JP2000139072A - スイッチングレギュレータコントロール回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 信号源１６０の信号にパワートランジスタ４
を流れる電流がＧＮＤ配線に生じさせたノイズが影響す
るのを防止する。 【解決手段】 信号源１６０は、充電によりコンデンサ
１５の他端の電圧が高圧基準電圧に達したら所定電流で
の放電に切り替えて保持し、放電により他端の電圧が低
圧基準電圧に達したら所定電流での充電に切り替えて保
持する第１の充放電回路１０１と、第１の充放電回路に
よる充電によりコンデンサの他端の電圧が上昇してコン
パレータ２の出力が反転するに伴って高圧基準電圧へコ
ンデンサの他端に急速充電して第１の充電回路が放電に
転ずるに伴って充電を止め、第１の充放電回路による放
電によりコンデンサの他端の電圧が降下してコンパレー
タの出力が反転するに伴って低圧基準電圧へコンデンサ
の他端から急速放電して第１の充電回路が充電に転ずる
に伴って放電を止める第二の充放電回路とを備えてノイ
ズの影響の生じる時点で急速充電又は放電して影響を消
す。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチングレギ
ュレータコントロール回路に関し、特に、ＰＷＭ（パル
ス幅変調）型のスイッチングレギュレータにおけるコン
トロール回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】図３は、従来のＰＷＭ型スイッチングレ
ギュレータ回路の一例の構成を示している。ＰＷＭ型ス
イッチングレギュレータ回路は、ＩＣ化されたコントロ
ール回路１０とそれにより制御される出力回路５とでな
る。コントロール回路１０は三角波発生する信号発生回
路１、コンパレータ２、誤差増幅器３、パワートランジ
スタ４を含んで構成される。

【０００３】ＰＷＭ型スイッチングレギュレータ回路の
出力端子６の直流電圧若しくは出力端子電圧に比例する
直流電圧はフィードバック端子２０を介して誤差増幅器
３の反転入力端子に入力され、増幅された後、コンパレ
ータ２の非反転入力端子へ伝達される。コンパレータ２
の反転入力端子は、信号発生回路１の出力端子と接続し
ており、コンパレータ２は、出力端子６の電圧変動をパ
ルス幅変調波へ変換する。このパルス幅変調波は、パワ
ートランジスタ４に供給され、パワートランジスタ４は
コンパレータ２の出力信号のＨ−Ｌに応じてコントロー
ル回路の出力端子２１とＧＮＤ端子２２の間をＯＮ−Ｏ
ＦＦ制御する。それによりコントロール回路１０の出力
端子２１に接続され、スイッチング回路、コイル、平滑
回路等からなる出力回路５が制御され出力端子６に直流
電圧を出力する。

【０００４】誤差増幅器３の非反転入力端子には基準電
源３５が接続されており、コンパレータ２、パワートラ
ンジスタ４、及び出力回路５、誤差増幅器３により形成
されるＰＷＭクロ−ズドループ回路は、誤差増幅器３の
反転入力端子の電圧（出力端子６の電圧）を非反転入力
端子に接続された基準電圧源３５の電圧（一定）に保つ
ように動作する。なお、ＩＣ化されたコントロール回路
１０は誤差増幅器３の出力端子を外部端子２３として備
えこの端子とフィードバック端子２０との間をコンデン
サや抵抗で外部接続して誤差増幅器３のゲインや周波数
特性を所望のものとするが本発明とは関係ないので図示
を略している。

【０００５】信号発生回路１は一端がＧＮＤ端子２２に
接続されたコンデンサ１５と、その他端に接続され電流
Ｉ１を充電する定電流源１１と、コンデンサ１５の他端
にスイッチ１３を介して接続されＩ１の２倍の電流を引
き出す定電流源１２と高圧基準電圧Ｖｒｈを発生する高
圧基準電圧源ＶＲＨと低圧基準電圧Ｖｒｌを発生する低
圧基準電圧源ＶＲＬを備えてコンデンサ１５の他端（信
号発生回路１の出力端子）の電位がＶｒｈ以上になった
らスイッチ１３を閉じてその状態を保持させ、Ｖｒｌ以
下になったらスイッチ１３を開いてその状態を保持させ
るように制御するスイッチ制御回路１４とでなる。尚、
図３においてコンデンサ１５とＧＮＤ端子２２の間に描
かれている抵抗４１とＧＮＤ端子２２と外部接地間に描
かれている抵抗４２とはそれぞれＩＣ内部ＧＮＤ配線、
外部ＧＮＤ配線で生ずる不所望なインピーダンスを示す
もので目的を持って配置されているものではない。ま
た、実際のＩＣでは定電流源１１、１２の電流値を外付
けの抵抗を変えることで１：２の比を変えることなく変
更できるような端子を備えているが図示を省略する。

