JP3008873B2 - 信号伝送装置 - Google Patents

信号伝送装置

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JP3008873B2
JP3008873B2 JP9020227A JP2022797A JP3008873B2 JP 3008873 B2 JP3008873 B2 JP 3008873B2 JP 9020227 A JP9020227 A JP 9020227A JP 2022797 A JP2022797 A JP 2022797A JP 3008873 B2 JP3008873 B2 JP 3008873B2
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signal
transmission line
circuit
point
transmission
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俊次 武隈
良一 栗原
明 山際
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Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明はCPUやメモリ等の
素子間(例えばCMOS等により構成されたデジタル回
路間又はその機能ブロック間)での信号伝送のための技
術に関し、特に、複数の素子が同一の伝送線に接続され
るバス伝送を高速に行うための技術に関するものであ
る。
【0002】
【従来の技術】半導体集積回路装置により構成されたデ
ジタル回路間の信号伝送を高速に行うための技術とし
て、信号振幅を1Vのような小振幅で伝達する低振幅イ
ンタフェースに関する技術があげられる。
【0003】低振幅インタフェースの代表的なものとし
て、GTL(Gunning transceiver logic)インタフェー
スやCTT(Center tapped termination)インタフェー
スがある。
【0004】これらの低振幅インタフェースについて
は、例えば日経エレクトロニクス9月27日号P269
〜290(日経BP社、平成5年発行)に詳しく記載さ
れている。
【0005】一方、デジタル回路間の信号の高速伝送を
実現するには信号振幅を小さくするとともに、インピー
ダンス整合をとったバス設計を行うことが必要である。
【0006】特に近年半導体集積回路の益々の高速化に
よって、信号波形の立ち上がり速度や立ち下がり速度が
早まることにより、インピーダンスの不整合による波形
歪が無視できなくなっている。このため、インピーダン
スの整合設計はますます重要な課題となる。
【0007】このインピーダンスの整合設計の重要性を
従来の技術の1例である図1に示す例で説明する。
【0008】図1は伝送線路に分岐配線がある場合の例
を示す。終端電源60,61及び終端抵抗50,51に
より終端された伝送線路100には、送出回路ブロック
1と受信回路ブロック2,3,4が接続される。
【0009】この例において、伝送線路100のインピ
ーダンスは50Ω、分岐配線11〜14のインピーダン
スは50Ω、終端抵抗50、51はそれぞれ50Ω、終
端電源60、61は0.5V、そして送出回路21のオ
ン抵抗は10Ωとする。
【0010】また、送出回路21はHigh出力時には
伝送線路11を1V電源と接続し、Low出力時にはグ
ランド、すなわち0Vと接続する回路であり、また図中
の32〜34は受信回路とする。
【0011】このバスにおいて、送出回路21がLow
出力からHigh出力に切り替わるとき、図中の各点に
信号がどのように伝わるかを説明する。
【0012】まず、送出回路21からLow出力を出し
ている時の伝送線路100の電位を求めると、このとき
の伝送線路の電圧は終端電源0.5Vを終端抵抗50、
51と送出回路21のオン抵抗によって分圧された電圧
となるから、 0.5×10/(10+25)=0.14(V) である。
【0013】次に送出回路の出力をLowからHigh
へと切り替え、信号が図1のA点に伝わるときの電位を
求める。
【0014】送出回路を切り替えた直後は、送出回路2
1の電源1Vが送出回路のオン抵抗と伝送線路11のイ
ンピーダンス50Ωとによって分圧されるため、A点で
の電位上昇分は 1×50/(50+10)=0.83(V) となる。さきに求めた初期電圧0.14Vをこの上昇分
に加えた0.97V(V)が求めるA点における電位で
ある。
【0015】さらに、この振幅0.83Vの波形が分岐
点B点に到達したときを考える。
【0016】伝送線路11から伝送線路100を見る
と、左右2方に分かれているため、伝送線路11から見
た伝送線路100の見かけ上のインピーダンスは、伝送
線路100のインピーダンス50Ωの半分、すなわち2
