IT201800005777A1 - Amplificatore differenziale, circuito integrato, sistema, amplificatore da strumentazione e procedimento corrispondenti - Google Patents

Description

DESCRIZIONE dell’invenzione industriale dal titolo:

“Amplificatore differenziale, circuito integrato, sistema, amplificatore da strumentazione e procedimento corrispondenti”

TESTO DELLA DESCRIZIONE

Campo tecnico

La descrizione è relativa agli amplificatori differenziali. Una o più forme di attuazione possono essere relative a tecniche per ridurre l’offset DC o offset in continua a un’uscita di tali amplificatori differenziali.

Sfondo tecnologico

Gli amplificatori differenziali sono ben noti nella tecnica, e possono essere usati per es. nei circuiti sensori, nei comparatori, negli integratori, ecc.

Generalmente, gli amplificatori differenziali hanno un primo e un secondo nodo di ingresso, che ricevono un segnale di ingresso differenziale, e un primo e un secondo nodo di uscita, che trasmettono un segnale di uscita differenziale, comprendente il segnale di ingresso differenziale amplificato. Il segnale di uscita differenziale è trasmesso da un terzo nodo di uscita, il segnale di uscita differenziale essendo una differenza tra il segnale trasmesso dal primo nodo di uscita e il segnale trasmesso dal secondo nodo di uscita.

Tradizionalmente, ai nodi di uscita si può trovare un offset DC, vale a dire un segnale di uscita OUT non nullo che si verifica ai nodi di uscita anche se non è applicato alcun segnale di ingresso IN ai nodi di ingresso. Per esempio, l’offset DC può essere dovuto a un offset interno, causato da una dissimmetria e da un disadattamento dei componenti interni dell’amplificatore differenziale. Specificamente, tale offset DC (che può essere rappresentato da una piccola ΔV continua posta ai nodi di ingresso dell’amplificatore anche in assenza del segnale di ingresso) può avere come risultato una tensione di uscita amplificata G*ΔV ai nodi di uscita, dove G è un guadagno DC di anello aperto dell’amplificatore.

Considerando che il guadagno di anello aperto G può avere un valore relativamente elevato, l’offset DC ai nodi di uscita può avere come risultato uno sbilanciamento costante, non trascurabile, che può influire sulle prestazioni della gamma dinamica (“dynamic range”) dell’amplificatore, per esempio il segnale di uscita OUT può essere costantemente saturato, ostacolando così le prestazioni dell’amplificatore.

Per il problema tecnico in questione sono state sviluppate differenti soluzioni, per esempio l’amplificatore differenziale può essere disposto in una retroazione ad anello chiuso, con componenti esterni che connettono il primo e il secondo nodo di uscita rispettivamente al secondo e al primo nodo di ingresso, con varie configurazioni, che funzionano in continua (DC). Tuttavia, in tali configurazioni ad anello chiuso, il guadagno G, un’impedenza di ingresso e un’impedenza di uscita possono essere modificati, e possono dipendere dai valori dei componenti esterni. In particolare, l’impedenza di ingresso può essere abbassata in modo non trascurabile, il che può essere nocivo se si desidera una alta resistenza in ingresso, come nel caso delle applicazioni di strumentazione.

Per esempio, in un integratore analogico comprendente un amplificatore differenziale, in cui ciascun componente esterno comprende un condensatore, l’anello chiuso DC dell’amplificatore differenziale dell’integratore corrisponde all’anello aperto di un amplificatore differenziale che non ha alcun componente esterno. Tuttavia, questo comporta che può essere presente un offset DC, che influisce sulle prestazioni dell’integratore in termini di linearità e di range dinamico così come influisce sull’uscita dell’integratore, che può rimanere impostata alla tensione di alimentazione.

Un altro esempio può comprendere l’impiego di una configurazione come integratore di Miller, in cui ciascun componente esterno comprende una resistenza di alto valore in parallelo a una capacità. In questo caso, il guadagno dell’amplificatore può essere complessivamente ridotto: considerando che il guadagno DC è ridotto, è ridotto anche l’offset DC ai nodi di uscita. Tuttavia, questa soluzione dipende dai valori delle resistenze impiegate e, se questi valori sono inferiori a una certa soglia, l’integratore di Miller può iniziare a funzionare come filtro passa-basso. Può così esistere un compromesso, a seconda dei requisiti dell’amplificatore, e le resistenze impiegate possono essere scelte nell’intorno dei megaohm.

