ITUB20159451A1 - Amplificatore differenziale con circuito di compensazione di modo comune - Google Patents

Amplificatore differenziale con circuito di compensazione di modo comune Download PDF

Info

Publication number
ITUB20159451A1
ITUB20159451A1 ITUB2015A009451A ITUB20159451A ITUB20159451A1 IT UB20159451 A1 ITUB20159451 A1 IT UB20159451A1 IT UB2015A009451 A ITUB2015A009451 A IT UB2015A009451A IT UB20159451 A ITUB20159451 A IT UB20159451A IT UB20159451 A1 ITUB20159451 A1 IT UB20159451A1
Authority
IT
Italy
Prior art keywords
output
terminal
gain
common mode
differential
Prior art date
Application number
ITUB2015A009451A
Other languages
English (en)
Inventor
Marco Garbarino
Roberto Modaffari
Germano Nicollini
Original Assignee
St Microelectronics Srl
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by St Microelectronics Srl filed Critical St Microelectronics Srl
Priority to ITUB2015A009451A priority Critical patent/ITUB20159451A1/it
Priority to US15/156,155 priority patent/US9954501B2/en
Publication of ITUB20159451A1 publication Critical patent/ITUB20159451A1/it

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45179—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
    • H03F3/3001—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor with field-effect transistors
    • H03F3/3022—CMOS common source output SEPP amplifiers
    • H03F3/3023—CMOS common source output SEPP amplifiers with asymmetrical driving of the end stage
    • H03F3/3027—CMOS common source output SEPP amplifiers with asymmetrical driving of the end stage using a common source driving stage, i.e. inverting stage
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45179—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/45183—Long tailed pairs
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45475—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using IC blocks as the active amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45479—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection
    • H03F3/45632—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection in differential amplifiers with FET transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/45636—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection in differential amplifiers with FET transistors as the active amplifying circuit by using feedback means
    • H03F3/45641—Measuring at the loading circuit of the differential amplifier
    • H03F3/45659—Controlling the loading circuit of the differential amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/129—Indexing scheme relating to amplifiers there being a feedback over the complete amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45008—Indexing scheme relating to differential amplifiers the addition of two signals being made by a resistor addition circuit for producing the common mode signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45112—Indexing scheme relating to differential amplifiers the biasing of the differential amplifier being controlled from the input or the output signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45134—Indexing scheme relating to differential amplifiers the whole differential amplifier together with other coupled stages being fully differential realised
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45418—Indexing scheme relating to differential amplifiers the CMCL comprising a resistor addition circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45601—Indexing scheme relating to differential amplifiers the IC comprising one or more passive resistors by feedback