【０００６】この信号波発生回路１によればコンデンサ
１５の電圧が低い時はスイッチ制御回路１４はスイッチ
１３開いて定電流源１１よりの電流でコンデンサ１５を
充電して電圧を高める。その電圧が高圧基準電圧Ｖｒｈ
に達するとスイッチ１３を閉じ定電流源１１の電流Ｉ１
と共にコンデンサ１５からも電流Ｉ１を定電流源１２に
吸い取らせる。そうするとコンデンサ１５の電圧は低下
して行く。そして、その電圧が低圧基準電圧Ｖｒｌまで
低下するとスイッチ１３開いて定電流源１１よりの電流
でコンデンサ１５を充電して電圧を高める。この動作を
繰り返してコンデンサー１５の電位は、最高電位が高圧
基準電圧Ｖｒｈ、最低電位が低圧基準電圧Ｖｒｌの振幅
を持つ三角波となる。従って後述するパワートランジス
タ４の作用がなければ図４のような充放電出力波形とな
るものである。

【０００７】コンデンサ１５の電圧はコンパレータ２の
反転入力に与えられ、それが誤差増幅器３より非反転入
力に与えられた電圧より低い時コンパレータ２はＨを出
力する。そこで誤差増幅器３の電圧が高いほどコンパレ
ータ２の出力のパルス幅は大きくなる。即ち出力端子６
の電圧が低くなればパルス幅はおおきくなる。

【０００８】コンパレータ２の出力はインバータ３１，
３２を介してパワートランジスタ４のゲート電極に与え
られるが、これはパワートランジスタ４が出力回路５を
制御する際に大きな電流を要するものにも対応できるよ
うに、サイズの大きいＭＯＳトランジスタで構成し、そ
れを駆動するため、間に適正なサイズで作られたインバ
ータ３２を挿入し、論理合わせにインバータ３１を挿入
している。そこでパワートランジスタ４はコンパレータ
２の出力のＨ−Ｌに応じてＯＮ−ＯＦＦする。そこで、
三角波とパワートランジスタ４出力波形（ＯＮ−ＯＦＦ
タイミング関係）は図５のようになる。

【０００９】コントロールＩＣ１０は組み付けを容易と
するため、更に小型化と低コスト化を追求し、コンデン
サ１５をＩＣに内蔵すると共にコンデンサ１５、パワー
トランジスタ４、その他内部回路のＧＮＤ配線を１個の
外部ＧＮＤ端子２２から共通に取り出すようにしてい
る。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】ところが、このような
コントロールＩＣ１０を用いてスイッチングレギュレー
タを構成した場合に出力回路５が大きな電流をパワート
ランジスタ４に流すものであったら、パワートランジス
タ４の出力電流がコントロールＩＣ１０内部の金線やＧ
ＮＤ配線で発生した寄生インピーダンス４１と、ＩＣ外
部のＧＮＤ配線で発生した寄生インピーダンス４２に流
れるため、パワートランジスタ４の出力に同期したパル
ス状のノイズが、コントロールＩＣのＧＮＤの配線に発
生してしまう。

【００１１】この寄生インピーダンス４１，４２に発生
したパルス状のＧＮＤノイズは、コンデンサ１５を通し
てその微分量が三角波に重畳され、コンパレータ２とパ
ワートランジスタ４の出力にヒゲ状ノイズを発生させ
る。このヒゲは、出力回路５における不要なスイッチン
グによる貫通電流増の原因となり、スイッチングレギュ
レータ回路の効率を低下させてしまう。その状態を図６
に示すタイムチャートを用いてさらに詳細に説明する。
Ａの時点ではコンデンサ１５の充電過程にあり三角波の
電圧は誤差増幅器３の出力レベルより低く、パワートラ
ンジスタ４はＯＮしておりＩＣ内部のＧＮＤ配線のパル
ス状ノイズはＨ（コンデンサ１５のＧＮＤ側電圧が少し
持ち上がった状態）となっている。Ｂ点に到り三角波の
電圧が誤差増幅器３の出力レベルに等しくなると、パワ
ートランジスタ４はＯＦＦする。そうするとパルス状ノ
イズはＬ（コンデンサ１５のＧＮＤ側電圧がＧＮＤ電圧
に戻った状態）となる。そうすると三角波の電圧は瞬時
にその分引き下げられて誤差増幅器３の出力レベルより
低くなり、パワートランジスタ４は再びＯＮしパルス状
ノイズはＨとなる。そうすると三角波は再び持ち上げら
れパワートランジスタ４は再びＯＦＦする。結果ヒゲ状
のノイズ１００を形成する。ＧＮＤ配線にのるパルス状
ノイズのレベルが低く且つコンデンサ１５への充電電流
が大きくこの間に十分充電出来ていれば以後パワートラ
ンジスタ４はＯＦＦ状態を維持出来るが、ノイズが大き
い場合や充電電流の小さい場合はこのような不安定な状
態を繰り返し複数のヒゲ１００が生ずる。その後コンデ
ンサ１５への充電が進んでいる間Ｃではパワートランジ
スタ４のＯＦＦ状態は維持されＧＮＤ配線のパルス状ノ
イズはＬを維持する。さらに充電が進み三角波の電圧が
基準電圧Ｖｒｈに達した点Ｄで放電に転じて点Ｅで誤差
増幅器３の出力レベルに低下するまではパワートランジ
スタ４はＯＦＦを維持し、ＧＮＤ配線のパルス状ノイズ
はＬを維持する。Ｅ点に到り三角波の電圧が誤差増幅器
３の出力レベルに等しくなると、パワートランジスタ４
はＯＮする。そうするとパルス状ノイズはＨとなる。そ
うすると三角波の電圧は瞬時にその分引きあげられて誤
差増幅器３の出力レベルより高くなり、パワートランジ
スタ４は再びＯＦＦしヒゲ状にＯＮするノイズ２００を
形成すると共に、パルス状ノイズはＬとなる。そうする
と三角波は再び引き下げられてパワートランジスタ４は
再びＯＮする。ＧＮＤ配線にのるパルス状ノイズのレベ
ルが低く且つコンデンサ１５からの放電電流が大きくこ
の間に十分放電出来ていれば以後パワートランジスタ４
はＯＮ状態を維持出来るが、ノイズが大きい場合や放電
電流の小さい場合はこのような不安定な状態を繰り返し
複数のヒゲ２００が生ずる。その後コンデンサ１５から
の放電が進んでいる間Ｆ、点Ｇにて三角波の電圧が基準
電圧Ｖｒｌまで低下し充電に転じた以後Ｈの間ではパワ
ートランジスタ４のＯＮ状態は維持されＧＮＤ配線のパ
ルス状ノイズはＨを維持する。