Possono essere impiegate tecniche statiche di cancellazione dell’offset, effettuate tradizionalmente durante la produzione. Un esempio è il trimming, che comprende di calcolare un offset DC dell’amplificatore differenziale quando non è presente alcuna tensione di ingresso ai nodi di ingresso e di fornire due nodi esterni ulteriori nell’amplificatore differenziale, atti a ricevere una tensione differenziale che minimizza l’offset DC dell’amplificatore. Tuttavia, il trimming è effettuato una volta all’inizio della vita dell’amplificatore, e non compensa una deriva (“drift”) dell’offset DC dovuta alla temperatura e al tempo; oltre a ciò, il trimming può introdurre un costo aggiuntivo per l’effettuazione dei test.

Inoltre, possono essere impiegate tecniche dinamiche di cancellazione dell’offset, che hanno una stabilità migliorata a lungo termine, non hanno alcun costo aggiuntivo per l’effettuazione dei test e hanno una riduzione del rumore di 1/f rispetto alle tecniche statiche discusse precedentemente. Tuttavia, queste tecniche hanno come risultato una maggiore complessità circuitale per l’amplificatore differenziale.

Un esempio di cancellazione dinamica dell’offset è l’auto-azzeramento (“auto-zeroing”), che è una tecnica tempo-discreta (cioè, non adatta per applicazioni tempocontinue) comprendente due fasi:

- una fase (di campionamento) di auto-zero, in una prima fase di clock, in cui l’offset è campionato, e

- una fase di segnale, in una seconda fase di clock, in cui l’offset DC è sottratto dal segnale di ingresso amplificato.

Specificamente, può essere usata una tecnica di autoazzeramento dell’immagazzinamento di uscita, in cui un condensatore è disposto nel nodo di uscita dell’amplificatore, per cui:

- in una prima fase di clock, l’amplificatore è disconnesso dal percorso di segnale (grazie a degli switch) e l’offset amplificato è immagazzinato nel condensatore, e - in una seconda fase di clock, il segnale è amplificato dall’amplificatore e l’offset immagazzinato nel condensatore durante la fase precedente è sottratto dal segnale.

Idealmente, l’offset è compensato, tuttavia può essere presente un’iniezione di carica dovuta agli switch così come una dispersione (“leakage”) del condensatore durante la fase di segnale, che può causare un offset residuo. L’offset residuo può essere diviso per il guadagno dell’amplificatore poiché l’offset è riferito all’ingresso dell’amplificatore; d’altra parte, un range di uscita dell’amplificatore è ridotto in funzione dell’offset compensato.

Inoltre, può essere adottata una tecnica di autoazzeramento dell’immagazzinamento di ingresso (o ad anello chiuso), in cui il condensatore è disposto all’ingresso dell’amplificatore, in modo tale che il range di uscita dell’amplificatore non sia diminuito; d’altra parte, in questo caso, l’offset residuo dovuto alla dispersione e alla carica iniettata non è diviso per il guadagno. Sia nel caso dell’immagazzinamento di uscita sia in quello dell’immagazzinamento di ingresso, l’offset residuo può essere ridotto aumentando la dimensione del condensatore e adottando circuiti differenziali. Inoltre, le tecniche di auto-azzeramento possono facilitare una riduzione di un rumore a bassa frequenza, invariante nel tempo, come il rumore 1/f.

Un’altra tecnica di compensazione dinamica comprende il chopping, vale a dire una tecnica di modulazione di frequenza tempo continua atta a filtrare l’offset all’uscita dell’amplificatore. In un amplificatore chopper, il segnale di ingresso è modulato in frequenza in modo tale che il segnale di ingresso e il segnale di offset siano traslate a frequenze differenti. Per ottenere la modulazione, un primo modulatore di frequenza è disposto all’ingresso dell’amplificatore, che funziona sul segnale di ingresso traslando il segnale di ingresso a frequenze più alte, e un secondo modulatore di frequenza è disposto all’uscita dell’amplificatore, che funziona sul segnale di uscita così come sul segnale di offset, demodulando il segnale di ingresso e traslando il segnale di offset a frequenze più alte. A valle del secondo modulatore di frequenza può anche essere impiegato un filtro passa-basso, che filtra il segnale di offset avente una frequenza più alta. I modulatori di frequenza possono comprendere uno switch di polarità, chiamato chopper, pilotato da un’onda quadra.

Grazie al dispositivo chopper, vari problemi a bassa frequenza sono ridotti. Per esempio, per ridurre il rumore 1/f, è desiderata una frequenza di modulazione chopper più alta della frequenza di angolo del rumore 1/f, tuttavia l’offset residuo, dovuto all’iniezione di carica dagli switch chopper, aumenta in funzione dei disadattamenti dei componenti e della frequenza di modulazione del chopper. Inoltre, considerando che questi tipi di amplificatori usano un filtraggio per ridurre i problemi di aliasing e di intermodulazione, gli amplificatori chopper possono essere inadatti per le applicazioni a banda larga.