5Ωに見える。一方、伝送線路11のインピーダンスは
50Ωであるので、B点においてインピーダンスの不整
合による反射が起こる。
【0017】このインピーダンス不整合による反射係数
を求めると (50ー25)/(50+25)=0.33 となり、A点に伝わった0.83Vの信号振幅のうち、
1/3に相当する振幅0.28Vの信号が反射し、送信
回路側に戻る。残りの振幅0.55Vの信号が一回目の
透過波となって伝送線路100に伝わる。よって、透過
信号の電位はこの0.55Vに初期電位を加えた電位、
すなわち0.69Vとなる。
【0018】送出回路に戻った0.55V振幅の信号は
送信回路に到達すると全反射をし、再びB点に到達す
る。このうち2/3が伝送線路100に出て、1/3が
再び伝送線路11に戻る。このように信号は伝送線路1
1を幾度も往復し、その都度、B点に到達した波形は、
その2/3を伝送線路100に出力する。こうして、A
点に伝わった0.83Vの振幅を少しづつ伝送線路10
0に伝えていくのである。
【0019】話を元に戻し、先ほどのB点で通過した信
号に注目する。この伝送線路100に伝わった0.69
Vの信号がC点に伝わると、前方に50Ωの伝送線路が
2本見え、前方の合成インピーダンス25Ωと、いまま
で伝わってきた伝送線路のインピーダンス50Ωとのイ
ンピーダンスの不整合による反射が起こる。
【0020】反射係数を求めると、 (50ー25)/(50+25)=0.33 となり、C点を通り抜ける波形の電位は、B点の信号振
幅0.55Vに透過率2/3(=1−1/3)を掛け、
初期電位を加えた電位となる。すなわち、0.55×2
/3+0.14=0.50(V)となる。
【0021】同様の反射が点E、点Gでも起こり、それ
ぞれの電位は0.38(V)、0.30(V)となる。
【0022】
【発明が解決しようとする課題】これらの結果を示した
のが図2である。図2において、(a)は図1に示す点
Cに着目し、点Cに入ってくる信号であるB点と点Cか
ら出て行く信号である点Dと点Eの信号を示したもので
あり、説明のため点Aの信号も示している。同様に
(b)は点Eに着目した信号波形を示した図、(c)は
点Gに着目した信号波形を示した図である。図2中、2
01は図1におけるA点の信号波形,202はB点,2
03はC点,204はD点,205はE点,206はF点,
207はG点,208はH点の信号波形を示している。
信号の立ち下がり時においても、同様のことがおこり、
そのときの信号波形は図3のようになる。図3において
も、201から208はそれぞれ図1におけるA点から
H点までの信号波形を示す。
【0023】このように従来の信号伝送回路を用いる
と、送出回路21からの最初の波形は受信回路におい
て、みな、信号のHigh、Lowを確定する基準電圧
Vref(上記条件では0.5V)を越えられないこと
がわかる。
【0024】また、分岐点C、E、Gにおいて分岐配線
内に入った信号は、伝送線路11と同様、分岐配線内で
反射を繰り返し、反射波形が分岐点に戻ってきたとき、
信号の2/3が伝送線路100に出る。これが、伝送線
路100における波形の歪の原因になる。
【0025】このように、分岐配線では各分岐点におい
て反射が起こり、それぞれの反射による電位降下が重な
ることで、送出回路の遠方での信号電位の上昇が遅れ、
その結果、遅延時間がを増え、高速伝送を不可能となる
わけである。
【0026】さらに、前記の文献にて開示された回路で
は送出回路のオン抵抗を特殊な値である100Ωにする
ことで、送出回路に供給される電源電圧に3.3Vを与
えても伝送線上で1V振幅を実施しているが、オン抵抗
を特殊な値とすることは、現在広く使われている10Ω
前後のオン抵抗を持つトランジスタを無意味なものとし
てしまう。
【0027】また、このように送出回路のオン抵抗を高
い値とすることは、送出回路で消費する電力を大きくす
ることとなり、消費電力が増大するという問題もある。
【0028】更に、受信回路ブロックに入り込む信号が
受信回路部分で反射し、再び伝送路100に入り込むこ
との考慮が成されておらず、信号波形の歪みの問題が残
る。
【0029】本発明の目的は、図1のような分岐配線を
持った伝送線路において、伝送線路での信号電位の落ち
込みの抑え込みと分岐配線内での反射の繰り返しの防止
及びバス上の低振幅を実現し、高速に信号の伝送を行な
うことが可能な信号伝送回路を提供することにある。
【0030】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、送出回路と前記送出回路によって作られた信号を伝
えるための伝送線路とを有する1つ以上のユニットと、
受信回路と前記受信回路に入力する信号を伝えるための
伝送線路とを有する1つ以上のユニットと、前記ユニッ
ト間を伝達するための伝送線路とから構成される信号伝
送回路において、前記ユニット間伝達用伝送線路の特性