【００１１】この三角波に発生するノイズのレベルは周
波数に比例する。その理由は、三角波発生回路１の出力
波形は、定電流源１１や１２等の充放電電流と、ＩＣの
ＧＮＤ配線で発生したパルス状のノイズの微分量で決定
されるので、充放電電流が大きく従って高い周波数のと
きは、充放電電流がパルス状のノイズに対して支配的に
なり、逆に、充放電電流が小さく従って低い周波数のと
きは、パルス状のノイズが充放電電流に対して支配的に
なるためである。

【００１２】従って、定電流源１１，１２の電流値を小
さくする調整を行い、周波数を低く（例えば２０ＫＨＺ
以下に）したとき、ＧＮＤノイズからの影響を受けやす
くなり、大きなノイズが三角波に乗る。逆に、定電流源
１１，１２の電流値を大きくする調整を行い、周波数を
高く（例えば１００ＫＨＺ以上に）したとき、ＧＮＤノ
イズからの影響を受けず、三角波にはほとんどノイズが
見えない。

【００１２】このことは、周波数を下げて効率を上げる
ように設定している機器にとっては重大な欠点となる。
一般に、スイッチングレギュレータ回路はその動作周波
数を下げると、単位時間内に回路内で起こる貫通電流な
どの浪費電流が発生する回数が減るため、効率が上が
る。その特性を利用して、携帯機器等の電池により駆動
されるスイッチングレギュレータ回路は、消費電力を下
げる目的で、出力電流等の少ないときには、三角波の周
波数を一時的に１０ＫＨＺ程度にまで下げ、消費電力を
下げるような設定がなされているものが多い。このよう
な設定を必要とする機器に対しては、上記コンデンサ１
５をＩＣに内蔵化し、且つＧＮＤ端子を１個にしたコン
トロールＩＣを使用することができない。

【００１３】このような問題は三角波の電圧が高い時に
パワートランジスタがＯＮして、低い時にＯＦＦするよ
うに論理変更すればなくなるものである。しかしながら
外部出力回路５の直流出力端子６の電圧が低くなればパ
ワートランジスタ４のＯＮ時間が長くなる論理関係を維
持してそのように変更するには誤差増幅器３の反転入力
に基準電源３５を接続し、非反転入力にフィードバック
端子２０を接続しなければならない。そうすると誤差増
幅器３のゲインや周波数特性を調節するための抵抗やコ
ンデンサを外付けするための反転入力端子を外部端子と
して追加する必要がある。そこで端子の数を出来るだけ
少なくしてコスト低減、組み付けの容易化の立場から好
ましくない。本発明はこのような状況に鑑みてなされた
ものであり、小型化と低コスト化のため、信号源のコン
デンサー１５をコントロールＩＣに内蔵し、しかもＧＮ
Ｄ端子を共用しても、低周波動作時にパワートランジス
タ４の出力にヒゲ状ノイズが発生することがないように
し、レギュレータの効率を悪化させないスイッチングレ
ギュレータコントロール回路を提供することができるよ
うにするものである。

