JP2000013333A - ノイズ除去方法および伝送回路 - Google Patents
ノイズ除去方法および伝送回路Info
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- JP2000013333A JP2000013333A JP11031746A JP3174699A JP2000013333A JP 2000013333 A JP2000013333 A JP 2000013333A JP 11031746 A JP11031746 A JP 11031746A JP 3174699 A JP3174699 A JP 3174699A JP 2000013333 A JP2000013333 A JP 2000013333A
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- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/32—Reducing cross-talk, e.g. by compensating
- H04B3/34—Reducing cross-talk, e.g. by compensating by systematic interconnection of lengths of cable during laying; by addition of balancing components to cable during laying
Abstract
(57)【要約】
【課題】順方向遠端クロストークノイズ除去方法に関
し、同一方向へ信号を伝送する場合のバス伝送の遠端ク
ロストークを、信号間の物理的距離を離すことなく簡易
に除去できるようにする。 【解決手段】複数本の近接した信号線１０，２０によっ
て同一方向に信号を伝送する場合に、線路の特性インピ
ーダンスＺ0 で正規化して表した駆動源１１（２１）の
内部抵抗１３（２３）の値ｒ／Ｚ0 と、同じく線路の特
性インピーダンスで正規化して表した遠端側の終端抵抗
２４（１４）の値Ｒ／Ｚ0 とが、互いにほぼ逆数の関係
になるように値Ｒを設定した終端抵抗２４（１４）を、
信号線２０（１０）の遠端に接続する。
し、同一方向へ信号を伝送する場合のバス伝送の遠端ク
ロストークを、信号間の物理的距離を離すことなく簡易
に除去できるようにする。 【解決手段】複数本の近接した信号線１０，２０によっ
て同一方向に信号を伝送する場合に、線路の特性インピ
ーダンスＺ0 で正規化して表した駆動源１１（２１）の
内部抵抗１３（２３）の値ｒ／Ｚ0 と、同じく線路の特
性インピーダンスで正規化して表した遠端側の終端抵抗
２４（１４）の値Ｒ／Ｚ0 とが、互いにほぼ逆数の関係
になるように値Ｒを設定した終端抵抗２４（１４）を、
信号線２０（１０）の遠端に接続する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は，複数の信号線間で
発生するクロストークノイズを除去する技術に係り，特
にバス伝送の遠端クロストークノイズを，遠端に特定の
値を持つ終端抵抗を入れることにより除去するノイズ除
去方法およびその伝送回路に関するものである。
発生するクロストークノイズを除去する技術に係り，特
にバス伝送の遠端クロストークノイズを，遠端に特定の
値を持つ終端抵抗を入れることにより除去するノイズ除
去方法およびその伝送回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】パーソナルコンピュータなどの電子機器
において，ＬＳＩ間の信号伝送は，３２ビットまたは６
４ビット単位で行われることが多い。これらの信号は，
複数のビットが同じタイミングで動作するため，ビット
間に信号が乗る，すなわちクロストークノイズが発生す
ることが多い。このクロストークノイズ値は，同時に動
作する信号数が多いほど大きくなり，また，信号の立ち
上がり／立ち下がり時間が短いほど，短い線路でも大き
な値となる。
において，ＬＳＩ間の信号伝送は，３２ビットまたは６
４ビット単位で行われることが多い。これらの信号は，
複数のビットが同じタイミングで動作するため，ビット
間に信号が乗る，すなわちクロストークノイズが発生す
ることが多い。このクロストークノイズ値は，同時に動
作する信号数が多いほど大きくなり，また，信号の立ち
上がり／立ち下がり時間が短いほど，短い線路でも大き
な値となる。
【０００３】図１は，本発明の背景を説明するための逆
方向近端クロストークの説明図である。図１において，
８０は駆動線路，８１はドライバ，８２はレシーバ，８
３はドライバの内部抵抗，８４は終端抵抗，９０は受動
線路，９１はドライバ，９２はレシーバ，９３はドライ
バの内部抵抗，９４は終端抵抗を表す。逆方向近端クロ
ストークは，図１（Ａ）に示すように，信号の伝送方向
が逆方向の２本の線路が接近しているとき，一方の駆動
線路８０の信号によってドライバ８１の近くで受動線路
９０に生じるノイズである。
方向近端クロストークの説明図である。図１において，
８０は駆動線路，８１はドライバ，８２はレシーバ，８
３はドライバの内部抵抗，８４は終端抵抗，９０は受動
線路，９１はドライバ，９２はレシーバ，９３はドライ
バの内部抵抗，９４は終端抵抗を表す。逆方向近端クロ
ストークは，図１（Ａ）に示すように，信号の伝送方向
が逆方向の２本の線路が接近しているとき，一方の駆動
線路８０の信号によってドライバ８１の近くで受動線路
９０に生じるノイズである。
【０００４】図２は，図１に示す伝送回路で生じる逆方
向近端クロストークの大きさを示す図である。図２で
は，ドライバ８１の内部抵抗ｒが１０Ωであり，終端抵
抗の抵抗値Ｒが無限大であるとしている。図２におい
て，縦軸は電圧の大きさ，横軸は時間を表している。細
い実線で表したｖ１（ｎｅａｒ）は，駆動線路８０にお
けるドライバ８１側（近端という）の電圧変化，細い点
線で表したｖ１（ｆａｒ）は，駆動線路８０におけるレ
シーバ８２側（遠端という）の電圧変化，太い実線で表
したｖ２（ｎｅａｒ）は，受動線路９０におけるドライ
バ８１近辺（近端）の電圧変化，太い点線で表したｖ２
（ｆａｒ）は，受動線路９０におけるドライバ８１の他
端側（遠端）の電圧変化を表している。
向近端クロストークの大きさを示す図である。図２で
は，ドライバ８１の内部抵抗ｒが１０Ωであり，終端抵
抗の抵抗値Ｒが無限大であるとしている。図２におい
て，縦軸は電圧の大きさ，横軸は時間を表している。細
い実線で表したｖ１（ｎｅａｒ）は，駆動線路８０にお
けるドライバ８１側（近端という）の電圧変化，細い点
線で表したｖ１（ｆａｒ）は，駆動線路８０におけるレ
シーバ８２側（遠端という）の電圧変化，太い実線で表
したｖ２（ｎｅａｒ）は，受動線路９０におけるドライ
バ８１近辺（近端）の電圧変化，太い点線で表したｖ２
（ｆａｒ）は，受動線路９０におけるドライバ８１の他
端側（遠端）の電圧変化を表している。
【０００５】逆方向近端クロストークは、ドライバ８１
の内部抵抗８３の抵抗値ｒが線路９０の特性インピーダ
ンスに比べて充分小さいときかなりの大きさになる。こ
のため、逆方向近端クロストークノイズを除去するため
には内部抵抗８３の抵抗値ｒを大きくすることで対処し
ていた。なお、終端抵抗９４は出力信号の波形整合を行
うためのものであり、その抵抗値は線路の特性インピー
ダンスと略同じ抵抗値に設定される。つまり、線路の特
性インピーダンスが５０Ωの場合は、終端抵抗の抵抗値
は５０Ω程度に設定される。
の内部抵抗８３の抵抗値ｒが線路９０の特性インピーダ
ンスに比べて充分小さいときかなりの大きさになる。こ
のため、逆方向近端クロストークノイズを除去するため
には内部抵抗８３の抵抗値ｒを大きくすることで対処し
ていた。なお、終端抵抗９４は出力信号の波形整合を行
うためのものであり、その抵抗値は線路の特性インピー
ダンスと略同じ抵抗値に設定される。つまり、線路の特
性インピーダンスが５０Ωの場合は、終端抵抗の抵抗値
は５０Ω程度に設定される。
【０００６】従来、同一方向に信号を伝送する複数の線
路間で、駆動源とは反対側の遠端に生じるノイズ（順方
向遠端クロストークノイズと言う）については、逆方向
近端クロストークに比べて振幅（電圧）が小さく、伝送
線路に与える影響が小さいことから、対策を考える必要
性がなかった。
路間で、駆動源とは反対側の遠端に生じるノイズ（順方
向遠端クロストークノイズと言う）については、逆方向
近端クロストークに比べて振幅（電圧）が小さく、伝送
線路に与える影響が小さいことから、対策を考える必要
性がなかった。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来，順方向遠端クロ
ストークノイズ対策についてほとんど考慮されていなか
ったが，回路の高速化と機器の軽薄短小化の動きによ
