JP2000134928A

JP2000134928A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2000134928A
Application number: JP10300882A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1998-10-22
Filing date: 1998-10-22
Publication date: 2000-05-12
Anticipated expiration: 2018-10-22
Also published as: JP4218090B2

Abstract

(57)【要約】【課題】電力変換効率の向上、回路の小型軽量化を図
る。【解決手段】一次側に電流共振型コンバータを備える
スイッチング電源回路として、絶縁コンバータトランス
にギャップを設けて疎結合とする。そして、二次側にお
いては直列共振コンデンサが接続された倍電圧全波整流
回路により二次側直流出力電圧を得るようにして最大負
荷電力の増加を図る。一次側は倍電圧整流回路ではな
く、通常の全波整流回路により交流入力電圧レベルに対
応するレベルの整流平滑電圧を入力するように構成す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることが分かってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図１０は先に本出願人により提案された発
明に基づいて構成することのできるスイッチング電源回
路の一構成例を示す回路図である。この電源回路には自
励式の電流共振形コンバータが採用されている。また、
この電源回路は、商用交流電源（交流入力電圧）が例え
ば日本や米国などのＡＣ１００Ｖ系で、負荷電力１５０
Ｗ以上の条件に対応する構成を採っている。

【０００４】この図に示すスイッチング電源回路におい
ては、交流電源ＡＣを整流平滑化するための整流平滑回
路として、整流ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2、及び平滑コン
デンサＣｉ1，Ｃｉ2を図のように接続して成る、いわゆ
る倍電圧整流回路が備えられる。この倍電圧整流回路に
おいては、例えば交流入力電圧ＶACのピーク値の１倍に
対応する直流入力電圧をＥｉとすると、その約２倍の直
流入力電圧２Ｅｉを生成する。例えば交流入力電圧ＶAC
＝１４４Ｖであるとすると、直流入力電圧２Ｅｉは約４
００Ｖとなる。このように、整流平滑回路として倍電圧
整流回路を採用するのは、上述したように、交流入力電
圧がＡＣ１００Ｖ系とされ、かつ、最大負荷電力が１５
０Ｗ以上という比較的重負荷の条件に対応するためとさ
れる。つまり、直流入力電圧を通常の２倍とすること
で、後段のスイッチングコンバータへの流入電流量を抑
制し、当該スイッチング電源回路を形成する構成部品の
信頼性が確保されるようにするものである。なお、この
図に示す倍電圧整流回路に対しては、その整流電流経路
に対して突入電流制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例え
ば電源投入時に平滑コンデンサに流入する突入電流を抑
制するようにしている。

【０００５】この電源回路のスイッチングコンバータ
は、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 をハ
ーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉの正
極側の接続点とアース間に対して挿入するようにして接
続されている。このスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各コ
レクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1、ＲS2が
挿入される。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各ベ
ース−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオードＤD
1，ＤD2が挿入される。また、スイッチング素子Ｑ1のベ
ースとスイッチング素子Ｑ2のコレクタ間に対しては、
共振用コンデンサＣB1，ベース電流制限用抵抗ＲB1，駆
動巻線ＮB1から成る直列接続回路が挿入される。共振用
コンデンサＣB1は自身のキャパシタンスと、次に説明す
る駆動巻線ＮB1のインダクタンスＬB1と共に自励発振用
の直列共振回路を形成し、これによりスイッチング素子
Ｑ1のスイッチング周波数を決定する。同様に、スイッ
チング素子Ｑ2のベースと一次側アース間に対しては、
共振用コンデンサＣB2，ベース電流制限用抵抗ＲB2，駆
動巻線ＮB2から成る直列接続回路が挿入されており、共
振用コンデンサＣB2と駆動巻線ＮB2のインダクタンスＬ
B2と共に自励発振用の直列共振回路を形成して、スイッ
チング素子Ｑ2のスイッチング周波数を決定している。

【０００６】コンバータドライブトランスＣＤＴ(Conve
rter Drive Transformer）はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 を固定による所定のスイッチング周波数により駆動す
るために設けられるもので、この図の場合には駆動巻線
ＮB1、ＮB2及び共振電流検出巻線ＮD が巻回されて構成
される。コンバータドライブトランスＣＤＴの駆動巻線
ＮB1の一端は、抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1の直列
接続を介してスイッチング素子Ｑ1 のベースに接続さ
れ、他端はスイッチング素子Ｑ2 のコレクタに接続され
る。駆動巻線ＮB2の一端はアースに接地されると共に、
他端は抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2の直列接続を介
してスイッチング素子Ｑ2 のベースと接続されている。
駆動巻線ＮB1と駆動巻線ＮB2は互いに逆極性の電圧が発
生するように巻装されている。また、共振電流検出巻線
ＮDの一端はスイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチ
ング素子Ｑ2のコレクタとの接続点（スイッチング出力
点）に対して接続され、他端は、後述する直交型制御ト
ランスＰＲＴの被制御巻線ＮRの直列接続を介して一次
巻線Ｎ1の一端に対して接続される。

【０００７】絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Is
olation Transformer)は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
のスイッチング出力を二次側に伝送する。この場合、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、
被制御巻線ＮR−共振電流検出巻線ＮD を介してスイッ
チング素子Ｑ1 のエミッタとスイッチング素子Ｑ2 のコ
レクタの接点に接続されることで、スイッチング出力が
得られるようにされる。また、一次巻線Ｎ1 の他端は、
直列共振コンデンサＣ1 を介して一次側アースに接地さ
れている。この場合、上記直列共振コンデンサＣ1 及び
一次巻線Ｎ1及び被制御巻線ＮRはは直列に接続されてい
るが、この直列共振コンデンサＣ1 のキャパシタンス、
及び一次巻線Ｎ1 （直列共振巻線）を含む絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス（リーケージイ
ンダクタンス）Ｌ1の成分と被制御巻線ＮRのインダクタ
ンスＬRとの成分の合成インダクタンスにより、スイッ
チングコンバータの動作を電流共振形とするための直列
共振回路を形成している。

【０００８】また、この図における絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの二次側では、二次巻線Ｎ2に対してセンタ
ータップを設けた上で、整流ダイオードＤO1，ＤO2，Ｄ
O3，ＤO4及び平滑コンデンサＣO1，ＣO2を図のように接
続することで、［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］の組と、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平
滑コンデンサＣO2］の組とによる、２組の全波整流回路
が設けられる。［整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コン
デンサＣO1］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO1
を生成し、［整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデン
サＣO2］から成る全波整流回路は直流出力電圧ＥO2を生
成する。つまり、この図に示す回路では、二次側におい
て直流出力電圧を得るのにあたり全波整流回路が設けら
れる。なお、この場合には、直流出力電圧ＥO1及び直流
出力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入力され
る。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電
圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１の動作
電源として利用する。また、二次巻線Ｎ2に対しては、
例えば小容量のセラミックコンデンサＣｃが並列に接続
される。このセラミックコンデンサＣｃは、二次側の整
流ダイオードのオン／オフ動作によって生じるノイズを
吸収するために設けられるもので、例えば２２０ｐＦ〜
４７０ｐＦ程度とされ、電圧共振作用は生じない。つま
り、二次巻線Ｎ2と並列共振回路を形成し得るほどのキ
ャパシタンスは有していない。