【００１４】本発明者は先に同じ課題を解決するために
特願平１０−１１１３４８号を出願している。本発明は
それをさらに発展させたものである。

【００１５】

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めにこの発明はパルス幅変調を行なうコンパレータと、
その出力信号でＯＮ−ＯＦＦ制御されて外部の出力回路
を制御するパワートランジスタと、前記コンパレータの
一方の入力に信号を与える信号源とを含むスイッチング
レギュレータコントロール回路において、前記信号源
は、一端が接地され他端が信号源出力となるコンデンサ
と、高圧基準電圧と、低圧基準電圧と、前記コンデンサ
の他端に充電していて前記コンデンサの他端の電圧が前
記高圧基準電圧に達したら所定電流での放電に切り替え
てその状態を保持し、放電していて前記コンデンサの他
端の電圧が前記低圧基準電圧に達したら所定電流での充
電に切り替えてその状態を保持する第１の充放電回路
と、前記第１の充放電回路による充電により前記コンデ
ンサの他端の電圧が上昇して前記コンパレータの出力が
反転するに伴って前記高圧基準電圧もしくはそれを少し
こえる電圧に前記コンデンサの他端に急速充電し、その
結果前記第１の充電回路が放電に転ずるに伴って充電を
止め、前記第１の充放電回路による放電により前記コン
デンサの他端の電圧が降下して前記コンパレータの出力
が反転するに伴って前記低圧基準電圧もしくはそれを少
しこえて低い電圧に前記コンデンサの他端から急速放電
し、その結果前記第１の充電回路が充電に転ずるに伴っ
て放電を止める第二の充放電回路とを備えることを特徴
とするスイッチングレギュレータコントロール回路を提
供する。この構成によれば信号源の電圧が上昇してコン
パレータの出力が反転した際パワートランジスタもＯＮ
−ＯＦＦを反転するが例えそのためにＧＮＤ配線に信号
源の出力電圧を引き下げるようなノイズが生じても同時
に信号源の出力電圧を引き上げるような急速充電を行な
うので影響を消す作用がある。そして、信号源の電圧が
降下してコンパレータの出力が反転した際パワートラン
ジスタもＯＮ−ＯＦＦを反転するが例えそのためにＧＮ
Ｄ配線に信号源の出力電圧を引き上げるノイズが生じて
も同時に信号源の出力電圧を引き下げるような急速放電
を行なうので影響を消す作用がある。そこで、本発明の
上記回路は集積回路に構成され前記パワートランジスタ
を流れる電流回路と前記コンデンサとのそれぞれのＧＮ
Ｄ配線が共通の外部ＧＮＤ端子に接続されるように構成
していても有効である。

【００１６】

【発明の実施の形態】このコントロール回路はＰＷＭ型
のスイッチングレギュレータにおけるコントローラ部分
に関するもので、パルス幅変調を行なうコンパレータ
と、その出力信号でＯＮ−ＯＦＦ制御されて外部の出力
回路を制御するパワートランジスタと、コンパレータの
一方の入力に信号を与える信号源とを含む。コンパレー
タは他方の入力には外部出力回路の直流出力電圧に対応
した電圧が与えられて、直流出力電圧に応じたパルス幅
を出力するものである。その信号によって制御されてパ
ワートランジスタはコントロール回路の出力端子とＧＮ
Ｄ端子間をＯＮ−ＯＦＦし、その出力端子につながった
外部出力回路を制御するものである。特に本発明を適用
して効果の大きいものはそれらの論理構成が信号源の信
号電圧が上昇中でのパワートランジスタの反転動作がＯ
ＮからＯＦＦに変わり、信号電圧の降下中でのパワート
ランジスタの反転動作がＯＦＦからＯＮにかわるもので
ある。具体的には例えば外部出力回路の直流出力電圧が
低下すると、パワーとランジスタのＯＮ時間が長くなる
ように構成し、且つ信号源の電圧が高い時にパワートラ
ンジスタがＯＦＦし、低い時ＯＮするように構成したも
のである。このような構成は特性適には不利な点もある
がコントロール回路をＩＣ化した際に外部端子を減らせ
る利点がある。