インピーダンス値またはその近傍の抵抗値を持つ素子に
よって前記ユニット間伝達用伝送線路の終端をおこな
い、さらに前記ユニット内伝送線路のインピーダンスか
ら前記ユニット間伝達用伝送線路のインピーダンスの半
分の値を引いた値またはその近傍の抵抗値を持つ素子
を、前記ユニット内の伝送線路と前記ユニット間信号伝
達用伝送線路との間に設ける。
【0031】また、送出回路または受信回路と前記回路
の出力信号または入力信号を伝えるための伝送線路とを
有する2つ以上のユニットと、前記ユニット間を伝達す
るための伝送線路とから構成される信号伝送回路におい
て、前記ユニット間伝達用伝送線路の特性インピーダン
ス値またはその近傍の抵抗値を持つ素子によって前記ユ
ニット間伝達用伝送線路の終端をおこない、さらに前記
ユニット内伝送線路のインピーダンスから前記ユニット
間伝達用伝送線路のインピーダンスの半分の値を引いた
値またはその近傍の抵抗値を持つ素子を、前記ユニット
内伝送線路と前記ユニット間信号伝達用伝送線路との間
に設けるユニット間伝達用伝送線路の特性インピーダン
ス値またはその近傍の抵抗値を持つ素子によって前記ユ
ニット間伝達用伝送線路の終端を行ない、ユニット内伝
送線路のインピーダンスからユニット間伝達用伝送線路
のインピーダンスの半分の値を引いた値またはその近傍
の抵抗値を持つ素子を、ユニット内の伝送線路とユニッ
ト間信号伝達用伝送線路との間に設けることにより、伝
送線路と分岐配線との間に挿入した抵抗と、終端抵抗と
により分圧される小振幅の信号を伝送線路に伝えること
になり、また上記抵抗により分岐配線内での信号の反射
の繰り返しを防止することができ、分岐配線を持った伝
送線路において高速伝送が可能となる。
【0032】
【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施例を図面を
用いて詳細に説明する。
【0033】(実施例1)図4に、単一方向用伝送線路
に本発明を適用した一実施例の基本ブロック図を示す。
【0034】図4において、1は送出回路21を持つ送
出回路ブロック、2〜4は受信回路32〜34をもつ受
信回路ブロックである。各々の回路ブロックにはそれぞ
れ抵抗80〜83と伝送線路11〜14を有する。また
伝送線路100は各回路ブロック1〜4を接続し、さら
に伝送線路100の特性インピーダンス値、またはその
近傍の抵抗値をもつ抵抗50、51によって終端されて
いる。
【0035】なお、この例では両端終端した例を示した
が、抵抗1つで終端した片端終端でもよい。また、受信
回路を持つ受信回路ブロックの数が3の場合を示してい
るが、受信回路を持つブロックの数は1以上であれば、
本発明は適用できる。
【0036】図5には図4で用いる送出回路の一例を示
す。この送出回路はプルアップ・トランジスタ70とプ
ルダウン・トランジスタ71とで構成されるプッシュプ
ル型送出回路である。なお、図5ではプルアップ・トラ
ンジスタ70にNMOSを用いた場合の図を示したが、
NMOSに限定されるものではなくPMOSでもよい。
【0037】プッシュプル型送出回路を用いた低振幅用
送出回路は、従来技術で提げた文献に詳細に示されてい
る。そこで使われている送出回路ではオン抵抗と終端抵
抗との分圧によって小振幅を実現するために100Ω前
後の高いオン抵抗をもったトランジスタを使っている。
これに対し、本発明では現在広く使われている10Ω前
後のオン抵抗を持つトランジスタを使用することが出来
る。従来の送出回路が使用できるのは、本発明によって
追加した抵抗80〜83とこの10Ω前後のオン抵抗と
の和が、先のオン抵抗100Ωと近いために、伝送線路
上の振幅は同等の大きさとなるからである。
【0038】例えば、伝送線路のインピーダンスと終端
抵抗を50Ω、分岐配線のインピーダンスを100Ω、
終端電源を1.5V、送出回路に供給されている電源を
3Vとすると、オン抵抗100Ωのトランジスタを使用
した前記文献の伝送路では信号振幅は0.6Vとなり、
図4で示した伝送線路での振幅0.68Vとほぼ等しい
値になる。
【0039】なお、ここで抵抗80〜83の抵抗値を7
5Ωとした。この抵抗値の決め方は後で明らかにする。
【0040】また、このように送出回路のオン抵抗を1
00Ωから10Ωへと下げたことにより、送出回路で消
費する電力を削減することが出来る。例えば、先の条件
では、100Ωのオン抵抗を使用した従来の場合、消費
電力は14.4mWであるが、本発明によれば1.9m
Wと大幅に削減することが出来る。
【0041】次に受信回路の一例を図6に示す。この受
信回路は、基準電圧に対し入力電圧が高いか、低いかに
よって入力信号のHigh、Lowを判定する差動型受
信回路である。ここで用いる基準電圧は受信回路を構成
する集積回路内で作ることもできるが、集積回路内部で
発生した電源ノイズや外部より入った電源ノイズなどに