り，信号間の物理的距離が接近してくる傾向にあるた
め，以前にも増してクロストークノイズが発生しやすい
状況になっている。具体的には，３２ビットまたは６４
ビットというような多ビットのパラレル信号伝送におい
て，例えば，すべて論理振幅“０”の状態から，１本を
除いた他のすべてのビットが論理振幅“１”の状態に変
化するような場合があり，この場合，論理振幅“０”の
ままの信号線の遠端に，他の論理振幅が“１”に変化し
た信号の影響が現れ，この影響が無視できない大きさに
なることがある。高速化と軽薄短小化を同時に達成する
ためには，このクロストークノイズを克服することが電
気実装における一つの課題である。
ストークノイズ対策についてほとんど考慮されていなか
ったが，回路の高速化と機器の軽薄短小化の動きによ
り，信号間の物理的距離が接近してくる傾向にあるた
め，以前にも増してクロストークノイズが発生しやすい
状況になっている。具体的には，３２ビットまたは６４
ビットというような多ビットのパラレル信号伝送におい
て，例えば，すべて論理振幅“０”の状態から，１本を
除いた他のすべてのビットが論理振幅“１”の状態に変
化するような場合があり，この場合，論理振幅“０”の
ままの信号線の遠端に，他の論理振幅が“１”に変化し
た信号の影響が現れ，この影響が無視できない大きさに
なることがある。高速化と軽薄短小化を同時に達成する
ためには，このクロストークノイズを克服することが電
気実装における一つの課題である。
【０００８】しかし，従来，このようなクロストークノ
イズを軽減させるためには，信号間の物理的距離を離す
か，同時に動作する信号数を減らす程度しか解決策がな
かった。このため，実装密度を犠牲にするか，タイミン
グをゆるめて，性能を犠牲にするかの選択が必要であっ
た。本発明は上記課題の解決を図り，同一方向へ信号を
伝送する場合のバス伝送の遠端クロストークを簡易に除
去できるようにすることを目的とする。
イズを軽減させるためには，信号間の物理的距離を離す
か，同時に動作する信号数を減らす程度しか解決策がな
かった。このため，実装密度を犠牲にするか，タイミン
グをゆるめて，性能を犠牲にするかの選択が必要であっ
た。本発明は上記課題の解決を図り，同一方向へ信号を
伝送する場合のバス伝送の遠端クロストークを簡易に除
去できるようにすることを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、少なくとも２
本の分布定数線路において、同一方向に信号を伝送する
場合に、結合分布定数線路上を伝搬する２種類の伝搬モ
ードであるグランド面に対して伝搬するコモンモード
と、結合線路間を伝搬するディファレンシャルモードと
において伝搬される電圧が、遠端において互いに等しく
なるように遠端側の終端抵抗の値を設定することによっ
て、順方向遠端クロストークノイズを除去することを主
要な特徴とする。
本の分布定数線路において、同一方向に信号を伝送する
場合に、結合分布定数線路上を伝搬する２種類の伝搬モ
ードであるグランド面に対して伝搬するコモンモード
と、結合線路間を伝搬するディファレンシャルモードと
において伝搬される電圧が、遠端において互いに等しく
なるように遠端側の終端抵抗の値を設定することによっ
て、順方向遠端クロストークノイズを除去することを主
要な特徴とする。
【００１０】また、本発明は，複数本の近接した信号線
によって同一方向に信号を伝送する場合に，線路の特性
インピーダンスで正規化して表した駆動源の内部抵抗の
値と，同じく線路の特性インピーダンスで正規化して表
した遠端側の終端抵抗の値とが，互いにほぼ逆数の関係
になるように終端抵抗の値を設定することによって，順
方向遠端クロストークノイズを除去することを特徴とす
る。
によって同一方向に信号を伝送する場合に，線路の特性
インピーダンスで正規化して表した駆動源の内部抵抗の
値と，同じく線路の特性インピーダンスで正規化して表
した遠端側の終端抵抗の値とが，互いにほぼ逆数の関係
になるように終端抵抗の値を設定することによって，順
方向遠端クロストークノイズを除去することを特徴とす
る。
【００１１】また，本発明は，第１および第２の駆動源
がそれぞれ両端に接続され，双方向に信号を伝送可能な
複数の信号線において，第１の駆動源側から他端側へま
たは第２の駆動源側から他端側へ信号を伝送する場合
に，それぞれ，線路の特性インピーダンスで正規化して
表した第１または第２駆動源の内部抵抗の値と，同じく
線路の特性インピーダンスで正規化して表した第１また
は第２の駆動源に対する遠端側の終端抵抗の値とが，互
いにほぼ逆数の関係になるように終端抵抗の値を設定す
ることによって，いずれの方向の信号伝送においても，
それぞれ順方向遠端クロストークノイズを除去すること
を特徴とする。
がそれぞれ両端に接続され，双方向に信号を伝送可能な
複数の信号線において，第１の駆動源側から他端側へま
たは第２の駆動源側から他端側へ信号を伝送する場合
に，それぞれ，線路の特性インピーダンスで正規化して
表した第１または第２駆動源の内部抵抗の値と，同じく
線路の特性インピーダンスで正規化して表した第１また
は第２の駆動源に対する遠端側の終端抵抗の値とが，互
いにほぼ逆数の関係になるように終端抵抗の値を設定す
ることによって，いずれの方向の信号伝送においても，
それぞれ順方向遠端クロストークノイズを除去すること
を特徴とする。
【００１２】また、本発明は、同一方向に信号を伝送す
る少なくとも２本の分布定数線路を有する伝送回路にお
いて、遠端側クロストークノイズを軽減するために、前
記分布定数線路の遠端側に終端抵抗を接続したことを特
徴とする。更に、本発明は、同一方向に信号が伝送され
る少なくとも２本の分布定数線路に接続される伝送回路
において、コモンモードとディファレンシャルモードと
において前記分布定数線を伝搬されてくる電圧が互いに
等しくなる値の終端抵抗を備えたことを特徴とする。
る少なくとも２本の分布定数線路を有する伝送回路にお
いて、遠端側クロストークノイズを軽減するために、前
記分布定数線路の遠端側に終端抵抗を接続したことを特
徴とする。更に、本発明は、同一方向に信号が伝送され
る少なくとも２本の分布定数線路に接続される伝送回路
において、コモンモードとディファレンシャルモードと
において前記分布定数線を伝搬されてくる電圧が互いに
等しくなる値の終端抵抗を備えたことを特徴とする。
【００１３】以下に，本発明の原理について説明する。
クロストークノイズを数式で解くことは，非常に難解で
複雑であるが，本発明者は，あえて数式化し，遠端の終
端抵抗値を最適値に選択することで，遠端に発生するク
ロストークノイズを理論的にはゼロにできることを発見
した。図３に示すような２本の結合分布定数線路を考
え，伝送の基本式を元に，ラプラス変換によって線路
１，２における信号の伝播を解く。線路間のパラメータ
としては，線路間相互のインダクタンス，キャパシタン
スを考える。自分自身のこれらのパラメータを，自己イ
ンダクタンス，自己キャパシタンスと呼び，Ｌ11，Ｌ22
およびＣ11，Ｃ22と表す。また，線路１および線路２の
間のパラメータを，相互インダクタンス，相互キャパシ
タンスと呼び，Ｌ12およびＣ12と表す。
クロストークノイズを数式で解くことは，非常に難解で
複雑であるが，本発明者は，あえて数式化し，遠端の終
端抵抗値を最適値に選択することで，遠端に発生するク
ロストークノイズを理論的にはゼロにできることを発見
した。図３に示すような２本の結合分布定数線路を考
え，伝送の基本式を元に，ラプラス変換によって線路
１，２における信号の伝播を解く。線路間のパラメータ
としては，線路間相互のインダクタンス，キャパシタン
スを考える。自分自身のこれらのパラメータを，自己イ
ンダクタンス，自己キャパシタンスと呼び，Ｌ11，Ｌ22
およびＣ11，Ｃ22と表す。また，線路１および線路２の
間のパラメータを，相互インダクタンス，相互キャパシ
タンスと呼び，Ｌ12およびＣ12と表す。
【００１４】このときに，伝送の基本式は，Ｌ，Ｃをマ
トリクスとして，次のように表される。ここで、ｖ1 は
線路１上を伝搬する電圧、ｖ2 は線路２上を伝搬する電
圧を表す。
トリクスとして，次のように表される。ここで、ｖ1 は
線路１上を伝搬する電圧、ｖ2 は線路２上を伝搬する電
圧を表す。
【００１５】
【数１】
【００１６】この式をラプラス変換して，Ｖだけの式に
すると，次式のようになる。
すると，次式のようになる。
【００１７】
【数２】
【００１８】ここで簡単化のために，図３のように線路
１，線路２が同一特性の場合を考える。すなわち， Ｌ11＝Ｌ22＝Ｌ Ｌ12＝Ｌ21＝Ｌm Ｃ11＝Ｃ22＝Ｃ Ｃ12＝Ｃ21＝Ｃm とする。
１，線路２が同一特性の場合を考える。すなわち， Ｌ11＝Ｌ22＝Ｌ Ｌ12＝Ｌ21＝Ｌm Ｃ11＝Ｃ22＝Ｃ Ｃ12＝Ｃ21＝Ｃm とする。