【００１７】信号源は、所定の傾斜で電圧が上昇する部
分と所定の傾斜で電圧が降下する部分を備えてＰＷＭに
対応すると共に急速立ち上がり、急速立ち下がり部分で
ノイズの影響を消すようにした信号を発生するもので本
発明の最も特徴とする部分である。この信号源は一端が
接地され他端が信号源出力となるコンデンサを含み、そ
れに第１の充放電回路が充放電して傾斜部分を形成す
る。第１の充放電回路は所定の電流で充電していてコン
デンサの他端の電圧が高圧基準電圧に達したら所定電流
での放電に切り替えてその状態を保持し、放電していて
コンデンサの他端の電圧が低圧基準電圧に達したら所定
電流での充電に切り替えてその状態を保持する動作を繰
り返すもので、具体的には、第１の大きさの電流を流す
第１の電流源と、その大きさの２倍の電流を流す第２の
電流源とを備え、第１の電流源の電流流出側をコンデン
サの他端に接続して常時充電すると共に、第２の電流源
の電流流入側をＯＮ−ＯＦＦスイッチ可能にコンデンサ
の他端に接続し、そのスイッチングを制御するスイッチ
制御回路を設けてコンデンサの他端の電圧が高圧基準電
圧に達したら第２の電流源をコンデンサの他端に接続し
てその状態を保持し、第１の電流源からの電流とコンデ
ンサからの同じ大きさの電流を合わせて放電させ、コン
デンサの他端の電圧が低圧基準電に達したら第２の電流
源をコンデンサの他端から切り離してその状態を保持し
て充電させるように構成すれば良い。

【００１８】さらに本発明における信号源は第１の充放
電回路による充電によりコンデンサの他端の電圧が上昇
してコンパレータの出力が反転するに伴って高圧基準電
圧もしくはそれを少しこえる電圧にコンデンサの他端に
急速充電し、その結果第１の充電回路が放電に転ずるに
伴って充電を止め、第１の充放電回路による放電により
コンデンサの他端の電圧が降下してコンパレータの出力
が反転するに伴って低圧基準電圧もしくはそれを少しこ
えて低い電圧にコンデンサの他端から急速放電し、その
結果第１の充電回路が充電に転ずるに伴って放電を止め
る第二の充放電回路を備える。具体的には高圧基準電圧
もしくはそれを少しこえる電圧を発生する高圧電源をＯ
Ｎ−ＯＦＦスイッチ可能にコンデンサの他端に接続し、
第１の充放電回路による充電によりコンデンサの他端の
電圧が上昇してコンパレータの出力が反転するに伴って
にＯＮし、その結果第１の充電回路が放電に転ずるに伴
ってＯＦＦするようにスイッチ論理構成すると共に、低
圧基準電圧もしくはそれを少しこえて低い電圧を発生す
る低電圧源をＯＮ−ＯＦＦスイッチ可能にコンデンサの
他端に接続し、第１の充放電回路による放電によりコン
デンサの他端の電圧が降下してコンパレータの出力が反
転するに伴ってにＯＮし、その結果第１の充電回路が充
電に転ずるに伴ってＯＦＦするようにスイッチ論理構成
すれば良い。

【００１８】本発明の回路によればパワートランジスタ
に流れる電流によりＧＮＤ配線にのるノイズの信号源に
対する影響が薄められるので集積回路に構成する際にパ
ワートランジスタを流れる電流回路とコンデンサとその
他内部回路のそれぞれのＧＮＤ配線が共通の外部ＧＮＤ
端子に接続されて外部端子を少なく出来る。

【００１９】前記した第１の充放電回路を切り替えるた
めの高圧基準電圧と第二の充放電回路が急速充電する高
圧基準電圧とを同一の高圧基準電圧源とすることが出来
る。同様に第１の充放電回路を切り替える低圧基準電圧
と第二の充放電回路が急速放電する低圧基準電圧とを同
一の低圧基準電圧源とすることが出来る。勿論異なる電
源とすることも出来る。その場合はまったく同一の電圧
とすることが難しいので高圧側は第２の充放電回路用を
出来るだけ近いが少し高い電圧とし、低圧側は第２の充
放電回路用を出来るだけ近いが少し低い電圧とする。

【００２０】

【実施例】この発明の一実施例を図面を用いて説明す
る。図１は本発明のＩＣ化されたコントロール回路１１
０を用いたＰＷＭ型スイッチングレギュレータ回路を示
す。図３に示す従来回路と同じものは同一符号を付して
説明を簡単に済ませる。スイッチングレギュレータ回路
は、ＩＣ化されたコントロール回路（本発明品）１１０
とそれにより制御される従来と同じ出力回路５とでな
る。

【００２１】この発明のコントロール回路１１０はコン
パレータ２、誤差増幅器３、パワートランジスタ４を従
来と同様に備え、コンデンサ１５及びそれに所定の電流
で充放電を行なう第１の充放電回路１０１を従来同様備
えている。なおこのコンデンサ１５と第１の充放電回路
１０１を合わせて従来の回路図３にては信号発生回路１
と呼んでいるものである。本発明において特徴的にはコ
ンデンサ１５を急速に充放電する急速充放電回路１５０
を含んで信号源１６０が構成される。