【０００９】制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出
力ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電
流を、制御電流として直交型制御トランスＰＲＴの制御
巻線ＮC に供給することにより後述するようにして定電
圧制御を行う。この図に示す直交型制御トランスＰＲＴ
は、例えば４本の磁脚を有する立体型コアに対して、被
制御巻線ＮRが巻装され、更にこの被制御巻線ＮRに対し
てその巻回方向が直交するようにして制御巻線ＮCとが
巻装された、直交型の可飽和リアクトルとして構成され
る。

【００１０】上記構成による電源回路のスイッチング動
作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば
起動抵抗ＲS1、ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ
2 のベースに起動電流が供給されることになるが、例え
ばスイッチング素子Ｑ1 が先にオンとなったとすれば、
スイッチング素子Ｑ2 はオフとなるように制御される。
そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力として、共振電流検
出巻線ＮD →一次巻線Ｎ1→直列共振コンデンサＣ1 に
共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でス
イッチング素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 がオ
フとなるように制御される。そして、スイッチング素子
Ｑ2 を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、
スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオンとなる自励式
のスイッチング動作が開始される。このように、平滑コ
ンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング
素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を繰り返すことによって、
絶縁コンバータトランスの一次側巻線Ｎ1 に共振電流波
形に近いドライブ電流を供給し、二次側の巻線Ｎ2に交
番出力を得る。

【００１１】この場合の制御回路１は、例えば負荷電力
や交流入力電圧の変動に応じて直流出力電圧ＥO1 が変
動するのに応じて、制御巻線ＮC に流れる電流レベルを
可変制御する。これにより直交型制御トランスＰＲＴに
おいては、被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRが可変さ
れる。被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRは、前述した
ように、一次側の直列共振回路を形成していることか
ら、インダクタンスＬRが変化することによって、直列
共振回路の共振周波数を変化させることになる。これに
より、固定のスイッチング周波数に対する直列共振周波
数の差が可変されて共振インピーダンスが変化し、絶縁
コンバータトランスＰＲＴにおける二次側への伝送出力
が可変制御されることになる。このようにして、二次出
力電圧ＥO の定電圧制御が行われる。なお、以降、本明
細書では上述のごとき構成による定電圧制御方式につい
て「直列共振周波数制御方式」ということにして、後述
する「スイッチング周波数制御方式」と区別する。

【００１２】図１１は、先に本出願人により提案された
発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源
回路の他の構成例を示す回路図である。この電源回路も
自励式の電流共振形コンバータが採用されていると共
に、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系で負荷電力１５０Ｗ以
上の条件に対応する構成を採っている。なお、この図に
おいて図１０と同一部分には同一符号を付して説明を省
略する。

【００１３】この図に示す電源回路においては、図１０
に示したコンバータドライブトランスＣＤＴが直交型制
御トランスとしても機能するドライブトランスＰＲＴ
(Power Regulating Transformer）が設けられる。即
ち、ドライブトランスＰＲＴはスイッチング素子Ｑ1 、
Ｑ2 を駆動すると共に、後述するようにして定電圧制御
を行う。この図のドライブトランスＰＲＴ場合には、駆
動巻線ＮB1、ＮB2及び共振電流検出巻線ＮD が巻回さ
れ、更にこれらの各巻線に対して制御巻線ＮC が直交す
る方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルとして構
成される。また、この場合にも、駆動巻線ＮB1と駆動巻
線ＮB2は互いに逆極性の電圧が発生するように巻装され
ていることで、図１０にて説明した場合と同様に、スイ
ッチング素子Ｑ1，Ｑ2は交互にオン／オフとなるタイミ
ングでスイッチング動作を行う。

【００１４】また、この図に示す電源回路では、被制御
巻線ＮRは省略されることになるため、一次巻線Ｎ1は、
共振電流検出巻線ＮDを介してスイッチング素子Ｑ1のエ
ミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタとの接続点
（スイッチング出力点）に対して接続される形態を採
る。従って、この場合には、一次巻線Ｎ1−直列共振コ
ンデンサＣ1の直列接続によって一次側直列共振回路を
形成することになる。

【００１５】ドライブトランスＰＲＴによる定電圧制御
は次のようにして行われる。例えば、交流入力電圧や負
荷電力の変動によって二次側出力電圧ＥO1 が変動した
とすると、制御回路１では、二次側出力電圧ＥO1 の変
動に応じて制御巻線ＮC に流れる制御電流のレベルを可
変制御する。この制御電流によりドライブトランスＰＲ
Ｔに発生する磁束の影響で、ドライブトランスＰＲＴに
おいては飽和傾向の状態が変化し、駆動巻線ＮB1，ＮB2
のインダクタンスを変化させるように作用するが、これ
により自励発振回路の条件が変化してスイッチング周波
数が変化するように制御される。この図に示す電源回路
では、直列共振コンデンサＣ1 及び一次巻線Ｎ1 の直列
共振回路の共振周波数よりも高い周波数領域でスイッチ
ング周波数を設定しているが、例えばスイッチング周波
数が高くなると、直列共振回路の共振周波数に対してス
イッチング周波数が離れていくようにされる。これによ
り、スイッチング出力に対する一次側直列共振回路の共
振インピーダンスは高くなる。このようにして共振イン
ピーダンスが高くなることで、一次側直列共振回路の一
次巻線Ｎ1 に供給されるドライブ電流が抑制される結
果、二次側出力電圧が抑制されることになって、定電圧
制御が図られることになる。なお、以降はこのような方
法による定電圧制御方式を「スイッチング周波数制御方
式」と呼び、後述する「直列共振周波数制御方式」と区
別する。

【００１６】また、図１１に示す電源回路においては、
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各コレクタ−エミッタ間に
対して、それぞれ小容量のセラミックコンデンサＣｃ
1，Ｃｃ2が並列に接続される。このセラミックコンデン
サＣｃ1，Ｃｃ2もまた、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のス
イッチングノイズを吸収するために設けられるものであ
るが、ここでは、上記定電圧制御動作によって比較的広
範囲に変化するスイッチング周波数に対応して、スイッ
チング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にゼロ電圧スイッチ
ング動作を得るための作用も有する。

【００１７】また、図１１に示す電源回路で、絶縁コン
バータトランスＰＩＴの二次側において、二次巻線Ｎ
2，Ｎ2Aがそれぞれ独立して巻装された形態を採ってい
る。そして、二次巻線Ｎ2に対しては、ブリッジ整流回
路ＤBRが設けられてブリッジ整流方式によって直流出力
電圧ＥO1を得るようにしている。このようなブリッジ整
流回路ＤBRに対しては、図のように、その正極入力端子
と負極入力端子間に小容量のセラミックコンデンサＣｃ
3を挿入することで、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する
整流ダイオードのスイッチングノイズを吸収することが
できる。この場合も、セラミックコンデンサＣｃ3の容
量としては、２２０ｐＦ〜４７０ｐＦ程度とされ、二次
側における電圧共振作用は生じない。また、二次巻線Ｎ
2Aに対しては、整流ダイオードＤO3，ＤO4による全波整
流回路が備えられて、直流出力電圧ＥO2を得るようにし
ている。

【００１８】図１２は、先に本出願人により提案された
発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源
回路の他の構成例を示す回路図である。この電源回路も
自励式の電流共振形コンバータが採用されていると共
に、交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系で負荷電力１５０Ｗ以
上の条件に対応する構成を採っている。なお、この図に
おいて図１０、図１１と同一部分には同一符号を付して
説明を省略する。

