫという），４相位相変調（以
下、ＱＰＳＫという），８相位相変調（以下、８ＰＳＫ
という）が混載された信号をキャリア再生するデジタル
信号復調回路として図１に示すような回路が考えられ
る。
相変調（以下、ＢＰＳＫという），４相位相変調（以
下、ＱＰＳＫという），８相位相変調（以下、８ＰＳＫ
という）が混載された信号をキャリア再生するデジタル
信号復調回路として図１に示すような回路が考えられ
る。
【０００３】図１は、複数の変調方式が混載された信号
をキャリア再生するデジタル信号復調回路の一例の回路
図を示す。図１のデジタル信号復調回路は、チューナ
１，Ａ／Ｄ変換器２，タイミング再生回路３，ＡＧＣ
（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ ＧａｉｎＣｏｎｔｒｏｌ）９，
アナログフィルタ１０，ＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒ
ｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）１１，及びキャリア再
生部１２を含む構成である。
をキャリア再生するデジタル信号復調回路の一例の回路
図を示す。図１のデジタル信号復調回路は、チューナ
１，Ａ／Ｄ変換器２，タイミング再生回路３，ＡＧＣ
（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ ＧａｉｎＣｏｎｔｒｏｌ）９，
アナログフィルタ１０，ＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｅｒ
ｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）１１，及びキャリア再
生部１２を含む構成である。
【０００４】また、キャリア再生部１２は、複素乗算器
４，８ＰＳＫ位相比較器５，ループフィルタ６，ＮＣＯ
（Ｎｕｍｂｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌｌ
ａｔｏｒ）７，及びｓｉｎ・ｃｏｓテーブル８を含む。
ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫが混載された信号が外部
より供給されると、チューナ１は供給された信号をダウ
ンコンバートし、その後準同期検波を行なってＩ，Ｑア
ナログ信号を出力する。Ａ／Ｄ変換器２はチューナ１か
らＩ，Ｑアナログ信号を供給され、そのＩ，Ｑアナログ
信号をＡ／Ｄ変換してＩ，Ｑデジタル信号を出力する。
４，８ＰＳＫ位相比較器５，ループフィルタ６，ＮＣＯ
（Ｎｕｍｂｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌｌ
ａｔｏｒ）７，及びｓｉｎ・ｃｏｓテーブル８を含む。
ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫが混載された信号が外部
より供給されると、チューナ１は供給された信号をダウ
ンコンバートし、その後準同期検波を行なってＩ，Ｑア
ナログ信号を出力する。Ａ／Ｄ変換器２はチューナ１か
らＩ，Ｑアナログ信号を供給され、そのＩ，Ｑアナログ
信号をＡ／Ｄ変換してＩ，Ｑデジタル信号を出力する。
【０００５】タイミング再生回路３はＡ／Ｄ変換器２か
らＩ，Ｑデジタル信号を供給され、そのＩ，Ｑデジタル
信号から処理に必要なタイミング再生を行なう。また、
複素乗算器４は、後述するｓｉｎ・ｃｏｓテーブル８か
ら供給される位相補正量を表す信号に基づいてタイミン
グ再生回路３から供給されるＩ，Ｑデジタル信号のシン
ボルの位相回転を補正して出力する。８ＰＳＫ位相比較
器５は複素乗算器４から位相回転が補正されたＩ，Ｑデ
ジタル信号を供給され、Ｉ，Ｑデジタル信号のシンボル
の位相差を検出して出力する。
らＩ，Ｑデジタル信号を供給され、そのＩ，Ｑデジタル
信号から処理に必要なタイミング再生を行なう。また、
複素乗算器４は、後述するｓｉｎ・ｃｏｓテーブル８か
ら供給される位相補正量を表す信号に基づいてタイミン
グ再生回路３から供給されるＩ，Ｑデジタル信号のシン
ボルの位相回転を補正して出力する。８ＰＳＫ位相比較
器５は複素乗算器４から位相回転が補正されたＩ，Ｑデ
ジタル信号を供給され、Ｉ，Ｑデジタル信号のシンボル
の位相差を検出して出力する。
【０００６】ところで、図１のデジタル信号復調回路
は、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫが混載された信号を
８ＰＳＫ位相比較器５により再生している。以下、ＢＰ
ＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫが混載された信号を８ＰＳＫ
位相比較器５を用いて再生する原理について図２を利用
して簡単に説明する。図２は、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８
ＰＳＫが混載された信号を８ＰＳＫ位相比較器にて再生
する原理の一例の説明図を示す。図２に示すように、
Ｉ，Ｑ軸平面は８つの領域に分割されている。そして、
その８つの領域は夫々半分に分割され、一方が正極性，
他方が負極性に割り当てられている。
は、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫが混載された信号を
８ＰＳＫ位相比較器５により再生している。以下、ＢＰ
ＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫが混載された信号を８ＰＳＫ
位相比較器５を用いて再生する原理について図２を利用
して簡単に説明する。図２は、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８
ＰＳＫが混載された信号を８ＰＳＫ位相比較器にて再生
する原理の一例の説明図を示す。図２に示すように、
Ｉ，Ｑ軸平面は８つの領域に分割されている。そして、
その８つの領域は夫々半分に分割され、一方が正極性，
他方が負極性に割り当てられている。
【０００７】例えば、入力されたシンボルｘが図２の領
域（ａ）にある場合、ベクトルａ0と原点からシンボル
ｘに向かうベクトルｘ0 とのなす角度の大きさを位相差
の大きさと判定できる。また、極性は上述したように予
め設定されている極性に従って出力する。なお、入力さ
れたシンボルが他の領域にある場合も同様にして位相差
の大きさを判定できる。
域（ａ）にある場合、ベクトルａ0と原点からシンボル
ｘに向かうベクトルｘ0 とのなす角度の大きさを位相差
の大きさと判定できる。また、極性は上述したように予
め設定されている極性に従って出力する。なお、入力さ
れたシンボルが他の領域にある場合も同様にして位相差
の大きさを判定できる。
【０００８】図１に戻り説明を続けると、ループフィル
タ６は８ＰＳＫ位相比較器５から供給される位相差を表
す信号を平滑化してＮＣＯ７に出力する。ＮＣＯ７は、
供給される位相差を表す信号に基づいて異なった発振周
波数をｓｉｎ・ｃｏｓテーブル８に出力する。そして、
ｓｉｎ・ｃｏｓテーブル８は供給された発振周波数に基
づいてＩ，Ｑデジタル信号のシンボルの位相補正量を表
す信号を複素乗算器４に出力する。
タ６は８ＰＳＫ位相比較器５から供給される位相差を表
す信号を平滑化してＮＣＯ７に出力する。ＮＣＯ７は、
供給される位相差を表す信号に基づいて異なった発振周
波数をｓｉｎ・ｃｏｓテーブル８に出力する。そして、
ｓｉｎ・ｃｏｓテーブル８は供給された発振周波数に基
づいてＩ，Ｑデジタル信号のシンボルの位相補正量を表
す信号を複素乗算器４に出力する。
【０００９】また、ＡＧＣ９は複素乗算器４からＩ，Ｑ
デジタル信号が供給され、そのＩ，Ｑデジタル信号のシ
ンボルの大きさを表す信号をアナログフィルタ１０を介
してチューナ１に出力する。なお、図１のデジタル信号
復調回路は、複素乗算器４，８ＰＳＫ位相比較器５，ル
ープフィルタ６，ＮＣＯ７，及びｓｉｎ・ｃｏｓテーブ
ル８によりフィードバックループが形成されており、キ
ャリア再生が成される。また、チューナ１，Ａ／Ｄ変換
器２，タイミング再生回路３，複素乗算器４，ＡＧＣ
（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）
９，及びアナログフィルタ１０によりフィードバックル
ープが形成されており、複素乗算器４の入力レベルが適
当な値に制御される。
デジタル信号が供給され、そのＩ，Ｑデジタル信号のシ
ンボルの大きさを表す信号をアナログフィルタ１０を介
してチューナ１に出力する。なお、図１のデジタル信号
復調回路は、複素乗算器４，８ＰＳＫ位相比較器５，ル
ープフィルタ６，ＮＣＯ７，及びｓｉｎ・ｃｏｓテーブ
ル８によりフィードバックループが形成されており、キ
ャリア再生が成される。また、チューナ１，Ａ／Ｄ変換
器２，タイミング再生回路３，複素乗算器４，ＡＧＣ
（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）
９，及びアナログフィルタ１０によりフィードバックル
ープが形成されており、複素乗算器４の入力レベルが適
当な値に制御される。
【００１０】このように、タイミング再生，キャリア再
生，及び入力レベルの制御が成された複素乗算器４の出
力信号をＦＥＣ１１に供給し、誤り訂正を行なった後で
復調信号として出力していた。
生，及び入力レベルの制御が成された複素乗算器４の出
力信号をＦＥＣ１１に供給し、誤り訂正を行なった後で
復調信号として出力していた。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図１の
デジタル信号復調回路は８ＰＳＫ位相比較器５でＩ，Ｑ
デジタル信号のシンボルの位相差を検出するときに、い
ずれの信号も８ＰＳＫの信号として処理することにな
る。したがって、キャリア再生が可能なＣ／Ｎ値の下限
は、８ＰＳＫの１０ｄＢ程度となり、本来キャリア再生
が可能なＣ／Ｎ値の下限が−１〜０ｄＢ程度であるＢＰ
ＳＫ及び２〜３ｄＢ程度であるＱＰＳＫにおいてもＣ／
Ｎ値が１０ｄＢ以下になるとキャリア再生ができなくな
るという問題が生じる。
デジタル信号復調回路は８ＰＳＫ位相比較器５でＩ，Ｑ
デジタル信号のシンボルの位相差を検出するときに、い
ずれの信号も８ＰＳＫの信号として処理することにな
る。したがって、キャリア再生が可能なＣ／Ｎ値の下限
は、８ＰＳＫの１０ｄＢ程度となり、本来キャリア再生
が可能なＣ／Ｎ値の下限が−１〜０ｄＢ程度であるＢＰ
ＳＫ及び２〜３ｄＢ程度であるＱＰＳＫにおいてもＣ／
Ｎ値が１０ｄＢ以下になるとキャリア再生ができなくな
るという問題が生じる。
【００１２】本発明は、上記の点に鑑みなされたもの
で、低Ｃ／Ｎ値においても複数の変調方式が混載された
信号をキャリア再生することが可能なデジタル信号復調
回路及び方法を提供することを目的とする。
で、低Ｃ／Ｎ値においても複数の変調方式が混載された
信号をキャリア再生することが可能なデジタル信号復調
回路及び方法を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】そこで、上記課題を解決
するため、請求項１記載の本発明は、複数の変調方式が
混載された信号を復調するデジタル信号復調回路におい
て、信号に含まれる同期語を検出し、その同期語に基づ
いてキャリア再生用の信号位置情報を生成する同期語検
出手段と、キャリア再生の周波数引込み期間には前記キ
ャリア再生用の信号位置情報から周波数引込みに適する
第一信号の位置情報を生成し、キャリア再生の位相引込
み期間には前記キャリア再生用の信号位置情報から位相
引込みに適する第一信号の位置情報及び第二信号の位置
情報を生成する第一選択手段と、前記第一選択手段から
供給される第一信号の位置情報に基づいてキャリア再生
の周波数引込みを行い、前記第一信号の位置情報及び第
二信号の位置情報に基づいてキャリア再生の位相引込み
を行なうキャリア再生手段とを有することを特徴とす
る。
するため、請求項１記載の本発明は、複数の変調方式が
混載された信号を復調するデジタル信号復調回路におい
て、信号に含まれる同期語を検出し、その同期語に基づ
いてキャリア再生用の信号位置情報を生成する同期語検
出手段と、キャリア再生の周波数引込み期間には前記キ
ャリア再生用の信号位置情報から周波数引込みに適する
第一信号の位置情報を生成し、キャリア再生の位相引込
み期間には前記キャリア再生用の信号位置情報から位相
引込みに適する第一信号の位置情報及び第二信号の位置
情報を生成する第一選択手段と、前記第一選択手段から
供給される第一信号の位置情報に基づいてキャリア再生
の周波数引込みを行い、前記第一信号の位置情報及び第
二信号の位置情報に基づいてキャリア再生の位相引込み
を行なうキャリア再生手段とを有することを特徴とす
る。
【００１４】このように、複数の変調方式が混載された
信号に対応させて所定の変調方式のキャリア再生用の信
号位置情報を生成することにより、その所定の変調方式
の位相比較器によりキャリア再生が可能となる。また、
第一選択手段により、キャリア再生の周波数引込み期間
と位相引込み期間とで異なった信号により周波数引込み
又は位相引込みができ、周波数引込み又は位相引込みに
適した信号を選択的に利用することが可能である。