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Description

"AMPLIFICATORE DIFFERENZIALE CON CIRCUITO DI COMPENSAZIONE DI MODO COMUNE"
La presente invenzione è relativa ad un amplificatore differenziale con circuito di compensazione di modo comune.
Amplificatori operazionali ad ampio spettro di utilizzo ("general purpose") sono compensati in frequenza al fine di essere stabili nella configurazione a guadagno unitario, ossia nel caso peggiore di condizione di guadagno ad anello chiuso.
Al contrario, un amplificatore che è parte di un circuito integrato è tipicamente progettato in modo da avere un guadagno ad anello chiuso correlato ad una specifica esigenza, con un guadagno predefinito in funzione dell'applicazione scelta. Nel caso di piccoli segnali di ingresso, l'amplificatore deve mostrare un elevato guadagno ad anello chiuso, ad esempio tra 10 e 100. Amplificatori noti con guadagno maggiore di uno possono avere configurazione invertente o non invertente, con opportuna scelta del valore di resistenza sul ramo di retroazione.
Per far fronte alle limitate tensioni di alimentazione disponibili in dispositivi portatili, e per rigettare rumore o interferenza di modo comune o di alimentazione, si utilizzano tipicamente amplificatori completamente differenziali ( "fully-differential") o completamente bilanciati ("fully-balanced"). Un amplificatore completamente differenziale, ad elevato guadagno, di tipo invertente, è mostrato in figura 1. Un amplificatore 1 di questo tipo include quattro terminali di ingresso la-ld e due terminali di uscita le, lf. Il terminale la è un terminale non invertente ed il terminale lb è un terminale invertente. Un segnale di ingresso (tensione) Vin, è applicato tra i terminali di ingresso la e lb, mediante l'interposizione di resistor! aventi uguale valore di resistenza RI. I terminali di uscita le e ld sono accoppiati in retroazione, rispettivamente, ai terminali di ingresso la e lb mediante rispettivi resistori, aventi valori di resistenza R2 uguali tra loro. La differenza tra i terminali di uscita Vout rappresenta il segnale utile differenziale, cioè il segnale di ingresso Vin amplificato per il rapporto R2/R1.
Un circuito di retroazione di modo comune è implementato, in modo di per sé noto, mediante l'integrazione di un amplificatore di modo comune 4, configurato per fissare il valore della semisomma delle uscita le e lf, definito come ''modo comune"·, ad un valore predeterminato VCM. L'ingresso le dell'amplificatore 1 è accoppiato tra un ingresso dell'amplificatore di modo comune 4 e i terminali di uscita le, ld mediante i resistori 6, 8; l'ingresso ld dell'amplificatore 1 è polarizzato ad una tensione VCMfissa, scelta secondo necessità per fissare il modo comune del segnale differenziale di uscita dell'amplificatore (VCMè scelta, ad esempio, in un intervallo compreso tra una tensione di alimentazione VCc e una tensione di un nodo di riferimento, es. riferimento di terra pari a OV - ad esempio VCM è pari <3⁄4 Vcc/2).
La compensazione in frequenza del cammino differenziale è eseguita ad una frequenza che è β-volte inferiore della frequenza di guadagno unitario dell'amplificatore, dove β è il fattore di retroazione dato da RI/(R1+R2) . Questa soluzione tecnica ha la funzione di evitare che il progetto dell'amplificatore sia sovradimensionato in termini di consumo elettrico e area di silicio. Tuttavia, il cammino di feedback di modo comune deve essere compensato in frequenza alla frequenza di guadagno unitario, dato che il suo fattore di retroazione vale 1. Con riferimento alla figura 2, la curva GLOQP_CMFB mostra il guadagno d'anello per 1'amplificatore di modo comune 4 (GL00P_CMFB<==>&CMBF)t mentre la curva GL00P_DIFF mostra il guadagno d'anello per l'amplificatore differenziale 1
(GLOOP_DIFF=PADIFF). Come si nota dal diagramma di Bode della figura 2, il guadagno dell'amplificatore di modo comune 4 e dell'amplificatore differenziale 1 hanno andamento simile, con rispettivi poli a valori di frequenza fi'^fi", e f2'<3⁄4>f2 ", ma differente valore di guadagno GI>G2 sull'ingresso. Ne consegue che, mentre la curva di GLOOP_DIFF intercetta l'asse delle frequenze in f3<f2" con pendenza di 20 dB/dec, la curva di GLQQP_CMFB intercetta l'asse delle frequenze in ί4>ί2' (cioè, dopo il secondo polo) e con pendenza di 40 dB/dec. Questo causa una instabilità dell'amplificatore di modo comune 4 che deve essere risolta.
Scopo della presente invenzione è fornire un amplificatore differenziale con circuito di compensazione di modo comune in grado di superare le criticità della tecnica nota.
Secondo la presente invenzione viene realizzato un amplificatore differenziale, in particolare provvisto di un circuito di compensazione di modo comune, come definito nella rivendicazione 1.
Per una migliore comprensione della presente invenzione viene ora descritta una forma di realizzazione preferita, a puro titolo di esempio non limitativo, con riferimento ai disegni allegati, nei quali:
la figura 1 mostra schematicamente un amplificatore secondo una forma di realizzazione di tipo noto;
la figura 2 mostra un diagramma di Bode del guadagno di anello di rispettivi circuiti di amplificazione di modo comune e differenziale appartenenti all'amplificatore di figura 1;
la figura 3 mostra schematicamente un amplificatore secondo una forma di realizzazione che non è oggetto della presente divulgazione;
la figura 4 mostra un diagramma di Bode del guadagno di anello di rispettivi circuiti di amplificazione di modo comune e differenziale appartenenti all'amplificatore di figura 3;
le figure 5 e 6 mostrano un amplificatore differenziale con circuito di compensazione di modo comune secondo la presente divulgazione;
la figura 7 mostra un diagramma di Bode del guadagno di anello di rispettivi circuiti di amplificazione di modo comune e differenziale appartenenti all'amplificatore delle figure 5 e 6;
la figura 8 mostra un circuito equivalente di piccolo segnale del circuito di compensazione di modo comune di figura 6; e
la figura 9 mostra un dispositivo elettronico includente l'amplificatore delle figure 5 e 6.
La figura 3 mostra un amplificatore differenziale che non è oggetto della presente invenzione. L'amplificatore di figura 3 consente di ridurre il fattore di retroazione di modo comune PCMFBfino ad un valore prossimo, o anche minore, del fattore di retroazione β del cammino differenziale. Questo è reso possibile dall'aggiunta di un resistore 7 aggiuntivo rispetto alla forma di realizzazione di figura 1, con resistenza RCMX<<<>RCM e tale da definire un βα®Έ<<1. Infatti, il fattore di retroazione di modo comune βοΜΡΒè in questo caso definito da:
β _ RCMX_
^ -^ 1(^ /2)
La figura 4 mostra, mediante la curva GLOOP_CMFB, il guadagno d'anello per l'amplificatore di modo comune 4 nel caso illustrato in figura 3, e, mediante la curva GL00P_DIFF/il guadagno d'anello differenziale. Come si nota dal diagramma di Bode della figura 2, il guadagno dell'amplificatore di modo comune 4 e dell'amplificatore differenziale 1 sono quasi sovrapposti, con rispettivi poli a valori di frequenza fi<,ss>fi", e f2' , e valore di guadagno GI^G2 sull'ingresso. Ne consegue che sia la curva di GLOOP_DIFF che la curva GLOOP_CMFB intercettano l'asse delle frequenze con pendenza di 20 dB/dec. Si risolve così l'instabilità dell'amplificatore di modo comune 4.
Una differente soluzione, che non è parte della presente invenzione, prevede la riduzione della transconduttanza del solo stadio di ingresso di modo comune (che, come detto, non è in comune con lo stadio di ingresso differenziale) al fine di ridurre il guadagno di modo comune e ottenere così un andamento del guadagno, in funzione della frequenza, analogo a quanto mostrato in figura 4, Questo può essere ottenuto scegliendo:
(i) un valore della corrente IB2 che scorre nello stadio di ingresso di modo comune (ci si riferisca ad esempio alla figura 6) molto minore della corrente IBiche scorre nello stadio di ingresso differenziale (ci si riferisca ad esempio alla figura 5); e
(ii) variando le dimensioni geometriche dei transistori di ingresso dello stadio differenziale e di ingresso di modo comune, in particolare riducendo la larghezza W del canale conduttivo di tali transistori (e riducendo di conseguenza la transconduttanza gm). In particolare, con riferimento esemplificativo alle figure 5 e 6, si dovrebbe avere un valore WMICM<<WMID, dove WMIDè il valore di larghezza del canale conduttivo dei transistori identificati con i riferimenti 12 e 14 (ingressi dell'amplificatore differenziale), e WMICMè il valore di larghezza del canale conduttivo dei transistori identificati con 1 riferimenti 72 e 74 (ingressi dell'amplificatore di modo comune).
Tuttavia, entrambe le summenzionate forme di realizzazione, hanno problemi simili tra loro. Il mismatch ΔΙ tra la corrente di polarizzazione nello stadio di ingresso differenziale, ad esempio la corrente attraverso i transistori 22, 24 di figura 5 non è perfettamente uguale a
IBI/2, si traduce in un errore di tensione di uscita di modo comune pari a:
AI AV,O_CM
*CMFB<'>Sm CMFB ;Come conseguenza di ciò, tanto più piccoli sono i valori di PCMFBe gm_cMFBtanto maggiore è l'errore di tensione di uscita di modo comune. L'errore può facilmente raggiungere alcune centinaia di millivolt nel caso peggiore, che non è accettabile in circuiti di bassa potenza e bassa tensione. Infatti, poiché in circuiti a bassa tensione lo swing di uscita disponibile può essere inferiore ad 1 V, non è tollerabile ridurre la dinamica di uscita di alcune centinaia di mV a causa dell'errore di modo comune. Inoltre, l'errore di uscita di modo comune genera una corrente indesiderata Iwaste sul carico, definita dalla formula seguente: ;, waste_<2A>jyVo,<1>;*^load
in cui se, ad esempio, la resistenza di carico Ri0adè pari a 100 kQ e hV0_cMè pari a 200 mV, allora la corrente indesiderata Iwasteassume un valore di 4 μΑ, che deve essere evitata nella progettazione di circuiti a bassa potenza.
La soluzione secondo la presente divulgazione, illustrata con riferimento alle figure 5-7, permette di introdurre un polo ed uno zero nel diagramma di Bode del guadagno d'anello di modo comune GLQOP_CMFB al fine di compensare in frequenza 1'amplificatore di retroazione di modo comune con un impatto minimo sull'amplificatore differenziale. L'implementazione, come illustrato in dettaglio nel seguito, prevede l'introduzione (in un circuito amplificatore multistadio di tipo di per sé noto) di due elementi capacitivi (indicati con i riferimento 35 e 45 in figura 5), così da implementare una soluzione circuitale semplice e che non richiede un consumo di corrente extra. In questo modo, inoltre, non vi è necessità di ridurre il fattore di retroazione di modo comune PCMFBe/o la transconduttanza gm-CMFB dello stadio di ingresso di modo comune, evitando così tutti gli svantaggi precedentemente esposti.
La figura 5 mostra, in forma schematica, un amplificatore differenziale 10 di tipo multistadio, in particolare a tre stadi, secondo un aspetto della presente divulgazione. Elementi dell'amplificatore 10 di figura 5 comuni all'amplificatore 1 di figura 1 sono identificati con gli stessi numeri di riferimento e non sono ulteriormente descritti.
L'amplificatore differenziale 10 comprende uno stadio di ingresso differenziale 11, includente un transistore di ingresso 12, avente il terminale di porta ("gate") accoppiato all'ingresso non invertente la, ed un transistore di ingresso 14, avente il proprio terminale di porta ("gate") accoppiato all'ingresso invertente lb. In particolare, i transistori di ingresso 12 e 14 sono MOSFET di tipo P. Lo stadio di ingresso differenziale 11 riceve una alimentazione principale Vccdal terminale di alimentazione elettrica 16. Un generatore di corrente 18 è accoppiato al terminale di alimentazione elettrica 16 e genera un flusso di corrente IBiche scorre attraverso i due rami che formano lo stadio di ingresso differenziale 11. L'alimentazione principale Vccha esemplificativamente valore compreso tra IV e 5V.
Un rispettivo terminale di pozzo ("drain") dei transistori di ingresso 12, 14 è accoppiato ad un terminale di riferimento 20 a potenziale VREF (es., riferimento di terra a 0 V), tramite un carico attivo formato rispettivamente dai transistori 22, 24 (in particolare, entrambi MOSFET di tipo N). Il terminale di pozzo dei transistori 12 e 22 corrisponde ad un primo terminale di uscita dello stadio di ingresso differenziale (nodo 51). Analogamente, il terminale di pozzo dei transistori 14 e 24 corrisponde ad un secondo terminale di uscita dello stadio di ingresso differenziale (nodo 61).