【００１９】この図に示す電源回路では、直流入力電圧
を得るために、ブリッジ整流回路Ｄｉと１本の平滑コン
デンサＣｉとからなる整流平滑回路が備えられる。つま
り、交流入力電圧ＶACのピークレベルの等倍に対応する
整流平滑電圧Ｅｉを生成して後段のスイッチングコンバ
ータに供給する構成を採る。

【００２０】この図においては、４本のスイッチング素
子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13，Ｑ14をフルブリッジ結合した他励
式の電流共振形コンバータが備えられる。この場合のフ
ルブリッジ結合は、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の組に
よるハーフブリッジ結合と、スイッチング素子Ｑ13，Ｑ
14によるハーフブリッジ結合とを組み合わせることによ
って形成される。また、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，
Ｑ13，Ｑ14としてはＭＯＳ−ＦＥＴが用いられる。スイ
ッチング素子Ｑ11，Ｑ12の組によるハーフブリッジ結合
は、スイッチング素子Ｑ11のドレインを整流平滑電圧Ｅ
ｉのラインと接続し、スイッチング素子Ｑ11のソースと
スイッチング素子Ｑ12のドレインを接続し、スイッチン
グ素子Ｑ12のソースを一次側アースに接続することで形
成される。同様に、スイッチング素子Ｑ13，Ｑ14の組に
よるハーフブリッジ結合は、スイッチング素子Ｑ13のド
レインを整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続し、スイッチ
ング素子Ｑ13のソースとスイッチング素子Ｑ14のドレイ
ンを接続し、スイッチング素子Ｑ14のソースを一次側ア
ースに接続することで形成される。また、スイッチング
素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13，Ｑ14の各ドレイン−ソース間に
対しては、それぞれ、図に示す方向により並列にダンパ
ーダイオードＤD1，ＤD2，ＤD3，ＤD4が備えられ、スイ
ッチングオフ時の帰還電流の経路を形成する。

【００２１】この場合には、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、スイッチング素子Ｑ11、
Ｑ12のソース−ドレインの接続点（スイッチング出力
点）に対して接続され、一次巻線Ｎ1の他端は、直列共
振コンデンサＣ1を介してスイッチング素子Ｑ13，Ｑ14
のソース−ドレインの接続点（スイッチング出力点）に
対して接続される。これにより、一次巻線Ｎ1 及び直列
共振コンデンサＣ1を備えて形成される直列共振回路に
対して、後述するようにして行われるスイッチング動作
により得られるスイッチング出力が供給されるようにな
っている。

【００２２】起動回路４は、電源投入直後に整流平滑ラ
インに得られる電圧或いは電流を検出して、発振回路２
を起動させるために設けられており、この起動回路４に
は、動作電源として絶縁コンバータトランスＰＩＴに設
けられた三次巻線Ｎ3 と整流ダイオードＤ3 、及び平滑
コンデンサＣ3 により供給される低圧直流電圧が供給さ
れる。

【００２３】発振回路２は、所要のスイッチング周波数
に対応する周波数信号を発振させてドライブ回路３に対
して出力する。ドライブ回路３は、発振回路２から入力
した周波数信号を利用して、スイッチング駆動信号を生
成する。ドライブ回路３はスイッチング素子Ｑ11，Ｑ1
2，Ｑ13，Ｑ14にスイッチング駆動信号を出力するが、
この際、ドライブ回路３では、スイッチング素子Ｑ11，
Ｑ14が同じオン／オフタイミングとなり、スイッチング
素子Ｑ12，Ｑ13が同じオン／オフタイミングとなるよう
にされ、かつ、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12が交互にオ
ン／オフ動作を行い、スイッチング素子Ｑ13，Ｑ14が交
互にオン／オフ動作を行うように、各駆動信号を生成す
るものである。そして、ドライブ回路３がスイッチング
素子Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13，Ｑ14を駆動する状態では、上記
のオン／オフタイミングでスイッチング素子Ｑ11，Ｑ1
2，Ｑ13,Q14が動作することになるが、これがフルブリ
ッジ式のスイッチング動作となる。

【００２４】この場合制御回路１は、例えば二次側直流
出力電圧Ｅ01 の変動に対応したレベルの制御信号を発
振回路２に出力する。発振回路２では制御回路１から供
給された制御信号に基づいて、周波数信号（スイッチン
グ駆動信号）の周波数を変化させて、スイッチング周波
数を可変するようにしている。このような電源回路で
は、スイッチング周波数は例えば直列共振周波数よりも
高い領域として設定されている。そして、例えば二次側
直流出力電圧Ｅ0 が高くなると発振ドライブ回路２はス
イッチング周波数を高くするように制御動作を行うこと
になるが、これにより直列共振回路の共振インピーダン
スが大きくなる。この結果、直列共振回路の一次巻線Ｎ
1 に流れるスイッチング出力電流が制限されることで、
二次側に伝送される電圧を低下させる。このようにし
て、定電圧制御が行われる。つまり、図１１の電源回路
と同様に、スイッチング周波数制御方式による定電圧制
御となる。

【００２５】ここで、図１０〜図１２に示した電源回路
に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造を図
１３により断面的に示す。絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔは、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ
２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コ
アが形成される。この際、中央磁脚には図のようにギャ
ップは形成されない。そして、この中央磁脚に対して、
ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2（Ｎ2
A）をそれぞれ分割した状態で巻装して構成される。こ
れにより、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 とでは疎結合
（例えば結合係数ｋ≒０．９）の状態が得られることに
なる。

【００２６】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴにお
いては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方向）
と整流ダイオードＤO （［ＤO1，ＤO2］，［ＤO3，ＤO
4］）の接続との関係によって、一次巻線Ｎ1 のインダ
クタンスＬ1と二次巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との
相互インダクタンスＭについて、＋Ｍ（加極性モード）
となる場合と−Ｍ（減極性モード）となる場合とがあ
る。例えば、図１４（ａ）に示す接続形態を採る場合の
動作では相互インダクタンスは＋Ｍとなり、図１４
（ｂ）に示す接続形態を採る場合の動作では相互インダ
クタンスは−Ｍとなる。この相互インダクタンス＋Ｍ／
−Ｍの動作モードは、図１０〜図１２に示した二次側の
構成に対応させれば、二次巻線Ｎ2（Ｎ2A）に得られる
交番電圧が負の期間に整流ダイオードにより整流する動
作と、正の期間に整流ダイオードにより整流する動作と
に相当するものである。

【００２７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図１
０，図１１に示す構成による電流共振形コンバータで
は、交流入力電圧ＶACがＡＣ１００Ｖ系で最大負荷電力
が１５０Ｗ以上の条件に対応するため、倍電圧整流方式
により２Ｅｉのレベルの直流入力電圧を得るようにして
いる。このため、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2について
は、スイッチングオフ時に印加する高レベルの共振電圧
に対応するために、４００Ｖの耐圧品を選定している。
これによって、スイッチング素子は相応に大型化してし
まう。また、スイッチング素子について高耐圧品を選定
した場合においては、飽和電圧ＶCE(SAT)、蓄積時間ｔS
TG、下降時間ｔｆが大きく、電流増幅率ｈFEが小さくな
るなど、特性が劣化するため、スイッチング周波数を高
く設定することが困難となる。スイッチング周波数が低
ければスイッチング損失とドライブ電力が増加するた
め、それだけ電源回路としての電力損失が大きくなる。
更には、上述したように高レベルの直流入力電圧を得て
信頼性を確保するために倍電圧整流回路が必要となるこ
とで、比較的大型の平滑コンデンサが２本必要となって
基板面積も大きくなる。