信号に対応させて所定の変調方式のキャリア再生用の信
号位置情報を生成することにより、その所定の変調方式
の位相比較器によりキャリア再生が可能となる。また、
第一選択手段により、キャリア再生の周波数引込み期間
と位相引込み期間とで異なった信号により周波数引込み
又は位相引込みができ、周波数引込み又は位相引込みに
適した信号を選択的に利用することが可能である。
【００１５】また、請求項２記載の本発明は、前記デジ
タル信号復調回路は更に、信号のタイミング再生を行な
うタイミング再生手段と、タイミング再生が終了すると
予想される時間を計時した後、前記同期語検出手段に処
理の開始を指示する第一計時手段と、キャリア再生の周
波数引込みが終了すると予想される時間を計時した後、
前記第一選択手段をキャリア再生の周波数引込み期間の
処理から位相引込み期間の処理に移行させる第二計時手
段とを有することを特徴とする。
タル信号復調回路は更に、信号のタイミング再生を行な
うタイミング再生手段と、タイミング再生が終了すると
予想される時間を計時した後、前記同期語検出手段に処
理の開始を指示する第一計時手段と、キャリア再生の周
波数引込みが終了すると予想される時間を計時した後、
前記第一選択手段をキャリア再生の周波数引込み期間の
処理から位相引込み期間の処理に移行させる第二計時手
段とを有することを特徴とする。
【００１６】このように、第二計時手段によりキャリア
再生の周波数引込みが終了すると予想される時間を計時
した時点で第一選択手段に信号を供給することにより、
キャリア再生の周波数引込み期間の処理から位相引込み
期間の処理に移行させることが可能となる。なお、キャ
リア再生の周波数引込みが終了すると予想される時間
は、予めシュミレーション等により算出しておくことが
でき、その算出した時間を設定したものである。
再生の周波数引込みが終了すると予想される時間を計時
した時点で第一選択手段に信号を供給することにより、
キャリア再生の周波数引込み期間の処理から位相引込み
期間の処理に移行させることが可能となる。なお、キャ
リア再生の周波数引込みが終了すると予想される時間
は、予めシュミレーション等により算出しておくことが
でき、その算出した時間を設定したものである。
【００１７】また、請求項３記載の本発明は、前記キャ
リア再生手段は、前記キャリア再生の周波数引込み期間
には前記信号の位相差が所定の範囲内にあるか否かを検
出し、前記所定の範囲にあるときは前記位相差をそのま
ま出力し、前記所定の範囲にないときはその範囲をはず
れる前の位相差を出力するウインドウ判定手段を有する
ことを特徴とする。
リア再生手段は、前記キャリア再生の周波数引込み期間
には前記信号の位相差が所定の範囲内にあるか否かを検
出し、前記所定の範囲にあるときは前記位相差をそのま
ま出力し、前記所定の範囲にないときはその範囲をはず
れる前の位相差を出力するウインドウ判定手段を有する
ことを特徴とする。
【００１８】このように、ウインドウ判定手段により信
号の位相差が所定の範囲にない場合は、その範囲をはず
れる前の位相差を出力することにより、周波数ずれが大
きい場合でもキャリア再生の周波数引込みが可能とな
る。また、請求項４記載の本発明は、前記キャリア再生
手段は、キャリア周波数ずれ補正量を決定する周波数ず
れ補正手段と、前記キャリア周波数ずれ補正量の更新を
する周期を計時する第三計時手段と、前記同期語検出手
段が前記第三計時手段による周期の計時終了までに前記
同期語を検出しない場合に、前記キャリア周波数ずれ補
正量の更新を指示する第二選択手段を有することを特徴
とする。
号の位相差が所定の範囲にない場合は、その範囲をはず
れる前の位相差を出力することにより、周波数ずれが大
きい場合でもキャリア再生の周波数引込みが可能とな
る。また、請求項４記載の本発明は、前記キャリア再生
手段は、キャリア周波数ずれ補正量を決定する周波数ず
れ補正手段と、前記キャリア周波数ずれ補正量の更新を
する周期を計時する第三計時手段と、前記同期語検出手
段が前記第三計時手段による周期の計時終了までに前記
同期語を検出しない場合に、前記キャリア周波数ずれ補
正量の更新を指示する第二選択手段を有することを特徴
とする。
【００１９】このように、第三計時手段が計時する周期
の内に同期語検出手段が同期語を検出しなければ順次キ
ャリア周波数ずれ補正量の更新が行われるために、同期
語検出手段が同期語を検出できるキャリアずれの範囲、
いわゆるキャプチャレンジが拡大できる。また、請求項
５記載の本発明は、前記キャリア再生手段は、前記信号
のＣ／Ｎ値を検出するＣ／Ｎ検出手段と、前記Ｃ／Ｎ値
に基づいてキャリア周波数ずれ補正量を決定する周波数
ずれ補正手段とを有することを特徴とする。
の内に同期語検出手段が同期語を検出しなければ順次キ
ャリア周波数ずれ補正量の更新が行われるために、同期
語検出手段が同期語を検出できるキャリアずれの範囲、
いわゆるキャプチャレンジが拡大できる。また、請求項
５記載の本発明は、前記キャリア再生手段は、前記信号
のＣ／Ｎ値を検出するＣ／Ｎ検出手段と、前記Ｃ／Ｎ値
に基づいてキャリア周波数ずれ補正量を決定する周波数
ずれ補正手段とを有することを特徴とする。
【００２０】このように、キャリア周波数ずれ補正量を
Ｃ／Ｎ値に基づいて決定できるので、高Ｃ／Ｎ時には更
新するキャリア周波数ずれ補正量を大きくして同期語検
出の時間を短縮できる。また、低Ｃ／Ｎ時には更新する
キャリア周波数ずれ補正量を小さくして同期語検出を正
確に行なうことができる。また、請求項６記載の本発明
は、前記周波数ずれ補正手段は、前記Ｃ／Ｎ値に基づい
てキャリア周波数ずれ補正量の更新をする周期を変更す
ることを特徴とする。
Ｃ／Ｎ値に基づいて決定できるので、高Ｃ／Ｎ時には更
新するキャリア周波数ずれ補正量を大きくして同期語検
出の時間を短縮できる。また、低Ｃ／Ｎ時には更新する
キャリア周波数ずれ補正量を小さくして同期語検出を正
確に行なうことができる。また、請求項６記載の本発明
は、前記周波数ずれ補正手段は、前記Ｃ／Ｎ値に基づい
てキャリア周波数ずれ補正量の更新をする周期を変更す
ることを特徴とする。
【００２１】このように、キャリア周波数ずれ補正量の
更新をする周期をＣ／Ｎ値に基づいて決定できるので、
高Ｃ／Ｎ時には更新するキャリア周波数ずれ補正量の更
新をする周期を短くして同期語検出の時間を短縮でき
る。また、低Ｃ／Ｎ時には更新するキャリア周波数ずれ
補正量の更新をする周期を長くして同期語検出を正確に
行なうことができる。
更新をする周期をＣ／Ｎ値に基づいて決定できるので、
高Ｃ／Ｎ時には更新するキャリア周波数ずれ補正量の更
新をする周期を短くして同期語検出の時間を短縮でき
る。また、低Ｃ／Ｎ時には更新するキャリア周波数ずれ
補正量の更新をする周期を長くして同期語検出を正確に
行なうことができる。
【００２２】また、請求項７記載の本発明は、前記Ｃ／
Ｎ検出手段は、前記信号の振幅を算出する振幅計算手段
と、前記算出された現在の振幅と一つ前の振幅との振幅
差を算出する振幅差計算手段と、前記算出された振幅差
を積分する積分手段と、前記積分手段による積分結果を
所定の時間ごとに出力させる第三選択手段とを有するこ
とを特徴とする。
Ｎ検出手段は、前記信号の振幅を算出する振幅計算手段
と、前記算出された現在の振幅と一つ前の振幅との振幅
差を算出する振幅差計算手段と、前記算出された振幅差
を積分する積分手段と、前記積分手段による積分結果を
所定の時間ごとに出力させる第三選択手段とを有するこ
とを特徴とする。
【００２３】このように、Ｃ／Ｎ検出手段は振幅計算手
段，振幅差計算手段，積分手段，及び第三選択手段によ
り実現できる。また、請求項８記載の本発明は、前記デ
ジタル信号復調回路は、キャリア再生終了後に前記信号
の変調方式を識別する変調方式識別手段と、前記識別さ
れた変調方式に応じて位相比較器を切り換える位相比較
器切換え手段とを有することを特徴とする。
段，振幅差計算手段，積分手段，及び第三選択手段によ
り実現できる。また、請求項８記載の本発明は、前記デ
ジタル信号復調回路は、キャリア再生終了後に前記信号
の変調方式を識別する変調方式識別手段と、前記識別さ
れた変調方式に応じて位相比較器を切り換える位相比較
器切換え手段とを有することを特徴とする。
【００２４】このように、キャリア再生が終了した後の
キャリアの同期保持において、現在の信号の変調方式を
変調方式識別手段により識別し、位相比較器を切り換え
ることにより、各変調方式に応じた位相比較器を切換え
て利用することができ、キャリアジッタを減少させるこ
とが可能となる。また、請求項９記載の本発明は、前記
位相比較器切換え手段は、夫々変調方式に応じたしきい
値が設定されており、そのしきい値と前記Ｃ／Ｎ値とを
比較することによりその変調方式を同期保持に利用する
か否かを判断する同期保持利用判断手段を有することを
特徴とする。
キャリアの同期保持において、現在の信号の変調方式を
変調方式識別手段により識別し、位相比較器を切り換え
ることにより、各変調方式に応じた位相比較器を切換え
て利用することができ、キャリアジッタを減少させるこ
とが可能となる。また、請求項９記載の本発明は、前記
位相比較器切換え手段は、夫々変調方式に応じたしきい
値が設定されており、そのしきい値と前記Ｃ／Ｎ値とを
比較することによりその変調方式を同期保持に利用する
か否かを判断する同期保持利用判断手段を有することを
特徴とする。
【００２５】ここで、しきい値とは同期保持に役立つ限
界Ｃ／Ｎを変調方式ごとに設定した値である。したがっ
て、夫々の変調方式に応じたしきい値と現在のＣ／Ｎ値
とを比較することにより、その変調方式の信号を同期保
持に利用するべきか否かを判定することが可能となる。
また、請求項１０記載の本発明は、前記複数の変調方式
が混載された信号は、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫが
混載された信号であることを特徴とする。
界Ｃ／Ｎを変調方式ごとに設定した値である。したがっ
て、夫々の変調方式に応じたしきい値と現在のＣ／Ｎ値
とを比較することにより、その変調方式の信号を同期保
持に利用するべきか否かを判定することが可能となる。
また、請求項１０記載の本発明は、前記複数の変調方式
が混載された信号は、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫが
混載された信号であることを特徴とする。
【００２６】このように、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳ
Ｋが混載された信号を復調することが可能である。ま
た、請求項１１記載の本発明は、前記第一信号及び第二
信号は、ＢＰＳＫにより変調された信号であることを特
徴とする。このように、前記第一信号及び第二信号は、
ＢＰＳＫにより変調された信号であることにより、ＢＰ
ＳＫしか捕捉できないような低Ｃ／Ｎにおいてもキャリ
ア再生が可能である。
Ｋが混載された信号を復調することが可能である。ま
た、請求項１１記載の本発明は、前記第一信号及び第二
信号は、ＢＰＳＫにより変調された信号であることを特
徴とする。このように、前記第一信号及び第二信号は、
ＢＰＳＫにより変調された信号であることにより、ＢＰ
ＳＫしか捕捉できないような低Ｃ／Ｎにおいてもキャリ
ア再生が可能である。
【００２７】また、請求項１２記載の本発明は、前記第
一信号は、変調方式の切換え制御の情報及び同期語を含
むことを特徴とする。このように、第一信号は変調方式
の切換え制御の情報及び同期語を含む信号であり、比較
的大きなデータ数を有する信号であるのでキャリア再生
の周波数引込みに利用できる。
一信号は、変調方式の切換え制御の情報及び同期語を含
むことを特徴とする。このように、第一信号は変調方式
の切換え制御の情報及び同期語を含む信号であり、比較
的大きなデータ数を有する信号であるのでキャリア再生
の周波数引込みに利用できる。
【００２８】例えば、ＢＳデジタル放送信号ではＴＭＣ
Ｃ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ＆Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉ
ｎｇ Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）
信号が第一信号に相当する。また、請求項１３記載の本
発明は、複数の変調方式が混載された信号を復調するデ
ジタル信号復調方法において、信号に含まれる同期語を
検出し、その同期語に基づいてキャリア再生用の信号位
置情報を生成する工程と、キャリア再生の周波数引込み
期間には前記キャリア再生用の信号位置情報から周波数
引込みに適する第一信号の位置情報を生成し、キャリア
再生の位相引込み期間には前記キャリア再生用の信号位
置情報から位相引込みに適する第一信号の位置情報及び
第二信号の位置情報を生成する工程と、前記第一信号の
位置情報に基づいてキャリア再生の周波数引込みを行
い、前記第一信号の位置情報及び第二信号の位置情報に
基づいてキャリア再生の位相引込みを行なう工程とを有
することを特徴とする。
Ｃ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ＆Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉ
ｎｇ Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）
信号が第一信号に相当する。また、請求項１３記載の本
発明は、複数の変調方式が混載された信号を復調するデ
ジタル信号復調方法において、信号に含まれる同期語を
検出し、その同期語に基づいてキャリア再生用の信号位
置情報を生成する工程と、キャリア再生の周波数引込み
期間には前記キャリア再生用の信号位置情報から周波数
引込みに適する第一信号の位置情報を生成し、キャリア
再生の位相引込み期間には前記キャリア再生用の信号位
置情報から位相引込みに適する第一信号の位置情報及び
第二信号の位置情報を生成する工程と、前記第一信号の
位置情報に基づいてキャリア再生の周波数引込みを行
い、前記第一信号の位置情報及び第二信号の位置情報に
基づいてキャリア再生の位相引込みを行なう工程とを有
することを特徴とする。
【００２９】このように、複数の変調方式が混載された
信号に対応させて所定の変調方式のキャリア再生用の信
号位置情報を生成することにより、その所定の変調方式
の位相比較器によりキャリア再生が可能となる。また、
キャリア再生の周波数引込み期間と位相引込み期間とで
異なった信号により周波数引込み又は位相引込みがで
き、周波数引込み又は位相引込みに適した信号を選択的
に利用することが可能となる。
信号に対応させて所定の変調方式のキャリア再生用の信
号位置情報を生成することにより、その所定の変調方式
の位相比較器によりキャリア再生が可能となる。また、
キャリア再生の周波数引込み期間と位相引込み期間とで
異なった信号により周波数引込み又は位相引込みがで
き、周波数引込み又は位相引込みに適した信号を選択的
に利用することが可能となる。
【００３０】
【発明の実施の形態】以下に、本発明の実施例を図面に
基づいて説明する。なお、以下に示す実施例において
は、複数の変調方式が混載された信号の一例としてＢＳ
（Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ）デ
ジタル放送信号が入力された場合の処理について説明す
る。図４は、複数の変調方式が混載されたＢＳデジタル
放送信号の一例の構成図を示す。
基づいて説明する。なお、以下に示す実施例において
は、複数の変調方式が混載された信号の一例としてＢＳ
（Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ）デ
ジタル放送信号が入力された場合の処理について説明す
る。図４は、複数の変調方式が混載されたＢＳデジタル
放送信号の一例の構成図を示す。
【００３１】図４の信号は、３１９４８８個のシンボル
で構成されるスーパーフレームを示している。スーパフ
レームは３９９３６個のシンボルで構成される８つのフ
レームよりなり、各フレームには図４中斜線でしめす常
にＢＰＳＫ変調される部分を含んでいる。この常にＢＰ
ＳＫ変調される部分は各フレームの先頭から１９２シン
ボルまでのシンボルであるＴＭＣＣ信号と、フレームか
らＴＭＣＣ信号を除いた部分に２０７シンボル単位ごと
に存在し、その２０７シンボルの最後尾から４シンボル
であるバースト信号とである。
で構成されるスーパーフレームを示している。スーパフ
レームは３９９３６個のシンボルで構成される８つのフ
レームよりなり、各フレームには図４中斜線でしめす常
にＢＰＳＫ変調される部分を含んでいる。この常にＢＰ
ＳＫ変調される部分は各フレームの先頭から１９２シン
ボルまでのシンボルであるＴＭＣＣ信号と、フレームか
らＴＭＣＣ信号を除いた部分に２０７シンボル単位ごと
に存在し、その２０７シンボルの最後尾から４シンボル
であるバースト信号とである。
【００３２】ＴＭＣＣ信号は、１３〜３２シンボルが同
期語１と呼ばれる部分であり、１７３〜１９２シンボル
が同期語２又は３と呼ばれる部分である。なお、スーパ
フレームを構成する最初のフレームの１７３〜１９２シ
ンボルは同期語２を構成し、残りのフレームの１７３〜
１９２シンボルは同期語３を構成する。そして、各フレ
ームのＴＭＣＣ信号及びバースト信号以外の部分はデー
タ部であり、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，又は８ＰＳＫに変調
されている。
期語１と呼ばれる部分であり、１７３〜１９２シンボル
が同期語２又は３と呼ばれる部分である。なお、スーパ
フレームを構成する最初のフレームの１７３〜１９２シ
ンボルは同期語２を構成し、残りのフレームの１７３〜
１９２シンボルは同期語３を構成する。そして、各フレ
ームのＴＭＣＣ信号及びバースト信号以外の部分はデー
タ部であり、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，又は８ＰＳＫに変調
されている。
【００３３】以下、図４に示す信号が入力された場合の
処理について各実施例ごとに説明する。図３は、本発明
のデジタル信号復調回路の第一実施例の回路図を示す。
図５は、本発明の第一実施例の処理を示す一例のフロー
チャートを示す。また、図６は本発明の第一実施例の処
理を示す一例のタイミング図を示す。なお、図３の回路
図は図１の回路図と一部を除いて同一であり、同一部分
には同一符号を付し説明を省略する。
処理について各実施例ごとに説明する。図３は、本発明
のデジタル信号復調回路の第一実施例の回路図を示す。
図５は、本発明の第一実施例の処理を示す一例のフロー
チャートを示す。また、図６は本発明の第一実施例の処
理を示す一例のタイミング図を示す。なお、図３の回路
図は図１の回路図と一部を除いて同一であり、同一部分
には同一符号を付し説明を省略する。
【００３４】図３のデジタル信号復調回路は、チューナ
１，Ａ／Ｄ変換器２，タイミング再生回路３，ＡＧＣ
（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）
９，アナログフィルタ１０，ＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ
Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）１１，キャリア再
生部１２，同期語検出回路１３，タイマ１（１４），及
びタイマ２（１５）を含む構成である。また、キャリア
再生部１２は、複素乗算器４，ループフィルタ６，ＮＣ
Ｏ（Ｎｕｍｂｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌ
ｌａｔｏｒ）７，ｓｉｎ・ｃｏｓテーブル８，ＢＰＳＫ
位相比較器１６，ＯＲ回路１７，及び選択器１８を含
む。
１，Ａ／Ｄ変換器２，タイミング再生回路３，ＡＧＣ
（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）
９，アナログフィルタ１０，ＦＥＣ（Ｆｏｒｗａｒｄ
Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）１１，キャリア再
生部１２，同期語検出回路１３，タイマ１（１４），及
びタイマ２（１５）を含む構成である。また、キャリア
再生部１２は、複素乗算器４，ループフィルタ６，ＮＣ
Ｏ（Ｎｕｍｂｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌ
ｌａｔｏｒ）７，ｓｉｎ・ｃｏｓテーブル８，ＢＰＳＫ
位相比較器１６，ＯＲ回路１７，及び選択器１８を含
む。
【００３５】図３の回路は、最初に回路全体にリセット
をかけ、待機状態となる（Ｓ１００）。その後、図４に
示すＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫが混載された信号が
外部より供給されると、チューナ１，Ａ／Ｄ変換器２，
タイミング再生回路３，ＡＧＣ９，及びアナログフィル
タ１０により構成されるフィードバックループにより振
幅の調整及びタイミング再生が行われる（Ｓ１１０）。
タイミング再生を行なうためのタイミング再生回路３は
キャリアずれのあるＩ，Ｑデジタル信号をロックする必
要があるが、位相比較器にガードナ型を用いることで実
現できる。なお、この処理は図６のタイミング図におい
てｔ１００に対応する。
をかけ、待機状態となる（Ｓ１００）。その後、図４に
示すＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫが混載された信号が
外部より供給されると、チューナ１，Ａ／Ｄ変換器２，
タイミング再生回路３，ＡＧＣ９，及びアナログフィル
タ１０により構成されるフィードバックループにより振
幅の調整及びタイミング再生が行われる（Ｓ１１０）。
タイミング再生を行なうためのタイミング再生回路３は
キャリアずれのあるＩ，Ｑデジタル信号をロックする必
要があるが、位相比較器にガードナ型を用いることで実
現できる。なお、この処理は図６のタイミング図におい
てｔ１００に対応する。
【００３６】そして、タイマ１（１４）は予めシュミレ
ーション等によって求められた振幅の調整及びタイミン
グ再生が終了する時間を計時するものであり、計時が終
了すると同期語検出回路１３にイネーブル信号を供給す
る。同期語検出回路１３は、タイミング再生回路３から
Ｉ，Ｑデジタル信号が供給され、同期語１及び２を検出
し始める（Ｓ１２０）。なお、この処理は図６のタイミ
ング図においてｔ１１０に対応する。
ーション等によって求められた振幅の調整及びタイミン
グ再生が終了する時間を計時するものであり、計時が終
了すると同期語検出回路１３にイネーブル信号を供給す
る。同期語検出回路１３は、タイミング再生回路３から
Ｉ，Ｑデジタル信号が供給され、同期語１及び２を検出
し始める（Ｓ１２０）。なお、この処理は図６のタイミ
ング図においてｔ１１０に対応する。
【００３７】同期語検出回路１３は、同期語１及び２を
検出すると、ＴＭＣＣ信号の位置及びバースト信号の位
置を算出し、キャリア再生部１２にＴＭＣＣ信号の位置
及びバースト信号の位置を示す信号を供給する。このと
き、タイマ２（１５）は計時を開始し、予めシュミレー
ション等によって求められた周波数引込みが終了する時
間までＬｏｗ信号を選択器１８に供給する（Ｓ１３
０）。したがって、選択器１８は同期語検出回路１３か
ら供給されるＴＭＣＣ信号の位置を示す信号をＢＰＳＫ
位相比較器１６に供給する。なお、この処理は図６のタ
イミング図においてｔ１２０に対応する。
検出すると、ＴＭＣＣ信号の位置及びバースト信号の位
置を算出し、キャリア再生部１２にＴＭＣＣ信号の位置
及びバースト信号の位置を示す信号を供給する。このと
き、タイマ２（１５）は計時を開始し、予めシュミレー
ション等によって求められた周波数引込みが終了する時
間までＬｏｗ信号を選択器１８に供給する（Ｓ１３
０）。したがって、選択器１８は同期語検出回路１３か
ら供給されるＴＭＣＣ信号の位置を示す信号をＢＰＳＫ
位相比較器１６に供給する。なお、この処理は図６のタ
イミング図においてｔ１２０に対応する。
【００３８】以上より、図６のｔ１２０の期間は、ＴＭ
ＣＣ信号の位置のみでイネーブル信号がＢＰＳＫ位相比
較器１６に供給され、複素乗算器４，ＢＰＳＫ位相比較
器１６，ループフィルタ６，ＮＣＯ７，ｓｉｎ・ｃｏｓ
テーブル８のフィードバックループにより周波数引込み
が行われる。タイマ２（１５）は計時を終了すると、Ｈ
ｉｇｈ信号を選択器１８に供給する（Ｓ１４０）。した
がって、選択機１８は同期語検出回路１３から供給され
るＴＭＣＣ信号の位置及びバースト信号の位置を示す信
号をＢＰＳＫ位相比較器１６に供給する。なお、この処
理は図６のタイミング図においてｔ１３０に対応する。
ＣＣ信号の位置のみでイネーブル信号がＢＰＳＫ位相比
較器１６に供給され、複素乗算器４，ＢＰＳＫ位相比較
器１６，ループフィルタ６，ＮＣＯ７，ｓｉｎ・ｃｏｓ
テーブル８のフィードバックループにより周波数引込み
が行われる。タイマ２（１５）は計時を終了すると、Ｈ
ｉｇｈ信号を選択器１８に供給する（Ｓ１４０）。した
がって、選択機１８は同期語検出回路１３から供給され
るＴＭＣＣ信号の位置及びバースト信号の位置を示す信
号をＢＰＳＫ位相比較器１６に供給する。なお、この処
理は図６のタイミング図においてｔ１３０に対応する。
【００３９】以上より、図６のｔ１３０の期間は、ＴＭ
ＣＣ信号の位置及びバースト信号の位置のみでイネーブ
ル信号がＢＰＳＫ位相比較器１６に供給され、複素乗算
器４，ＢＰＳＫ位相比較器１６，ループフィルタ６，Ｎ
ＣＯ７，ｓｉｎ・ｃｏｓテーブル８のフィードバックル
ープにより位相引込みが行われる。ここで、図６のｔ１
２０に示す周波数引込み期間においてはＴＭＣＣ信号の
みを利用し、ｔ１３０に示す位相引込み期間においては
ＴＭＣＣ信号及びバースト信号を利用する理由について
説明する。
ＣＣ信号の位置及びバースト信号の位置のみでイネーブ
ル信号がＢＰＳＫ位相比較器１６に供給され、複素乗算
器４，ＢＰＳＫ位相比較器１６，ループフィルタ６，Ｎ
ＣＯ７，ｓｉｎ・ｃｏｓテーブル８のフィードバックル
ープにより位相引込みが行われる。ここで、図６のｔ１
２０に示す周波数引込み期間においてはＴＭＣＣ信号の
みを利用し、ｔ１３０に示す位相引込み期間においては
ＴＭＣＣ信号及びバースト信号を利用する理由について
説明する。
【００４０】本発明の第一実施例の回路は図３に示すよ
うに、キャリア再生部１２は複素乗算器４，ＢＰＳＫ位