【００２２】ＰＷＭ型スイッチングレギュレータ回路の
出力端子６の電圧若しくは出力端子電圧に比例する電圧
はフィードバック端子２０を介して誤差増幅器３の反転
入力端子に入力され、増幅された後、コンパレータ２の
非反転入力端子へ伝達される点、コンパレータ２の反転
入力端子にはコンデンサ１５の電圧が与えられ、コンパ
レータ２が出力端子６の電圧変動をパルス幅変調波へ変
換する点、このパルス幅変調波がパワートランジスタ４
に供給され、パワートランジスタ４はコンパレータ２の
出力信号のＨ−Ｌに応じてコントロール回路の出力端子
２１とＧＮＤ端子２２の間をＯＮ−ＯＦＦ制御する点、
それによりコントロール回路１１０の出力端子２１に接
続され、スイッチング回路、コイル、平滑回路等からな
る出力回路５が制御され出力端子６に直流電圧を出力す
る点は従来回路と同じである。

【００２３】誤差増幅器３の非反転入力端子には基準電
源３５が接続されており、コンパレータ２、パワートラ
ンジスタ４、及び出力回路５、誤差増幅器３により形成
されるＰＷＭクロ−ズドループ回路は、誤差増幅器３の
反転入力端子の電圧（出力端子６の電圧）を非反転入力
端子に接続された基準電圧源３５の電圧（一定）に保つ
ように動作する点もかわらない。又、コントロール回路
ＩＣ１１０は誤差増幅器３の出力端子を外部端子２３と
して備えこの端子とフィードバック端子２０との間をコ
ンデンサや抵抗で外部接続して誤差増幅器３のゲインや
周波数特性を所望のものとするが図示を略している。

【００２４】コンデンサ１５は一端がＧＮＤ端子２２に
接続され、他端が前記の通りコンパレータの反転入力に
接続すると共に第１の充放電回路１０１につながり充放
電される点も従来回路と同じである。第１の充放電回路
１０１はコンデンサ１５の他端に接続され電流Ｉ１を充
電する定電流源１１と、コンデンサ１５の他端に第１の
スイッチＳＷ１を介して接続されＩ１の２倍の電流を引
き出す定電流源１２と高圧基準電圧源ＶＲＨと低圧基準
電圧源ＶＲＬを備えてコンデンサ１５の他端の電位が高
圧基準電圧源ＶＲＨの電圧Ｖｒｈ以上になったらスイッ
チＳＷ１を閉じてその状態を保持させ、低圧基準電圧源
ＶＲＬの電圧Ｖｒｌ以下になったらスイッチＳＷ１を開
いてその状態を保持させるように制御するスイッチ制御
回路１４とでなる。ここで例えばスイッチＳＷ１とスイ
ッチ制御回路１４の出力１４ａとの関係は出力１４ａが
Ｈで開、Ｌで閉とすることが出来る。尚、図１において
コンデンサ１５とＧＮＤ端子２２の間に描かれている抵
抗４１とＧＮＤ端子２２と外部接地間に描かれている抵
抗４２とはそれぞれＩＣ内部ＧＮＤ配線、外部ＧＮＤ配
線で生ずる不所望なインピーダンスを示すもので目的を
持って配置されているものでないことは図３に示す従来
回路と同様である。また、定電流源１１、１２の電流値
を外付けの抵抗を変えて調節するための端子を備えてい
るが図示を省略している点も従来回路と同様である。

【００２５】本発明の特徴部分である第２の充放電回路
１５０に付いて説明する。充放電回路１５０は高圧電源
ＶＨと低圧電源ＶＬとを備える。それらの電圧は第１の
充放電回路１０１の高圧基準電圧Ｖｒｈ、低圧基準電圧
Ｖｒｌと同じ電圧若しくは出来るだけ近いが高圧側は第
２の充放電回路側が少し高く、低圧側は第２の充放電回
路側が少し低い電圧とする。この高圧電源ＶＨ、低圧電
源ＶＬは内部抵抗が小さく電流を流すことが出来るもの
である。従って、第１の充放電回路１０１の基準電圧を
この電源から与えるように共用することが出来る。そし
て高圧電源ＶＨをコンデンサ１５に接続して急速にＶｒ
ｈに電圧を高めるスイッチ（第２のスイッチＳＷ２）
と、低圧電源ＶＬをコンデンサ１５に接続して急速にＶ
ｒｌに電圧を低下させるスイッチ（第３のスイッチＳＷ
３）とを備える。それら第２のスイッチＳＷ２，第３の
スイッチＳＷ３はそれぞれ第１のスイッチを制御する信
号１４ａとコンパレータ２の出力信号との論理結果によ
り制御されて、第２のスイッチＳＷ２は第１のスイッチ
ＳＷ１が開で且つコンパレータ２の出力がＬのときのみ
閉となり他は開となり、第３のスイッチＳＷ３は第１の
スイッチＳＷ１が閉で且つコンパレータ２の出力がＨの
ときのみ閉となり他は開となるように論理構成される。
第１、第２、第３のスイッチＳＷ１，２，３がそれぞれ
Ｈで開となるものであれば論理回路は図１に示すように
なるが、スイッチのタイプにより適宜に構成すれば良
い。