【００１９】［数２］式の第２項の係数行列は，次のよ
うになる。
うになる。
【００２０】
【数３】
【００２１】ここで，
【００２２】
【数４】
【００２３】である。Ｖ2 を除去して，次式が得られ
る。
る。
【００２４】
【数５】
【００２５】係数をＤの関数で表すと，
【００２６】
【数６】
【００２７】φ＝（Ｄ）の根は，
【００２８】
【数７】
【００２９】である。ここで，
【００３０】
【数８】
【００３１】とおくと，
【００３２】
【数９】
【００３３】である。上記のサフィックスの“Ｃ”と
“Ｄ”は，コモン（またはイーブンとも言う）モードと
ディファレンシャル（またはオッドとも言う）モードを
表し，ｕ C ，ｕD はそれぞれのモードの伝播速度を意味
する。特定インピーダンスについても，コモンモードと
ディファレンシャルモードでのインピーダンスＺC ，Ｚ
Dが存在し，
“Ｄ”は，コモン（またはイーブンとも言う）モードと
ディファレンシャル（またはオッドとも言う）モードを
表し，ｕ C ，ｕD はそれぞれのモードの伝播速度を意味
する。特定インピーダンスについても，コモンモードと
ディファレンシャルモードでのインピーダンスＺC ，Ｚ
Dが存在し，
【００３４】
【数１０】
【００３５】となる。電流，電圧を求めると，次のよう
になる。
になる。
【００３６】
【数１１】
【００３７】境界条件ｘ＝０において，Ｖ1 ＝Ｖ0 −Ｒ
1 Ｉ1 ，Ｖ2 ＝−ＲN Ｉ2 であり，境界条件ｘ＝ｌにお
いて，Ｖ1 ＝Ｒ2 Ｉ1 ，Ｖ2 ＝ＲF Ｉ2 である。
1 Ｉ1 ，Ｖ2 ＝−ＲN Ｉ2 であり，境界条件ｘ＝ｌにお
いて，Ｖ1 ＝Ｒ2 Ｉ1 ，Ｖ2 ＝ＲF Ｉ2 である。
【００３８】
【数１２】
【００３９】上式は，Ａ1 〜Ａ4 についての連立方程式
であり，これを解いて元の式に代入すれば，Ｖ1 ，Ｖ2
が求まる。このＶ1 ，Ｖ2 をラプラス逆変換すると，時
間関数ｖ1 （ｔ），ｖ2 （ｔ）が求まる。この結果も，
前節と同様に線形の演算と時間遅れの組み合わせであ
り，簡単に計算することができる。これらをｘの関数と
して見ると，例えば，ｅ-(x/uc)sは，時間関数ｆ（ｔ）
に対して，ｆ（ｔ−ｘ／ｕC ）の演算を施すことを意味
する。ｘ／ｕC は，距離ｘをｕC の速度で進む際の時間
を表すから，ｘ方向に進む波形である。同様にして，ｘ
の方向とその逆方向を，ｕC とｕD の速度で進む信号の
合成となっていることが分かる。
であり，これを解いて元の式に代入すれば，Ｖ1 ，Ｖ2
が求まる。このＶ1 ，Ｖ2 をラプラス逆変換すると，時
間関数ｖ1 （ｔ），ｖ2 （ｔ）が求まる。この結果も，
前節と同様に線形の演算と時間遅れの組み合わせであ
り，簡単に計算することができる。これらをｘの関数と
して見ると，例えば，ｅ-(x/uc)sは，時間関数ｆ（ｔ）
に対して，ｆ（ｔ−ｘ／ｕC ）の演算を施すことを意味
する。ｘ／ｕC は，距離ｘをｕC の速度で進む際の時間
を表すから，ｘ方向に進む波形である。同様にして，ｘ
の方向とその逆方向を，ｕC とｕD の速度で進む信号の
合成となっていることが分かる。
【００４０】
【数１３】
【００４１】係数の行列式をΔとすると，
【００４２】
【数１４】
【００４３】これから，未知数Ａ1 ，Ａ2 ，Ａ3 ，Ａ4
を求める。
を求める。
【００４４】
【数１５】
【００４５】順方向遠端クロストークを求めるに当たっ
て，簡単化のため，図３に示す各抵抗の値を，Ｒ1 ＝
ｒ，Ｒ2 ＝Ｒ，ＲN ＝ｒ，ＲF ＝Ｒとおく。また，τC
はコモンの片道の時間，τD はディファレンシャルの片
道の時間を表すが，併せてτとおく。すなわち，τC ＝
τD ＝τとおく。
て，簡単化のため，図３に示す各抵抗の値を，Ｒ1 ＝
ｒ，Ｒ2 ＝Ｒ，ＲN ＝ｒ，ＲF ＝Ｒとおく。また，τC
はコモンの片道の時間，τD はディファレンシャルの片
道の時間を表すが，併せてτとおく。すなわち，τC ＝
τD ＝τとおく。
【００４６】
【数１６】
【００４７】
【数１７】
【００４８】したがって，順方向遠端クロストークは，
（Ｒｒ）／（ＺC ＺD ）＝１のときに，ゼロになること
がわかる。ここで，ＺC ＺD は，結合分布定数線路の片
方を整合終端したときの他方の特性インピーダンスＺ0
の自乗に等しいから，次の関係がある。 Ｒ／Ｚ0 ＝Ｚ0 ／ｒ すなわち，近端側の抵抗と遠端側の終端抵抗との間に
は，線路の特性インピーダンスで正規化した場合にそれ
ぞれ逆数の関係がある。
（Ｒｒ）／（ＺC ＺD ）＝１のときに，ゼロになること
がわかる。ここで，ＺC ＺD は，結合分布定数線路の片
方を整合終端したときの他方の特性インピーダンスＺ0
の自乗に等しいから，次の関係がある。 Ｒ／Ｚ0 ＝Ｚ0 ／ｒ すなわち，近端側の抵抗と遠端側の終端抵抗との間に
は，線路の特性インピーダンスで正規化した場合にそれ
ぞれ逆数の関係がある。
【００４９】図４は、コモンモード及びディファレンシ
ャルモードにおける遠端側の終端抵抗による信号変化を
示す図である。同図中、縦軸は電圧を任意単位で示し、
横軸は抵抗値Ｒ（Ω）を示す。また、Ｖ2Cはコモンモー
ドにおいて線路２を伝搬する電圧、Ｖ2Dはディファレン
シャルモードにおいて線路２を伝搬する電圧、Ｖ2 は順
方向遠端クロストークノイズ、即ち、線路２に発生する
クロストークノイズを示す。同図からもわかるように、
コモンモードにおける電圧Ｖ2C及びディファレンシャル
モードにおける電圧Ｖ2Dは、遠端側の終端抵抗の値Ｒに
よって変化し、Ｖ2C＝Ｖ2Dとなる点が存在する。同図
は、ｒ＝３０Ω、ＺC ＝１０２Ω、ＺD ＝４７Ωである
ので、Ｒ＝１６０Ωの点でＶ2C＝Ｖ2Dとなっている。
ャルモードにおける遠端側の終端抵抗による信号変化を
示す図である。同図中、縦軸は電圧を任意単位で示し、
横軸は抵抗値Ｒ（Ω）を示す。また、Ｖ2Cはコモンモー
ドにおいて線路２を伝搬する電圧、Ｖ2Dはディファレン
シャルモードにおいて線路２を伝搬する電圧、Ｖ2 は順
方向遠端クロストークノイズ、即ち、線路２に発生する
クロストークノイズを示す。同図からもわかるように、
コモンモードにおける電圧Ｖ2C及びディファレンシャル
モードにおける電圧Ｖ2Dは、遠端側の終端抵抗の値Ｒに
よって変化し、Ｖ2C＝Ｖ2Dとなる点が存在する。同図
は、ｒ＝３０Ω、ＺC ＝１０２Ω、ＺD ＝４７Ωである
ので、Ｒ＝１６０Ωの点でＶ2C＝Ｖ2Dとなっている。
【００５０】以上のように，終端抵抗の値Ｒを，Ｒ＝Ｚ
0 2 ／ｒとなるように設定すれば，順方向遠端クロスト
ーク値は，理論的にゼロになる。なお，実用上はもちろ
ん必ずしもクロストーク値が厳密にゼロにならなくても
よく，後述するように，終端抵抗の値ＲがＺ0 2 ／ｒの
最適値に対して３割から５割程度増減しても，十分な効
果が得られることわかった。
0 2 ／ｒとなるように設定すれば，順方向遠端クロスト
ーク値は，理論的にゼロになる。なお，実用上はもちろ
ん必ずしもクロストーク値が厳密にゼロにならなくても
よく，後述するように，終端抵抗の値ＲがＺ0 2 ／ｒの
最適値に対して３割から５割程度増減しても，十分な効
果が得られることわかった。
【００５１】
【発明の実施の形態】図５は，本発明の第１の実施の形
態による順方向遠端クロストークノイズの除去を説明す
る図である。図５において，１０は駆動線路，１１はド
ライバ（駆動源），１２はレシーバ，１３はドライバの
内部抵抗，１４は終端抵抗，２０は受動線路，２１はド
ライバ（駆動源），２２はレシーバ，２３はドライバの
内部抵抗，２４は終端抵抗を表す。
態による順方向遠端クロストークノイズの除去を説明す
る図である。図５において，１０は駆動線路，１１はド
ライバ（駆動源），１２はレシーバ，１３はドライバの
内部抵抗，１４は終端抵抗，２０は受動線路，２１はド
ライバ（駆動源），２２はレシーバ，２３はドライバの
内部抵抗，２４は終端抵抗を表す。
【００５２】順方向遠端クロストークは，図５（Ａ）に
示すように，信号の伝送方向が同一方向の２本の線路が
接近しているとき，駆動線路１０の信号によって，他の
受動線路２０におけるレシーバ２２側に生じるノイズで
ある。駆動源であるドライバ１１の内部抵抗１３の値を
ｒ，駆動線路１０および受動線路２０の特性インピーダ
ンスをＺ0 ，受動線路２０の遠端側に接続する終端抵抗
２４の値をＲとするとき，Ｒ＝Ｚ0 2 ／ｒとなるよう
に，抵抗値Ｒを設定する。このとき，順方向遠端クロス
トーク値を，前述したように理論的にゼロにすることが
できる。
示すように，信号の伝送方向が同一方向の２本の線路が
接近しているとき，駆動線路１０の信号によって，他の
受動線路２０におけるレシーバ２２側に生じるノイズで
ある。駆動源であるドライバ１１の内部抵抗１３の値を
ｒ，駆動線路１０および受動線路２０の特性インピーダ
ンスをＺ0 ，受動線路２０の遠端側に接続する終端抵抗