【００２８】これに対して、図１２に示した電源回路で
は、４本のスイッチング素子をフルブリッジ結合して他
励式により駆動することで負荷電力への対応が図られる
ので、例えばブリッジ整流回路による等倍電圧整流回路
によって直流入力電圧を得ることが可能となり、従っ
て、各スイッチング素子の耐圧も２００Ｖに抑えること
が可能になる。但し実際には、他励式の駆動回路系を構
成するために、発振回路２やドライブ回路３などの回路
をＩＣによる外付け部品として設ける必要がある他、制
御回路１に対して二次側の直流出力電圧を帰還するため
に、実際にはフォトカプラを介在させて、一次側と二次
側を直流的に絶縁する必要がある。つまり、図１２に示
す回路では、これらの部品を追加して電源回路を構成す
るため、実際の回路基板のサイズが大きくなってしま
う。

【００２９】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た課題を考慮して、例えばＡＣ１００Ｖ系に対応するス
イッチング電源回路として、比較的重負荷の条件に対応
可能とされた上で、電力変換効率の向上、及び小型軽量
化が促進されるようにすることを目的とするものであ
る。

【００３０】このため、商用交流電源を入力して、この
商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑
電圧を生成して直流入力電圧として出力する整流平滑手
段と、疎結合とされる所要の結合係数が得られるように
ギャップが形成され、一次側出力を二次側に伝送するた
めに設けられる絶縁コンバータトランスと、スイッチン
グ素子を備えて、直流入力電圧を断続して絶縁コンバー
タトランスの一次巻線に出力するように構成されたスイ
ッチング手段と、少なくとも、絶縁コンバータトランス
の一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と、一次巻線
に対して直列に接続される直列共振コンデンサのキャパ
シタンスとによって形成されてスイッチング手段の動作
を電流共振形とする一次側直列共振回路と、絶縁コンバ
ータトランスの二次巻線に対して二次側直列共振コンデ
ンサを直列に接続することで絶縁コンバータトランスの
二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、二次側直列共振
コンデンサのキャパシタンスとによって直列共振回路を
形成する二次側直列共振回路と、整流電流経路に対して
二次側直列共振コンデンサを挿入して形成され、絶縁コ
ンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力
して倍電圧全波整流動作を行って、入力電圧レベルのほ
ぼ２倍に対応する二次側直流出力電圧を得るように構成
された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧の
レベルに応じてスイッチング手段のスイッチング周波数
又は少なくとも一次側直列共振回路の共振周波数を可変
制御することによって定電圧制御を行うようにされた定
電圧制御手段とを備えてスイッチング電源回路を構成す
ることとした。

【００３１】上記構成によれば、一次側に対してはスイ
ッチング動作を電流共振形とする直列共振回路が備えら
れたうえで、絶縁コンバータトランスを疎結合とし、二
次側においては二次側直列共振回路と倍電圧全波整流回
路によって二次側直流出力電圧を生成して負荷に電力を
供給するようにされる。つまり、所要の負荷条件に対し
ては、一次側の直列共振作用と二次側における直列共振
動作とにより得られる電磁エネルギーを利用して、倍電
圧全波整流回路により直流出力電圧を生成することで対
応するようにされ、これに伴い、一次側は倍電圧整流回
路ではなく、交流入力電圧レベルの１倍に対応する整流
平滑電圧を生成する全波整流回路を備えて構成されるこ
とになる。

【００３２】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としてのスイッチング電源回路の構成例を示してい
る。この図に示す電源回路においては先に説明した図１
０、図１１の場合と同様に、一次側に対しては、１石の
スイッチング素子（バイポーラトランジスタ）による自
励式の電圧共振形スイッチングコンバータが備えられ
る。なお、この図において、図１０〜図１２と同一部分
については同一符号を付して説明を省略する。

【００３３】この図に示す本実施の形態としての電源回
路においては、交流入力電圧ＶACを入力して交流入力電
圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路
Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備
えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整
流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。つまり、本実
施の形態においては、従来のように倍電圧整流回路は備
えられないものである。なお、本明細書においては交流
入力電圧ＶACのレベルの１倍に対応する整流平滑電圧Ｅ
ｉを生成する全波整流回路を「等倍電圧整流回路」とも
いうことにする。

【００３４】また、この図に示す電流共振形コンバータ
の自励発振駆動回路では、ベース電流制限用の抵抗ＲB
1，ＲB2の挿入位置として、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2
のベースと共振用コンデンサＣB1，ＣB2間にそれぞれ挿
入されている点が、図１０，図１１に示す回路と異なる
が、このような接続形態であっても、図１０，図１１に
て説明したのと同様にスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のため
の自励発振駆動回路を形成する。また、この図において
は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のコレクタ−エミッタ間
に対して、スイッチングノイズ除去用としての小容量の
セラミックコンデンサＣｃ1，Ｃｃ2がそれぞれ並列に接
続されている。

【００３５】本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁
コンバータトランスＰＩＴは、図２に示すように、例え
ばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの
磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えら
れ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、一次側と二次
側とで巻装部が分割された分割ボビンＢを利用して一次
巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2dをそれぞれ分割した状態で巻
装している。そして、本実施の形態では、中央磁脚に対
しては図のようにギャップＧを形成するようにしてい
る。このギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１、ＣＲ２の中央
磁脚を、２本の外磁脚よりも短く形成することで形成す
ることが出来る。これによって、例えば従来例として図
１３に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも小さ
な結合係数による疎結合となるようにして、その分、飽
和状態が得られにくいようにしている。この場合の結合
係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５とされる。

【００３６】本実施の形態の電源回路の二次側において
は、後述するようにして従来とは巻数の異なる二次巻線
Ｎ2dが設けられる。この二次巻線Ｎ2dの一端は二次側ア
ースに接続され、他端は直列共振コンデンサＣｓ1の直
列接続を介して整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダ
イオードＤO2のカソードの接続点に対して接続される。
整流ダイオードＤO1のカソードは平滑コンデンサＣO1の
正極と接続され、整流ダイオードＤO2のアノードは二次
側アースに対して接続される。平滑コンデンサＣO1の負
極側は二次側アースに対して接続される。また、二次巻
線Ｎ2dにはタップが設けられ、このタップ端子は直列共
振コンデンサＣｓ2の直列接続を介して整流ダイオード
ＤO3のアノードと整流ダイオードＤO4のカソードの接続
点に対して接続される。整流ダイオードＤO3のカソード
は平滑コンデンサＣO2の正極と接続され、整流ダイオー
ドＤO4のアノードは二次側アースに対して接続される。
平滑コンデンサＣO2の負極側は二次側アースに対して接
続される。このような接続形態では結果的に、［直列共
振コンデンサＣｓ1，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑
コンデンサＣO1］の組と、［直列共振コンデンサＣｓ
2，整流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コンデンサＣO2］
の組とから成る２組の倍電圧全波整流回路が設けられる
ことになる。ここで、直列共振コンデンサＣｓ1は、自
身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2dの漏洩インダクタン
ス成分とによって、整流ダイオードＤO1，ＤO2のオン／
オフ動作に対応する直列共振回路を形成し、直列共振コ
ンデンサＣｓ2は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2
dの漏洩インダクタンス成分とによって、整流ダイオー
ドＤO3，ＤO4のオン／オフ動作に対応する直列共振回路
を形成する。即ち、本実施の形態の電源回路は、一次側
にはスイッチング動作を電流共振形とするための直列共
振回路が備えられ、二次側には、倍電圧全波整流動作を
得るための直列共振回路が備えられる。なお、本明細書
では、このように一次側及び二次側に対して共振回路が
備えられて動作する構成のスイッチングコンバータにつ
いては、「複合共振形スイッチングコンバータ」ともい
うことにする。