相比較器１６，ループフィルタ６，ＮＣＯ７，ｓｉｎ・
ｃｏｓテーブル８によりフィードバックループを構成し
ており、これらの各ブロックはその処理に所定の遅延を
伴う。したがって、バースト信号のような短い時間間隔
で連続する信号が入力された場合、バースト信号のシン
ボルの比較結果がフィードバックループにより複素乗算
器４に供給される前にそのバースト信号期間が終了して
いるためフィードバックがかからないこととなる。ま
た、ＢＰＳＫ位相比較器１６から出力される信号の周波
数成分はキャリアずれが大きいほど高くなるため、キャ
リアずれが大きいときにバースト信号が入力されるとう
まく動作しなくなる。
うに、キャリア再生部１２は複素乗算器４，ＢＰＳＫ位
相比較器１６，ループフィルタ６，ＮＣＯ７，ｓｉｎ・
ｃｏｓテーブル８によりフィードバックループを構成し
ており、これらの各ブロックはその処理に所定の遅延を
伴う。したがって、バースト信号のような短い時間間隔
で連続する信号が入力された場合、バースト信号のシン
ボルの比較結果がフィードバックループにより複素乗算
器４に供給される前にそのバースト信号期間が終了して
いるためフィードバックがかからないこととなる。ま
た、ＢＰＳＫ位相比較器１６から出力される信号の周波
数成分はキャリアずれが大きいほど高くなるため、キャ
リアずれが大きいときにバースト信号が入力されるとう
まく動作しなくなる。
【００４１】一方、ＢＰＳＫ位相比較器１６から出力さ
れる信号の周波数成分は、キャリアずれが小さくなると
直流に近い信号となるので前記の影響が少なくなり、バ
ースト信号が位相引込みに役立つことになる。したがっ
て、本発明の第一実施例では周波数引込み時にはＴＭＣ
Ｃ信号のみを利用し、位相引込み時にはＴＭＣＣ信号及
びバースト信号を利用することとしている。
れる信号の周波数成分は、キャリアずれが小さくなると
直流に近い信号となるので前記の影響が少なくなり、バ
ースト信号が位相引込みに役立つことになる。したがっ
て、本発明の第一実施例では周波数引込み時にはＴＭＣ
Ｃ信号のみを利用し、位相引込み時にはＴＭＣＣ信号及
びバースト信号を利用することとしている。
【００４２】次に、本発明の第二実施例について説明す
る。図７は、本発明のデジタル信号復調回路の第二実施
例を構成するＢＰＳＫ位相比較器の回路図を示す。図８
は、本発明の第二実施例の処理を示す一例のフローチャ
ートを示す。また、図９は本発明の第二実施例の処理を
示す一例のタイミング図を示す。なお、本発明の第二実
施例はキャリア再生部１２に含まれるＢＰＳＫ位相比較
器１６の構成が第一実施例と異なっている。したがっ
て、第一実施例において説明した部分については説明を
省略する。
る。図７は、本発明のデジタル信号復調回路の第二実施
例を構成するＢＰＳＫ位相比較器の回路図を示す。図８
は、本発明の第二実施例の処理を示す一例のフローチャ
ートを示す。また、図９は本発明の第二実施例の処理を
示す一例のタイミング図を示す。なお、本発明の第二実
施例はキャリア再生部１２に含まれるＢＰＳＫ位相比較
器１６の構成が第一実施例と異なっている。したがっ
て、第一実施例において説明した部分については説明を
省略する。
【００４３】図７のＢＰＳＫ位相比較器１６は、ＢＰＳ
Ｋ位相比較器２０，ウインドウ判定手段２１，乗算器２
２，選択器２３，及びＤ形フリップフロップ２４を含む
構成である。図７のＢＰＳＫ位相比較器１６は、選択器
１８からＨｉｇｈのイネーブル信号が乗算器２２に供給
されると、ＢＰＳＫ位相比較器２０の出力信号を乗算器
２２を介して選択器２３に供給する。また、ＢＰＳＫ位
相比較器１６は、選択器１８からＬｏｗのイネーブル信
号が乗算器２２に供給されると、ＢＰＳＫ位相比較器２
０の出力信号に０が乗算され、０を選択器２３に供給す
る。
Ｋ位相比較器２０，ウインドウ判定手段２１，乗算器２
２，選択器２３，及びＤ形フリップフロップ２４を含む
構成である。図７のＢＰＳＫ位相比較器１６は、選択器
１８からＨｉｇｈのイネーブル信号が乗算器２２に供給
されると、ＢＰＳＫ位相比較器２０の出力信号を乗算器
２２を介して選択器２３に供給する。また、ＢＰＳＫ位
相比較器１６は、選択器１８からＬｏｗのイネーブル信
号が乗算器２２に供給されると、ＢＰＳＫ位相比較器２
０の出力信号に０が乗算され、０を選択器２３に供給す
る。
【００４４】ウインドウ判定手段２１はＩ，Ｑデジタル
信号が供給され、図１０の斜線部分に示すウインドウ内
にＩ，Ｑデジタル信号が入っているか否かを判定する。
ウインドウ内にＩ，Ｑデジタル信号が入っていると判定
すると、Ｈｉｇｈの信号が選択器２３に供給され、ウイ
ンドウ内にＩ，Ｑデジタル信号が入っていないと判定す
ると、Ｌｏｗの信号が選択器２３に供給される。
信号が供給され、図１０の斜線部分に示すウインドウ内
にＩ，Ｑデジタル信号が入っているか否かを判定する。
ウインドウ内にＩ，Ｑデジタル信号が入っていると判定
すると、Ｈｉｇｈの信号が選択器２３に供給され、ウイ
ンドウ内にＩ，Ｑデジタル信号が入っていないと判定す
ると、Ｌｏｗの信号が選択器２３に供給される。
【００４５】したがって、選択器２３はウインドウ判定
手段２１からＨｉｇｈの信号を供給されている場合、す
なわち、ウインドウ内にＩ，Ｑデジタル信号が入ってい
る場合はＤ形フリップフロップ２４の値をＢＰＳＫ位相
比較器２０の出力に基づいて更新する。また、選択器２
３はウインドウ判定手段２１からＬｏｗの信号を供給さ
れている場合、すなわち、ウインドウ内にＩ，Ｑデジタ
ル信号が入っていない場合はＤ形フリップフロップ２３
の値を以前の値のまま保持する。
手段２１からＨｉｇｈの信号を供給されている場合、す
なわち、ウインドウ内にＩ，Ｑデジタル信号が入ってい
る場合はＤ形フリップフロップ２４の値をＢＰＳＫ位相
比較器２０の出力に基づいて更新する。また、選択器２
３はウインドウ判定手段２１からＬｏｗの信号を供給さ
れている場合、すなわち、ウインドウ内にＩ，Ｑデジタ
ル信号が入っていない場合はＤ形フリップフロップ２３
の値を以前の値のまま保持する。
【００４６】したがって、図８に示すフローチャートの
ステップＳ２３０においては、Ｉ，Ｑデジタル信号のＴ
ＭＣＣ信号部分のみで選択器１８からＨｉｇｈのイネー
ブル信号が乗算器２２に供給されることになり、ウイン
ドウ内に入っているＴＭＣＣ信号のシンボルのみが周波
数引込みに利用される。また、図８に示すフローチャー
トのステップＳ２４０においては、Ｉ，Ｑデジタル信号
のＴＭＣＣ信号及びバースト信号部分のみで選択器１８
からＨｉｇｈのイネーブル信号が乗算器２２に供給され
ることになり、ＴＭＣＣ信号及びバースト信号のシンボ
ルのみが位相引込みに利用される。
ステップＳ２３０においては、Ｉ，Ｑデジタル信号のＴ
ＭＣＣ信号部分のみで選択器１８からＨｉｇｈのイネー
ブル信号が乗算器２２に供給されることになり、ウイン
ドウ内に入っているＴＭＣＣ信号のシンボルのみが周波
数引込みに利用される。また、図８に示すフローチャー
トのステップＳ２４０においては、Ｉ，Ｑデジタル信号
のＴＭＣＣ信号及びバースト信号部分のみで選択器１８
からＨｉｇｈのイネーブル信号が乗算器２２に供給され
ることになり、ＴＭＣＣ信号及びバースト信号のシンボ
ルのみが位相引込みに利用される。
【００４７】ここで、ウインドウ判定手段２１について
図１０〜１２を利用して説明する。図１０は、ウインド
ウの範囲を示す一例のＩＱ座標図を示す。図１１は、Ｂ
ＰＳＫ位相比較器の出力の極性を示す一例のＩＱ座標図
を示す。また、図１２はＢＰＳＫ位相比較器の出力を示
す一例の波形図を示す。このウインドウ判定手段２１
は、図１０に示すようにＩ，Ｑデジタル信号の位相ずれ
が所定の範囲内、すなわちウインドウ内に入っているか
否かを判定するもので、Ｉ，Ｑデジタル信号の位相差が
ウインドウ内にある場合にＨｉｇｈの信号を選択器２３
に出力し、Ｉ，Ｑデジタル信号の位相差がウインドウ内
にない場合にＬｏｗの信号を選択器２３に出力する。
図１０〜１２を利用して説明する。図１０は、ウインド
ウの範囲を示す一例のＩＱ座標図を示す。図１１は、Ｂ
ＰＳＫ位相比較器の出力の極性を示す一例のＩＱ座標図
を示す。また、図１２はＢＰＳＫ位相比較器の出力を示
す一例の波形図を示す。このウインドウ判定手段２１
は、図１０に示すようにＩ，Ｑデジタル信号の位相ずれ
が所定の範囲内、すなわちウインドウ内に入っているか
否かを判定するもので、Ｉ，Ｑデジタル信号の位相差が
ウインドウ内にある場合にＨｉｇｈの信号を選択器２３
に出力し、Ｉ，Ｑデジタル信号の位相差がウインドウ内
にない場合にＬｏｗの信号を選択器２３に出力する。
【００４８】したがって、ウインドウ判定手段２１の効
果によりＢＰＳＫ位相比較器１６の出力は図１２（Ｂ）
に示すようになる。一方、ウインドウ判定手段２１を設
けていないＢＰＳＫ位相比較器１６の出力について考え
ると、図１１に示すＩＱ座標図の極性の配置により、キ
ャリアずれのあるＩ，Ｑデジタル信号のシンボルが入力
された場合、そのシンボルはＩＱ座標の円上を回転し続
け、ＢＰＳＫ位相比較器１６の出力は図１２（Ａ）に示
すようになる。
果によりＢＰＳＫ位相比較器１６の出力は図１２（Ｂ）
に示すようになる。一方、ウインドウ判定手段２１を設
けていないＢＰＳＫ位相比較器１６の出力について考え
ると、図１１に示すＩＱ座標図の極性の配置により、キ
ャリアずれのあるＩ，Ｑデジタル信号のシンボルが入力
された場合、そのシンボルはＩＱ座標の円上を回転し続
け、ＢＰＳＫ位相比較器１６の出力は図１２（Ａ）に示
すようになる。
【００４９】したがって、図１２（Ａ），（Ｂ）に示す
ようにウインドウ判定手段２１を設けた場合は、設けな
い場合と比べて出力信号に直流成分が多く発生するため
キャプチャレンジ、すなわち周波数及び位相引込みの範
囲が拡大する。次に、本発明の第三実施例について説明
する。図１３は、本発明のデジタル信号復調回路の第三
実施例の回路図を示す。図１４は、本発明の第三実施例
の処理を示す一例のフローチャートを示す。また、図１
５は本発明の第三実施例の処理を示す一例のタイミング
図を示す。なお、本発明の第三実施例は第二実施例の回
路と一部を除いて同一であり、同一部分には同一符号を
付し説明を省略する。
ようにウインドウ判定手段２１を設けた場合は、設けな
い場合と比べて出力信号に直流成分が多く発生するため
キャプチャレンジ、すなわち周波数及び位相引込みの範
囲が拡大する。次に、本発明の第三実施例について説明
する。図１３は、本発明のデジタル信号復調回路の第三
実施例の回路図を示す。図１４は、本発明の第三実施例
の処理を示す一例のフローチャートを示す。また、図１
５は本発明の第三実施例の処理を示す一例のタイミング
図を示す。なお、本発明の第三実施例は第二実施例の回
路と一部を除いて同一であり、同一部分には同一符号を
付し説明を省略する。
【００５０】図１３の回路図は、周波数ずれ補正手段３
０，タイマ３（３５），ＡＮＤ回路３７，及びＮＯＴ回
路３８を設けたことが図３の回路図と異なる。また、周
波数ずれ補正手段３０は、複素乗算器３１，ｓｉｎ・ｃ
ｏｓテーブル３２，ＮＣＯ３３，及び補正量演算手段３
４を含む。図１３の回路は、最初に回路全体にリセット
をかけ、待機状態となる（Ｓ３００）。なお、後述する
補正量演算手段３４のキャリア周波数ずれ補正量は０に
設定される。その後、第一実施例のステップＳ１１０と
同様な処理により振幅の調整及びタイミング再生が行わ
れる（Ｓ３１０）。なお、この処理は図１５のタイミン
グ図においてｔ３００に対応する。
０，タイマ３（３５），ＡＮＤ回路３７，及びＮＯＴ回
路３８を設けたことが図３の回路図と異なる。また、周
波数ずれ補正手段３０は、複素乗算器３１，ｓｉｎ・ｃ
ｏｓテーブル３２，ＮＣＯ３３，及び補正量演算手段３
４を含む。図１３の回路は、最初に回路全体にリセット
をかけ、待機状態となる（Ｓ３００）。なお、後述する
補正量演算手段３４のキャリア周波数ずれ補正量は０に
設定される。その後、第一実施例のステップＳ１１０と
同様な処理により振幅の調整及びタイミング再生が行わ
れる（Ｓ３１０）。なお、この処理は図１５のタイミン
グ図においてｔ３００に対応する。
【００５１】そして、タイマ１（１４）は予めシュミレ
ーション等によって求められた振幅の調整及びタイミン
グ再生が終了する時間の計時が終了すると同期語検出回
路１３にイネーブル信号を供給する。このとき、タイマ
３（３５）が予め設定された時間の計時を開始する（Ｓ
３２０）。また、同期語検出回路１３は、タイミング再
生回路３からＩ，Ｑデジタル信号が供給され、同期語１
及び２を検出し始める。なお、この処理は図１５のタイ
ミング図においてｔ３１０に対応する。
ーション等によって求められた振幅の調整及びタイミン
グ再生が終了する時間の計時が終了すると同期語検出回
路１３にイネーブル信号を供給する。このとき、タイマ
３（３５）が予め設定された時間の計時を開始する（Ｓ
３２０）。また、同期語検出回路１３は、タイミング再
生回路３からＩ，Ｑデジタル信号が供給され、同期語１
及び２を検出し始める。なお、この処理は図１５のタイ
ミング図においてｔ３１０に対応する。
【００５２】この後、タイマ３（３５）が予め設定され
た時間の計時を終了するまでに、同期語検出回路１３が
同期語１及び２を検出するか否かにより処理が変化する
（Ｓ３３０）。タイマ３（３５）が予め設定された時間
の計時を終了するまでに同期語検出回路１３が同期語１