より電源が変動すると、これにともない基準電圧も変動
するため、基準電圧は外部より供給するのがより良い。
この受信回路についても先に提示した文献に開示されて
いる。
【0042】なお、図4では各回路ブロック内の受信回
路は1つしか記載されていないが、本発明は受信回路の
数に制限されるものではない。
【0043】このように構成された信号伝送回路におい
て、抵抗80〜83の抵抗値を以下の方法で設定する。
例えば、抵抗80の抵抗値は伝送線路11のインピーダ
ンスからバス100のインピーダンスの半分を引いた値
にする。バス100のインピーダンスの半分とするの
は、送出回路ブロックからの信号はバス100との接点
Bにおいて2方向に分岐するからである。
【0044】つまり伝送線路11のインピーダンスをZ
s、バス100のインピーダンスをZ0、抵抗80の抵
抗値をRmとすれば、 Rm=Zs−Z0/2 (1) とする。
【0045】これにより、伝送線路11から見た抵抗8
0とバス100との合成インピーダンスは伝送線路11
自身のインピーダンスと等しくなり、分岐配線内での反
射の繰り返しを防止することができる。
【0046】抵抗81〜83についても同様の方法で設
定する。これにより、他のブロックにおいても、前記し
たブロック1と同等の効果をもたらすことが出来る。
【0047】なお、前記した本発明の効果は式(1)で
求めた抵抗値の抵抗によってのみ有効なものではなく、
式(1)で求めた抵抗値の近傍であれば、十分有効なも
のである。
【0048】そこで(1)で求めた抵抗の効果を説明す
るために、図4の回路図を用いて送出回路21がLow
出力からHigh出力へと切り替わった時に図中の各点
にどのような波形が伝わるのかを以下に説明する。
【0049】図4において伝送線路100のインピーダ
ンスを50Ω、分岐配線11〜14のインピーダンスを
100Ω、終端抵抗50、51をそれぞれ50Ω、終端
電源60、61を1.5V、そして送出回路21のオン
抵抗を10Ωとする。
【0050】また、送出回路21はHigh出力時には
伝送線路を3V電源と接続し、Low出力時にはグラン
ド、すなわち0Vと接続する回路である。また図中の3
2〜34を受信回路とする。
【0051】このとき、抵抗80〜83の抵抗値は式
(1)より75Ωである。
【0052】まず、送出回路21からLow出力をした
ときの伝送線路100の電位を求める。
【0053】伝送線路の電圧は終端電源1.5Vを終端
抵抗50、51と抵抗80、そして送出回路21のオン
抵抗によって分圧された電圧となるから 1.5×(75+10)/(10+75+25)=1.
16(V) となる。
【0054】図4の回路では、送出回路21から出た信
号はB点で反射せずに、すべて伝送線路100に伝わ
る。このため、送出回路の出力をLowからHighへ
と切り替えたときのB点に伝わる信号の電位は、終端電
源1.5Vと送出回路21の電源3Vを終端抵抗50、
51、抵抗80、送出回路21のオン抵抗によって分圧
された電圧となるから、B点での信号電位は 1.5+(3ー1.5)×25/(10+75+25)
=1.84V となる。すなわち、B点に伝わる信号の振幅は、 1.84−1.116==0.68V である。
【0055】この伝送線路100に伝わった振幅0.6
8Vの信号はC点に伝わると、前方に50Ωの伝送線路
と75Ωの抵抗と100Ωの伝送線路が見えるが、この
2本の配線の合成インピーダンス38.9Ωと、いまま
で伝わってきた伝送線路のインピーダンス50Ωとが異
なるため、インピーダンスの不整合による反射が起こ
る。
【0056】透過係数を求めると、 1ー(50ー38.9)/(50+38.9)=0.8
75 となり、E点を通過する信号の電位は、B点の信号振幅
0.68Vに透過率0.875を掛け、初期電位を加え
た電位となる。すなわち、0.68×0.875+1.
16=1.76(V)となる。
【0057】同様の反射が点E、点Gでも起こり、それ
ぞれの電位は1.68(V)、1.61(V)となる。
【0058】これらの結果を示したのが図7である。図
7において、(a)は図4に示す点Cに着目し、点Cに
入ってくる信号である点Bと、点Cから出て行く信号で
ある点Dと点Eの信号波形を示したものである。同様に
(b)は点Eに着目した信号波形を示した図、(c)は
点Gに着目した信号波形を示した図である。図7中、7
02は図4における点Bの信号波形,703はC点,70
4はD点,705はE点,706はF点,707はG点,7
08はH点の信号波形を示している。信号の立ち下がり
時においても、同様のことがおこり、そのときの信号波
形は図8のようになる。図8においても、702から7
08はそれぞれ図4におけるB点からH点までの信号波
形を示す。
【0059】このように、本実施例で明らかにした信号
伝送回路を用いると、各分岐点における送出回路21か
らの最初の信号は、すべて基準電圧(上記条件では1.