I transistori 22, 24 hanno il rispettivo terminale di gate accoppiato ad un nodo di retroazione di modo comune 23, polarizzato a tensione VCMFBgenerata dal circuito di figura 6 e descritto con riferimento a tale figura. I transistori 22 e 24, schematizzabili come generici generatori di corrente, hanno la funzione di impostare un punto operativo per il bilanciamento delle correnti dello stadio di ingresso differenziale 11.
L'amplificatore differenziale 10 comprende inoltre un secondo stadio 26, includente due transistori 28, 29 (in particolare, MOSFET di tipo P) aventi il proprio terminale di sorgente elettricamente accoppiato al terminale di alimentazione 16, ed i rispettivi terminali di porta collegati tra loro in configurazione a specchio di corrente. Inoltre, i terminali di porta sono polarizzati con la tensione presente al terminale di pozzo del transistore 29 (quest'ultimo, dunque, è connesso a diodo).
Sempre con riferimento al secondo stadio 26, il transistore 28 è accoppiato al terminale di riferimento 20 mediante un generatore di corrente 30, identificativo di una corrente IB2 che scorre nel ramo a cui appartiene il transistore 28; il transistore 29 è accoppiato al terminale di riferimento 20 mediante un ulteriore transistore 32 avente il terminale di porta polarizzato mediante la tensione presente al primo terminale di uscita 51 dello stadio di ingresso differenziale 11.
Secondo un aspetto della presente divulgazione, un primo elemento capacitivo 35 (in particolare, un condensatore) è elettricamente accoppiato tra il nodo di retroazione di modo comune 23 (coincidente con i terminali di porta dei transistori 22, 24, e polarizzato a tensione
VCMFB) ed il terminale di pozzo del transistore 28 del secondo stadio 26.
Un terzo stadio 36 è analogo al secondo stadio 26 e speculare rispetto allo stadio di ingresso differenziale 11. In dettaglio, il terzo stadio 36 include due transistori 38, 39 (in particolare, MOSFET di tipo P) aventi il proprio terminale di sorgente elettricamente accoppiato al terminale di alimentazione 16, ed i rispettivi terminali di porta collegati tra loro, in configurazione a specchio di corrente. Inoltre, i terminali di porta sono polarizzati con la tensione presente al terminale di pozzo del transistore 39 (quest'ultimo, dunque, è connesso a diodo).
Sempre con riferimento al terzo stadio 36, il transistore 38 è accoppiato al terminale di riferimento 20 mediante un generatore di corrente 40, identificativo di una corrente IB2 che scorre nel ramo del transistore 38 (in particolare, si nota che, a meno di variazioni poco significative e dovute a non idealità dei componenti del circuito, la corrente che scorre attraverso il transistore 38 del terzo stadio 36 ha lo stesso valore della corrente che scorre attraverso il transistore 28 del secondo stadio 26). Il transistore 39 è accoppiato al terminale di riferimento 20 mediante un ulteriore transistore 42 (in particolare, un MOSFET di tipo N) avente il terminale di porta polarizzato mediante la tensione presente al secondo terminale di uscita 61 dello stadio di ingresso differenziale 11.
Secondo un ulteriore aspetto della presente divulgazione, un secondo elemento capacitivo 45 (in particolare, un condensatore) è elettricamente accoppiato tra il nodo di retroazione di modo comune 23 (polarizzato a tensione VCMFB) ed il terminale di pozzo del transistore 38 del terzo stadio 36.
Il primo ed il secondo elemento capacitivo 35, 45 hanno capacità CCMuguale tra loro, di valore compreso tra qualche pF (es., 3pF) e poche decine di pF (es., 20 pF), ad esempio pari a 5pF,
A causa della simmetria circuitale dell'amplificatore differenziale precedentemente descritta, il nodo di retroazione di modo comune 23 non risente della tensione differenziale, cioè si comporta come un nodo di massa per il modo differenziale.
Con riferimento alle uscite dell'amplificatore differenziale 10, un primo stadio di uscita 46 è connesso tra il terminale di alimentazione 16 e il terminale di riferimento 20 ed include un primo transistore di uscita 48 (in particolare, MOSFET di tipo P), accoppiato tra il terminale di alimentazione 16 e il terminale di uscita lf, ed un secondo transistore di uscita 49 (in particolare, MOSFET di tipo N), accoppiato tra il terminale di riferimento 20 e il terminale di uscita lf. Più in dettaglio, entrambi i transistori di uscita 48, 49 hanno il rispettivo terminale di pozzo collegato al terminale di uscita lf. Il primo stadio di uscita 46 presenta inoltra una connessione di polarizzazione 50, per polarizzare il terminale di porta del transistore di uscita 48 mediante il segnale presente al terminale di pozzo del transistore 28 del secondo stadio.
Inoltre, si nota che il terminale di porta del transistore di uscita 48 è elettricamente accoppiato al nodo di retroazione di modo comune 23 attraverso il primo elemento capacitivo 35. Il primo stadio di uscita 46 presenta inoltra una ulteriore connessione di polarizzazione al primo terminale di uscita 51 dello stadio di ingresso differenziale, per polarizzare il terminale di porta del transistore di uscita 49 mediante lo stesso segnale di tensione che polarizza il terminale di porta del transistore 32.
Un primo condensatore di uscita 52 è accoppiato tra il terminale di uscita lf e la connessione di polarizzazione 50 (ossia tra il terminale di uscita lf e il terminale di pozzo del transistore 28 del secondo stadio 26). Un secondo condensatore di uscita 54 è accoppiato tra il terminale di uscita lf e la connessione di polarizzazione 51 (ossia, tra il terminale di uscita lf e il terminale di pozzo del transistore di ingresso 12 del primo stadio di ingresso). Il primo ed il secondo condensatore di uscita 52, 54 hanno la funzione di compensazione, per conferire maggiore stabilità all'amplificatore differenziale 10, come noto nello stato della tecnica (effetto Miller). I valori di capacità dei condensatori 52, 54 sono scelti secondo necessità in fase di progetto, ad esempio tra pochi pF e alcune decine di pF.
Inoltre, un secondo stadio di uscita 56 dell'amplificatore differenziale 10 è connesso tra il terminale di alimentazione 16 e il terminale di riferimento 20 ed include un terzo transistore di uscita 58 (in particolare, un MOSFET di tipo P), accoppiato tra il terminale di alimentazione 16 e il terminale di uscita le, ed un quarto transistore di uscita 59 (in particolare, un MOSFET di tipo N), con il source accoppiato al terminale di riferimento 20 e il drain al terminale di uscita le. Più in dettaglio, entrambi i transistori di uscita 58, 59 hanno il rispettivo terminale di drain collegato tra loro e, quindi, al terminale di uscita le. Il secondo stadio di uscita 56 presenta inoltra una connessione di polarizzazione 60, per polarizzare il terminale di porta del transistore di uscita 58 mediante il segnale presente al terminale di pozzo del transistore 38 del terzo stadio 36.