【００３７】ここで、上記［直列共振コンデンサＣｓ
1，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］
の組による倍電圧全波整流動作としては次のようにな
る。一次側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1にス
イッチング出力が得られると、このスイッチング出力は
二次巻線Ｎ2dに励起される。そして、整流ダイオードＤ
O1がオフとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる期間
においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2dとの極性が−
Ｍとなる減極性モードで動作して、二次巻線Ｎ2dの漏洩
インダクタンスと直列共振コンデンサＣｓ1による直列
共振作用によって、整流ダイオードＤO2により整流した
整流電流ＩC2を直列共振コンデンサＣｓ1に対して充電
する動作が得られる。そして、整流ダイオードＤO2がオ
フとなり、整流ダイオードＤO1がオンとなって整流動作
を行う期間においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2dと
の極性が＋Ｍとなる加極性モードとなり、二次巻線Ｎ2d
に誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓ1の電位が
加わるという直列共振が生じる状態で平滑コンデンサＣ
O1に対して充電が行われる動作となる。上記のようにし
て、加極性モード（＋Ｍ；フォワード動作）と減極性モ
ード（−Ｍ；フライバック動作）との両者のモードを利
用して整流動作が行われることで、平滑コンデンサＣO1
においては、二次巻線Ｎ2dの誘起電圧のほぼ２倍に対応
する直流出力電圧ＥO1が得られる。また、［直列共振コ
ンデンサＣｓ2，整流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コン
デンサＣO2］の組とから成る倍電圧全波整流回路によっ
ても同様の動作によって、二次巻線Ｎ2dの誘起電圧のほ
ぼ２倍に対応する直流出力電圧ＥO2が得られることにな
る。

【００３８】上記した倍電圧全波整流動作を得るための
構成は、先に図２にて説明したように、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結
合係数による疎結合としたことによって、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴが更に飽和状態となりにくい状態を得
たことで実現されるものである。例えば、従来のように
絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧが設
けられない場合には、フライバック動作時において絶縁
コンバータトランスＰＩＴが飽和状態となって動作が異
常となる可能性が高く、本実施の形態のような倍電圧整
流動作が適正に行われるのを望むのは難しい。

【００３９】また、本実施の形態としての定電圧制御
は、図１０の場合と同様の構成を採っている、つまり被
制御巻線ＮRを一次巻線Ｎ1に対して直列に接続している
ことで、直列共振周波数制御方式が採られる。

【００４０】上記構成によると、本実施の形態では、相
互インダクタンスが＋Ｍと−Ｍの動作モードとなる状態
を利用して、倍電圧全波整流を行うことで二次側直流出
力電圧を得るようにしている。つまり、一次側の電流共
振作用と二次側の電流共振作用とによる電磁エネルギー
が同時に負荷側に供給されるようにしているため、それ
だけ負荷側に供給される電力も増加して、最大負荷電力
の増加が図られることになる。

【００４１】また、上記のようにして最大負荷電力の増
加を図ることで、本実施の形態では、直流入力電圧を生
成する整流平滑回路としては倍電圧整流方式を採って負
荷電力をカバーする必要はない。このため、図１にて説
明したように、例えばブリッジ整流回路による通常の等
倍電圧整流回路の構成を採ることができる。これによ
り、例えば交流入力電圧ＶAC＝１４４Ｖ時における整流
平滑電圧Ｅｉは２００Ｖ程度となる。スイッチング素子
Ｑ1，Ｑ2の両端に得られる共振電圧は、整流平滑電圧Ｅ
ｉに対して一次側の直列共振回路が作用することで、ス
イッチング素子Ｑ1，Ｑ2のオフ時に発生するが、本実施
の形態では、上記のように整流平滑電圧Ｅｉが倍電圧整
流時の約１／２とされていることで、共振電圧Ｖｃｒ
は、先に図１０，図１１に示した従来例としての電源回
路にて発生する共振電圧の約１／２程度に抑えられるこ
とになる。つまり、共振電圧Ｖｃｒはピークで２００程
度にまで抑えられることになる。従って、本実施の形態
においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2については、２
００Ｖの耐圧品を選定すればよいことになる。

【００４２】また、二次側においては、二次巻線Ｎ2dの
励起電圧が正負の両期間において整流動作を行う倍電圧
全波整流回路を設けたことで、本実施の形態では、二次
側整流ダイオードのオフ期間に発生する二次側整流ダイ
オードの両端電圧は、二次側直流出力電圧ＥOと同等の
レベルにまで抑制される。これにより、二次側の倍電圧
整流回路を形成する整流ダイオードとしては、二次側直
流出力電圧ＥOのレベルに対応する耐圧品を選定すれば
よいことになる。

【００４３】また、倍電圧全波整流回路によって二次側
直流出力電圧を得るようにしていることで、例えば等倍
電圧整流回路によって得られる二次側直流出力電圧と同
等のレベルを得ようとすれば、本実施の形態の二次巻線
Ｎ2dとしては、従来の１／２の巻数で済むことになる。
この巻数の削減は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの小
型軽量化、及び低コスト化につながる。

【００４４】更に本実施の形態では、スイッチング素子
Ｑ1、及び二次側の整流ダイオードについて、従来備え
られるべきものよりも低耐圧品を用いることができるた
め、素子としてはそれだけ安価となる。このため、特に
コストアップを考慮することなく、例えばスイッチング
素子Ｑ1及びブリッジ整流回路ＤOについて特性の向上さ
れたもの（スイッチング素子Ｑ1であれば、飽和電圧ＶC
E(SAT)、蓄積時間ｔSTG、下降時間ｔｆ、電流増幅率ｈF
E等の特性の良好なもの、また、整流ダイオードであれ
ば順方向電圧降下ＶF、逆回復時間ｔｒｒ等の特性の良
好なもの）を選定することができる。このような特性の
向上によって、本実施の形態では、従来よりもスイッチ
ング周波数を高く設定できることになり、それだけ電力
損失の低減、及び各種部品の小型・軽量化が促進される
ことにもなる。つまり、従来よりも電力変換効率など諸
特性の向上を図ることが可能になると共に、各種部品素
子及び直交型制御トランスＰＲＴ、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴ等の小型軽量化及び低コスト化を促進するこ
とが可能になる。

【００４５】更に、電源回路の小型・軽量化及び低コス
ト化の観点からすれば、従来のように直流入力電圧の生
成のために倍電圧整流回路を備える構成では、それぞれ
２組の整流ダイオードと平滑コンデンサが必要とされた
のであるが、本実施の形態では、例えば通常のブリッジ
整流回路による全波整流回路とされるため、１組のブロ
ック型の平滑コンデンサとブリッジ整流ダイオードを採
用することができるので、それだけ、コストの削減及び
部品の小型化が図られるものである。