5V)を越えていることがわかる。
【0060】なお、分岐配線の本数が多くなると本実施
例で用いた信号伝送回路を用いても、基準電圧を越える
ことが出来なくなる。この場合についての対策について
は実施例3で明らかにする。
【0061】また、点C、E、Gで伝送線路12〜14
に入った信号は、それぞれ受信回路のところで全反射
し、分岐点に戻るのだが、今回の回路ではインピーダン
ス整合がとれているため、分岐点で反射することなく1
回で全電位を伝送線路100に伝えることが出来る。
【0062】図より明らかのように、本発明によって挿
入した抵抗によって、反射による電位降下が大幅に削減
でき、送出回路から遠い受信回路での信号電位落ち込み
もわずかなものになっている。
【0063】このように、抵抗の挿入によって、伝送線
路における信号の低振幅化と高速伝送を同時に実現して
いる。
【0064】また、低振幅の割合は伝送線路100イン
ピーダンスと各ブロック内の伝送線路のインピーダンス
を変えることにより、自由に設計することが出来る。例
えば、送出回路のオン抵抗が10Ωの場合、ブロック内
伝送線路のインピーダンスを100Ω、そして伝送線路
100のインピーダンスを25Ωとすると、伝送線路上
の信号振幅は、抵抗80〜83が87.5Ωとなるの
で、 1.5×20/(20+100+10)×2=0.34
(V) となる。このときの波形を図18、図19に示す。図中
の702から708は図4におけるB点からH点の信号
波形を示す。
【0065】この図より、振幅がさらに小さくなり、し
かも落ち込みの小さな波形が得られていることがわか
る。
【0066】また、抵抗80〜83はユニット内の負荷
容量による伝送線路100のインピーダンス低下を低減
する効果もある。すなわち、伝送線路100と回路ブロ
ック1〜5との間に抵抗を挿入すると、回路ブロック内
の容量は抵抗を通して見えるため、この結果、伝送線路
のインピーダンスの低下は抑えられる。
【0067】さらに、本発明による信号伝達方式を用い
ると、動作中の伝送線路にボードを新たに追加したり、
実装されているボードを抜き取る場合、すなわち活線挿
抜を行うときも本発明は有効な効果を生む。例えば、L
ow信号が伝わっている伝送線路にHighレベルに充
電されたボードを挿入する場合を考える。このとき、ボ
ード内の容量の電位と伝送線路の電位とが異なるため
に、ボードから伝送線路に電流が流れる。このときに流
れた電流が伝送線路に伝わり波形歪となって伝送線路
上、さらには分岐配線内の受信回路までで伝わる。 こ
の波形歪が基準電圧を越えた電位になると、受信回路は
High信号が伝わってきたものと認識して誤動作をす
る。
【0068】波形歪の例を図9に示す。図9は従来の伝
送線路において活線挿抜を行った時の波形である。
【0069】また、図10に本発明で提供した伝送回路
を用いて活線挿抜を行ったときの波形を示す。これらの
図より明らかのように、活線挿抜による波形歪も本発明
によって削減することができる。
【0070】(実施例2)次に、実施例2として、双方
向用伝送線路に本発明を適用した一実施例を説明する。
【0071】図11にその一実施例の基本ブロック図を
示す。回路ブロック1〜4には送出回路21〜24と受
信回路31〜34と抵抗80〜83と伝送線路11〜1
4を備える。伝送線路100は各回路ブロック1〜4を
接続し、さらに伝送線路100の特性インピーダンス値
の抵抗値をもつ抵抗50、51によって終端する構成で
ある。
【0072】なお、図11では両端終端した例を示した
が、抵抗1つで終端した片端終端でもよい。また、図1
1ではブロックの数が4の場合を示しているが、ブロッ
クの数は2以上であれば、本発明は適用できる。
【0073】図11で示す各回路ブロックに有する送出
回路21〜24と受信回路31から34の構成は、図
5、図6で説明したものと同じである。また、抵抗80
から83の値も図4で示す実施例1における決め方と同
様である。更に、回路ブロック1から信号を発する場合
を想定した場合に、点Aから点Hにおける信号波形は、
実施例1と同様である。
【0074】実施例2で示す1つの回路ブロックで送出
回路及び受信回路を有する構成において、抵抗値を前述
の式(1)で求めた抵抗値またはその近傍の値の抵抗値
とすることにより、送出回路の切り替えに伴う待ち時間
を短縮することができる。以下では、図11に示す回路
構成において、送出回路の切替動作を行なったときの信
号波形の変化について示す。
【0075】まず送出回路の切り替えを以下の手順で行
う。
【0076】(1)送出回路21よりHigh信号を出
力する。
【0077】(2)(1)より10ns後に、送出回路
21をハイ・インピーダンスにし、また同時に送出回路
24よりHigh信号を出力する。
【0078】こうして送出回路の切り替えを行うと、送
出回路21近傍の伝送線路では送出回路24からのHi
gh信号が伝わってくるまでの間、終端電位によって信
号電位は落ち込み、この落ち込み波形が伝送線路を経て
各分岐配線に伝わる。
【0079】この落ち込み波形の各点での波形を、抵抗