Un esempio ulteriore di una tecnica dinamica di cancellazione dell’offset è una tecnica ping-pong, che usa due circuiti di auto-zero tempo-discreti, posti in parallelo, che possono produrre un’uscita amplificata continua a banda larga. Specificamente, quando un primo circuito di auto-azzeramento è nella prima fase, un secondo circuito di auto-azzeramento è nella seconda fase e amplifica il segnale, e viceversa.

Questa tecnica può presentare gli stessi vantaggi delle tecniche discusse precedentemente, cioè un’uscita tempo continua e la possibilità di gestire segnali a banda larga (a causa dell’assenza di un filtro passa-basso).

Scopo e sintesi

Uno scopo di una o più forme di attuazione può essere quello di fornire un amplificatore differenziale che può facilitare il superamento degli svantaggi descritti precedentemente. Tali svantaggi possono essere ridotti per mezzo di un amplificatore differenziale avente le caratteristiche esposte nelle rivendicazioni che seguono.

Una o più forme di attuazione possono comprendere un corrispondente circuito integrato IC comprendente l’amplificatore differenziale, un corrispondente sistema (per es., un sistema radar), un corrispondente amplificatore da strumentazione, così come un procedimento per ridurre un offset DC nell’amplificatore differenziale secondo una o più forme di attuazione.

Le rivendicazioni sono parte integrante della descrizione dell’invenzione come qui fornita.

Breve descrizione di varie viste dei disegni

Una o più forme di attuazione saranno ora descritte, a puro titolo di esempio, con riferimento alle figure annesse, nelle quali:

- le Figure 1 e 2 rappresentano un amplificatore differenziale comprendente una retroazione di uscita di modo comune e un circuito di retroazione di modo comune, - le Figure da 3 a 14 rappresentano esempi di caratteristiche di amplificatori differenziali secondo una o più forme di attuazione,

- la Figura 15 rappresenta esempi di comportamenti di guadagno rispetto alla frequenza di amplificatori differenziali secondo una o più forme di attuazione,

- la Figura 16 rappresenta esempi di caratteristiche di un amplificatore differenziale secondo una o più forme di attuazione,

- le Figure 17 e 18 rappresentano esempi non limitativi di comportamenti di guadagno rispetto alla frequenza di amplificatori differenziali secondo una o più forme di attuazione, e

- le Figure da 19 a 22 rappresentano esempi non limitativi di un sistema che impiega un amplificatore differenziale secondo una o più forme di attuazione.

Descrizione dettagliata

Nella descrizione che segue, sono illustrati uno o più dettagli specifici, allo scopo di fornire una comprensione approfondita di esempi di forme di attuazione di questa descrizione. Le forme di attuazione possono essere ottenute senza uno o più dei dettagli specifici o con altri procedimenti, componenti, materiali, ecc. In altri casi, operazioni, materiali o strutture note non sono illustrate o descritte in dettaglio in modo tale che certi aspetti delle forme di attuazione non saranno resi poco chiari.

Un riferimento a “una forma di attuazione” nel quadro della presente descrizione intende indicare che una particolare configurazione, struttura, o caratteristica descritta con riferimento alla forma di attuazione è compresa in almeno una forma di attuazione. Per cui, le frasi come “in una forma di attuazione” che possono essere presenti in uno o più punti della presente descrizione non fanno necessariamente riferimento proprio alla stessa forma di attuazione. Inoltre, particolari conformazioni, strutture o caratteristiche possono essere combinate in un modo adeguato qualsiasi in una o più forme di attuazione.

I riferimenti usati qui sono forniti semplicemente per convenienza e quindi non definiscono l’ambito di protezione o l’ambito delle forme di attuazione.

La Figura 1 è un esempio di un amplificatore differenziale 10’ a due stadi.