【００４６】実際の実験結果として、例えば図１２及び
図１３に示した従来としての電源回路の構成では、交流
入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、スイッチング周波
数ｆｓ＝１００ＫＨｚ、対応可能な最大負荷電力が２０
０Ｗであったのに対して、図１に示す本実施の形態の電
源回路では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、
スイッチング周波数ｆｓ＝１５０ＫＨｚ、対応可能な最
大負荷電力が１６０Ｗと、スイッチング周波数が１，５
倍に向上された上で、ほぼ同等の最大負荷電力に対応し
ている。

【００４７】図３は、本発明の第２の実施の形態として
のスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、
この図において、図１及び図１０〜図１２と同一部分に
ついては同一符号を付して説明を省略する。この図に示
す電源回路は、先に図１１に示した電源回路の構成（即
ちスイッチング周波数制御方式を採る、自励式でハーフ
ブリッジ結合による電流共振形コンバータ）を基礎とし
て、二次側に対して、図１により説明した、直列共振コ
ンデンサＣｓ1が挿入された倍電圧全波整流回路を備え
る構成を採っている。このような構成とされても、第１
の実施の形態と同様の効果が得られる。

【００４８】図４は、本発明の第３の実施の形態として
のスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、
この図において、図１、図３及び図１０〜図１２と同一
部分については同一符号を付して説明を省略する。

【００４９】この図に示す電源回路では、絶縁コンバー
タトランスがＰＲＴ (Power Regulating Transformer）
とされる。つまり、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2dを巻装
した上で、これら一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2dに対して
直交する巻回方向に制御巻線ＮCを巻装して構成され
る。なお、この構成においても、一次巻線Ｎ1と二次巻
線Ｎ2dでは例えばｋ＝０．８５程度の結合係数が得られ
て疎結合の状態が得られるようにしている。

【００５０】この図に示す構成では、制御回路１によっ
て、二次側直流出力電圧ＥO1の変動に応じて可変された
レベルの制御電流（直流電流）が制御巻線ＮCに流れる
ようにされる。絶縁コンバータトランスＰＲＴにおいて
は、制御巻線ＮCに流れる制御電流レベルに応じて、一
次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2dの漏洩インダクタンス（Ｌ1
1，Ｌ2）を同時に可変制御することになるが、これによ
って、一次側の直列共振周波数と二次側の直列共振周波
数が同時に制御される。このため、上記各実施の形態の
電源回路よりも更に対応可能な負荷電力の増加を図るこ
とが可能になり、例えば２００Ｗの最大負荷電力に対応
することが可能になる。

【００５１】図５は、本発明の第４の実施の形態として
のスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、
この図において、図１、図３、図４、及び図１０〜図１
２と同一部分については同一符号を付して説明を省略す
る。この図に示す電源回路においては、４石のスイッチ
ング素子をフルブリッジ結合した自励式の電流共振形コ
ンバータが備えられる。

【００５２】この図に示すフルブリッジ結合方式による
電流共振形コンバータは、４石のバイポーラトランジス
タによるスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 を備
えて成る。そして、この図に示すように、スイッチング
素子Ｑ1 及びＱ2 は、平滑コンデンサＣｉの正極とアー
ス間に対して、それぞれのコレクタ−エミッタを介して
直列に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ3 及
びＱ4 側もまた、上記と同様にして接続される。

【００５３】スイッチング素子Ｑ1の駆動回路系として
は、コレクタ−ベース間に対して起動抵抗ＲS1が挿入さ
れ、ベース−エミッタ間にはクランプダイオードＤD1が
挿入される。そして、スイッチング素子Ｑ1のベースに
対して、ベース電流制限用の抵抗ＲB1を介して自励発振
用の駆動回路（共振コンデンサＣB1−駆動巻線ＮB1）が
接続される。同様に、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4
に対しても、それぞれ同様の接続形態によって［起動抵
抗（ＲS2，ＲS3，ＲS4)，クランプダイオード（ＤD2，
ＤD3，ＤD4），ベース電流制限用抵抗（ＲB2，ＲB3，Ｒ
B4）,共振コンデンサ（ＣB2，ＣB3，ＣB4），駆動巻線
（ＮB2，ＮB3，ＮB4）]の各素子による駆動回路系が形
成される。

【００５４】また、この場合にもスイッチング素子Ｑ
1，Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4 の各コレクタ−エミッタ間に対して
は、それぞれ小容量のセラミックコンデンサＣC1、ＣC
2、ＣC3、ＣC4が接続されて、スイッチング動作により
発生するノイズを吸収するようにされている。

【００５５】ドライブトランスＰＲＴは、フルブリッジ
結合方式に対応して駆動巻線ＮB1〜ＮB4及び、駆動巻線
ＮB1を巻き上げて形成される共振電流検出巻線ＮD が巻
装され、これら各巻線とその巻回方向が直交するように
して制御巻線ＮC が巻装されることで可飽和リアクトル
として構成される。

【００５６】この図に示す直列共振回路としては、一次
巻線Ｎ1 の一端が直列共振コンデンサＣ1−共振電流検
出巻線ＮD を介して、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のエ
ミッタ−コレクタの接続点（スイッチング出力点）と接
続され、他端はスイッチング素子Ｑ3 、Ｑ4 のエミッタ
−コレクタの接続点（スイッチング出力点）と接続され
る。これにより、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のスイッ
チング出力は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻
線Ｎ1 及び直列共振コンデンサＣ1 からなる直列共振回
路に供給されることになる。

【００５７】上記構成の電流共振形のスイッチング動作
としては、例えばスイッチング素子［Ｑ1 、Ｑ4 ］の組
とスイッチング素子［Ｑ2 、Ｑ3 ］の組が交互にオン／
オフ動作を行うようにされる。例えば、先ず商用交流電
源が投入されると、起動抵抗ＲS1〜ＲS4を介してスイッ
チング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のベースにベース電流が供給され
ることになるが、仮にスイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4 ］
が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子［Ｑ2
，Ｑ3 ］はオフとなるように制御される。そして、ス
イッチング素子［Ｑ1 ，Ｑ4 ］の出力として、スイッチ
ング素子Ｑ1 のコレクタ−エミッタ→共振電流検出巻線
ＮD →直列共振コンデンサＣ1 →一次巻線Ｎ1 →スイッ
チング素子Ｑ4 のコレクタ−エミッタ→一次側アースの
経路で電流が流れるが、この際、一次側直列共振回路を
流れる共振電流が０となる近傍でスイッチング素子［Ｑ
2，Ｑ3 ］がオン、スイッチング素子［Ｑ1 ，Ｑ4 ］が
オフとなるように制御される。そして、スイッチング素
子Ｑ2 を介して先とは逆方向に直列共振回路に対して共
振電流が流れる。以降、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4
］及び［Ｑ2，Ｑ3 ］が交互にオンとなる自励式のスイ
ッチング動作が開始される。

【００５８】この図に示す制御回路１は、例えば二次側
直流出力電圧ＥO1の変動レベルに応じて可変したレベル
の制御電流を制御巻線ＮCに流すように動作するのであ
るが、これによって、ドライブトランスＰＲＴにおける
駆動巻線ＮB1〜ＮB4のインダクタンスを可変制御する結
果、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4のスイッ
チング周波数を制御する。つまり、本実施の形態におい
てはスイッチング周波数制御方式による定電圧制御の構
成が採られる。に構成される。