Inoltre, si nota che il terminale di porta del transistore di uscita 58 è elettricamente accoppiato al nodo di retroazione di modo comune 23 attraverso il secondo elemento capacitivo 45. Il secondo stadio di uscita 56 presenta inoltra una ulteriore connessione di polarizzazione al secondo terminale di uscita 61 dello stadio di ingresso differenziale 11, per polarizzare il terminale di porta del transistore di uscita 59 mediante lo stesso segnale di tensione che polarizza il terminale di porta del transistore 42.
Un terzo condensatore di uscita 62 è accoppiato tra il terminale di uscita le e la connessione di polarizzazione 60 (ossia tra il terminale di uscita le e il terminale di pozzo del transistore 38 del terzo stadio 36). Un quarto condensatore di uscita 64 è accoppiato tra il terminale di uscita le e la connessione di polarizzazione 61 (ossia, tra il terminale di uscita le e il terminale di pozzo del transistore di ingresso 14 del primo stadio di ingresso). Il terzo ed il quarto condensatore di uscita 62, 64 hanno funzione analoga al primo e secondo condensatore 52, 54, ossia di compensazione dell'uscita dell'amplificatore differenziale 10 e conferimento di maggiore stabilità. Anche il dimensionamento dei condensatori 62, 64 è analogo a quello dei condensatori 52, 54, per conferire simmetria al circuito amplificatore.
Con riferimento alla figura 6 è mostrato, con il numero di riferimento 70, una porzione di un circuito amplificatore di modo comune configurato per generare il segnale di tensione VCMFB che polarizza, in uso, il nodo di retroazione di modo comune 23 dell'amplificatore differenziale di figura 5.
Il circuito amplificatore di modo comune 70 comprende un ingresso differenziale 71 includente un primo ed un secondo transistore di ingresso 72, 74 (in particolare, entrambi MOSFET di tipo P) aventi un rispettivo terminale di sorgente accoppiato al terminale di alimentazione 16. Un generatore di corrente 75 è schematizzato interposto tra il terminale di alimentazione 16 ed il primo e secondo transistore di ingresso 72, 74, ed è esemplificativo di una corrente IB2 assorbita dall'ingresso differenziale 71. Il circuito amplificatore di modo comune 70 comprende inoltre ulteriori transistori (in particolare, MOSFET di tipo N) 76, 78, accoppiati, rispettivamente, tra il primo transistore di ingresso 72 e il terminale di riferimento 20, e tra il secondo transistore di ingresso 74 e il terminale di riferimento 20. Più in particolare, il transistore 76 ha un terminale di pozzo collegato al terminale di pozzo del primo transistore di ingresso 72 ed un terminale di sorgente accoppiato al terminale di riferimento 20. Il terminale di porta è collegato al terminale di pozzo, in configurazione a diodo. Analogamente, il transistore 78 ha un terminale di pozzo collegato al terminale di pozzo del secondo transistore di ingresso 74 ed un terminale di sorgente accoppiato al terminale di riferimento 20. Il terminale di porta è collegato al terminale di pozzo, in configurazione a diodo.
L'ingresso differenziale 71 riceve, come già illustrato in figura 1 per l'amplificatore di modo comune 4, la tensione di modo comune VCMdi valore fisso e predeterminato (es., pari a Vcc/2, e comunque scelto per avere uno swing ottimo sull'uscita) sull'ingresso invertente, ed un segnale che è funzione del segnale di uscita Vout sull'ingresso non invertente. In particolare, come mostrato in figura 6, il primo transistore di ingresso 72 ha il terminale di porta accoppiato ad un nodo 80 intermedio tra i resistori 6 e 8 già illustrati in figura 1. Il segnale VOUT-Npresente al terminale di uscita le è, idealmente, di valore uguale e segno contrario al segnale V0OT_P presente al terminale di uscita lf. La funzione dei resistori 6 e 8 è pertanto quella di reazionare la semisomma dei segnali V0OT-Me V0OT-P. In conseguenza di ciò, la tensione presente al nodo 80 è, idealmente, la tensione di modo comune VCM. In pratica, tuttavia, scostamenti tra i valori ideali di V0OT-Ne V0yT_p fanno si che il nodo 80 non presenti costantemente una tensione VCM, ma assuma un valore che è funzione di tale scostamento.
La tensione VCMFBdel nodo di retroazione di modo comune 23 è prelevata in corrispondenza del terminale di pozzo del primo transistore di ingresso 72 che, in questo caso, coincide con il terminale di pozzo del transistore 76 ed è funzione del segnale, presente al nodo 80, che agisce sul primo transistore di ingresso 72.
Il primo ed il secondo elemento capacitivo 35, 45 hanno la funzione di introdurre un polo ed uno zero nel diagramma di Bode relativo al guadagno d'anello del circuito amplificatore di modo comune 70 (GLOOP_CMFB), prima del passaggio di GLOOP_CMFB per l'asse delle frequenze. Questa condizione è mostrata in figura 7, da cui si nota che la curva GLOOP_CMFB incontra l'asse delle frequenze (condizione di guadagno unitario) ad una frequenza f0'- Un primo polo di GLOQP_CMFB è introdotto alla frequenza fi'<fo'/in analogia a quanto descritto con riferimento alla figura 2 (pendenza della curva GL00P_CMFB a 20dB/dec). Quindi, si osserva la presenza di un secondo polo fPialla frequenza fi'<fpi<fo' (che porta la pendenza della curva GLOOP_CMFB a 40dB/dec). Quindi, si osserva la presenza di uno zero fzi alla frequenza fP1<fzl<f0', che riporta la pendenza della curva
GLOQP_CMFB a 20dB/dec, La curva GLOQP_CMFB non presenta ulteriori poli o zeri prima del valore di frequenza fo', confermando la stabilità del sistema nella configurazione precedentemente descritta.
L'amplificatore di modo comune è così compensato in frequenza con un impatto trascurabile sul funzionamento dell'amplificatore differenziale 10. Infatti, come si nota dalla figura 5, il diagramma di Bode per quest'ultimo è sostanzialmente sovrapponibile a quello secondo la tecnica nota.
La Richiedente ha inoltre verificato che il circuito amplificatore 10 secondo la presente divulgazione è particolarmente efficace per pilotare carichi resistivi accoppiati ai terminali di uscita le, lf.