２４の値をＲとするとき，Ｒ＝Ｚ0 2 ／ｒとなるよう
に，抵抗値Ｒを設定する。このとき，順方向遠端クロス
トーク値を，前述したように理論的にゼロにすることが
できる。
【００５３】図６は，本発明の第２の実施の形態による
順方向遠端クロストークノイズの除去を説明する図であ
る。図６において，３０および４０は分布定数線路であ
って，共に左方向から右方向へ，また右方向から左方向
へ信号の伝送が可能な信号線である。３１，３４，４
１，４４はドライバ（駆動源），３３，３６，４３，４
６はレシーバ，３２，３５，４２，４５はドライバの内
部抵抗，３７，３８，４７，４８は終端抵抗を表す。
順方向遠端クロストークノイズの除去を説明する図であ
る。図６において，３０および４０は分布定数線路であ
って，共に左方向から右方向へ，また右方向から左方向
へ信号の伝送が可能な信号線である。３１，３４，４
１，４４はドライバ（駆動源），３３，３６，４３，４
６はレシーバ，３２，３５，４２，４５はドライバの内
部抵抗，３７，３８，４７，４８は終端抵抗を表す。
【００５４】この第２の実施の形態は，第１の実施の形
態を双方向伝送に拡張したものである。図６において，
左方向から右方向へ信号を伝送する場合を考える。この
とき，ドライバ３４，４４は，ハイインピーダンス状態
に設定される。信号線３０を駆動線路，信号線４０を受
動線路と見た場合，前述した図５（Ｂ）と同様な回路構
成になる。したがって，信号線３０，４０の特性インピ
ーダンスをＺ0 とした場合，終端抵抗３７の値Ｒ1 を，
Ｒ1 ＝Ｚ0 2 ／ｒ1 （ｒ1 はドライバ３１の内部抵抗３
２の値）とすると，遠端クロストークノイズは除去され
る。
態を双方向伝送に拡張したものである。図６において，
左方向から右方向へ信号を伝送する場合を考える。この
とき，ドライバ３４，４４は，ハイインピーダンス状態
に設定される。信号線３０を駆動線路，信号線４０を受
動線路と見た場合，前述した図５（Ｂ）と同様な回路構
成になる。したがって，信号線３０，４０の特性インピ
ーダンスをＺ0 とした場合，終端抵抗３７の値Ｒ1 を，
Ｒ1 ＝Ｚ0 2 ／ｒ1 （ｒ1 はドライバ３１の内部抵抗３
２の値）とすると，遠端クロストークノイズは除去され
る。
【００５５】信号線４０を駆動線路，信号線３０を受動
線路と見た場合には，同様に，Ｒ2＝Ｚ0 2 ／ｒ2 とす
ることにより，信号線４０による信号線３０における遠
端のクロストークノイズが除去される。また，右方向か
ら左方向への逆方向の信号伝送における遠端クロストー
クノイズを除去するためには，Ｒ3 ＝Ｚ0 2 ／ｒ3 ，Ｒ
4 ＝Ｚ0 2 ／ｒ4 と値を設定した終端抵抗３８，４８を
接続すればよい。
線路と見た場合には，同様に，Ｒ2＝Ｚ0 2 ／ｒ2 とす
ることにより，信号線４０による信号線３０における遠
端のクロストークノイズが除去される。また，右方向か
ら左方向への逆方向の信号伝送における遠端クロストー
クノイズを除去するためには，Ｒ3 ＝Ｚ0 2 ／ｒ3 ，Ｒ
4 ＝Ｚ0 2 ／ｒ4 と値を設定した終端抵抗３８，４８を
接続すればよい。
【００５６】図７および図８は，終端抵抗の構成例を示
す。図７（Ａ）は，前述した順方向遠端クロストークノ
イズの除去のための終端抵抗５０の一端を接地し，終端
電圧を論理振幅の“０”側に設定した例を示している。
終端抵抗５０は，各線路ごとに１本で済み，簡易に構成
することができる。このように終端抵抗５０を入れた場
合，元の信号の“０”側のレベルの変化がないという効
果がある。
す。図７（Ａ）は，前述した順方向遠端クロストークノ
イズの除去のための終端抵抗５０の一端を接地し，終端
電圧を論理振幅の“０”側に設定した例を示している。
終端抵抗５０は，各線路ごとに１本で済み，簡易に構成
することができる。このように終端抵抗５０を入れた場
合，元の信号の“０”側のレベルの変化がないという効
果がある。
【００５７】図７（Ｂ）は，前述した順方向遠端クロス
トークノイズの除去のための終端抵抗５１の一端を電源
電圧ＶCCに接続し，終端電圧を論理振幅の“１”側に設
定した例を示している。これも終端抵抗５１は，各線路
ごとに１本で済み，簡易に構成することができる。この
ように終端抵抗５１を入れた場合，元の信号の“１”側
のレベルの変化がないという効果がある。
トークノイズの除去のための終端抵抗５１の一端を電源
電圧ＶCCに接続し，終端電圧を論理振幅の“１”側に設
定した例を示している。これも終端抵抗５１は，各線路
ごとに１本で済み，簡易に構成することができる。この
ように終端抵抗５１を入れた場合，元の信号の“１”側
のレベルの変化がないという効果がある。
【００５８】図７（Ｃ）は，前述した順方向遠端クロス
トークノイズの除去のための終端抵抗５２の一端を，論
理振幅が“０”と“１”の中間になる電圧ＶTNに接続し
た例を示している。電圧ＶTNは，０＜ＶTN＜ＶCC（電源
電圧）である。これも終端抵抗５２は，各線路ごとに１
本で済む。このように終端抵抗５２を入れた場合，元の
信号の“０”側と“１”側のレベルはわずかに変化する
が，例えばちょうど中間に選ぶと波形の対称性が保たれ
るという効果がある。
トークノイズの除去のための終端抵抗５２の一端を，論
理振幅が“０”と“１”の中間になる電圧ＶTNに接続し
た例を示している。電圧ＶTNは，０＜ＶTN＜ＶCC（電源
電圧）である。これも終端抵抗５２は，各線路ごとに１
本で済む。このように終端抵抗５２を入れた場合，元の
信号の“０”側と“１”側のレベルはわずかに変化する
が，例えばちょうど中間に選ぶと波形の対称性が保たれ
るという効果がある。
【００５９】図７（Ｄ）は，前述した順方向遠端クロス
トークノイズの除去のための終端抵抗を，一端を電源電
圧ＶCC（論理振幅“１”）に接続した抵抗５３と，一端
を接地（論理振幅“０”）した抵抗５４の２本で構成
し，これらの２本の抵抗５３，５４の接続点を線路の遠
端に接続した例を示している。抵抗５３，５４の抵抗値
をそれぞれ２Ｒとすれば，この回路は，図７（Ｄ）の右
側に点線枠で示した回路のように，電源電圧ＶCCの１／
２に，抵抗値がＲの抵抗５５を接続したものと等価にな
る。終端電圧を準備することなしに，中間電圧に終端し
たものと等価な回路にすることができるという効果があ
る。
トークノイズの除去のための終端抵抗を，一端を電源電
圧ＶCC（論理振幅“１”）に接続した抵抗５３と，一端
を接地（論理振幅“０”）した抵抗５４の２本で構成
し，これらの２本の抵抗５３，５４の接続点を線路の遠
端に接続した例を示している。抵抗５３，５４の抵抗値
をそれぞれ２Ｒとすれば，この回路は，図７（Ｄ）の右
側に点線枠で示した回路のように，電源電圧ＶCCの１／
２に，抵抗値がＲの抵抗５５を接続したものと等価にな
る。終端電圧を準備することなしに，中間電圧に終端し
たものと等価な回路にすることができるという効果があ
る。
【００６０】図７（Ｅ）は，前述した順方向遠端クロス
トークノイズの除去のための終端抵抗を，非反転ゲート
回路６０を用いて構成した例を示している。この非反転
ゲート回路６０の入力と出力が，直接または同図に示す
ように抵抗６３を介して接続され，線路の遠端と非反転
ゲート回路６０の入力とが，抵抗６２を介して接続され
る構成になっている。抵抗６２の値をＲ11，抵抗６３の
値をＲ12，非反転ゲート回路６０の出力抵抗をｒ11とす
れば，全体の終端抵抗としての値Ｒは，Ｒ＝Ｒ 11＋ｒ11
＋Ｒ12となる。
トークノイズの除去のための終端抵抗を，非反転ゲート
回路６０を用いて構成した例を示している。この非反転
ゲート回路６０の入力と出力が，直接または同図に示す
ように抵抗６３を介して接続され，線路の遠端と非反転
ゲート回路６０の入力とが，抵抗６２を介して接続され
る構成になっている。抵抗６２の値をＲ11，抵抗６３の
値をＲ12，非反転ゲート回路６０の出力抵抗をｒ11とす
れば，全体の終端抵抗としての値Ｒは，Ｒ＝Ｒ 11＋ｒ11
＋Ｒ12となる。
【００６１】前述した例のように，単純に終端すれば，
消費電力が増加するが，図７（Ｅ）に示すような構成に
することにより，定常状態における終端抵抗による消費
電力をなくすことができる。さらに，非反転ゲート回路
６０の出力抵抗の値ｒ11を，前述した終端抵抗の値Ｒに
等しく選べば，図７（Ｅ）における抵抗６２，６３の接
続を省略することができるという効果がある。また、線
路に非反転ゲート回路６０の入力が直接接続せず、抵抗
６２を介して接続する構成とすれば、静電気破壊に強
く、且つ、波形が非反転ゲート回路６０の静電容量によ
って乱されることもない。
消費電力が増加するが，図７（Ｅ）に示すような構成に
することにより，定常状態における終端抵抗による消費
電力をなくすことができる。さらに，非反転ゲート回路
６０の出力抵抗の値ｒ11を，前述した終端抵抗の値Ｒに
等しく選べば，図７（Ｅ）における抵抗６２，６３の接
続を省略することができるという効果がある。また、線