【００５９】本実施の形態の場合には４本のスイッチン
グ素子を備えて電源回路が構成されることになるが、例
えば図１２に示したＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング素子
とする他励式のフルブリッジ結合方式による電源回路と
比較した場合には、対応可能な最大負荷電力が増加する
ものである。また、回路規模も、これまでの実施の形態
において述べてきたようにして、より縮小されるもので
ある。

【００６０】これまでの実施の形態の説明においては、
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2（及びＱ3，Ｑ4）として、バ
イポーラトランジスタ（ＢＪＴ）採用した場合を例に挙
げていたが、本発明の実施の形態としては、以降示すよ
うなスイッチング回路或いはスイッチング素子をスイッ
チング素子Ｑ1，Ｑ2（及びＱ3，Ｑ4）に代えて採用する
ことも可能である。図６は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2
（及びＱ3，Ｑ4）に代えて、２本のバイポーラトランジ
スタＱ11，Ｑ12をダーリントン接続した回路を使用する
例を示している。この場合の接続形態としては、トラン
ジスタＱ11のコレクタとトランジスタＱ12のコレクタを
接続し、トランジスタＱ11のエミッタをトランジスタＱ
12のエミッタと接続し、トランジスタＱ12のエミッタを
アースに接地している。また、ダンパーダイオードＤD1
のアノードをトランジスタＱ11のエミッタと接続し、ダ
ンパーダイオードＤD1のカソードを抵抗Ｒ11を介してト
ランジスタＱ11のベースに接続している。ダンパーダイ
オードＤD2のアノードは、トランジスタＱ12のエミッタ
に接続され、カソードはトランジスタＱ12のコレクタに
接続されている。抵抗Ｒ12は、トランジスタＱ12のベー
ス−エミッタ間に対して並列に接続されている。このよ
うにして形成したダーリントン接続回路においては、ト
ランジスタＱ11のベースが先の各実施の形態に示したス
イッチング素子のベースと等価となり、トランジスタＱ
11，Ｑ12のコレクタ接点がスイッチング素子のコレクタ
と等価となる。また、トランジスタＱ12のエミッタがス
イッチング素子のエミッタと等価となる。

【００６１】また、第１〜第３の実施の形態に対応する
図１、図３、図４の電源回路のようにして、ハーフブリ
ッジ結合方式による構成を採る場合にも、図７に示すよ
うにして、バイポーラトランジスタのスイッチング素子
Ｑ1，Ｑ2に代えて、ＭＯＳ−ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果
トランジスタ；金属酸化膜半導体）を使用することがで
きる。ＭＯＳ−ＦＥＴを用いる場合、ドレイン−ソース
間に対して、スイッチングオフ時の帰還電流の経路を形
成するためのツェナーダイオードＺＤが図に示す方向に
より並列に接続される。つまり、アノードがＭＯＳ−Ｆ
ＥＴのソースと接続され、カソードがツェナーダイオー
ドＺＤのドレインと接続される。この場合、先の各実施
の形態に示したスイッチング素子Ｑ1のベース、コレク
タ、エミッタは、それぞれ、ＭＯＳ−ＦＥＴのゲート、
ドレイン、ソースに置き換わることになる。また、ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴを用いる場合には、図７に示したような他励
式の構成を採るなどして、電流駆動ではなく、電圧駆動
する必要がある。

【００６２】図８は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2（及び
Ｑ3，Ｑ4）に代えて、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラ
トランジスタ）を使用した例が示されている。ＩＧＢＴ
のコレクタ−エミッタ間に対しては、スイッチングオフ
時の帰還電流の経路を形成するためのダイオードＤが並
列に接続される。ここでは、ダイオードＤのアノード、
カソードはそれぞれＩＧＢＴのコレクタ，エミッタに対
して接続されている。この回路では、先の各実施の形態
に示したスイッチング素子Ｑ1（Ｑ2）のベース、コレク
タ、エミッタは、それぞれ、ＩＧＢＴのゲート、コレク
タ、エミッタに置き換わる。

【００６３】図９は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2（及び
Ｑ3，Ｑ4）に代えて、ＳＩＴ（静電誘導サイリスタ）を
使用した例が示されている。このＳＩＴのコレクタ−エ
ミッタ間に対しても、スイッチングオフ時の帰還電流の
経路を形成するためのダイオードＤが並列に接続され、
ダイオードＤのアノード、カソードがそれぞれＳＩＴの
カソード，アノードに対して接続される。上記図６〜図
９に示す何れの構成を採った場合にも、本実施の形態で
は更なる高効率化を図ることが可能になる。なお、図６
〜図９に示す構成を採る場合、ここでは図示しないが、
実際にスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2（及びＱ3，Ｑ4）とし
て選定される素子に適合するようにして、その駆動回路
の構成を変更して構わないものである。また、実施の形
態として上記各図に示した構成の細部は、実際の使用条
件等に応じて変更されて構わない。

【００６４】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、スイッチ
ング電源回路として、一次側に電流共振形スイッチング
コンバータ（即ち、一次側直列共振回路）を備えたうえ
で、絶縁コンバータトランスを疎結合とすることで、一
次巻線と二次巻線の相互インダクタンスが互いに逆極性
となる動作モード（＋Ｍ／−Ｍ）が得られるようにして
いる。更に、二次側においては、二次巻線に二次側直列
共振回路を直列に接続して直列共振回路を形成して、こ
の直列共振回路を利用した倍電圧全波整流回路を備える
ことで、二次巻線に得られる交番電圧（励起電圧）の二
倍に対応する二次側直流出力電圧を得るようにされる。

【００６５】上記のようにして倍電圧全波整流回路によ
って負荷に電力供給をする結果、本発明では、対応可能
な最大負荷電力を従来よりも向上させることが可能にな
る。そしてこれに伴い、一次側は倍電圧整流回路ではな
く、通常の全波整流回路により交流入力電圧レベルに対
応するレベルの整流平滑電圧を入力するように構成して
も、充分に上記した条件に対応することができることに
なる。

【００６６】以上の構成から次のようなことが言える。
例えば従来においては、上記の条件に対応する場合に
は、倍電圧整流回路により交流入力電圧レベルの２倍に
対応する整流平滑電圧を得る必要があり、このため、ス
イッチング素子や一次側の並列共振コンデンサには、整
流平滑電圧レベルに応じて発生するスイッチング電圧に
応じた耐圧品を選定する必要があった。

【００６７】これに対して本発明では、整流平滑電圧レ
ベルに依存するスイッチング電圧が従来の１／２となる
ことから、スイッチング素子や一次側の共振コンデンサ
について、従来の１／２程度の耐圧品を用いることがで
きる。また、二次側においては、前述したように、倍電
圧全波整流回路が設けられるが、ここで倍電圧全波整流
回路は、交番電圧が正／負の両期間で整流動作を行う全
波整流動作である結果、整流ダイオードに印加される電
圧は整流平滑電圧レベルとほぼ同等に抑制されるため、
二次側の整流ダイオードについても従来より耐圧の低い
ものを選定することができる。これによって、先ずスイ
ッチング素子、一次側の並列共振コンデンサ、及び二次
側整流ダイオード等にかかるコストを削減することがで
きる。また、スイッチング素子及び二次側整流ダイオー
ドの特性の向上したものを選定して、スイッチング周波
数を高く設定することも容易に可能となり、これによっ
て、電力変換効率の向上が図られることになる。また、
スイッチング素子周辺の回路部品の小型・軽量化を図る
ことも可能になるものである。また、前述のように、商
用交流電源から整流平滑電圧を得る回路が通常の等倍電
圧整流回路とされたことで、例えば通常の１組のブロッ
ク型の平滑コンデンサとブリッジ整流ダイオードを採用
することができるので、この点でも、コストの削減及び
回路規模の縮小が図られる。