及び２を検出すると（Ｓ３３０においてＹＥＳ）、同期
語検出回路１３はＨｉｇｈの同期語検出信号をＮＯＴ回
路３８を介してＡＮＤ回路３７に供給する。
た時間の計時を終了するまでに、同期語検出回路１３が
同期語１及び２を検出するか否かにより処理が変化する
（Ｓ３３０）。タイマ３（３５）が予め設定された時間
の計時を終了するまでに同期語検出回路１３が同期語１
及び２を検出すると（Ｓ３３０においてＹＥＳ）、同期
語検出回路１３はＨｉｇｈの同期語検出信号をＮＯＴ回
路３８を介してＡＮＤ回路３７に供給する。
【００５３】したがって、タイマ３（３５）が計時を終
了してＨｉｇｈのパルス信号がＡＮＤ回路３７に供給さ
れたとしても、ＡＮＤ回路３７はＨｉｇｈのパルス信号
を出力せず、補正量演算手段３４のキャリア周波数ずれ
補正量は０のまま維持される。その後、図１３の回路
は、ステップＳ３４０，Ｓ３５０に進み処理を続ける。
なお、ステップＳ３４０，Ｓ３５０は、図８に示すフロ
ーチャートのステップＳ２３０，Ｓ２４０と同様な処理
である。
了してＨｉｇｈのパルス信号がＡＮＤ回路３７に供給さ
れたとしても、ＡＮＤ回路３７はＨｉｇｈのパルス信号
を出力せず、補正量演算手段３４のキャリア周波数ずれ
補正量は０のまま維持される。その後、図１３の回路
は、ステップＳ３４０，Ｓ３５０に進み処理を続ける。
なお、ステップＳ３４０，Ｓ３５０は、図８に示すフロ
ーチャートのステップＳ２３０，Ｓ２４０と同様な処理
である。
【００５４】タイマ３（３５）が予め設定された時間の
計時を終了するまでに同期語検出回路１３が同期語１及
び２を検出しないと（Ｓ３３０においてＮＯ）、同期語
検出回路１３はＬｏｗの同期語検出信号をＮＯＴ回路３
８を介してＡＮＤ回路３７に供給し続ける。したがっ
て、タイマ３（３５）が計時を終了してＨｉｇｈのパル
ス信号がＡＮＤ回路３７に供給されると、ＡＮＤ回路３
７はＨｉｇｈのパルス信号を補正量演算手段３４に供給
する（Ｓ３２０）。補正量演算手段３４はキャリア周波
数ずれ補正量を予め設定されている規則に従って更新す
ると共に、タイマ３（３５）を初期化する。
計時を終了するまでに同期語検出回路１３が同期語１及
び２を検出しないと（Ｓ３３０においてＮＯ）、同期語
検出回路１３はＬｏｗの同期語検出信号をＮＯＴ回路３
８を介してＡＮＤ回路３７に供給し続ける。したがっ
て、タイマ３（３５）が計時を終了してＨｉｇｈのパル
ス信号がＡＮＤ回路３７に供給されると、ＡＮＤ回路３
７はＨｉｇｈのパルス信号を補正量演算手段３４に供給
する（Ｓ３２０）。補正量演算手段３４はキャリア周波
数ずれ補正量を予め設定されている規則に従って更新す
ると共に、タイマ３（３５）を初期化する。
【００５５】例えばキャリア周波数ずれ補正量は、同期
語検出回路１３の周波数ずれに対する検出能力が±１Ｍ
Ｈｚであれば、＋１ＭＨｚ，−１ＭＨｚ，＋２ＭＨｚ，
−２ＭＨｚ，・・・・・ ，というように変更すればよい。図
１５のタイミング図は、キャリア周波数ずれ補正量を＋
１ＭＨｚ，−１ＭＨｚと更新し、ｔ３３０の期間におい
てタイマ３（３５）が予め設定された時間の計時を終了
するまでに同期語検出回路１３が同期語１及び２を検出
している例を示している。
語検出回路１３の周波数ずれに対する検出能力が±１Ｍ
Ｈｚであれば、＋１ＭＨｚ，−１ＭＨｚ，＋２ＭＨｚ，
−２ＭＨｚ，・・・・・ ，というように変更すればよい。図
１５のタイミング図は、キャリア周波数ずれ補正量を＋
１ＭＨｚ，−１ＭＨｚと更新し、ｔ３３０の期間におい
てタイマ３（３５）が予め設定された時間の計時を終了
するまでに同期語検出回路１３が同期語１及び２を検出
している例を示している。
【００５６】次に、本発明の第四実施例について説明す
る。図１６は、本発明のデジタル信号復調回路の第四実
施例の回路図を示す。図１７は、本発明の第四実施例の
処理を示す一例のフローチャートを示す。図１８は本発
明の第四実施例の処理を示す一例のタイミング図を示
す。また、図１９は本発明のＣ／Ｎ検出手段の一例の回
路図を示す。なお、本発明の第四実施例は第三実施例の
回路と一部を除いて同一であり、同一部分には同一符号
を付し説明を省略する。
る。図１６は、本発明のデジタル信号復調回路の第四実
施例の回路図を示す。図１７は、本発明の第四実施例の
処理を示す一例のフローチャートを示す。図１８は本発
明の第四実施例の処理を示す一例のタイミング図を示
す。また、図１９は本発明のＣ／Ｎ検出手段の一例の回
路図を示す。なお、本発明の第四実施例は第三実施例の
回路と一部を除いて同一であり、同一部分には同一符号
を付し説明を省略する。
【００５７】図１６の回路図は、Ｃ／Ｎ検出手段４０を
設けたことが図１３の回路図と異なる。このＣ／Ｎ検出
手段４０は図１９に示すように、振幅計算手段４１，Ｄ
形フリップフロップ４２，振幅差計算手段４３，加算器
４４，Ｄ形フリップフロップ４５，選択器４６，Ｄ形フ
リップフロップ４７，カウンタ４８，及びＤ形フリップ
フロップ４９を含む。
設けたことが図１３の回路図と異なる。このＣ／Ｎ検出
手段４０は図１９に示すように、振幅計算手段４１，Ｄ
形フリップフロップ４２，振幅差計算手段４３，加算器
４４，Ｄ形フリップフロップ４５，選択器４６，Ｄ形フ
リップフロップ４７，カウンタ４８，及びＤ形フリップ
フロップ４９を含む。
【００５８】振幅計算手段４１はＩ，Ｑデジタル信号が
供給されると、Ｉ，Ｑデジタル信号のシンボルの振幅を
計算して算出する。振幅計算手段４１は、算出したシン
ボルの振幅を振幅差計算手段４３に直接供給すると共
に、Ｄ形フリップフロップ４２を介してシンボルの振幅
を振幅差計算手段４３に供給する。振幅差計算手段４３
は、振幅計算手段４１から供給されるシンボルの振幅
と、Ｄ形フリップフロップ４２から供給される１シンボ
ル前のシンボルの振幅との振幅差を算出して加算器４４
に出力する。加算器４４及びＤ形フリップフロップ４５
は振幅差計算手段４３から供給される振幅差を積分し、
カウンタ４８が所定の時間を計時するごとにその積分結
果を選択器４６を介してＤ形フリップフロップ４７に出
力すると共に、Ｄ形フリップフロップ４５をリセットす
る。Ｄ形フリップフロップ４７は、カウンタ４８からＨ
ｉｇｈの信号が供給されると積分結果を更新し、カウン
タ４８からＬｏｗの信号が供給されると積分結果を保持
する。
供給されると、Ｉ，Ｑデジタル信号のシンボルの振幅を
計算して算出する。振幅計算手段４１は、算出したシン
ボルの振幅を振幅差計算手段４３に直接供給すると共
に、Ｄ形フリップフロップ４２を介してシンボルの振幅
を振幅差計算手段４３に供給する。振幅差計算手段４３
は、振幅計算手段４１から供給されるシンボルの振幅
と、Ｄ形フリップフロップ４２から供給される１シンボ
ル前のシンボルの振幅との振幅差を算出して加算器４４
に出力する。加算器４４及びＤ形フリップフロップ４５
は振幅差計算手段４３から供給される振幅差を積分し、
カウンタ４８が所定の時間を計時するごとにその積分結
果を選択器４６を介してＤ形フリップフロップ４７に出
力すると共に、Ｄ形フリップフロップ４５をリセットす
る。Ｄ形フリップフロップ４７は、カウンタ４８からＨ
ｉｇｈの信号が供給されると積分結果を更新し、カウン
タ４８からＬｏｗの信号が供給されると積分結果を保持
する。
【００５９】したがって、Ｃ／Ｎ検出手段４０は、現在
のシンボルの振幅と１シンボル前のシンボルの振幅との
差の絶対値の積分値が所定の時間ごとに出力されるの
で、入力されたＩ，Ｑデジタル信号のシンボルのＣ／Ｎ
値が小さい、すなわちノイズが大きいほど大きな信号を
出力する。図１６の回路は、最初に回路全体にリセット
をかけ、待機状態となる（Ｓ４００）。なお、補正量演
算手段３４のキャリア周波数ずれ補正量は０に設定され
る。その後、第三実施例のステップＳ３１０と同様な処
理により振幅の調整及びタイミング再生が行われる（Ｓ
４１０）。なお、この処理は図１８のタイミング図にお
いてｔ４００に対応する。
のシンボルの振幅と１シンボル前のシンボルの振幅との
差の絶対値の積分値が所定の時間ごとに出力されるの
で、入力されたＩ，Ｑデジタル信号のシンボルのＣ／Ｎ
値が小さい、すなわちノイズが大きいほど大きな信号を
出力する。図１６の回路は、最初に回路全体にリセット
をかけ、待機状態となる（Ｓ４００）。なお、補正量演
算手段３４のキャリア周波数ずれ補正量は０に設定され
る。その後、第三実施例のステップＳ３１０と同様な処
理により振幅の調整及びタイミング再生が行われる（Ｓ
４１０）。なお、この処理は図１８のタイミング図にお
いてｔ４００に対応する。
【００６０】そして、タイマ１（１４）は予めシュミレ
ーション等によって求められた振幅の調整及びタイミン
グ再生が終了する時間の計時が終了すると同期語検出回
路１３にイネーブル信号を供給する。このとき、Ｃ／Ｎ
検出手段４０から出力される信号は安定しているので、
補正量演算手段３４はＣ／Ｎ検出手段４０から供給され
る信号に基づいてキャリア周波数ずれ補正量の更新量を
算出する（Ｓ４２０）。
ーション等によって求められた振幅の調整及びタイミン
グ再生が終了する時間の計時が終了すると同期語検出回
路１３にイネーブル信号を供給する。このとき、Ｃ／Ｎ
検出手段４０から出力される信号は安定しているので、
補正量演算手段３４はＣ／Ｎ検出手段４０から供給され
る信号に基づいてキャリア周波数ずれ補正量の更新量を
算出する（Ｓ４２０）。
【００６１】続いて、タイマ３（３５）が予め設定され
た時間の計時を開始する。また、同期語検出回路１３
は、タイミング再生回路３からＩ，Ｑデジタル信号が供
給され、同期語１及び２を検出し始める（Ｓ４３０）。
なお、この処理は図１８のタイミング図においてｔ４１
０に対応する。この後、タイマ３（３５）が予め設定さ
れた時間の計時を終了するまでに、同期語検出回路１３
が同期語１及び２を検出するか否かにより処理が変化す
る（Ｓ４４０）。図１４のステップＳ３３０と同様に、
タイマ３（３５）が予め設定された時間の計時を終了す
るまでに同期語検出回路１３が同期語１及び２を検出す
ると（Ｓ４４０においてＹＥＳ）、ＡＮＤ回路３７はＨ
ｉｇｈのパルス信号が出力されず、補正量演算手段３４
のキャリア周波数ずれ補正量は０のまま維持される。そ
の後、図１６の回路は、ステップＳ４５０，Ｓ４６０に
進み処理を続ける。なお、ステップＳ４５０，Ｓ４６０
は、図１４に示すフローチャートのステップＳ３４０，
Ｓ３５０と同様な処理である。
た時間の計時を開始する。また、同期語検出回路１３
は、タイミング再生回路３からＩ，Ｑデジタル信号が供
給され、同期語１及び２を検出し始める（Ｓ４３０）。
なお、この処理は図１８のタイミング図においてｔ４１
０に対応する。この後、タイマ３（３５）が予め設定さ
れた時間の計時を終了するまでに、同期語検出回路１３
が同期語１及び２を検出するか否かにより処理が変化す
る（Ｓ４４０）。図１４のステップＳ３３０と同様に、
タイマ３（３５）が予め設定された時間の計時を終了す
るまでに同期語検出回路１３が同期語１及び２を検出す
ると（Ｓ４４０においてＹＥＳ）、ＡＮＤ回路３７はＨ
ｉｇｈのパルス信号が出力されず、補正量演算手段３４
のキャリア周波数ずれ補正量は０のまま維持される。そ
の後、図１６の回路は、ステップＳ４５０，Ｓ４６０に
進み処理を続ける。なお、ステップＳ４５０，Ｓ４６０
は、図１４に示すフローチャートのステップＳ３４０，
Ｓ３５０と同様な処理である。
【００６２】タイマ３（３５）が予め設定された時間の
計時を終了するまでに同期語検出回路１３が同期語１及
び２を検出しないと（Ｓ４４０においてＮＯ）、ＡＮＤ
回路３７はＨｉｇｈのパルス信号を補正量演算手段３４
に供給する。補正量演算手段３４はキャリア周波数ずれ
補正量を以下の式（１）に従って更新すると共に、タイ
マ３（３５）を初期化する。
計時を終了するまでに同期語検出回路１３が同期語１及
び２を検出しないと（Ｓ４４０においてＮＯ）、ＡＮＤ
回路３７はＨｉｇｈのパルス信号を補正量演算手段３４
に供給する。補正量演算手段３４はキャリア周波数ずれ
補正量を以下の式（１）に従って更新すると共に、タイ
マ３（３５）を初期化する。
【００６３】 キャリア周波数ずれ補正量＝（−１）n ×補正量の更新量・・・・・ （１） （ｎ＝０，１，２，・・・ ） 図１８のタイミング図は、キャリア周波数ずれ補正量を
２回更新し、ｔ４３０の期間においてタイマ３（３５）
が予め設定された時間の計時を終了するまでに同期語検
出回路１３が同期語１及び２を検出している例を示して
いる。
２回更新し、ｔ４３０の期間においてタイマ３（３５）
が予め設定された時間の計時を終了するまでに同期語検
出回路１３が同期語１及び２を検出している例を示して
いる。
【００６４】次に、本発明の第五実施例について説明す
る。図２０は、本発明のデジタル信号復調回路の第五実
施例の回路図を示す。図２１は、本発明の第五実施例の
処理を示す一例のフローチャートを示す。図２２は本発
明の第五実施例の処理を示す一例のタイミング図を示
す。なお、本発明の第五実施例は第四実施例の回路と回
路構成上同一であり、同一部分には同一符号を付し説明
を省略する。
る。図２０は、本発明のデジタル信号復調回路の第五実
施例の回路図を示す。図２１は、本発明の第五実施例の
処理を示す一例のフローチャートを示す。図２２は本発
明の第五実施例の処理を示す一例のタイミング図を示
す。なお、本発明の第五実施例は第四実施例の回路と回
路構成上同一であり、同一部分には同一符号を付し説明