【００２６】このように構成したスイッチングレギュレ
ータの動作を図２に示すタイムチャートを参照して説明
する。まずＡで示すコンデンサ１５の電圧が低い時はス
イッチ制御回路１４は第１のスイッチＳＷ１を開いて定
電流源１１よりの電流でコンデンサ１５を充電して電圧
を高める。その間コンパレータ２の出力はＨであり、従
ってパワートランジスタ４はＯＮしている。従ってコン
トロール回路ＩＣ１１０の内部ＧＮＤ配線にのるパルス
パルス状ノイズはＨとなっている。その際第２のスイッ
チＳＷ２はコンパレータ２の出力がＨであるから開であ
り、第３のスイッチＳＷ３は第１のスイッチＳＷ１が開
いているので開いている。その後充電が進みコンデンサ
１５の電圧が誤差増幅器３の出力レベルに達するＢ点で
は、コンパレータ２の出力はＬに転ずる。従ってパワー
トランジスタ４はＯＦＦし、パルス状ノイズはＬとな
る。そのため充放電コンデンサ１５の電圧が引き下げら
れようとするが、この回路の場合はコンパレータ２の出
力がＬに転じ第１のスイッチＳＷ１が開いているので第
２のスイッチＳＷ２が閉じて急速に充電してコンデンサ
１５の電圧を高電圧源ＶＨの電圧Ｖｒｈに高めるので影
響は出ない。その電圧が高圧基準電圧Ｖｒｈに達すると
第１のスイッチＳＷ１が閉じ定電流源１１の電流Ｉ１と
共にコンデンサ１５からも電流Ｉ１を定電流源１２が吸
い取とってコンデンサ１５の電圧は低下して行く（Ｃの
期間）。そして第１のスイッチＳＷ１が閉じると即座に
第２のスイッチＳＷ２が開くので放電の障害にはならな
い。そして第３のスイッチＳＷ３は開を維持している。
その後放電が進みコンデンサ１５の電圧が誤差増幅器３
の出力レベルに達するＤ点では、コンパレータ２の出力
はＨに転ずる。従ってパワートランジスタ４はＯＮし、
パルス状ノイズはＨとなる。そのためコンデンサ１５の
電圧が持ち上げられようとするが、この回路の場合はコ
ンパレータ２の出力がＨに転じ第１のスイッチＳＷ１が
閉じているので第３のスイッチＳＷ３が閉じて急速に放
電してコンデンサ１５の電圧を低電圧源ＶＬの電圧Ｖｒ
ｌに下げるので影響は出ない。その電圧が低圧基準電圧
Ｖｒｌに達すると第１のスイッチＳＷ１が開き定電流源
１１の電流でコンデンサ１５充電してコンデンサ１５の
電圧を高めて行く（Ａ’の期間）。そして第１のスイッ
チＳＷ１が開くと即座に第３のスイッチＳＷ３が開くの
で充電の障害にはならない。そして第２のスイッチＳＷ
２は開を維持している。この動作を繰り返してコンデン
サー１５の電位は、最高電位がＶｒｈ、最低電位がＶｒ
ｌの振幅を持つ波形となる。コンデンサ１５の電圧はコ
ンパレータ２の反転入力に与えられ、それが誤差増幅器
３より非反転入力に与えられた電圧より低い時コンパレ
ータ２はＨを出力する。そこで誤差増幅器３の電圧が高
いほどコンパレータ２の出力のパルス幅は大きくなる。
即ち出力端子６の電圧が低くなればパルス幅は大きくな
りパワートランジスタ４のＯＮしている時間が長くな
る。

【００２６】この実施例によれば出力回路５が大きな電
流をパワートランジスタ４に流すものであって、パワー
トランジスタ４の出力電流がコントロールＩＣ１１０内
部の金線やＧＮＤ配線で発生した寄生インピーダンス４
１や、ＩＣ外部のＧＮＤ配線発生した寄生インピーダン
ス４２により、パワートランジスタ４の出力に同期した
パルス状のノイズが、コントロールＩＣのＧＮＤの配線
に発生してコンデンサ１５をの電圧を変動させてもそれ
を打ち消すように急速充電（または急速放電）を行なう
のでパワートランジスタの出力にノイズが生じるのを防
止する。

【００２６】

【発明の効果】以上説明したように、この発明のコント
ロール回路によればＧＮＤ配線にのるノイズが信号源に
与える影響を緩和してパワートランジスタにノイズが生
じるのを防止する。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の一実施例を示す回路図。