【００６８】更に本発明として、二次側に設けられる整
流回路については倍電圧全波整流回路が採用されること
で、例えば等倍電圧整流回路が備えられる場合と同等レ
ベルの直流出力電圧を得ようとすれば、二次巻線の巻数
を従来の１／２程度にまで少なくすることが可能にな
る。

【００６９】更には、スイッチング手段としてフルブリ
ッジ結合方式による構成を採れば、比較的簡略な回路構
成によっても、対応可能な負荷電力を更に増加させるこ
とが可能になる。また、定電圧制御の構成として、一次
側直列共振回路の共振周波数に加えて、二次側直列共振
回路の共振周波数を同時に制御するように構成すること
によっても、負荷電力の増加が図られるものである。

【００７０】また、スイッチング素子としては、バイポ
ーラトランジスタを備えて形成されるダーリントン回
路、又はＭＯＳ型電界効果トランジスタ、絶縁ゲートバ
イポーラトランジスタ、又は静電誘導サイリスタにより
構成することが可能であり、この場合には、例えば１石
のバイポーラトランジスタを１つのスイッチング素子と
して使用する場合よりも、更に電力変換効率を向上させ
ることが可能となる。

【００７１】このように本発明では、電圧共振形コンバ
ータを備えた電源回路の低コスト化、小型軽量化、及び
電力変換効率等の諸特性の向上が促進されるものであ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態の電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路の絶縁コンバータトラ
ンスの構成を示す断面図である。

【図３】本発明の第２の実施の形態の電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図４】本発明の第３の実施の形態の電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図５】本発明の第４の実施の形態の電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図６】本発明の実施の形態の変形例としての構成を示
す回路図である。

【図７】本発明の実施の形態の変形例としての構成を示
す回路図である。

【図８】本発明の実施の形態の変形例としての構成を示
す回路図である。

【図９】本発明の実施の形態の変形例としての構成を示
す回路図である。

【図１０】従来例としての電源回路の構成を示す回路図
である。

【図１１】従来例としての電源回路の構成を示す回路図
である。

【図１２】従来例としての電源回路の構成を示す回路図
である。

【図１３】従来例としての絶縁コンバータトランスの構
成を示す断面図である。

【図１４】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各
動作を示す説明図である。

【符号の説明】

１制御回路、２発振回路、３ドライブ回路、４
起動回路、Ｃｉ平滑コンデンサ、Ｃｒ並列共振コン
デンサ、Ｃｓ1，Ｃｓ2 二次側直列共振コンデンサ、Ｄ
ｉ，ＤBR ブリッジ整流回路、ＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4
整流ダイオード、ＮC 制御巻線、ＮR 被制御巻線、
Ｑ1，Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4 スイッチング素子

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成１０年１２月２日（１９９８．１２．
２）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３２

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３２】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としてのスイッチング電源回路の構成例を示してい
る。この図に示す電源回路においては先に説明した図１
０、図１１の場合と同様に、一次側に対しては、２石の
スイッチング素子（バイポーラトランジスタ）による自
励式の電流共振形スイッチングコンバータが備えられ
る。なお、この図において、図１０〜図１２と同一部分
については同一符号を付して説明を省略する。

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００４６

【補正方法】変更

【補正内容】

【００４６】実際の実験結果として、例えば図１０に示
した従来としての電源回路の構成では、交流入力電圧Ｖ
AC＝１００Ｖ時において、スイッチング周波数ｆｓ＝１
００ＫＨｚ、対応可能な最大負荷電力が２００Ｗであっ
たのに対して、図１に示す本実施の形態の電源回路で
は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、スイッチ
ング周波数ｆｓ＝１５０ＫＨｚ、対応可能な最大負荷電
力が１６０Ｗと、スイッチング周波数が１，５倍に向上
された上で、ほぼ同等の最大負荷電力に対応している。

【手続補正３】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１】

フロントページの続きＦターム(参考） 5H006 CA01 CA02 CA08 CB01 CB04 CC02 DA04 DB02 DC05 5H730 AA14 AA15 AS01 AS04 BB26 BB52 BB57 BB66 BB80 BB94 CC01 DD02 DD03 DD04 DD15 DD23 DD35 EE03 EE06 EE07 EE61 EE72 FD01 FG07 ZZ18

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用交流電源を入力して、この商用交流
電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生
成して直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャッ
プが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設
けられる絶縁コンバータトランスと、スイッチング素子を備えて、上記直流入力電圧を断続し
て上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するよ
うに構成されたスイッチング手段と、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を
含む漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に対して
直列に接続される直列共振コンデンサのキャパシタンス
とによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を
電流共振形とする一次側直列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側
直列共振コンデンサを直列に接続することで、上記絶縁
コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成
分と、上記二次側直列共振コンデンサのキャパシタンス
とによって直列共振回路を形成する二次側直列共振回路
と、整流電流経路に対して上記二次側直列共振コンデンサを
挿入して形成され、上記絶縁コンバータトランスの二次
巻線に得られる交番電圧を入力して倍電圧全波整流動作
を行って、入力電圧レベルのほぼ２倍に対応する二次側
直流出力電圧を得るように構成された直流出力電圧生成
手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
チング手段のスイッチング周波数又は少なくとも上記一
次側直列共振回路の共振周波数を可変制御することによ
って定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】上記スイッチング手段は、自励式により
スイッチング動作を行うための自励発振駆動回路を備え
ていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング
電源回路。
【請求項３】上記スイッチング手段は、他励式により
スイッチング動作を行うための駆動回路を備えているこ
とを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回
路。
【請求項４】上記スイッチング手段は、２本のスイッ
チング素子をハーフブリッジ結合して形成されることを
特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】上記スイッチング手段は、４本のスイッ
チング素子をフルブリッジ結合して形成されることを特
徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】上記定電圧制御手段は、上記一次側直列共振回路の共振周波数に加えて、上記二
次側直列共振回路の共振周波数を同時に制御するように
構成されていることを特徴とする請求項１に記載のスイ
ッチング電源回路。
【請求項７】上記スイッチング手段は、スイッチング
素子としてバイポーラトランジスタを備えて形成される
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回
路。
【請求項８】上記スイッチング手段は、バイポーラト
ランジスタを備えて形成されるダーリントン回路を１つ
のスイッチング素子として用いるように構成されている
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回
路。
【請求項９】上記スイッチング手段は、スイッチング
素子としてＭＯＳ型電界効果トランジスタを備えて形成
されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング
電源回路。
【請求項１０】上記スイッチング手段は、スイッチン
グ素子として絶縁ゲートバイポーラトランジスタを備え
て形成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッ
チング電源回路。
【請求項１１】上記スイッチング手段は、スイッチン
グ素子として静電誘導サイリスタを備えて形成されるこ
とを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回
路。