In generale, l’amplificatore differenziale 10’ comprende un primo nodo di ingresso I<+ >e un secondo nodo di ingresso I-, configurati per ricevere una prima tensione di ingresso VI<+ >e una seconda tensione di ingresso VI-, le tensioni di ingresso VI<+>, VI<- >formando un segnale di ingresso differenziale IN per l’amplificatore differenziale 10’, cioè:

VIN = VI<+ >- VI-

L’amplificatore differenziale 10’ comprende anche un primo nodo di uscita O<+ >e un secondo nodo di uscita O-, configurati per fornire una prima tensione di uscita VO<+ >e una seconda tensione di uscita VO-, le tensioni di uscita VO<+>, VO<- >formando un segnale di uscita OUT differenziale dell’amplificatore differenziale 10’ fornito a un terzo nodo di tensione di uscita (non visibile nella figura), cioè:

VOUT = VO<+ >- VO-

Inoltre, l’amplificatore differenziale 10’ comprende un nodo di alimentazione positiva e un nodo di alimentazione negativa, configurati per ricevere una prima tensione di alimentazione positiva Vdd, per es. 2,5 V, e una seconda tensione di alimentazione opzionalmente negativa Vss, per es. 0 V.

Nella forma di attuazione considerata, l’amplificatore differenziale 10’ comprende anche un nodo di modo comune CM per ricevere una tensione di modo comune VCM. Specificamente, come sarà descritto in seguito, la tensione di modo comune VCM può essere fornita all’amplificatore differenziale 10’ al fine di impostare un punto di polarizzazione di uscita. Specificamente, l’amplificatore differenziale 10’ può comprendere un circuito di retroazione di modo comune CMF (“Common Mode Feedback”) 14’, rappresentato come esempio nella Figura 2, configurato per ricevere la prima tensione di uscita VO<+ >e la seconda tensione di uscita VO<- >e per generare la tensione di modo comune di uscita VCM fornita al nodo di modo comune CM in funzione del segnale di uscita come sarà descritto in seguito.

Con riferimento a un primo ramo dell’amplificatore differenziale 10’ a due stadi della Figura 1, sono presenti un primo MOSFET M1 e un secondo MOSFET M2, aventi un gate, un source e un drain, in cui:

- il primo MOSFET M1 (a canale n) è connesso al suo gate con il primo nodo di ingresso I<+>, al suo source con un primo generatore di corrente IG1 e al suo drain con un primo nodo intermedio X, e

- il secondo MOSFET M2 (a canale p) è connesso al suo gate con il primo nodo intermedio X, al suo source con il nodo di alimentazione positiva e al suo drain con il primo nodo di uscita O<+ >così come a un secondo generatore di corrente IG2, implementando con ciò sostanzialmente un generatore di corrente variabile,

in cui i generatori di corrente di polarizzazione IG1, IG2, connessi anche alla seconda tensione di alimentazione Vss, sono configurati per contribuire a ottenere una tensione di polarizzazione per il circuito.

Durante il funzionamento, la prima tensione di ingresso VI<+ >al gate del primo MOSFET M1 è amplificata e invertita dal primo MOSFET M1, e una prima tensione intermedia risultante, al gate del secondo MOSFET M2, è amplificata e invertita dal secondo MOSFET M2. Una tensione risultante, comprendente la prima tensione di uscita VO<+>, è fornita al primo nodo di uscita O<+>.

Inoltre, nell’amplificatore differenziale 10’, è presente un terzo MOSFET M3 (a canale p), connesso al suo gate con il nodo di modo comune CM, al suo source con il nodo di alimentazione positiva e al suo drain con il primo nodo intermedio X. Durante il funzionamento, il terzo MOSFET M3 riceve la tensione di modo comune di uscita VCM e fornisce, al primo nodo intermedio X, una sua replica invertita e amplificata. È così presente una retroazione che polarizza la tensione di uscita alla tensione di modo comune di uscita VCM, nella misura in cui la prima tensione intermedia è adattata, prima di essere amplificata, in funzione della tensione di modo comune VCM.

Un secondo ramo dell’amplificatore differenziale 10’ può comprendere componenti speculari rispetto al primo ramo descritto in precedenza. Nel presente esempio, il secondo ramo comprende:

- un quarto MOSFET M4 (a canale n) connesso al suo gate con il secondo nodo di ingresso I-, al suo source con il primo generatore di corrente IG1 e al suo drain con un secondo nodo intermedio Y, e

- un quinto MOSFET M5 (a canale p) connesso al suo gate con il secondo nodo intermedio Y, al suo source con il nodo di alimentazione positiva e al suo drain con il secondo nodo di uscita O<- >così come con un terzo generatore di corrente IG3, che può corrispondere al secondo generatore di corrente IG2, e

- un sesto MOSFET M6 (a canale p) connesso al suo gate con il nodo di modo comune CM, al suo source con il nodo di alimentazione positiva e al suo drain con il secondo nodo intermedio Y.

Il quarto M4, il quinto M5 e il sesto M6 MOSFET del secondo ramo sono configurati per ricevere la seconda tensione di ingresso VI<- >dal secondo nodo di ingresso I<- >e per fornire al secondo nodo di uscita O<- >la seconda tensione di uscita risultante VO<- >in una maniera non dissimile da quanto descritto in precedenza con riferimento al primo ramo.