路に非反転ゲート回路６０の入力が直接接続せず、抵抗
６２を介して接続する構成とすれば、静電気破壊に強
く、且つ、波形が非反転ゲート回路６０の静電容量によ
って乱されることもない。
【００６２】図８（Ａ）は，前述した順方向遠端クロス
トークノイズの除去のための終端抵抗７０の抵抗値を，
外部からの制御入力７１によって選択できるようにした
例を示している。前述した図７（Ｅ）のような回路を集
積化した場合に，ドライバの駆動能力によって終端抵抗
の抵抗値が異なる部品を使い分ける必要があるが，制御
入力７１によって予め複数種類用意された抵抗値の中か
ら一つを選択できるようにすることにより，１種類の部
品だけで対応することができるようになる。また，途中
でドライバに直列に抵抗（ダンピング抵抗）を挿入し
て，等価的に駆動源の内部抵抗が変わった場合にも，部
品を取り替えることなく，制御入力７１による設定を変
更するだけで，最適なノイズ除去が可能になる。
トークノイズの除去のための終端抵抗７０の抵抗値を，
外部からの制御入力７１によって選択できるようにした
例を示している。前述した図７（Ｅ）のような回路を集
積化した場合に，ドライバの駆動能力によって終端抵抗
の抵抗値が異なる部品を使い分ける必要があるが，制御
入力７１によって予め複数種類用意された抵抗値の中か
ら一つを選択できるようにすることにより，１種類の部
品だけで対応することができるようになる。また，途中
でドライバに直列に抵抗（ダンピング抵抗）を挿入し
て，等価的に駆動源の内部抵抗が変わった場合にも，部
品を取り替えることなく，制御入力７１による設定を変
更するだけで，最適なノイズ除去が可能になる。
【００６３】図８（Ｂ）は，図８（Ａ）に示す終端抵抗
７０の値を制御入力７１によって可変にするための実現
例を示している。７２Ａ〜７２Ｃはトライステートのゲ
ートであり，それぞれ制御入力７１Ａ〜７１Ｃによっ
て，出力がハイインピーダンスまたはアクティブに制御
できるようになっている。トライステートのゲート７２
Ａ，７２Ｂ，７２Ｃが，それぞれアクティブのとき１ｍ
Ａ，２ｍＡ，４ｍＡの電流の駆動能力を有するとする
と，制御入力７１Ａ〜７１Ｃの組み合わせによって，例
えば１ｍＡから７ｍＡの電流に応じた抵抗値を得ること
ができる。もちろん，この回路例は一例であり，他の構
成によって抵抗値を可変にすることも可能である。
７０の値を制御入力７１によって可変にするための実現
例を示している。７２Ａ〜７２Ｃはトライステートのゲ
ートであり，それぞれ制御入力７１Ａ〜７１Ｃによっ
て，出力がハイインピーダンスまたはアクティブに制御
できるようになっている。トライステートのゲート７２
Ａ，７２Ｂ，７２Ｃが，それぞれアクティブのとき１ｍ
Ａ，２ｍＡ，４ｍＡの電流の駆動能力を有するとする
と，制御入力７１Ａ〜７１Ｃの組み合わせによって，例
えば１ｍＡから７ｍＡの電流に応じた抵抗値を得ること
ができる。もちろん，この回路例は一例であり，他の構
成によって抵抗値を可変にすることも可能である。
【００６４】図９ないし図１３は，順方向遠端クロスト
ークの解析例を示す。図９は，図５（Ｂ）に示す伝送回
路において，ドライバ１１の内部抵抗１３の値ｒが１０
Ωで，終端抵抗２４の値Ｒが無限大であるとき，すなわ
ち終端抵抗２４を接続しなかったときに，駆動線路１０
および受動線路２０の近端および遠端に現れる信号波形
を示している。ドライバ１１の駆動能力としては２４ｍ
Ａ程度であり，駆動線路１０および受動線路２０の特性
インピーダンスＺ0 は６９Ωである。
ークの解析例を示す。図９は，図５（Ｂ）に示す伝送回
路において，ドライバ１１の内部抵抗１３の値ｒが１０
Ωで，終端抵抗２４の値Ｒが無限大であるとき，すなわ
ち終端抵抗２４を接続しなかったときに，駆動線路１０
および受動線路２０の近端および遠端に現れる信号波形
を示している。ドライバ１１の駆動能力としては２４ｍ
Ａ程度であり，駆動線路１０および受動線路２０の特性
インピーダンスＺ0 は６９Ωである。
【００６５】同図において，縦軸は電圧の大きさ，横軸
は時間を表している。細い実線で表したｖ１（ｎｅａ
ｒ）は，駆動線路１０におけるドライバ１１側（近端）
の電圧変化，細い点線で表したｖ１（ｆａｒ）は，駆動
線路１０におけるレシーバ１２側（遠端）の電圧変化，
太い実線で表したｖ２（ｎｅａｒ）は，受動線路２０に
おけるドライバ２１側（近端）の電圧変化，太い点線で
表したｖ２（ｆａｒ）は，受動線路２０におけるレシー
バ２２側（遠端）の電圧変化を表している。なお，以下
に説明する図１０，図１１，図１２，図１３においても
同様である。
は時間を表している。細い実線で表したｖ１（ｎｅａ
ｒ）は，駆動線路１０におけるドライバ１１側（近端）
の電圧変化，細い点線で表したｖ１（ｆａｒ）は，駆動
線路１０におけるレシーバ１２側（遠端）の電圧変化，
太い実線で表したｖ２（ｎｅａｒ）は，受動線路２０に
おけるドライバ２１側（近端）の電圧変化，太い点線で
表したｖ２（ｆａｒ）は，受動線路２０におけるレシー
バ２２側（遠端）の電圧変化を表している。なお，以下
に説明する図１０，図１１，図１２，図１３においても
同様である。
【００６６】この解析例から明らかなように，図２で説
明した逆方向近端クロストークほど大きくはないが，終
端抵抗の値Ｒを無限大としたとき，順方向遠端クロスト
ークがはっきりと現れる。通常の伝送回路では，終端抵
抗を接続する場合，終端抵抗の大きさを，信号の反射を
なくすため特性インピーダンスＺ0 に整合させるのが一
般的である。そこで，図５（Ｂ）の伝送回路において，
終端抵抗２４の大きさを，Ｒ＝Ｚ0 ＝６９Ωとした場
合，駆動線路１０および受動線路２０の近端および遠端
に現れる信号波形を解析すると，図１０に示すようにな
る。この場合にも，受動線路２０の遠端に太い点線で表
すように順方向遠端クロストークが現れる。
明した逆方向近端クロストークほど大きくはないが，終
端抵抗の値Ｒを無限大としたとき，順方向遠端クロスト
ークがはっきりと現れる。通常の伝送回路では，終端抵
抗を接続する場合，終端抵抗の大きさを，信号の反射を
なくすため特性インピーダンスＺ0 に整合させるのが一
般的である。そこで，図５（Ｂ）の伝送回路において，
終端抵抗２４の大きさを，Ｒ＝Ｚ0 ＝６９Ωとした場
合，駆動線路１０および受動線路２０の近端および遠端
に現れる信号波形を解析すると，図１０に示すようにな
る。この場合にも，受動線路２０の遠端に太い点線で表
すように順方向遠端クロストークが現れる。
【００６７】本発明では，同じ構成の伝送回路におい
て，終端抵抗２４の大きさＲを，Ｒ＝Ｚ0 2 ／ｒに選
ぶ。すなわち， Ｒ＝Ｚ0 2 ／ｒ＝６９2 ／１０（Ω） ４７５（Ω） に設定する。このときの駆動線路１０および受動線路２
０の近端および遠端に現れる信号波形は，図１１に示す
ようになる。この例から明らかなように，受動線路２０
の遠端には，順方向遠端クロストークがほとんど生じな
くなることが分かる。なお，受動線路２０の遠端に，ひ
げ状のノイズが理論的（計算上）には発生するが，幅が
５０ｐｓ（ピコ秒）程度で１００ｐｓ以下の信号であ
り，実際には波形のなまりによって消滅するので，完全
に無視できる。
て，終端抵抗２４の大きさＲを，Ｒ＝Ｚ0 2 ／ｒに選
ぶ。すなわち， Ｒ＝Ｚ0 2 ／ｒ＝６９2 ／１０（Ω） ４７５（Ω） に設定する。このときの駆動線路１０および受動線路２
０の近端および遠端に現れる信号波形は，図１１に示す
ようになる。この例から明らかなように，受動線路２０
の遠端には，順方向遠端クロストークがほとんど生じな
くなることが分かる。なお，受動線路２０の遠端に，ひ
げ状のノイズが理論的（計算上）には発生するが，幅が
５０ｐｓ（ピコ秒）程度で１００ｐｓ以下の信号であ
り，実際には波形のなまりによって消滅するので，完全
に無視できる。
【００６８】図１２は，図５（Ｂ）に示す伝送回路にお
いて，ドライバ１１の内部抵抗１３の大きさｒが２０Ω
のときの，図８と同様な信号波形を示している。このと
きの終端抵抗２４の大きさＲは， Ｒ＝Ｚ0 2 ／ｒ＝６９2 ／２０（Ω） ２３７（Ω） に選んである。この場合にも，順方向遠端クロストーク
はゼロになる。
いて，ドライバ１１の内部抵抗１３の大きさｒが２０Ω
のときの，図８と同様な信号波形を示している。このと
きの終端抵抗２４の大きさＲは， Ｒ＝Ｚ0 2 ／ｒ＝６９2 ／２０（Ω） ２３７（Ω） に選んである。この場合にも，順方向遠端クロストーク
はゼロになる。
【００６９】図１３は，ドライバ１１の内部抵抗１３の
大きさｒが３０Ωのときの，図１１と同様な信号波形を
示している。このときの終端抵抗２４の大きさＲは， Ｒ＝Ｚ0 2 ／ｒ＝６９2 ／３０（Ω） １５８（Ω） に選んである。この場合にも，同様に順方向遠端クロス
トークはゼロになる。次に，ドライバ１１の駆動能力に
対して，順方向遠端クロストークの絶対値がどのように