【図２】 その動作タイミングを示すタイムチャート。

【図３】 従来のコントロール回路の回路図。

【図４】 その信号発生回路が出力する三角波の波形。

【図５】 従来回路の正常動作時の動作を示すタイムチ
ャート。

【図６】 従来回路の問題時の動作を示すタイムチャー
ト。

【符号の説明】

３ コンパレータ ４ パワートランジスタ ５ 出力回路 １１ 定電流源（第１の電流源） １２ 定電流源（第２の電流源） １４ スイッチ制御回路 １５ コンデンサ ２２ ＧＮＤ端子 １０１ 第１の充放電回路 １１０ スイッチングレギュレータコントロール回路 １５０ 第二の充放電回路 １６０ 信号源 ＳＷ１ 第１のスイッチ ＳＷ２ 第２のスイッチ ＳＷ３ 第３のスイッチ ＶＨ 高圧電源 ＶＬ 低圧電源 ＶＲＨ 高圧基準電圧源 ＶＲＬ 低圧基準電圧源

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】パルス幅変調を行なうコンパレータと、 その出力信号でＯＮ−ＯＦＦ制御されて外部の出力回路
   を制御するパワートランジスタと、前記コンパレータの
   一方の入力に信号を与える信号源とを含むスイッチング
   レギュレータコントロール回路において、 前記信号源は、 一端が接地され他端が信号源出力となるコンデンサと、 高圧基準電圧と、低圧基準電圧と、 前記コンデンサの他端に充電していて前記コンデンサの
   他端の電圧が前記高圧基準電圧に達したら所定電流での
   放電に切り替えてその状態を保持し、放電していて前記
   コンデンサの他端の電圧が前記低圧基準電圧に達したら
   所定電流での充電に切り替えてその状態を保持する第１
   の充放電回路と、 前記第１の充放電回路による充電により前記コンデンサ
   の他端の電圧が上昇して前記コンパレータの出力が反転
   するに伴って前記高圧基準電圧もしくはそれを少しこえ
   る電圧に前記コンデンサの他端に急速充電し、その結果
   前記第１の充電回路が放電に転ずるに伴って充電を止
   め、前記第１の充放電回路による放電により前記コンデ
   ンサの他端の電圧が降下して前記コンパレータの出力が
   反転するに伴って前記低圧基準電圧もしくはそれを少し
   こえて低い電圧に前記コンデンサの他端から急速放電
   し、その結果前記第１の充電回路が充電に転ずるに伴っ
   て放電を止める第二の充放電回路とを備えることを特徴
   とするスイッチングレギュレータコントロール回路。
2. 【請求項２】集積回路に構成され前記パワートランジス
   タを流れる電流回路と前記コンデンサとのそれぞれのＧ
   ＮＤ配線が共通の外部ＧＮＤ端子に接続される請求項１
   に記載のスイッチングレギュレータコントロール回路。
3. 【請求項３】前記第１の充放電回路を切り替える高圧基
   準電圧と前記第二の充放電回路が急速充電する高圧基準
   電圧とを同一の高圧基準電圧源からとると共に前記第１
   の充放電回路を切り替える低圧基準電圧と前記第二の充
   放電回路が急速放電する低圧基準電圧とを同一の低圧基
   準電圧源からとることを特徴とする請求項１又は２に記
   載のイッチングレギュレータコントロール回路。
4. 【請求項４】前記第１の充放電回路は、第１の大きさの
   電流を流す第１の電流源と、前記第１の大きさの２倍の
   第２の大きさの電流を流す第２の電流源とを備え、前記
   第１の電流源の電流流出側を前記コンデンサの他端に接
   続すると共に、前記第２の電流源の電流流入側をＯＮ−
   ＯＦＦスイッチ可能に前記コンデンサの他端に接続し、
   前記コンデンサの他端に充電していて前記コンデンサの
   他端の電圧が前記高圧基準電圧に達したら前記第２の電
   流源を前記コンデンサの他端に接続してその状態を保持
   し、放電していて前記コンデンサの他端の電圧が前記低
   圧基準電圧に達したら前記第２の電流源を前記コンデン
   サの他端から切り離してその状態を保持するように制御
   するスイッチ制御回路を備えることを特徴とする請求項
   １、２または３に記載のスイッチングレギュレータコン
   トロール回路。
5. 【請求項５】前記第２の充放電回路は、前記高圧基準電
   圧もしくはそれを少しこえる電圧を発生する高圧電源を
   ＯＮ−ＯＦＦスイッチ可能に前記コンデンサの他端に接
   続し、前記第１の充放電回路による充電により前記コン
   デンサの他端の電圧が上昇して前記コンパレータの出力
   が反転するに伴ってにＯＮし、その結果前記第１の充電
   回路が放電に転ずるに伴ってＯＦＦするように構成する
   と共に、前記低圧基準電圧もしくはそれを少しこえて低
   い電圧を発生する低電圧源をＯＮ−ＯＦＦスイッチ可能
   に前記コンデンサの他端に接続し、前記第１の充放電回
   路による放電により前記コンデンサの他端の電圧が降下
   して前記コンパレータの出力が反転するに伴ってにＯＮ
   し、その結果前記第１の充電回路が充電に転ずるに伴っ
   てＯＦＦするように構成した請求項１，２，３又は４に
   記載のスイッチングレギュレータコントロール回路。