を省略する。
【００６５】図２０の回路は、最初に回路全体にリセッ
トをかけ、待機状態となる（Ｓ５００）。なお、補正量
演算手段３４のキャリア周波数ずれ補正量は０に設定さ
れる。その後、第四実施例のステップＳ４１０と同様な
処理により振幅の調整及びタイミング再生が行われる
（Ｓ５１０）。なお、この処理は図２２のタイミング図
においてｔ５００に対応する。
トをかけ、待機状態となる（Ｓ５００）。なお、補正量
演算手段３４のキャリア周波数ずれ補正量は０に設定さ
れる。その後、第四実施例のステップＳ４１０と同様な
処理により振幅の調整及びタイミング再生が行われる
（Ｓ５１０）。なお、この処理は図２２のタイミング図
においてｔ５００に対応する。
【００６６】そして、タイマ１（１４）は予めシュミレ
ーション等によって求められた振幅の調整及びタイミン
グ再生が終了する時間の計時が終了すると同期語検出回
路１３にイネーブル信号を供給する。このとき、Ｃ／Ｎ
検出手段４０から出力される信号は安定しているので、
補正量演算手段３４はＣ／Ｎ検出手段４０から供給され
る信号に基づいてキャリア周波数ずれ補正量の更新量及
びキャリア周波数ずれ補正量の更新周期、すなわちタイ
マ３（３５）により計時する時間を設定する（Ｓ５２
０）。
ーション等によって求められた振幅の調整及びタイミン
グ再生が終了する時間の計時が終了すると同期語検出回
路１３にイネーブル信号を供給する。このとき、Ｃ／Ｎ
検出手段４０から出力される信号は安定しているので、
補正量演算手段３４はＣ／Ｎ検出手段４０から供給され
る信号に基づいてキャリア周波数ずれ補正量の更新量及
びキャリア周波数ずれ補正量の更新周期、すなわちタイ
マ３（３５）により計時する時間を設定する（Ｓ５２
０）。
【００６７】この設定値は、Ｃ／Ｎ検出手段４０から供
給される信号が大きいほど小さなキャリア周波数ずれ補
正量の更新量及び長いキャリア周波数ずれ補正量の更新
周期が設定される。したがって、Ｃ／Ｎ値が大きい場合
はキャリア周波数ずれ補正量の更新周期を短く設定し、
処理の高速化を実現する。また、Ｃ／Ｎ値が小さい場合
はキャリア周波数ずれ補正量の更新周期を長く設定する
ことにより、確実な同期語検出を実現する。なお、ステ
ップＳ５３０以降の処理は、図１７に示す第四実施例と
同一であり、説明を省略する。
給される信号が大きいほど小さなキャリア周波数ずれ補
正量の更新量及び長いキャリア周波数ずれ補正量の更新
周期が設定される。したがって、Ｃ／Ｎ値が大きい場合
はキャリア周波数ずれ補正量の更新周期を短く設定し、
処理の高速化を実現する。また、Ｃ／Ｎ値が小さい場合
はキャリア周波数ずれ補正量の更新周期を長く設定する
ことにより、確実な同期語検出を実現する。なお、ステ
ップＳ５３０以降の処理は、図１７に示す第四実施例と
同一であり、説明を省略する。
【００６８】次に、本発明の第六実施例について説明す
る。図２３は、本発明のデジタル信号復調回路の第六実
施例の回路図を示す。図２４は、本発明のＢＰＳＫ・Ｑ
ＰＳＫ・８ＰＳＫ位相比較器の一例の回路図を示す。図
２５は、本発明の第六実施例の処理を示す一例のフロー
チャートを示す。また、図２６は、本発明の第六実施例
の処理を示す一例のタイミング図を示す。なお、本発明
の第六実施例は図２０の回路と一部を除いて同一であ
り、同一部分には同一符号を付し説明を省略する。
る。図２３は、本発明のデジタル信号復調回路の第六実
施例の回路図を示す。図２４は、本発明のＢＰＳＫ・Ｑ
ＰＳＫ・８ＰＳＫ位相比較器の一例の回路図を示す。図
２５は、本発明の第六実施例の処理を示す一例のフロー
チャートを示す。また、図２６は、本発明の第六実施例
の処理を示す一例のタイミング図を示す。なお、本発明
の第六実施例は図２０の回路と一部を除いて同一であ
り、同一部分には同一符号を付し説明を省略する。
【００６９】図２３の回路図は、ＢＰＳＫ・ＱＰＳＫ・
８ＰＳＫ位相比較器５０を設けたことが図２０の回路図
と異なっている。なお、図２０のＯＲ回路１７及び選択
器１８はＢＰＳＫ・ＱＰＳＫ・８ＰＳＫ位相比較器５０
に含まれている。このＢＰＳＫ・ＱＰＳＫ・８ＰＳＫ位
相比較器５０は図２４に示すように、ＯＲ回路１７，選
択器１８，ＯＲ回路５３，８ＰＳＫ位相比較器５４，Ｑ
ＰＳＫ位相比較器５５，ＢＰＳＫ位相比較器２０，ウイ
ンドウ判定手段２１，乗算器５８〜５９，乗算器２２，
Ｄ形フリップフロップ６１〜６２，Ｄ形フリップフロッ
プ２４，選択器２３，及び加算器６５を含む。
８ＰＳＫ位相比較器５０を設けたことが図２０の回路図
と異なっている。なお、図２０のＯＲ回路１７及び選択
器１８はＢＰＳＫ・ＱＰＳＫ・８ＰＳＫ位相比較器５０
に含まれている。このＢＰＳＫ・ＱＰＳＫ・８ＰＳＫ位
相比較器５０は図２４に示すように、ＯＲ回路１７，選
択器１８，ＯＲ回路５３，８ＰＳＫ位相比較器５４，Ｑ
ＰＳＫ位相比較器５５，ＢＰＳＫ位相比較器２０，ウイ
ンドウ判定手段２１，乗算器５８〜５９，乗算器２２，
Ｄ形フリップフロップ６１〜６２，Ｄ形フリップフロッ
プ２４，選択器２３，及び加算器６５を含む。
【００７０】なお、図２３の回路はステップＳ６００〜
Ｓ６６０までの処理が図２０の回路図と同様であり、説
明を省略する。ステップＳ６００〜Ｓ６６０の処理によ
り周波数引込み及び位相引込みが終了すると、ＦＥＣ１
１は変調方式の切換え制御の情報を取得して、各変調方
式ごとに切換え制御信号をＢＰＳＫ・ＱＰＳＫ・８ＰＳ
Ｋ位相比較器５０に供給する（Ｓ６７０）。例えば、８
ＰＳＫの切換え制御信号は８ＰＳＫ変調信号部分のみで
Ｈｉｇｈの信号となり、ＱＰＳＫの切換え制御信号はＱ
ＰＳＫ変調信号部分のみでＨｉｇｈの信号となり、ＢＰ
ＳＫの切換え制御信号はＢＰＳＫ変調信号部分のみでＨ
ｉｇｈの信号となる。
Ｓ６６０までの処理が図２０の回路図と同様であり、説
明を省略する。ステップＳ６００〜Ｓ６６０の処理によ
り周波数引込み及び位相引込みが終了すると、ＦＥＣ１
１は変調方式の切換え制御の情報を取得して、各変調方
式ごとに切換え制御信号をＢＰＳＫ・ＱＰＳＫ・８ＰＳ
Ｋ位相比較器５０に供給する（Ｓ６７０）。例えば、８
ＰＳＫの切換え制御信号は８ＰＳＫ変調信号部分のみで
Ｈｉｇｈの信号となり、ＱＰＳＫの切換え制御信号はＱ
ＰＳＫ変調信号部分のみでＨｉｇｈの信号となり、ＢＰ
ＳＫの切換え制御信号はＢＰＳＫ変調信号部分のみでＨ
ｉｇｈの信号となる。
【００７１】８ＰＳＫの切換え制御信号は乗算器５８に
供給され、８ＰＳＫの切換え制御信号がＨｉｇｈの信号
であるとき、すなわち８ＰＳＫ変調信号部分であるとき
に８ＰＳＫ位相比較器５４の出力をＤ形フリップフロッ
プ６１に供給する。なお、８ＰＳＫの切換え制御信号が
Ｌｏｗの信号であるとき、すなわち８ＰＳＫ変調信号部
分でないときは、０をＤ形フリップフロップ６１に供給
する。
供給され、８ＰＳＫの切換え制御信号がＨｉｇｈの信号
であるとき、すなわち８ＰＳＫ変調信号部分であるとき
に８ＰＳＫ位相比較器５４の出力をＤ形フリップフロッ
プ６１に供給する。なお、８ＰＳＫの切換え制御信号が
Ｌｏｗの信号であるとき、すなわち８ＰＳＫ変調信号部
分でないときは、０をＤ形フリップフロップ６１に供給
する。
【００７２】ＱＰＳＫの切換え制御信号は乗算器５９に
供給され、ＱＰＳＫの切換え制御信号がＨｉｇｈの信号
であるとき、すなわちＱＰＳＫ変調信号部分であるとき
にＱＰＳＫ位相比較器５５の出力をＤ形フリップフロッ
プ６２に供給する。なお、ＱＰＳＫの切換え制御信号が
Ｌｏｗの信号であるとき、すなわちＱＰＳＫ変調信号部
分でないときは、０をＤ形フリップフロップ６２に供給
する。
供給され、ＱＰＳＫの切換え制御信号がＨｉｇｈの信号
であるとき、すなわちＱＰＳＫ変調信号部分であるとき
にＱＰＳＫ位相比較器５５の出力をＤ形フリップフロッ
プ６２に供給する。なお、ＱＰＳＫの切換え制御信号が
Ｌｏｗの信号であるとき、すなわちＱＰＳＫ変調信号部
分でないときは、０をＤ形フリップフロップ６２に供給
する。
【００７３】ＢＰＳＫの切換え制御信号は乗算器２２に
供給され、ＢＰＳＫの切換え制御信号がＨｉｇｈの信号
であるとき、すなわちＢＰＳＫ変調信号部分であるとき
にＢＰＳＫ位相比較器２０の出力をＤ形フリップフロッ
プ２４に供給する。なお、ＢＰＳＫの切換え制御信号が
Ｌｏｗの信号であるとき、すなわちＢＰＳＫ変調信号部
分でないときは、０をＤ形フリップフロップ２４に供給
する。これらのＤ形フリップフロップ２４，６１，及び
６２の出力は加算器６５により加算され、ループフィル
タ６に出力される。なお、この処理は図２６のタイミン
グ図においてｔ６５０に対応する。
供給され、ＢＰＳＫの切換え制御信号がＨｉｇｈの信号
であるとき、すなわちＢＰＳＫ変調信号部分であるとき
にＢＰＳＫ位相比較器２０の出力をＤ形フリップフロッ
プ２４に供給する。なお、ＢＰＳＫの切換え制御信号が
Ｌｏｗの信号であるとき、すなわちＢＰＳＫ変調信号部
分でないときは、０をＤ形フリップフロップ２４に供給
する。これらのＤ形フリップフロップ２４，６１，及び
６２の出力は加算器６５により加算され、ループフィル
タ６に出力される。なお、この処理は図２６のタイミン
グ図においてｔ６５０に対応する。
【００７４】したがって、ＢＰＳＫ・ＱＰＳＫ・８ＰＳ
Ｋ位相比較器５０はこれらの切換え制御信号を利用する
ことにより、現在処理を行なっているＩ，Ｑデジタル信
号の変調方式に応じて位相比較器を切換えて使用するこ
とができる。次に、本発明の第七実施例について説明す
る。図２７は、本発明のデジタル信号復調回路の第七実
施例の回路図を示す。図２８は、本発明のＢＰＳＫ・Ｑ
ＰＳＫ・８ＰＳＫ位相比較器の一例の回路図を示す。図
２９は、本発明の第七実施例の処理を示す一例のフロー
チャートを示す。また、図３０は、本発明の第七実施例
の処理を示す一例のタイミング図を示す。なお、本発明
の第七実施例は図２３の回路と一部を除いて同一であ
り、同一部分には同一符号を付し説明を省略する。
Ｋ位相比較器５０はこれらの切換え制御信号を利用する
ことにより、現在処理を行なっているＩ，Ｑデジタル信
号の変調方式に応じて位相比較器を切換えて使用するこ
とができる。次に、本発明の第七実施例について説明す
る。図２７は、本発明のデジタル信号復調回路の第七実
施例の回路図を示す。図２８は、本発明のＢＰＳＫ・Ｑ
ＰＳＫ・８ＰＳＫ位相比較器の一例の回路図を示す。図
２９は、本発明の第七実施例の処理を示す一例のフロー
チャートを示す。また、図３０は、本発明の第七実施例
の処理を示す一例のタイミング図を示す。なお、本発明
の第七実施例は図２３の回路と一部を除いて同一であ
り、同一部分には同一符号を付し説明を省略する。
【００７５】図２７の回路図は、Ｃ／Ｎ検出手段４０の
出力信号がＢＰＳＫ・ＱＰＳＫ・８ＰＳＫ位相比較器５
０に供給されている点が図２３の回路図と異なってい
る。また、ＢＰＳＫ・ＱＰＳＫ・８ＰＳＫ位相比較器５
０は図２８に示すように、８ＰＳＫしきい値設定部７
０，ＱＰＳＫしきい値設定部７１，大小判定手段７２，
大小判定手段７３，及び乗算器７４〜７５を含んでいる
ことが図２４の回路図と異なっている。
出力信号がＢＰＳＫ・ＱＰＳＫ・８ＰＳＫ位相比較器５
０に供給されている点が図２３の回路図と異なってい
る。また、ＢＰＳＫ・ＱＰＳＫ・８ＰＳＫ位相比較器５
０は図２８に示すように、８ＰＳＫしきい値設定部７
０，ＱＰＳＫしきい値設定部７１，大小判定手段７２，
大小判定手段７３，及び乗算器７４〜７５を含んでいる
ことが図２４の回路図と異なっている。
【００７６】なお、図２７の回路はステップＳ７００〜
Ｓ７６０までの処理が図２３の回路図と同様であり、説
明を省略する。ステップＳ７００〜Ｓ７６０の処理によ
り周波数引込み及び位相引込みが終了すると、ＦＥＣ１
１は変調方式の切換え制御の情報を取得して、各変調方
式ごとに切換え制御信号をＢＰＳＫ・ＱＰＳＫ・８ＰＳ
Ｋ位相比較器５０に供給する。また、Ｃ／Ｎ検出手段４
０は、出力信号を大小判定手段７２及び７３に供給する
（Ｓ７７０）。
Ｓ７６０までの処理が図２３の回路図と同様であり、説
明を省略する。ステップＳ７００〜Ｓ７６０の処理によ
り周波数引込み及び位相引込みが終了すると、ＦＥＣ１
１は変調方式の切換え制御の情報を取得して、各変調方
式ごとに切換え制御信号をＢＰＳＫ・ＱＰＳＫ・８ＰＳ
Ｋ位相比較器５０に供給する。また、Ｃ／Ｎ検出手段４
０は、出力信号を大小判定手段７２及び７３に供給する
（Ｓ７７０）。
【００７７】大小判定手段７２は、Ｃ／Ｎ検出手段４０
の出力信号と８ＰＳＫしきい値設定部７０から供給され
る８ＰＳＫしきい値とを比較して、Ｃ／Ｎ検出手段４０
の出力信号が８ＰＳＫしきい値より小さい場合に乗算器
７４にＨｉｇｈの信号を出力しする。また、Ｃ／Ｎ検出
手段４０の出力信号が８ＰＳＫしきい値より大きい場合
に乗算器７４にＬｏｗの信号を出力しする。
の出力信号と８ＰＳＫしきい値設定部７０から供給され
る８ＰＳＫしきい値とを比較して、Ｃ／Ｎ検出手段４０
の出力信号が８ＰＳＫしきい値より小さい場合に乗算器
７４にＨｉｇｈの信号を出力しする。また、Ｃ／Ｎ検出
手段４０の出力信号が８ＰＳＫしきい値より大きい場合
に乗算器７４にＬｏｗの信号を出力しする。
【００７８】したがって、乗算器７４はＣ／Ｎ検出手段
４０の出力信号が８ＰＳＫしきい値より小さい場合にの
みＦＥＣ１１から供給される８ＰＳＫの切換え信号を乗
算器５８に供給する。これは、８ＰＳＫしきい値設定部
７０は８ＰＳＫ変調信号が同期保持に役立つ限界Ｃ／Ｎ