が無い従来の伝送線路の場合を図12に、本発明で提供
した伝送線路で評価した結果を図13に示す。
【0080】図中の波形は、送出回路21があるユニッ
ト1の隣にあるユニット2の受信回路32における入力
部での波形である。
【0081】図12より明らからのように、従来の伝送
線路においては分岐配線内における反射の繰り返しの影
響と送出回路の切り替えに伴う信号の落ち込みの影響が
かさなり、受信回路が入力信号を取り込めるのは、送出
回路が切り替わってから2Tdの時間の後であることが
わかる。ここでTdとは信号が伝送線路の端から端まで
伝わる時間であり、ここでは約6nsである。
【0082】一方、本発明で提供する伝送線路によれば
送出回路が切り替わってからTd待てば取り込むことが
できる。
【0083】すなわち、本発明によって送出回路の切り
替えに伴う待ち時間を2TdからTdへと短縮すること
ができる。
【0084】なお、本実施例ではHighからHigh
への切り替えについて説明を行ったが、LowからLo
w、LowからHigh、HighからLowのすべて
の切り替えにおいても同様である。またこの効果は切り
替わる送出回路には依存せずすべての組み合わせにおい
て有効である。
【0085】(実施例3)本実施例では、前記実施例
1、2において、分岐配線の先にある容量が大きい場合
や分岐配線の本数が多い場合に有効な発明を説明する。
単一方向用伝送線路における本実施例を説明する基本ブ
ロック図を図14に、また双方向用伝送路における本実
施例を説明する基本ブロック図を図15に示す。図14
においては回路ブロック1に送出回路21があり、回路
ブロック2〜4には受信回路32〜34がある。さらに
各ブロックに抵抗80〜83と伝送線路11〜14があ
る。また図15においては、回路ブロック1〜4には送
出回路21〜24と受信回路31〜34とがあり、さら
に抵抗80〜83と伝送線路11〜14がある。また図
14、図15とも伝送線路100は各回路ブロック1〜
4を接続し、さらに伝送線路100の特性インピーダン
ス値の抵抗値をもつ抵抗50、51によって終端されて
いる。
【0086】なお、図14、15において両端終端した
例を示したが、抵抗1つで終端した片端終端でもよい。
また、図14、15ではブロックの数が4の場合を示し
ているが、ブロックの数は2以上であれば、本発明は適
用できる。
【0087】90〜93はスイッチ、110〜113は
抵抗である。
【0088】本実施例では、図14または15の基本ブ
ロック図を用いてスイッチの動作、およびその効果につ
いて説明を行い、それ以外は実施例1、2と同等である
のでここでは省略する。 分岐配線の先にある容量が重
くなったり、分岐配線の本数が多くなると、伝送線路の
分岐点における信号電位の落ち込みはますます大きくな
り、実施例1、2においても、落ち込み量を抑えること
は不可能となる。
【0089】例えば、実施例1で示した例での条件、す
なわち図4において伝送線路100のインピーダンスを
50Ω、分岐配線11〜14のインピーダンスを100
Ω、終端抵抗50、51をそれぞれ50Ω、終端電源6
0、61を1.5V、抵抗80〜83の抵抗値を75
Ω、送出回路21のオン抵抗を10Ωとし、また、送出
回路21はHigh出力時には伝送線路を3V電源と接
続し、Low出力時にはグランド、すなわち0Vと接続
する回路とすると、このようなバスでは分岐配線が6本
を越えると、6番目以降の最初に分岐点に到達する信号
は基準電圧(Vref)を越えることができない。
【0090】このため、実施例3ではこの分岐点での信
号電位の落ち込み分を埋め合わせるのに十分な電流を、
送出回路動作時に余分に流すことで、信号電位の落ち込
みによる遅延時間をなくす方法について説明する。
【0091】まず送出回路を動かす時に、送出回路があ
る回路ブロックのスイッチを閉じ、伝送線路100とユ
ニット内伝送線路との間の抵抗を下げる。これにより、
バス100における信号振幅を大きくすることができ
る。
【0092】例えば、終端抵抗50、51を50Ω、マ
ッチング抵抗80〜83の抵抗値を75Ω、送出回路2
1〜25のオン抵抗を10Ω、そしてスイッチの抵抗8
0〜83の抵抗を10Ωとすると、スイッチを閉じるこ
とにより、伝送線路100と分岐配線11との間の抵抗
は75Ωから8.8Ωに低減し、伝送線路100上の振
幅は0.68Vから1.3Vへと振幅が大きくなり、分
岐点における信号電圧の落ち込みによる遅延時間をなく
すことができる。
【0093】さらに、つぎのサイクルで信号が反転した
場合でも高速転送が行えるようにするために、たとえば
送出回路が信号を出してから、0.3サイクル後にスイ
ッチを開く。こうすることで、本来設定した信号振幅に
戻すことができ、高速転送が可能な小振幅に戻る。
【0094】この発明の効果を説明する図面を図16、
17に示す。この図に示した波形は図14、15の回路
を用いて、送出回路21を動かした時の波形である。図
16は波形の立ち上がり時の波形、図17は立ち下がり
時の波形である。
【0095】図16,17において、(a)は図14に