変化するかについて図１４〜図１７に従って説明する。
大きさｒが３０Ωのときの，図１１と同様な信号波形を
示している。このときの終端抵抗２４の大きさＲは， Ｒ＝Ｚ0 2 ／ｒ＝６９2 ／３０（Ω） １５８（Ω） に選んである。この場合にも，同様に順方向遠端クロス
トークはゼロになる。次に，ドライバ１１の駆動能力に
対して，順方向遠端クロストークの絶対値がどのように
変化するかについて図１４〜図１７に従って説明する。
【００７０】説明の都合上，図１４に示すように，順方
向遠端クロストークの各タイミングに，１Ｔ，３Ｔ，５
Ｔというように名前を付ける。１Ｔは，線路の片道に要
する時間の後のノイズ値，３Ｔは，線路の片道に要する
時間の後，さらに線路の往復分の時間が経過したときの
ノイズ値，５Ｔは，３Ｔのタイミングにさらに線路の往
復分の時間が経過したときのノイズ値である。
向遠端クロストークの各タイミングに，１Ｔ，３Ｔ，５
Ｔというように名前を付ける。１Ｔは，線路の片道に要
する時間の後のノイズ値，３Ｔは，線路の片道に要する
時間の後，さらに線路の往復分の時間が経過したときの
ノイズ値，５Ｔは，３Ｔのタイミングにさらに線路の往
復分の時間が経過したときのノイズ値である。
【００７１】図１５〜図１７における横軸は，ドライバ
の駆動能力（単位はｍＡ）を表している。縦軸は，振幅
を１で正規化したときのクロストークノイズの大きさを
表している。ドライバの駆動能力は， 駆動能力（ｍＡ）＝４００（ｍＶ）／（１．５×ｒ
（Ω）） である。
の駆動能力（単位はｍＡ）を表している。縦軸は，振幅
を１で正規化したときのクロストークノイズの大きさを
表している。ドライバの駆動能力は， 駆動能力（ｍＡ）＝４００（ｍＶ）／（１．５×ｒ
（Ω）） である。
【００７２】図１５は，終端抵抗の大きさＲがＲ＝４７
５Ωで，図１１に対応するもの，図１６は，終端抵抗の
大きさＲがＲ＝２３７Ωで，図１２に対応するもの，図
１７は，終端抵抗の大きさＲがＲ＝１５８Ωで，図１３
に対応するものである。ドライバの駆動能力に対して，
１Ｔ，３Ｔ，５Ｔのクロストーク値は，図１５〜図１７
に示すように変化する。
５Ωで，図１１に対応するもの，図１６は，終端抵抗の
大きさＲがＲ＝２３７Ωで，図１２に対応するもの，図
１７は，終端抵抗の大きさＲがＲ＝１５８Ωで，図１３
に対応するものである。ドライバの駆動能力に対して，
１Ｔ，３Ｔ，５Ｔのクロストーク値は，図１５〜図１７
に示すように変化する。
【００７３】ソフトウェアによる回路シミュレータによ
って，順方向遠端クロストークノイズが発生する様子を
シミュレーションした例を，図１８および図１９に示
す。これらは，前述した図１２の解析例に相当するもの
である。図１８（Ａ）の例では，図１８（Ｂ）に示すよ
うな駆動線路１０と受動線路２０の２本の分布定数線路
についてシミュレーションを行っている。線路のパター
ン長は１４ｃｍである。線路の特性インピーダンスＺ0
を７３Ωとし，駆動源の内部抵抗ｒを２０Ωとした。
って，順方向遠端クロストークノイズが発生する様子を
シミュレーションした例を，図１８および図１９に示
す。これらは，前述した図１２の解析例に相当するもの
である。図１８（Ａ）の例では，図１８（Ｂ）に示すよ
うな駆動線路１０と受動線路２０の２本の分布定数線路
についてシミュレーションを行っている。線路のパター
ン長は１４ｃｍである。線路の特性インピーダンスＺ0
を７３Ωとし，駆動源の内部抵抗ｒを２０Ωとした。
【００７４】ｖ10は，駆動線路１０における駆動源の出
力信号，ｖ11は，終端抵抗の値Ｒを無限大としたときの
駆動線路１０の観測点Ｐ１において観測した信号，ｖ12
は，終端抵抗の値を（Ｚ0 2 ／ｒ）に近い値の２７９Ω
にしたときの駆動線路１０の観測点Ｐ１において観測し
た信号の変化を示している。また，ｖ21は，終端抵抗の
値Ｒを無限大としたときの受動線路２０の観測点Ｐ２に
おいて観測した信号，ｖ22は，終端抵抗の値を（Ｚ0 2
／ｒ）に近い値の２７９Ωにしたときの受動線路２０の
観測点Ｐ２において観測した信号の変化を示している。
力信号，ｖ11は，終端抵抗の値Ｒを無限大としたときの
駆動線路１０の観測点Ｐ１において観測した信号，ｖ12
は，終端抵抗の値を（Ｚ0 2 ／ｒ）に近い値の２７９Ω
にしたときの駆動線路１０の観測点Ｐ１において観測し
た信号の変化を示している。また，ｖ21は，終端抵抗の
値Ｒを無限大としたときの受動線路２０の観測点Ｐ２に
おいて観測した信号，ｖ22は，終端抵抗の値を（Ｚ0 2
／ｒ）に近い値の２７９Ωにしたときの受動線路２０の
観測点Ｐ２において観測した信号の変化を示している。
【００７５】これから明らかなように，終端抵抗の値Ｒ
を（Ｚ0 2 ／ｒ）に近い値に選べば，受動線路２０の遠
端には，ほとんどクロストークノイズが現れないことが
わかる。図１９（Ａ）の例は，図１９（Ｂ）に示すよう
な伝送回路についてのミュレーション結果を示したもの
である。この例では，受動線路２０の両側にそれぞれ５
本ずつ計１０本の駆動線路１０を配置している。他の条
件については，図１８の例と同様である。受動線路２０
の観測点Ｐ４におけるクロストーク値は，もちろん図１
８の例のときよりも大きくなる。しかし，終端抵抗の値
Ｒを２７９Ωとしたとの信号ｖ22を，終端抵抗なし（Ｒ
＝∞）としたときの信号ｖ21と比較すると，クロストー
ク値はほとんど無視できるほど小さい。なお，信号ｖ22
において，ｖ12の立ち上がりに対応して，若干の負方向
への振れが見られるが，きわめて短い時間であり，実用
上はまったく問題にならない。
を（Ｚ0 2 ／ｒ）に近い値に選べば，受動線路２０の遠
端には，ほとんどクロストークノイズが現れないことが
わかる。図１９（Ａ）の例は，図１９（Ｂ）に示すよう
な伝送回路についてのミュレーション結果を示したもの
である。この例では，受動線路２０の両側にそれぞれ５
本ずつ計１０本の駆動線路１０を配置している。他の条
件については，図１８の例と同様である。受動線路２０
の観測点Ｐ４におけるクロストーク値は，もちろん図１
８の例のときよりも大きくなる。しかし，終端抵抗の値
Ｒを２７９Ωとしたとの信号ｖ22を，終端抵抗なし（Ｒ
＝∞）としたときの信号ｖ21と比較すると，クロストー
ク値はほとんど無視できるほど小さい。なお，信号ｖ22
において，ｖ12の立ち上がりに対応して，若干の負方向
への振れが見られるが，きわめて短い時間であり，実用
上はまったく問題にならない。
【００７６】以上のように，終端抵抗の値Ｒを，Ｒ＝Ｚ
0 2 ／ｒとすることで，順方向遠端クロストークノイズ
をゼロにすることができる。しかし，本発明の実施にお
いて，実用上，厳密にこの値に設定しなければならない
わけではないので，終端抵抗の誤差とクロストーク低減
効果の変化について，以下に説明する。図２０ないし図
２２は，終端抵抗を最適値（Ｒ＝Ｚ0 2 ／ｒ）に対して
変化させた場合の抵抗値Ｒの大きさと順方向遠端クロス
トーク低減値との関係を示している。図２０は，ドライ
バの内部抵抗値ｒが１０Ωの場合，図２１は，ドライバ
の内部抵抗値ｒが２０Ωの場合，図２２は，ドライバの
内部抵抗値ｒが３０Ωの場合である。
0 2 ／ｒとすることで，順方向遠端クロストークノイズ
をゼロにすることができる。しかし，本発明の実施にお
いて，実用上，厳密にこの値に設定しなければならない
わけではないので，終端抵抗の誤差とクロストーク低減
効果の変化について，以下に説明する。図２０ないし図
２２は，終端抵抗を最適値（Ｒ＝Ｚ0 2 ／ｒ）に対して
変化させた場合の抵抗値Ｒの大きさと順方向遠端クロス
トーク低減値との関係を示している。図２０は，ドライ
バの内部抵抗値ｒが１０Ωの場合，図２１は，ドライバ
の内部抵抗値ｒが２０Ωの場合，図２２は，ドライバの
内部抵抗値ｒが３０Ωの場合である。
【００７７】各図において，横軸は，終端抵抗の値Ｒ
を，最適値（Ｚ0 2 ／ｒ）で正規化した大きさを示して
おり，縦軸は，クロストーク値をＲ＝∞（無限大）のと
きのクロストーク値で正規化した値を示している。例え
ば，縦軸の目盛りで０．２は，クロストークノイズの除
去対策をしない場合に比べて，クロストークのノイズ値
を２０％まで，すなわち１／５まで低減できることを示
す。図中の１Ｔ，２Ｔ，３Ｔは，図１４で説明したタイ
ミングでのノイズ値である。
を，最適値（Ｚ0 2 ／ｒ）で正規化した大きさを示して
おり，縦軸は，クロストーク値をＲ＝∞（無限大）のと
きのクロストーク値で正規化した値を示している。例え
ば，縦軸の目盛りで０．２は，クロストークノイズの除
去対策をしない場合に比べて，クロストークのノイズ値
を２０％まで，すなわち１／５まで低減できることを示
す。図中の１Ｔ，２Ｔ，３Ｔは，図１４で説明したタイ
ミングでのノイズ値である。
【００７８】クロストーク値を２０％まで低減できれ
ば，実用上，ノイズ除去対策として十分であるので，こ