値に基づいた信号が設定されており、８ＰＳＫしきい値
と比較してＣ／Ｎ検出手段４０の出力信号が大きい場合
は同期保持に役立たないばかりか同期保持の妨害になっ
てしまうからである。
４０の出力信号が８ＰＳＫしきい値より小さい場合にの
みＦＥＣ１１から供給される８ＰＳＫの切換え信号を乗
算器５８に供給する。これは、８ＰＳＫしきい値設定部
７０は８ＰＳＫ変調信号が同期保持に役立つ限界Ｃ／Ｎ
値に基づいた信号が設定されており、８ＰＳＫしきい値
と比較してＣ／Ｎ検出手段４０の出力信号が大きい場合
は同期保持に役立たないばかりか同期保持の妨害になっ
てしまうからである。
【００７９】また、大小判定手段７３は、Ｃ／Ｎ検出手
段４０の出力信号とＱＰＳＫしきい値設定部７１から供
給されるＱＰＳＫしきい値とを比較して、Ｃ／Ｎ検出手
段４０の出力信号がＱＰＳＫしきい値より小さい場合に
乗算器７５にＨｉｇｈの信号を出力しする。また、Ｃ／
Ｎ検出手段４０の出力信号がＱＰＳＫしきい値より大き
い場合に乗算器７５にＬｏｗの信号を出力しする。
段４０の出力信号とＱＰＳＫしきい値設定部７１から供
給されるＱＰＳＫしきい値とを比較して、Ｃ／Ｎ検出手
段４０の出力信号がＱＰＳＫしきい値より小さい場合に
乗算器７５にＨｉｇｈの信号を出力しする。また、Ｃ／
Ｎ検出手段４０の出力信号がＱＰＳＫしきい値より大き
い場合に乗算器７５にＬｏｗの信号を出力しする。
【００８０】したがって、乗算器７５はＣ／Ｎ検出手段
４０の出力信号がＱＰＳＫしきい値より小さい場合にの
みＦＥＣ１１から供給されるＱＰＳＫの切換え信号を乗
算器５９に供給する。これは、ＱＰＳＫしきい値設定部
７１はＱＰＳＫ変調信号が同期保持に役立つ限界Ｃ／Ｎ
値に基づいた信号が設定されており、ＱＰＳＫしきい値
と比較してＣ／Ｎ検出手段４０の出力信号が大きい場合
は同期保持に役立たないばかりか同期保持の妨害になっ
てしまうからである。なお、この処理は図３０のタイミ
ング図においてｔ７５０に対応する。
４０の出力信号がＱＰＳＫしきい値より小さい場合にの
みＦＥＣ１１から供給されるＱＰＳＫの切換え信号を乗
算器５９に供給する。これは、ＱＰＳＫしきい値設定部
７１はＱＰＳＫ変調信号が同期保持に役立つ限界Ｃ／Ｎ
値に基づいた信号が設定されており、ＱＰＳＫしきい値
と比較してＣ／Ｎ検出手段４０の出力信号が大きい場合
は同期保持に役立たないばかりか同期保持の妨害になっ
てしまうからである。なお、この処理は図３０のタイミ
ング図においてｔ７５０に対応する。
【００８１】したがって、ＢＰＳＫ・ＱＰＳＫ・８ＰＳ
Ｋ位相比較器５０は、Ｃ／Ｎ値の状態に応じて同期保持
に利用する変調信号を選択することにより、低Ｃ／Ｎ値
の状態まで同期保持が可能となる。以上、各実施例に係
るデジタル信号復調回路は、例えば図３１に示すような
デジタル信号受信器に適用できる。図３１は、デジタル
信号受信器の一例の回路図を示す。図３１のデジタル受
信器８０では、本発明のデジタル信号復調回路はＱＰＳ
Ｋ８２，Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ８３よりな
るブロック８１に相当している。
Ｋ位相比較器５０は、Ｃ／Ｎ値の状態に応じて同期保持
に利用する変調信号を選択することにより、低Ｃ／Ｎ値
の状態まで同期保持が可能となる。以上、各実施例に係
るデジタル信号復調回路は、例えば図３１に示すような
デジタル信号受信器に適用できる。図３１は、デジタル
信号受信器の一例の回路図を示す。図３１のデジタル受
信器８０では、本発明のデジタル信号復調回路はＱＰＳ
Ｋ８２，Ｅｒｒｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ８３よりな
るブロック８１に相当している。
【００８２】なお、本発明の実施例としてＢＳデジタル
放送信号が入力された場合の処理について説明したがこ
れに限ることなく、他の変調方式が混載された信号をキ
ャリア再生する場合にも適用が可能である。なお、特許
請求の範囲に記載した同期語検出手段は同期語検出回路
１３に相当し、第一選択手段はタイマ２（１５）とＯＲ
回路１７と選択器１８とに相当し、キャリア再生手段は
キャリア再生部１２に相当し、タイミング再生手段はタ
イミング再生回路３に相当し、第一計時手段はタイマ１
（１４）に相当し、第二計時手段はタイマ２（１５）に
相当し、第三計時手段はタイマ３（３５）に相当し、第
二選択手段はＡＮＤ回路３７に相当し、積分手段が加算
器４４とＤ形フリップフロップ４５とに相当し、第三選
択手段がカウンタ４８とＤ形フリップフロップ４９と選
択器４６とに相当し、変調方式識別手段がＦＥＣ１１に
相当し、位相比較器切換え手段が乗算器２２，５８，及
び５９に相当し、同期保持利用判断手段が大小判定手段
７２，７３に相当する。
放送信号が入力された場合の処理について説明したがこ
れに限ることなく、他の変調方式が混載された信号をキ
ャリア再生する場合にも適用が可能である。なお、特許
請求の範囲に記載した同期語検出手段は同期語検出回路
１３に相当し、第一選択手段はタイマ２（１５）とＯＲ
回路１７と選択器１８とに相当し、キャリア再生手段は
キャリア再生部１２に相当し、タイミング再生手段はタ
イミング再生回路３に相当し、第一計時手段はタイマ１
（１４）に相当し、第二計時手段はタイマ２（１５）に
相当し、第三計時手段はタイマ３（３５）に相当し、第
二選択手段はＡＮＤ回路３７に相当し、積分手段が加算
器４４とＤ形フリップフロップ４５とに相当し、第三選
択手段がカウンタ４８とＤ形フリップフロップ４９と選
択器４６とに相当し、変調方式識別手段がＦＥＣ１１に
相当し、位相比較器切換え手段が乗算器２２，５８，及
び５９に相当し、同期保持利用判断手段が大小判定手段
７２，７３に相当する。
【００８３】
【発明の効果】上述の如く、請求項１記載の本発明によ
れば、複数の変調方式が混載された信号に対応させて所
定の変調方式のキャリア再生用の信号位置情報を生成す
ることにより、その所定の変調方式の位相比較器により
キャリア再生が可能となる。また、第一選択手段によ
り、キャリア再生の周波数引込み期間と位相引込み期間
とで異なった信号により周波数引込み又は位相引込みが
でき、周波数引込み又は位相引込みに適した信号を選択
的に利用することが可能である。
れば、複数の変調方式が混載された信号に対応させて所
定の変調方式のキャリア再生用の信号位置情報を生成す
ることにより、その所定の変調方式の位相比較器により
キャリア再生が可能となる。また、第一選択手段によ
り、キャリア再生の周波数引込み期間と位相引込み期間
とで異なった信号により周波数引込み又は位相引込みが
でき、周波数引込み又は位相引込みに適した信号を選択
的に利用することが可能である。
【００８４】また、請求項２記載の本発明によれば、第
二計時手段によりキャリア再生の周波数引込みが終了す
ると予想される時間を計時した時点で第一選択手段に信
号を供給することにより、キャリア再生の周波数引込み
期間の処理から位相引込み期間の処理に移行させること
が可能となる。なお、キャリア再生の周波数引込みが終
了すると予想される時間は、予めシュミレーション等に
より算出しておくことができ、その算出した時間を設定
したものである。
二計時手段によりキャリア再生の周波数引込みが終了す
ると予想される時間を計時した時点で第一選択手段に信
号を供給することにより、キャリア再生の周波数引込み
期間の処理から位相引込み期間の処理に移行させること
が可能となる。なお、キャリア再生の周波数引込みが終
了すると予想される時間は、予めシュミレーション等に
より算出しておくことができ、その算出した時間を設定
したものである。
【００８５】また、請求項３記載の本発明によれば、ウ
インドウ判定手段により信号の位相差が所定の範囲にな
い場合は、その範囲をはずれる前の位相差を出力するこ
とにより、周波数ずれが大きい場合でもキャリア再生の
周波数引込みが可能となる。また、請求項４記載の本発
明によれば、第三計時手段が計時する周期の内に同期語
検出手段が同期語を検出しなければ順次キャリア周波数
ずれ補正量の更新が行われるために、同期語検出手段が
同期語を検出できるキャリアずれの範囲、いわゆるキャ
プチャレンジが拡大できる。
インドウ判定手段により信号の位相差が所定の範囲にな
い場合は、その範囲をはずれる前の位相差を出力するこ
とにより、周波数ずれが大きい場合でもキャリア再生の
周波数引込みが可能となる。また、請求項４記載の本発
明によれば、第三計時手段が計時する周期の内に同期語
検出手段が同期語を検出しなければ順次キャリア周波数
ずれ補正量の更新が行われるために、同期語検出手段が
同期語を検出できるキャリアずれの範囲、いわゆるキャ
プチャレンジが拡大できる。
【００８６】また、請求項５記載の本発明によれば、キ
ャリア周波数ずれ補正量をＣ／Ｎ値に基づいて決定でき
るので、高Ｃ／Ｎ時には更新するキャリア周波数ずれ補
正量を大きくして同期語検出の時間を短縮できる。ま
た、低Ｃ／Ｎ時には更新するキャリア周波数ずれ補正量
を小さくして同期語検出を正確に行なうことができる。
また、請求項６記載の本発明によれば、キャリア周波数
ずれ補正量の更新をする周期をＣ／Ｎ値に基づいて決定
できるので、高Ｃ／Ｎ時には更新するキャリア周波数ず
れ補正量の更新をする周期を短くして同期語検出の時間
を短縮できる。また、低Ｃ／Ｎ時には更新するキャリア
周波数ずれ補正量の更新をする周期を長くして同期語検
出を正確に行なうことができる。
ャリア周波数ずれ補正量をＣ／Ｎ値に基づいて決定でき
るので、高Ｃ／Ｎ時には更新するキャリア周波数ずれ補
正量を大きくして同期語検出の時間を短縮できる。ま
た、低Ｃ／Ｎ時には更新するキャリア周波数ずれ補正量
を小さくして同期語検出を正確に行なうことができる。
また、請求項６記載の本発明によれば、キャリア周波数
ずれ補正量の更新をする周期をＣ／Ｎ値に基づいて決定
できるので、高Ｃ／Ｎ時には更新するキャリア周波数ず
れ補正量の更新をする周期を短くして同期語検出の時間
を短縮できる。また、低Ｃ／Ｎ時には更新するキャリア
周波数ずれ補正量の更新をする周期を長くして同期語検
出を正確に行なうことができる。
【００８７】また、請求項７記載の本発明によれば、Ｃ
／Ｎ検出手段は振幅計算手段，振幅差計算手段，積分手
段，及び第三選択手段により実現できる。また、請求項
８記載の本発明によれば、キャリア再生が終了した後の
キャリアの同期保持において、現在の信号の変調方式を
変調方式識別手段により識別し、位相比較器を切り換え
ることにより、各変調方式に応じた位相比較器を切換え
て利用することができ、キャリアジッタを減少させるこ
とが可能となる。
／Ｎ検出手段は振幅計算手段，振幅差計算手段，積分手
段，及び第三選択手段により実現できる。また、請求項
８記載の本発明によれば、キャリア再生が終了した後の
キャリアの同期保持において、現在の信号の変調方式を
変調方式識別手段により識別し、位相比較器を切り換え
ることにより、各変調方式に応じた位相比較器を切換え
て利用することができ、キャリアジッタを減少させるこ
とが可能となる。
【００８８】また、請求項９記載の本発明によれば、夫
々の変調方式に応じたしきい値と現在のＣ／Ｎ値とを比
較することにより、その変調方式の信号を同期保持に利
用するべきか否かを判定することが可能となる。なお、
しきい値とは同期保持に役立つ限界Ｃ／Ｎを変調方式ご
とに設定した値である。また、請求項１０記載の本発明
によれば、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫが混載された
信号を復調することが可能である。
々の変調方式に応じたしきい値と現在のＣ／Ｎ値とを比
較することにより、その変調方式の信号を同期保持に利
用するべきか否かを判定することが可能となる。なお、
しきい値とは同期保持に役立つ限界Ｃ／Ｎを変調方式ご
とに設定した値である。また、請求項１０記載の本発明
によれば、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫが混載された
信号を復調することが可能である。
【００８９】また、請求項１１記載の本発明によれば、
前記第一信号及び第二信号は、ＢＰＳＫにより変調され
た信号であることにより、ＢＰＳＫしか捕捉できないよ
うな低Ｃ／Ｎにおいてもキャリア再生が可能である。ま
た、請求項１２記載の本発明によれば、第一信号は変調
方式の切換え制御の情報及び同期語を含む信号であり、
比較的大きなデータ数を有する信号であるのでキャリア
再生の周波数引込みに利用できる。
前記第一信号及び第二信号は、ＢＰＳＫにより変調され
た信号であることにより、ＢＰＳＫしか捕捉できないよ
うな低Ｃ／Ｎにおいてもキャリア再生が可能である。ま
た、請求項１２記載の本発明によれば、第一信号は変調
方式の切換え制御の情報及び同期語を含む信号であり、
比較的大きなデータ数を有する信号であるのでキャリア
再生の周波数引込みに利用できる。
【００９０】また、請求項１３記載の本発明によれば、
複数の変調方式が混載された信号に対応させて所定の変
調方式のキャリア再生用の信号位置情報を生成すること
により、その所定の変調方式の位相比較器によりキャリ
ア再生が可能となる。また、キャリア再生の周波数引込
み期間と位相引込み期間とで異なった信号により周波数
引込み又は位相引込みができ、周波数引込み又は位相引
込みに適した信号を選択的に利用することが可能とな