示す点Cに着目し、点Cに入ってくる信号である点B
と、点Cから出て行く信号である点Dと点Eの信号波形
を示したものである。同様に(b)は点Eに着目した信
号波形を示した図、(c)は点Gに着目した信号波形を
示した図である。1402は図14における点Bの信号
波形,1403はC点,1404はD点,1405はE点,
1406はF点,1407はG点,1408はH点の信号
波形を示している。
【0096】スイッチを使うことで、伝送線路100に
おける信号振幅を大きくすることができ、分岐点におけ
る信号電位の落ち込みによる遅延時間をなくすことがで
きていることがわかる。 このようにスイッチを制御す
ることで、負荷容量の大きい伝送線路や分岐配線の本数
が多い伝送線路において高速な小振幅転送が可能とな
る。
【0097】スイッチの制御は図示していないが、送出
回路を含む回路ブロック内の制御部が行なう。 また、
抵抗の代わりに容量を用いても同様の効果を作ることが
出来る。容量を用いた場合の一実施例を図20、図21
に示す。図20は図14に示す例を容量に変更した例
を、図21は図15に示す例の抵抗を容量に変更した例
を示す。ここで、120〜123が容量である。容量は
一般的には、数十ピコファラッド程度のものが望まし
い。
【0098】送出回路からの信号により容量の送出側の
電位が変化すると、電荷保存則により容量の伝送線10
0側の電位も上がるため、抵抗80〜83のみを介して
変化させた振幅に比べ、大きな振幅を得ることができ
る。
【0099】なお、スイッチは送出回路を動かすユニッ
トにあるスイッチを閉じ、そのほかのスイッチは開くの
がもっとも良い。また、容量によって大きくなった伝送
線路100上の振幅は終端50、51によって数ns程
度で元の振幅に戻るため、送出回路が動いている間はス
イッチを閉じたままでも良い。
【0100】図22、図23は、図20の回路図におい
て送出回路21を動かした時の各点における立ち上がり
波形、立ち下がり波形を示したものである。
【0101】図22,23において、(a)は図20に
示す点Cに着目し、点Cに入ってくる信号である点B
と、点Cから出て行く信号である点Dと点Eの信号波形
を示したものである。同様に(b)は点Eに着目した信
号波形を示した図、(c)は点Gに着目した信号波形を
示した図である。図中2002は図20における点Bの
信号波形,2003はC点,2004はD点,2005は
E点,2006はF点,2007はG点,2008はH点
の信号波形を示している。
【0102】このように、容量を用いても伝送線路10
0における信号振幅を大きくすることができ、分岐点に
おける信号電位の落ち込みによる遅延時間をなくすこと
ができる。
【0103】
【発明の効果】本発明によれば分岐配線のインピーダン
スからバスのインピーダンスの半分を引いた値の近傍の
抵抗値を持った抵抗を分岐配線とバスとの間に挿入する
ことにより、分岐配線内での反射の繰り返しを防止する
ことができ、挿入抵抗、終端抵抗の分圧によって伝送線
路上の振幅を低振幅にすることができるので、高速に信
号伝送が可能となる。また、伝送線路上に多数の分岐点
がある場合、分岐配線内の容量が抵抗を通して見えるた
めバスのインピーダンスの低下を抑える効果もある。更
に、活線挿抜における波形歪も抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】従来の単一方向用伝送線路を説明する図。
【図2】従来の伝送線路を用いたときの信号波形(立ち
上がり波形)を説明する図。
【図3】従来の伝送線路を用いたときの信号波形(立ち
下がり波形)を説明する図。
【図4】本発明の実施例1を示すブロック図
【図5】送出回路の一例を説明する図
【図6】差動型受信回路の一例を説明する図
【図7】本発明の実施例1の信号波形(立ち上がり波
形)を表す図
【図8】本発明の実施例1の信号波形(立ち下がり波
形)を表す図
【図9】従来の伝送線路を用いた場合の活線挿抜による
波形歪を示す図
【図10】本発明の実施例1の回路を用いた場合の活線
挿抜による波形歪を示す図
【図11】本発明の実施例2を示すブロック図
【図12】従来の伝送線路を用いて送出回路の切り替え
を行ったときの波形を示す図
【図13】本発明の実施例2の回路を用いて送出回路の
切り替えを行ったときの波形を示す図
【図14】本発明の実施例3を示すブロック図
【図15】本発明の実施例3の他の例を示すブロック図
【図16】本発明の実施例3の回路を用いた場合の信号
波形(立ち上がり波形)を示す図
【図17】本発明の実施例3の回路を用いた場合の信号
波形(立ち下がり波形)を示す図
【図18】本発明の実施例1の回路において伝送路のイ
ンピーダンスを変えた場合の信号波形(立ち上がり波
形)を示す図
【図19】本発明の実施例1の回路において伝送路のイ
ンピーダンスを変えた場合の信号波形(立ち下がり波
形)を示す図
【図20】本発明の実施例3の抵抗を容量に変更した例
を示す図
【図21】本発明の実施例3抵抗を容量に変更した他の
例を示す図
【図22】図20で示す例を用いた場合の信号波形(立
ち上がり波形)を示す図