In riferimento alla figura 5, i condensatori 35 e 45, con capacità GCM/introducono un polo-zero per il modo comune, mentre hanno un impatto trascurabile sul modo differenziale. Il motivo è qui specificato. Per il modo differenziale, poiché lo schema circuitale è simmetrico rispetto allo stadio di ingresso 11, i segnali presenti sui nodi di una metà dello schema circuitale di figura 5 (es., la metà simmetricamente disposta a sinistra dello stadio di ingresso 11) sono uguali ed opposti a quelli presenti sull'altra metà (es,, la metà simmetricamente disposta a destra dello stadio di ingresso 11), il nodo 23 comune alle due capacità CCM non si muove. Se tale nodo 23 non si muove, le capacità CCM si comportano come se fossero connesse verso massa, quindi costituiscono solo un ''appesantimento'' capacitivo dei nodi 50 e 60, Si nota inoltre che ai nodi 50 e 60 sono già connessi i condensatori 52 e 62, aventi rispettive capacità che sono comparabili, o maggiori, di CCM- Anche le capacità di gate dei transistori MOS 48 e 58 sono comparabili, o maggiori, di CCM- In tale condizione, non si osservano variazioni rilevanti di funzionamento, sul modo differenziale, a causa della presenza delle capacità CCM-Per il modo comune, invece, siccome i segnali presenti su nodi corrispondenti delle due metà circuitali (simmetriche rispetto allo stadio di ingresso 11) sono uguali, anche il nodo comune 23 dei condensatori 35, 45 si muove, iniettando una corrente di compensazione, tramite i condensatori 35, 45, nel transistore MOS 76 (connesso a diodo) del circuito 70 di figura 6. A differenza della compensazione classica, che definisce il polo dominante, fatta tramite i condensatori di uscita 54 e 64 che vengono di fatto moltiplicate per il guadagno del secondo stadio 26, 36 e di quello di uscita 46, 56, come noto all'esperto della tecnica, la compensazione dovuta alla presenza dei condensatori 35, 45 impatta solo lievemente sul polo dominante poiché viene amplificata solo dal guadagno del secondo stadio 26, 36; tuttavia, rende possibile l'introduzione di un polo a frequenza più alta e di uno zero, come già discusso con riferimento ai diagrammi di Bode di figura 7.
Il dimensionamento del primo ed del secondo elemento capacitivo 35, 45 dipende dai valori di transconduttanza dei transistori 32, 42, 48, 58, 49, 59, dal rapporto tra le transconduttanze dei transistori 22, 24 e quella del transistore 76, dalle capacità di compensazione 52, 62, 54, 64, nonché dal valore della capacità di carico CLsecondo una formula che si ottiene risolvendo le equazioni di Kirchoff del modello equivalente per piccoli segnali del circuito amplificatore di modo comune.
A titolo esemplificativo, la figura 8 mostra il modello equivalente per piccoli segnali del circuito di amplificatore di modo comune, secondo quanto illustrato nelle figure 5 e 6, e dove;
gmcMè la transconduttanza dei transistori 72 e 74;
k è il rapporto tra le transconduttanze dei transistori 22, 24 e quella del transistore 76;
gm2 è la transconduttanza dei transistori 32, 42; gms è la transconduttanza dei transistori 48, 58; gmFè la transconduttanza dei transistori 49, 59;
3⁄4ix è la tranconduttanza del transistore 76;
Ci è la capacità dei condensatori 54, 64;
C2è la capacità dei condensatori 52, 62;
CLè la capacità di carico;
CCMè la capacità dei condensatori 35, 45;
icè la corrente di segnale che entra nel transistore 76.
Nell'ipotesi che gmx/CcMsia molto maggiore di f0', dove fo' è la frequenza in cui la curva GLOOP_CMFB incontra l'asse delle frequenze (condizione di guadagno unitario - si veda la figura 7), si ha che:
\IsC<U>CM ^ C SmF _y2 C2
kgmCM gm2 Smì Sm2 Smi
V,. sC, gmF C kC
1+5CM+ C2C2.CMCLCcM Ci 8mF s CL+ 2C 8rnì 8m2 Sm2 8mi ί>«ιϊί>«ι2 v 8m2j
Il dimensionamento delle capacità CCMdipende quindi dal carico CLe dai valori di transconduttanza summenzionati. Nell'ipotesi in cui CL>>Ci, C2, CCM, si può scrivere la seguente equazione semplificata:
λ {
C C
1 sfA/+2
l-$-Vo.uf kgtnCM >m2 &m3J\Sm3J y. sC, kC \ f
C
\+S ™L
1 - CcM C2
C] .?m37 V AC,CM £m2J
dove il rapporto
C
1+5CAf+C2s„#·
8m 2 Sm3)
<{ '>kCCMC+
l+j— ^ —
V ^m3J
definisce la posizione del polo e dello zero introdotti nel diagramma di Bode di GLOOP_CMFB già discusso con riferimento alla figura 7.
L'amplificatore secondo la presente divulgazione trova applicazione nell'ambito degli amplificatori ''generai purpose", oppure operativamente accoppiato a giroscopi, accelerometri e sensori di pressione in tecnologia MEMS, ad esempio integrato in un blocco di readout di un dispositivo MEMS 90.
La figura 9 mostra un dispositivo elettronico 100 includente l'amplificatore differenziale 1, provvisto del circuito di retroazione di modo comune secondo la presente divulgazione, integrato in, o operativamente accoppiato a, un dispositivo MEMS 90. Il dispositivo elettronico 100 è ad esempio un dispositivo di comunicazione mobile, come un cellulare, un PDA, un notebook, un lettore di file audio, ecc. Il dispositivo elettronico 100 comprende un microprocessore 101 ed un'interfaccia di ingresso/uscita 103, ad esempio dotata di una tastiera e di un video, anch'essa collegata al microprocessore 101. Il dispositivo MEMS 90 comunica con il microprocessore 101. Ulteriori blocchi di trattamento segnale (non mostrati) possono essere interposti tra il dispositivo MEMS 90 e il microprocessore 101.
Da un esame delle caratteristiche del trovato realizzato secondo la presente invenzione sono evidenti i vantaggi che essa consente di ottenere.
In particolare, la soluzione circuitale proposta per l'introduzione di un polo e di uno zero nel diagramma di Rode del guadagno d'anello del circuito di amplificazione di modo comune richiede solo due condensatori aggiuntivi (indicati con i riferimenti 35 e 45), e non richiede alcun tipo di componente attivo o alimentazione aggiuntiva.
Inoltre, l'errore di uscita di modo comune rimane basso, in quanto il fattore di retroazione di modo comune non viene ridotto, né la transconduttanza dello stadio di ingresso di modo comune.
Inoltre, c'è una trascurabile riduzione del range dinamico di amplificazione, ed un extra-consumo trascurabile sul carico.
Infine, 1'impatto sulla stabilità del circuito di amplificazione differenziale è minimo, e la stabilità di quest'ultimo non compromessa.
Risulta infine chiaro che al trovato qui descritto ed illustrato possono essere apportate modifiche e varianti senza per questo uscire dall'ambito protettivo della presente invenzione, come definito nelle rivendicazioni allegate.