る。
複数の変調方式が混載された信号に対応させて所定の変
調方式のキャリア再生用の信号位置情報を生成すること
により、その所定の変調方式の位相比較器によりキャリ
ア再生が可能となる。また、キャリア再生の周波数引込
み期間と位相引込み期間とで異なった信号により周波数
引込み又は位相引込みができ、周波数引込み又は位相引
込みに適した信号を選択的に利用することが可能とな
る。
【図１】複数の変調方式が混載された信号をキャリア再
生するデジタル信号復調回路の一例の回路図である。
生するデジタル信号復調回路の一例の回路図である。
【図２】ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫが混載された信
号を８ＰＳＫ位相比較器にて再生する原理の一例の説明
図である。
号を８ＰＳＫ位相比較器にて再生する原理の一例の説明
図である。
【図３】本発明のデジタル信号復調回路の第一実施例の
回路図である。
回路図である。
【図４】複数の変調方式が混載されたＢＳデジタル放送
信号の一例の構成図である。
信号の一例の構成図である。
【図５】本発明の第一実施例の処理を示す一例のフロー
チャートである。
チャートである。
【図６】本発明の第一実施例の処理を示す一例のタイミ
ング図である。
ング図である。
【図７】本発明のデジタル信号復調回路の第二実施例を
構成するＢＰＳＫ位相比較器の回路図である。
構成するＢＰＳＫ位相比較器の回路図である。
【図８】本発明の第二実施例の処理を示す一例のフロー
チャートである。
チャートである。
【図９】本発明の第二実施例の処理を示す一例のタイミ
ング図である。
ング図である。
【図１０】ウインドウの範囲を示す一例のＩＱ座標図で
ある。
ある。
【図１１】ＢＰＳＫ位相比較器の出力の極性を示す一例
のＩＱ座標図である。
のＩＱ座標図である。
【図１２】ＢＰＳＫ位相比較器の出力を示す一例の波形
図である。
図である。
【図１３】本発明のデジタル信号復調回路の第三実施例
の回路図である。
の回路図である。
【図１４】本発明の第三実施例の処理を示す一例のフロ
ーチャートである。
ーチャートである。
【図１５】本発明の第三実施例の処理を示す一例のタイ
ミング図である。
ミング図である。
【図１６】本発明のデジタル信号復調回路の第四実施例
の回路図である。
の回路図である。
【図１７】本発明の第四実施例の処理を示す一例のフロ
ーチャートである。
ーチャートである。
【図１８】本発明の第四実施例の処理を示す一例のタイ
ミング図である。
ミング図である。
【図１９】本発明のＣ／Ｎ検出手段の一例の回路図であ
る。
る。
【図２０】本発明のデジタル信号復調回路の第五実施例
の回路図である。
の回路図である。
【図２１】本発明の第五実施例の処理を示す一例のフロ
ーチャートである。
ーチャートである。
【図２２】本発明の第五実施例の処理を示す一例のタイ
ミング図である。
ミング図である。
【図２３】本発明のデジタル信号復調回路の第六実施例
の回路図である。
の回路図である。
【図２４】本発明のＢＰＳＫ・ＱＰＳＫ・８ＰＳＫ位相
比較器の一例の回路図である。
比較器の一例の回路図である。
【図２５】本発明の第六実施例の処理を示す一例のフロ
ーチャートである。
ーチャートである。
【図２６】本発明の第六実施例の処理を示す一例のタイ
ミング図である。
ミング図である。
【図２７】本発明のデジタル信号復調回路の第七実施例
の回路図である。
の回路図である。
【図２８】本発明のＢＰＳＫ・ＱＰＳＫ・８ＰＳＫ位相
比較器の一例の回路図である。
比較器の一例の回路図である。
【図２９】本発明の第七実施例の処理を示す一例のフロ
ーチャートである。
ーチャートである。
【図３０】本発明の第七実施例の処理を示す一例のタイ
ミング図である。
ミング図である。
【図３１】デジタル信号受信器の一例の回路図である。
１ チューナ ２ Ａ／Ｄ変換器 ３ タイミング再生回路 ４，３１ 複素乗算器 ５ ８ＰＳＫ位相比較器 ６ ループフィルタ ７，３３ ＮＣＯ ８，３２ ｓｉｎ・ｃｏｎテーブル ９ ＡＧＣ １０ アナログフィルタ １１ ＦＥＣ １２ キャリア再生部 １３ 同期語検出回路 １４ タイマ１ １５ タイマ２ １６，２０ ＢＰＳＫ位相比較器 １７，３７，５３ ＯＲ回路 １８，２３，４６ 選択器 ２１ ウインドウ判定手段 ２２，５８，５９，７４，７５ 乗算器 ２４，４２，４５，４７，４９，６１，６２ Ｄ形フ
リップフロップ ３０ 周波数ずれ補正手段 ３４ 補正量減算手段 ３５ タイマ３ ３８ ＮＯＴ回路 ４０ Ｃ／Ｎ検出手段 ４１ 振幅計算手段 ４３ 振幅差計算手段 ４４，６５ 加算器 ４８ カウンタ ５０ ＢＰＳＫ・ＱＰＳＫ・８ＰＳＫ位相比較器 ５４ ８ＰＳＫ位相比較器 ５５ ＱＰＳＫ位相比較器 ７０ ８ＰＳＫしきい値設定部 ７１ ＱＰＳＫしきい値設定部 ７２，７３ 大小判定手段 ８０ デジタル受信器
リップフロップ ３０ 周波数ずれ補正手段 ３４ 補正量減算手段 ３５ タイマ３ ３８ ＮＯＴ回路 ４０ Ｃ／Ｎ検出手段 ４１ 振幅計算手段 ４３ 振幅差計算手段 ４４，６５ 加算器 ４８ カウンタ ５０ ＢＰＳＫ・ＱＰＳＫ・８ＰＳＫ位相比較器 ５４ ８ＰＳＫ位相比較器 ５５ ＱＰＳＫ位相比較器 ７０ ８ＰＳＫしきい値設定部 ７１ ＱＰＳＫしきい値設定部 ７２，７３ 大小判定手段 ８０ デジタル受信器
Claims (13)
- 【請求項１】 複数の変調方式が混載された信号を復調
するデジタル信号復調回路において、 信号に含まれる同期語を検出し、その同期語に基づいて
キャリア再生用の信号位置情報を生成する同期語検出手
段と、 キャリア再生の周波数引込み期間には前記キャリア再生
用の信号位置情報から周波数引込みに適する第一信号の
位置情報を生成し、キャリア再生の位相引込み期間には
前記キャリア再生用の信号位置情報から位相引込みに適
する第一信号の位置情報及び第二信号の位置情報を生成
する第一選択手段と、 前記第一選択手段から供給される第一信号の位置情報に
基づいてキャリア再生の周波数引込みを行い、前記第一
信号の位置情報及び第二信号の位置情報に基づいてキャ
リア再生の位相引込みを行なうキャリア再生手段とを有
することを特徴とするデジタル信号復調回路。 - 【請求項２】 前記デジタル信号復調回路は更に、信号
のタイミング再生を行なうタイミング再生手段と、 タイミング再生が終了すると予想される時間を計時した
後、前記同期語検出手段に処理の開始を指示する第一計
時手段と、 キャリア再生の周波数引込みが終了すると予想される時
間を計時した後、前記第一選択手段をキャリア再生の周
波数引込み期間の処理から位相引込み期間の処理に移行
させる第二計時手段とを有することを特徴とする請求項
１記載のデジタル信号復調回路。 - 【請求項３】 前記キャリア再生手段は、前記キャリア
再生の周波数引込み期間には前記信号の位相差が所定の
範囲内にあるか否かを検出し、前記所定の範囲にあると
きは前記位相差をそのまま出力し、前記所定の範囲にな
いときはその範囲をはずれる前の位相差を出力するウイ
ンドウ判定手段を有することを特徴とする請求項１又は
２記載のデジタル信号復調回路。 - 【請求項４】 前記キャリア再生手段は、キャリア周波
数ずれ補正量を決定する周波数ずれ補正手段と、 前記キャリア周波数ずれ補正量の更新をする周期を計時
する第三計時手段と、 前記同期語検出手段が前記第三計時手段による周期の計
時終了までに前記同期語を検出しない場合に、前記キャ
リア周波数ずれ補正量の更新を指示する第二選択手段を
有することを特徴とする請求項３記載のデジタル信号復
調回路。 - 【請求項５】 前記キャリア再生手段は、前記信号のＣ
／Ｎ値を検出するＣ／Ｎ検出手段と、 前記Ｃ／Ｎ値に基づいてキャリア周波数ずれ補正量を決
定する周波数ずれ補正手段とを有することを特徴とする
請求項４記載のデジタル信号復調回路。 - 【請求項６】 前記周波数ずれ補正手段は、前記Ｃ／Ｎ
値に基づいてキャリア周波数ずれ補正量の更新をする周
期を変更することを特徴とする請求項５記載のデジタル
信号復調回路。 - 【請求項７】 前記Ｃ／Ｎ検出手段は、前記信号の振幅
を算出する振幅計算手段と、 前記算出された現在の振幅と一つ前の振幅との振幅差を
算出する振幅差計算手段と、 前記算出された振幅差を積分する積分手段と、 前記積分手段による積分結果を所定の時間ごとに出力さ
せる第三選択手段とを有することを特徴とする請求項５
又は６記載のデジタル信号復調回路。 - 【請求項８】 前記デジタル信号復調回路は、キャリア
再生終了後に前記信号の変調方式を識別する変調方式識
別手段と、 前記識別された変調方式に応じて位相比較器を切り換え
る位相比較器切換え手段とを有することを特徴とする請
求項７記載のデジタル信号復調回路。 - 【請求項９】 前記位相比較器切換え手段は、夫々変調
方式に応じたしきい値が設定されており、そのしきい値
と前記Ｃ／Ｎ値とを比較することによりその変調方式を
同期保持に利用するか否かを判断する同期保持利用判断
手段を有することを特徴とする請求項８記載のデジタル
信号復調回路。 - 【請求項１０】 前記複数の変調方式が混載された信号
は、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，８ＰＳＫが混載された信号で
あることを特徴とする請求項１乃至９記載のデジタル信
号復調回路。 - 【請求項１１】 前記第一信号及び第二信号は、ＢＰＳ
Ｋにより変調された信号であることを特徴とする請求項
１０記載のデジタル信号復調回路。 - 【請求項１２】 前記第一信号は、変調方式の切換え制
御の情報及び同期語を含むことを特徴とする請求項１１
記載のデジタル信号復調回路。 - 【請求項１３】 複数の変調方式が混載された信号を復
調するデジタル信号復調方法において、 信号に含まれる同期語を検出し、その同期語に基づいて
キャリア再生用の信号位置情報を生成する工程と、 キャリア再生の周波数引込み期間には前記キャリア再生
用の信号位置情報から周波数引込みに適する第一信号の
位置情報を生成し、キャリア再生の位相引込み期間には
前記キャリア再生用の信号位置情報から位相引込みに適
する第一信号の位置情報及び第二信号の位置情報を生成
する工程と、 前記第一信号の位置情報に基づいてキャリア再生の周波
数引込みを行い、前記第一信号の位置情報及び第二信号
の位置情報に基づいてキャリア再生の位相引込みを行な
う工程とを有することを特徴とするデジタル信号復調方
法。
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|---|---|---|---|
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2002141962A (ja) * | 2000-11-01 | 2002-05-17 | Mitsubishi Electric Corp | キャリア再生回路およびロック検出回路 |
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| JPH0775099A (ja) * | 1993-05-07 | 1995-03-17 | Philips Electron Nv | マルチプレックス直交振幅変調テレビジョン送信用送信方式、送信機及び受信機 |
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-
1999
- 1999-01-21 JP JP01343099A patent/JP3930180B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2000
- 2000-01-20 US US09/487,877 patent/US6204725B1/en not_active Expired - Lifetime
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| US8891414B2 (en) | 2000-12-15 | 2014-11-18 | Adaptix, Inc. | Multi-carrier communications with adaptive cluster configuration and switching |
| US8934375B2 (en) | 2000-12-15 | 2015-01-13 | Adaptix, Inc. | OFDMA with adaptive subcarrier-cluster configuration and selective loading |
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| US8958386B2 (en) | 2000-12-15 | 2015-02-17 | Adaptix, Inc. | Multi-carrier communications with adaptive cluster configuration and switching |
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| Publication number | Publication date |
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