【図23】図20で示す例を用いた場合の信号波形(立
ち下がり波形)を示す図
【符号の説明】
1,2,3,4…回路ブロック 11,12,13,14…伝送線路 21,22,23,24…送信回路 31,32,33,34…受信回路 50,51,52,53…終端抵抗 62…ドライバ供給電源,63…グランド 70,71,72,73,74,75,76…MOSF
ET 80,82,83…マッチング抵抗 90,91,92,93…スイッチ 100…回路ブロック間伝達用伝送線路 110,111,112,113…抵抗 120,121,122,123…容量 Vref 基準電圧
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山際 明 神奈川県海老名市下今泉810番地 株式 会社日立製作所 オフィスシステム事業 部内 (56)参考文献 特開 平4−98932(JP,A) 特開 平5−129924(JP,A) 特開 平5−259942(JP,A) 特開 平4−249945(JP,A) 特開 昭52−143723(JP,A) 特開 昭63−54027(JP,A) 特開 平1−161944(JP,A) 日経エレクトロニクス、No.556 (6月8日号)、(平4−6−8)、日 経BP社、p.133−140 日経エレクトロニクス、No.591 (9月27日号)、(平5−9−27)、日 経BP社、p.269−290 (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H04L 25/02 G06F 3/00 H03K 19/0175 H04L 12/40

Claims (6)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】信号を伝達する主伝送線路と、信号を出力
    する第1の信号送出回路と、該第1の信号送出回路と前
    記主伝送線路の間で信号を伝達する第1の分岐配線と、
    信号を受信する第1の信号受信回路と、前記主伝送線路
    と前記第1の信号受信回路との間で信号を伝達する第2
    の分岐配線とを有する信号伝送装置において、 前記主伝送線路は該主伝送線路とほぼ等しい抵抗値の第
    1の素子で終端し、 前記主伝送線路と前記第1の分岐配線との間に、前記第
    1の分岐配線と前記主伝送線路との間のインピーダンス
    マッチングをとり前記主伝送線路と前記第1の分岐配線
    との分岐点での信号反射を抑えるための第2の素子と、
    前記送出回路から出力される信号の信号振幅を変える回
    路を備え、 前記主伝送線路と前記第2の分岐配線との間に、前記第
    2の分岐配線と前記主伝送線路との間のインピーダンス
    マッチングをとり、前記主伝送線路と前記第2の分岐配
    線との分岐点での信号反射を抑えるための第3の素子を
    備えたことを特徴とする信号伝送装置。
  2. 【請求項2】請求項1記載の信号伝送装置において、前
    記信号振幅を変える回路は、前記第2の素子と並列に設
    けられ、抵抗素子と信号送出時は閉じており信号送出後
    一定時間の後に開くスイッチング素子とからなることを
    特徴とする信号伝送装置。
  3. 【請求項3】請求項1記載の信号伝送装置において、 前記信号振幅を変える回路は、前記第2の素子と並列に
    設けられ、容量素子と信号送出時は閉じておリ信号送出
    後一定時間の後に開くスイッチング素子とからなること
    を特徴とする信号伝送装置。
  4. 【請求項4】信号を伝達する主伝送線路と、信号を送受
    信する第1、第2の信号送受信回路と、該第1、第2の
    信号送受信回路と前記主伝送線路の間で信号を伝達する
    第1、第2の分岐配線とを有する信号伝送装置におい
    て、 前記主伝送線路は該主伝送線路とほぼ等しい抵抗値の第
    1の素子で終端し、 前記主伝送線路と前記第1、第2の分岐配線との間に、
    前記第1、第2の分岐配線と前記主伝送線路との間のイ
    ンピーダンスマッチングをとり前記第1、第2の分岐配
    線と前記主伝送線路との分岐点での信号反射を抑えるた
    めの第2の素子と、前記第1、第2の信号送受信回路か
    ら出力される信号の信号振幅を変える回路を備えたこと
    を特徴とする信号伝送装置。
  5. 【請求項5】請求項4記載の信号伝送装置において、前
    記信号振幅を変える回路は、前記第2の素子と並列に設
    けられ、抵抗素子と信号送出時は閉じており信号送出後
    一定時間の後に開くスイッチング素子とからなることを
    特徴とする信号伝送装置。
  6. 【請求項6】請求項4記載の信号伝送装置において、前
    記信号振幅を変える回路は、前記第2の素子と並列に設
    けられ、容量素子と信号送出時は閉じておリ信号送出後
    一定時間の後に開くスイッチング素子とからなることを
    特徴とする信号伝送装置。
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