Claims (7)

  1. RIVENDICAZIONI 1. Amplificatore differenziale multistadio (10) per ricevere una tensione differenziale di ingresso (Vin) ad un primo e secondo terminale di ingresso differenziale (la, lb) e pilotare un carico elettrico accoppiato tra un primo (lf) e secondo (le) terminale di uscita differenziale, comprendente: - un circuito di rilevamento di modo comune (70) accoppiato al primo e al secondo terminale di uscita differenziale (lf, le) per rilevare una tensione di modo comune (VCM)e generare una tensione di retroazione di modo comune (VCMFB) per compensare la tensione di modo comune (VCM)rilevata,-- uno stadio di ingresso (11), includente un primo e un secondo transistore di ingresso differenziale (12, 14), accoppiati tra un terminale di alimentazione (16) e un terminale di riferimento (20) e aventi il rispettivo terminale di controllo accoppiato al primo e al secondo terminale di ingresso differenziale (la, lb), fornenti rispettivamente un primo e un secondo segnale di pilotaggio differenziale; un primo nodo di uscita (51) ricevente il primo segnale di pilotaggio differenziale; un secondo nodo di uscita (61) ricevente il secondo segnale di pilotaggio differenziale; un primo carico attivo (22) connesso tra il primo nodo di uscita (51) e il terminale di riferimento (20); un secondo carico attivo (24) connesso tra il secondo nodo di uscita (61) e il terminale di riferimento (20), detti primo e secondo carico attivo avendo un terminale di controllo accoppiato ad un nodo di comando (23) comune polarizzato alla tensione di retroazione di modo comune (VCMFB); - uno stadio di guadagno (26, 36) includente un primo e un secondo ingresso di guadagno (32, 42) accoppiati rispettivamente al primo e al secondo nodo di uscita (51, 61), ed un rispettivo primo e secondo terminale di uscita di guadagno (50, 60) per fornire un rispettivo primo e un secondo segnale differenziale amplificato; ed - uno stadio di uscita includente un primo e un secondo ramo di uscita (46, 56) aventi un rispettivo primo e secondo transistore PMOS (48, 58) operativamente accoppiati rispettivamente al primo e al secondo terminale di uscita di guadagno (50, 60), ed un rispettivo primo e secondo transistore NMOS (49, 59) operativamente accoppiati rispettivamente al primo e al secondo nodo di uscita (51, 61), in cui il primo terminale di uscita differenziale (lf) è disposto sul primo ramo di uscita (46) tra terminali di conduzione elettrica del primo transistore PMOS (48) e del primo transistore NMOS (49), e il secondo terminale di uscita differenziale (le) è disposto sul secondo ramo di uscita (56) tra terminali di conduzione elettrica del secondo transistore PMOS (58) e del secondo transistore NMOS (59), caratterizzato dal fatto di comprendere inoltre: - un primo elemento capacitivo (35) accoppiato tra il nodo di comando (23) e il primo terminale di uscita di guadagno (50), e - un secondo elemento capacitivo (45) accoppiato tra il nodo di comando (23) e il secondo terminale di uscita di guadagno (60).
  2. 2. Amplificatore secondo la rivendicazione 1, in cui il circuito di rilevamento di modo comune (70) comprende: un primo ed un secondo ramo di ingresso includenti rispettivamente un primo e un secondo transistore di ingresso di modo comune (72, 74) definenti un ingresso differenziale per misurare il valore di tensione di modo comune (VCM)sul primo e secondo terminale di uscita differenziale (lf, le); un primo resistore di retroazione di modo comune (6) accoppiato tra il primo terminale di uscita differenziale (lf) e un terminale di controllo del primo transistore di ingresso di modo comune (72); un secondo resistore di retroazione di modo comune (8) accoppiato tra il secondo terminale di uscita differenziale (le) e il terminale di controllo del primo transistore di ingresso di modo comune (72), e in cui detto secondo transistore di ingresso di modo comune (74) ha un rispettivo terminale di controllo polarizzato ad una tensione di riferimento di modo comune (VCM) di valore fisso compreso tra un valore di riferimento di terra presente al terminale di riferimento (20) e un valore di alimentazione presente al terminale di alimentazione (16), detto segnale di retroazione di modo comune (VCMFB) essendo prelevato sul primo ramo di ingresso di modo comune tra il primo transistore di ingresso di modo comune (72) e il terminale di riferimento (20).
  3. 3. Amplificatore secondo la rivendicazione 1 o 2, in cui il primo (35) ed il secondo (45) elemento capacitivo sono condensatori con valore di capacità compreso tra 3 pF e 20 pF.
  4. 4. Amplificatore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui lo stadio di guadagno (26, 36) comprende: - un primo ramo di guadagno includente un transistore NMOS (32) il cui terminale di controllo forma detto primo ingresso di guadagno, ed un secondo ramo di guadagno che forma, insieme con il primo ramo di guadagno, un primo specchio di corrente (28, 29) atto a causare il flusso di una prima corrente elettrica di guadagno (IB2) sul secondo ramo di guadagno, detto primo terminale di uscita di guadagno (50) essendo disposto sul secondo ramo di guadagno; - un terzo ramo di guadagno includente un transistore NMOS (42) il cui terminale di controllo forma detto secondo ingresso di guadagno, ed un quarto ramo di guadagno che forma, insieme con il terzo ed ramo di guadagno, un secondo specchio di corrente (38, 39) atto a causare il flusso di una seconda corrente elettrica di guadagno (IBa) sul quarto ramo di guadagno, detto secondo terminale di uscita di guadagno (60) essendo disposto sul quarto ramo di guadagno.
  5. 5. Amplificatore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui il primo ramo di uscita (46) dello stadio di uscita (le, lf) comprende inoltre un primo condensatore di uscita (52) accoppiato tra il secondo ramo di guadagno ed il primo terminale di uscita (lf) dell'amplificatore differenziale, ed un secondo condensatore di uscita (54) accoppiato tra il primo nodo di uscita (51) ed il primo terminale di uscita (lf) dell'amplificatore differenziale, e in cui il secondo ramo di uscita (56) dello stadio di uscita (le, lf) comprende inoltre un terzo condensatore di uscita (62) accoppiato tra il quarto ramo di guadagno ed il secondo terminale di uscita (le) dell'amplificatore differenziale, ed un quarto condensatore di uscita (64) accoppiato tra il secondo nodo di uscita (61) ed il secondo terminale di uscita (le) dell'amplificatore differenziale.
  6. 6. Dispositivo elettronico (100) comprendente un giroscopio MEMS, un accelerometro MEMS, un sensore di pressione MEMS, avente un circuito di readout includente un amplificatore (1) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 1-5.
  7. 7. Dispositivo elettronico secondo la rivendicazione 6, scelto nel gruppo comprendente: un cellulare, un PDA, un notebook, un lettore audio.
ITUB2015A009451A 2015-12-15 2015-12-15 Amplificatore differenziale con circuito di compensazione di modo comune ITUB20159451A1 (it)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
ITUB2015A009451A ITUB20159451A1 (it) 2015-12-15 2015-12-15 Amplificatore differenziale con circuito di compensazione di modo comune
US15/156,155 US9954501B2 (en) 2015-12-15 2016-05-16 Differential amplifier with common mode compensation circuit