れを判定値とすると，いずれの場合でも，Ｒ＝Ｚ0 2 ／
ｒの最適値に対して，×０．７から×１．５までが許容
値となる。したがって，受動線路の遠端に接続する終端
抵抗の大きさＲが，少なくとも （Ｚ0 2 ／ｒ）×０．７≦Ｒ≦（Ｚ0 2 ／ｒ）×１．５ の範囲内にあれば，本発明の技術的範囲に属すると言え
る。なお，線路の特性インピーダンスに整合させるとき
の終端抵抗の大きさは，この範囲の値よりも顕著に小さ
いものである。
ば，実用上，ノイズ除去対策として十分であるので，こ
れを判定値とすると，いずれの場合でも，Ｒ＝Ｚ0 2 ／
ｒの最適値に対して，×０．７から×１．５までが許容
値となる。したがって，受動線路の遠端に接続する終端
抵抗の大きさＲが，少なくとも （Ｚ0 2 ／ｒ）×０．７≦Ｒ≦（Ｚ0 2 ／ｒ）×１．５ の範囲内にあれば，本発明の技術的範囲に属すると言え
る。なお，線路の特性インピーダンスに整合させるとき
の終端抵抗の大きさは，この範囲の値よりも顕著に小さ
いものである。
【００７９】さらに，受動線路の遠端に接続する終端抵
抗の大きさＲを，例えば， （Ｚ0 2 ／ｒ）×０．８≦Ｒ≦（Ｚ0 2 ／ｒ）×１．２ の範囲内にすると，クロストーク値は，終端抵抗を接続
しなかった場合の１０％以下になる。図２３は、ＩＣチ
ップに設けられた伝送回路を示す斜視図である。同図
中、本発明になる伝送回路１００は、ＩＣチップ１０１
内に設けられている。また、ＩＣチップ１０１は、パー
ソナルコンピュータ等の情報処理装置や通信装置内に設
けられる回路基板、即ち、ボード１０２上に設けられて
いる。勿論、ボード１０２上には、ＩＣチップ１０１以
外のＩＣチップや素子が設けられていても良いが、本発
明の要旨とは直接関係がないので、その図示は省略す
る。また、ボード１０２は、装置に外付けされる構成で
あっても良いことは、言うまでもない。
抗の大きさＲを，例えば， （Ｚ0 2 ／ｒ）×０．８≦Ｒ≦（Ｚ0 2 ／ｒ）×１．２ の範囲内にすると，クロストーク値は，終端抵抗を接続
しなかった場合の１０％以下になる。図２３は、ＩＣチ
ップに設けられた伝送回路を示す斜視図である。同図
中、本発明になる伝送回路１００は、ＩＣチップ１０１
内に設けられている。また、ＩＣチップ１０１は、パー
ソナルコンピュータ等の情報処理装置や通信装置内に設
けられる回路基板、即ち、ボード１０２上に設けられて
いる。勿論、ボード１０２上には、ＩＣチップ１０１以
外のＩＣチップや素子が設けられていても良いが、本発
明の要旨とは直接関係がないので、その図示は省略す
る。また、ボード１０２は、装置に外付けされる構成で
あっても良いことは、言うまでもない。
【００８０】以上、本発明を実施例により説明したが、
本発明は本発明の範囲内で種々の変形及び改良が可能で
あることは、言うまでもない。
本発明は本発明の範囲内で種々の変形及び改良が可能で
あることは、言うまでもない。
【００８１】
【発明の効果】以上説明したように，本発明によれば，
簡単な構成で順方向遠端クロストークノイズを効果的に
除去することが可能になる。これはパターンギャップを
広げるとか，線路のインピーダンスを低くするとかの他
の方法では達成できない効果である。他の方法では，ク
ロストークノイズを多少低減可能であっても，ゼロに近
い値にまで低減するのはきわめて困難であるだけでな
く，実装上の問題が増大する。
簡単な構成で順方向遠端クロストークノイズを効果的に
除去することが可能になる。これはパターンギャップを
広げるとか，線路のインピーダンスを低くするとかの他
の方法では達成できない効果である。他の方法では，ク
ロストークノイズを多少低減可能であっても，ゼロに近
い値にまで低減するのはきわめて困難であるだけでな
く，実装上の問題が増大する。
【図１】本発明の背景を説明するための逆方向近端クロ
ストークの説明図である。
ストークの説明図である。
【図２】図１に示す伝送回路で生じる逆方向近端クロス
トークの大きさを示す図である。
トークの大きさを示す図である。
【図３】本発明の原理を説明するための結合分布定数線
路を示す図である。
路を示す図である。
【図４】コモンモード及びディファレンシャルモードに
おける遠端側の終端抵抗による信号変化を示す図であ
る。
おける遠端側の終端抵抗による信号変化を示す図であ
る。
【図５】本発明の第１の実施の形態による順方向遠端ク
ロストークノイズの除去を説明する図である。
ロストークノイズの除去を説明する図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態による順方向遠端ク
ロストークノイズの除去を説明する図である。
ロストークノイズの除去を説明する図である。
【図７】終端抵抗の構成例を示す図である。
【図８】終端抵抗の構成例を示す図である。
【図９】順方向遠端クロストークの解析例を示す図であ
る。
る。
【図１０】順方向遠端クロストークの解析例を示す図で
ある。
ある。
【図１１】順方向遠端クロストークの解析例を示す図で
ある。
ある。
【図１２】順方向遠端クロストークの解析例を示す図で
ある。
ある。
【図１３】順方向遠端クロストークの解析例を示す図で
ある。
ある。
【図１４】順方向遠端クロストークの各タイミングを示
す図である。
す図である。
【図１５】ドライバの駆動能力に対して，順方向遠端ク
ロストークの絶対値がどのように変化するかを示す図で
ある。
ロストークの絶対値がどのように変化するかを示す図で
ある。
【図１６】ドライバの駆動能力に対して，順方向遠端ク
ロストークの絶対値がどのように変化するかを示す図で
ある。
ロストークの絶対値がどのように変化するかを示す図で
ある。
【図１７】ドライバの駆動能力に対して，順方向遠端ク
ロストークの絶対値がどのように変化するかを示す図で
ある。
ロストークの絶対値がどのように変化するかを示す図で
ある。
【図１８】順方向遠端クロストークノイズが発生する様
子をシミュレーションした例を示す図である。
子をシミュレーションした例を示す図である。
【図１９】順方向遠端クロストークノイズが発生する様
子をシミュレーションした例を示す図である。
子をシミュレーションした例を示す図である。
【図２０】終端抵抗を最適値に対して変化させた場合の
抵抗値Ｒの大きさと順方向遠端クロストーク低減値との
関係を示す図である。
抵抗値Ｒの大きさと順方向遠端クロストーク低減値との
関係を示す図である。
【図２１】終端抵抗を最適値に対して変化させた場合の
抵抗値Ｒの大きさと順方向遠端クロストーク低減値との
関係を示す図である。
抵抗値Ｒの大きさと順方向遠端クロストーク低減値との
関係を示す図である。
【図２２】終端抵抗を最適値に対して変化させた場合の
抵抗値Ｒの大きさと順方向遠端クロストーク低減値との
関係を示す図である。
抵抗値Ｒの大きさと順方向遠端クロストーク低減値との
関係を示す図である。
【図２３】ＩＣチップに設けられた伝送回路を示す斜視
図である。
図である。
１０ 駆動線路 １１ ドライバ １２ レシーバ １３ ドライバの内部抵抗 １４ 終端抵抗 ２０ 受動線路 ２１ ドライバ ２２ レシーバ ２３ ドライバの内部抵抗 ２４ 終端抵抗 ｒ ドライバの内部抵抗の値 Ｒ 終端抵抗の値 Ｚ0 線路の特性インピーダンス
Claims (16)
- 【請求項１】 少なくとも２本の分布定数線路におい
て、同一方向に信号を伝送する場合に、 結合分布定数線路上を伝搬する２種類の伝搬モードであ
るグランド面に対して伝搬するコモンモードと、 結合線路間を伝搬するディファレンシャルモードとにお
いて伝搬される電圧が、遠端において互いに等しくなる
ように遠端側の終端抵抗の値を設定することを特徴とす
るノイズ除去方法。 - 【請求項２】 請求項１記載のノイズ除去方法におい
て、 前記２種類の伝搬モードにおいて伝搬される電圧が前記
遠端において互いに等しくなるように、 線路の特性インピーダンスで正規化して表した駆動源の
内部抵抗と，同じく線路の特性インピーダンスで正規化
して表した遠端側の終端抵抗とが，互いにほぼ逆数の関
係になるように抵抗値を設定した終端抵抗を用いること
を特徴とするノイズ除去方法。 - 【請求項３】 第１および第２の駆動源がそれぞれ両端
に接続され，双方向に信号を伝送可能な少なくとも２本
の分布定数線路において，第１の駆動源側から他端側へ
または第２の駆動源側から他端側へ信号を伝送する場合
に，それぞれ，線路の特性インピーダンスで正規化して
表した第１または第２駆動源の内部抵抗と，同じく線路
の特性インピーダンスで正規化して表した第１または第
２の駆動源に対する遠端側の終端抵抗とが，互いにほぼ
逆数の関係になるように抵抗値を設定した終端抵抗を用
いることを特徴とするノイズ除去方法。 - 【請求項４】 同一方向に信号を伝送する少なくとも２
本の分布定数線路を有する伝送回路において，線路の特
性インピーダンスで正規化して表した抵抗値が，同じく