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
ITUB2015A009451A ITUB20159451A1 (it) 2015-12-15 2015-12-15 Amplificatore differenziale con circuito di compensazione di modo comune

Publications (1)

Publication Number Publication Date
ITUB20159451A1 true ITUB20159451A1 (it) 2017-06-15

Family

ID=55447060

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
ITUB2015A009451A ITUB20159451A1 (it) 2015-12-15 2015-12-15 Amplificatore differenziale con circuito di compensazione di modo comune

Country Status (2)

Country Link
US (1) US9954501B2 (it)
IT (1) ITUB20159451A1 (it)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10873304B2 (en) * 2017-09-06 2020-12-22 Samsung Electronics Co., Ltd. Pole-splitting and feedforward capacitors in common mode feedback of fully differential amplifier
US10594278B2 (en) * 2017-09-06 2020-03-17 Samsung Electronics Co., Ltd. Pole-splitting and feedforward capacitors in common mode feedback of fully differential amplifier
IT201800005777A1 (it) 2018-05-28 2019-11-28 Amplificatore differenziale, circuito integrato, sistema, amplificatore da strumentazione e procedimento corrispondenti
WO2022128289A1 (en) * 2020-12-17 2022-06-23 Ams International Ag Differential amplifier arrangement and converter arrangement
TWI798662B (zh) * 2021-03-22 2023-04-11 瑞昱半導體股份有限公司 放大電路

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2916456A1 (en) * 2014-03-05 2015-09-09 MediaTek Singapore Pte Ltd. Fully differential class a/ab amplifier and method thereof

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4667165A (en) * 1986-02-19 1987-05-19 Advanced Micro Devices, Inc. High-speed full differential amplifier with common mode rejection
IT1247657B (it) * 1990-12-21 1994-12-28 Sgs Thomson Microelectronics Amplificatore operazionale cmos di potenza con uscita differenziale.
JP2006222796A (ja) * 2005-02-10 2006-08-24 Nec Electronics Corp 演算増幅回路
US7816988B2 (en) * 2006-02-03 2010-10-19 Honglei Wu Amplifier
US7453319B2 (en) * 2006-02-13 2008-11-18 Texas Instruments Incorporated Multi-path common mode feedback for high speed multi-stage amplifiers

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2916456A1 (en) * 2014-03-05 2015-09-09 MediaTek Singapore Pte Ltd. Fully differential class a/ab amplifier and method thereof

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
BABANEZHAD J N: "A LOW-OUTPUT-IMPEDANCE FULLY DIFFERENTIAL OP AMP WITH LARGE OUTPUT SWING AND CONTINUOUS-TIME COMMON-MODE FEEDBACK", IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, IEEE SERVICE CENTER, PISCATAWAY, NJ, USA, vol. 26, no. 12, 1 December 1991 (1991-12-01), pages 1825 - 1833, XP000272839, ISSN: 0018-9200, DOI: 10.1109/4.104174 *
DELIGOZ I ET AL: "A MEMS-Based Power-Scalable Hearing Aid Analog Front End", IEEE TRANSACTIONS ON BIOMEDICAL CIRCUITS AND SYSTEMS, IEEE, US, vol. 5, no. 3, 25 May 2011 (2011-05-25), pages 201 - 213, XP011386711, ISSN: 1932-4545, DOI: 10.1109/TBCAS.2010.2079329 *

Also Published As

Publication number Publication date
US20170170795A1 (en) 2017-06-15
US9954501B2 (en) 2018-04-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10277180B2 (en) Dual port transimpedance amplifier with separate feedback
JP5715525B2 (ja) ボルテージレギュレータ
ITUB20159451A1 (it) Amplificatore differenziale con circuito di compensazione di modo comune
JP5012412B2 (ja) 増幅装置及びバイアス回路
US20070063686A1 (en) Series regulator and differential amplifier circuit thereof
US9134740B2 (en) Low dropout regulator having differential circuit with X-configuration
TWI521323B (zh) Voltage regulator
TWI494735B (zh) 補償模組及電壓調整器
US20140232465A1 (en) Frequency compensation techniques for low-power and small-area multistage amplifiers
US9225351B2 (en) Current amplifier circuit, integrator, and ad converter
US7633346B2 (en) Transconductance compensating bias circuit and amplifier
WO2015178271A1 (ja) 擬似抵抗回路及び電荷検出回路
ITMI20102437A1 (it) Amplificatore operazionale con soppressione del latching state
JP4773991B2 (ja) ソースフォロア回路及び半導体装置
JP5760947B2 (ja) バイアス回路およびそれを有するアンプ回路
US20220077831A1 (en) Operational amplifier
TWI548964B (zh) 電壓翻轉式零點補償電路
US7633343B2 (en) Fully differential amplifier
US9450549B2 (en) Differential amplification circuit
JP2019022179A (ja) 演算増幅器
JP2014082535A (ja) 演算増幅器
JP7001468B2 (ja) オペアンプ
JP4838760B2 (ja) 演算増幅器
JP4525295B2 (ja) 増幅回路
JP2016086230A (ja) センサ装置