線路の特性インピーダンスで正規化して表した駆動源の
内部抵抗の値と，互いにほぼ逆数の関係になるような値
に設定された終端抵抗を，前記分布定数線路の遠端側に
接続したことを特徴とする伝送回路。 - 【請求項５】 両端に信号の駆動源を有し，双方向に信
号を伝送可能な少なくとも２本の分布定数線路を有する
伝送回路において，線路の特性インピーダンスで正規化
して表した抵抗値が，同じく線路の特性インピーダンス
で正規化して表した駆動源の内部抵抗の値と，互いにほ
ぼ逆数の関係になるような値に設定された終端抵抗を，
前記分布定数線路の各駆動源に対する遠端側にそれぞれ
接続したことを特徴とする伝送回路。 - 【請求項６】 請求項１〜５のいずれか１項記載の伝送
回路において，前記終端抵抗の終端電圧が，論理振幅の
“０”側，論理振幅の“１”側，または論理振幅の
“０”と“１”との中間であることを特徴とする伝送回
路。 - 【請求項７】 請求項１〜５のいずれか１項記載の伝送
回路において，前記終端抵抗が，論理振幅が“１”の電
圧と論理振幅が“０”の電圧との間に，２本の抵抗を直
列に接続し，これらの２本の抵抗の接続点を線路の遠端
に接続したものによって構成されることを特徴とする伝
送回路。 - 【請求項８】 請求項１〜５のいずれか１項記載の伝送
回路において，前記終端抵抗が，入力と出力とを直接ま
たは抵抗を介して接続した非反転のゲート回路を用いて
構成されることを特徴とする伝送回路。 - 【請求項９】 請求項８記載の伝送回路において、 前記ゲート回路の入力と前記線路の遠端側との間に抵抗
を接続したことを特徴とする伝送回路。 - 【請求項１０】 請求項９記載の伝送回路において、 前記ゲート回路の出力抵抗の値と、該ゲート回路の入力
と出力とを接続した抵抗値と、該ゲート回路の入力と前
記線路の遠端側との間に接続した抵抗値との和が、前記
終端抵抗に設定すべき値であることを特徴とする伝送回
路。 - 【請求項１１】 請求項１〜５のいずれか１項記載の伝
送回路において，前記終端抵抗が，入力と出力とを接続
した非反転のゲート回路を用いて構成され，線路の特性
インピーダンスで正規化して表した該ゲート回路の出力
抵抗の値と，該ゲート回路の入力と出力とを接続した抵
抗値との和が，前記終端抵抗に設定すべき値であること
を特徴とする伝送回路。 - 【請求項１２】 請求項１〜５のいずれか１項記載の伝
送回路において，前記終端抵抗が，外部からの制御入力
によって抵抗値を選択できる回路によって構成されるこ
とを特徴とする伝送回路。 - 【請求項１３】 同一方向に信号を伝送する少なくとも
２本の分布定数線路を有する伝送回路において、 遠端側クロストークノイズを軽減するために、前記分布
定数線路の遠端側に終端抵抗を接続したことを特徴とす
る伝送回路。 - 【請求項１４】 同一方向に信号が伝送される少なくと
も２本の分布定数線路に接続される伝送回路において、 コモンモードとディファレンシャルモードとにおいて前
記分布定数線を伝搬されてくる電圧が互いに等しくなる
値の終端抵抗を備えたことを特徴とする伝送回路。 - 【請求項１５】 請求項４〜１４のいずれか１項記載の
伝送回路を備えたことを特徴とするＩＣチップ。 - 【請求項１６】 請求項１５記載のＩＣチップが設けら
れたことを特徴とするボード。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11031746A JP3137328B2 (ja) | 1998-04-22 | 1999-02-09 | ノイズ除去方法および伝送回路 |
| US09/280,650 US6507620B1 (en) | 1998-04-22 | 1999-03-29 | Noise elimination method and transmission circuit |
| DE69926169T DE69926169T2 (de) | 1998-04-22 | 1999-03-30 | Fernnebensprechkompensation |
| EP99302493A EP0952679B1 (en) | 1998-04-22 | 1999-03-30 | Far end cross talk (FEXT) compensation |
| TW088105046A TW448659B (en) | 1998-04-22 | 1999-03-30 | Noise elimination method and transmission circuit |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10-112116 | 1998-04-22 | ||
| JP11211698 | 1998-04-22 | ||
| JP11031746A JP3137328B2 (ja) | 1998-04-22 | 1999-02-09 | ノイズ除去方法および伝送回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000013333A true JP2000013333A (ja) | 2000-01-14 |
| JP3137328B2 JP3137328B2 (ja) | 2001-02-19 |
Family
ID=26370256
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11031746A Expired - Fee Related JP3137328B2 (ja) | 1998-04-22 | 1999-02-09 | ノイズ除去方法および伝送回路 |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6507620B1 (ja) |
| EP (1) | EP0952679B1 (ja) |
| JP (1) | JP3137328B2 (ja) |
| DE (1) | DE69926169T2 (ja) |
| TW (1) | TW448659B (ja) |
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| CN108370407B (zh) * | 2015-12-25 | 2020-07-07 | 株式会社村田制作所 | 振动装置及相机 |
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|---|---|---|---|---|
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| JP2689786B2 (ja) | 1991-10-30 | 1997-12-10 | 松下電器産業株式会社 | クロストーク低減回路 |
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| JPH08186481A (ja) | 1994-12-28 | 1996-07-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | アナログスイッチのクロストーク除去回路 |
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-
1999
- 1999-02-09 JP JP11031746A patent/JP3137328B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1999-03-29 US US09/280,650 patent/US6507620B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-03-30 EP EP99302493A patent/EP0952679B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-03-30 TW TW088105046A patent/TW448659B/zh not_active IP Right Cessation
- 1999-03-30 DE DE69926169T patent/DE69926169T2/de not_active Expired - Lifetime
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| JP3137328B2 (ja) | 2001-02-19 |
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| EP0952679A2 (en) | 1999-10-27 |
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