La Figura 2 rappresenta come esempio una possibile implementazione circuitale per un circuito di Retroazione di Modo Comune CMF 14’, comprendente:

- un settimo MOSFET M7 (a canale n), connesso al suo gate con il primo nodo di uscita O<+>, al suo source con un quarto generatore di corrente IG4 e al suo drain con il nodo di modo comune CM,

- un ottavo MOSFET M8 (a canale p), connesso al suo gate e al suo drain con il nodo di modo comune CM e al suo source con il nodo di alimentazione positiva, e

- un nono MOSFET M9 (a canale n), connesso al suo gate con il secondo nodo di uscita O-, al suo source con un quinto generatore di corrente IG5 e al suo drain con il nodo di modo comune CM.

Inoltre, il circuito di retroazione di modo comune 14’ può comprendere un ramo di riferimento di tensione, comprendente:

- un primo e un secondo MOSFET M11 di riferimento (a canale n), connessi al gate con il nodo di tensione di riferimento REF, al source rispettivamente con il quarto e il quinto generatore di corrente IG4, IG5, e al drain con un terzo nodo intermedio W, e

- un terzo MOSFET M12 di riferimento (a canale p), che ha il gate e il drain connessi al terzo nodo intermedio W e il suo source connesso al nodo di alimentazione positiva.

Durante il funzionamento, la prima tensione di uscita VO<+ >e la seconda tensione di uscita VO<- >sono amplificate e invertite rispettivamente nel settimo e nel nono MOSFET M7, M9. Inoltre, le correnti ai drain del settimo e del nono MOSFET M7, M9, indicative delle tensioni di uscita VO<+ >e VO<- >sono sommate, generando con ciò la tensione di modo comune di uscita VCM fornita al nodo di modo comune CM, la tensione di modo comune VCM.

Come discusso precedentemente, una o più forme di attuazione hanno come scopo di fornire soluzioni migliorate per ridurre l’offset DC di un amplificatore differenziale, l’offset DC essendo presente anche in assenza di un segnale di ingresso ai nodi di ingresso dell’amplificatore differenziale. In particolare, è desiderata una soluzione interna per il problema summenzionato, per es. un circuito di retroazione di offset DC interno. Nell’amplificatore differenziale 10’ della Figura 1, la retroazione della tensione di modo comune di uscita mantiene la componente comune della prima e della seconda tensione di uscita, mentre cancella la componente differenziale che include l’offset DC. Di conseguenza, nel circuito 10’ della Figura 1, non può essere implementata alcuna soluzione interna per l’offset DC differenziale, specialmente se l’amplificatore differenziale 10’ è usato in una configurazione ad anello aperto.

Una o più forme di attuazione possono così essere relative a un amplificatore differenziale con retroazione di offset OFA (“Offset Feedback Amplifier”), che può comprendere circuiti di retroazione negativa di offset DC, configurati per ricevere una prima tensione di uscita dell’amplificatore differenziale e una tensione di uscita negativa dell’amplificatore differenziale e per fornire come uscita un primo segnale e un secondo segnale, indicativi dell’offset DC ai nodi di uscita dell’amplificatore, come descritto meglio in dettaglio in seguito. In particolare, il circuito di retroazione di offset DC secondo l’invenzione può essere indipendente da un primo e da un secondo nodo di ingresso, e possono essere evitati componenti esterni all’amplificatore differenziale per compensare l’offset DC. Di conseguenza, la relativa caratteristica di (molto) alta impedenza dei nodi di ingresso dell’amplificatore può essere mantenuta anche quando è presente una retroazione negativa dell’offset.

Nelle figure seguenti, parti o elementi simili a parti o elementi già discussi con riferimento alla Figura 1 sono indicati con riferimenti simili e una descrizione dettagliata corrispondente non sarà ripetuta per brevità. Inoltre, per semplicità e facilità di comprensione, nella presente descrizione gli amplificatori differenziali secondo una o più forme di attuazione sono esemplificati come comprendere transistori metallo-ossido-semiconduttore a effetto di campo MOSFET (“Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors”) a canale n o a canale p che hanno un terminale di gate, un terminale di source e un terminale di drain. Tuttavia, gli esperti nella tecnica comprenderanno per il resto che possono essere impiegati altri tipi di componenti per la realizzazione degli amplificatori differenziali, come altri tipi di transistori a effetto di campo (“Field Effect Transistor”) o di transistori a giunzione bipolare BJT (“Bipolar Junction Transistor”).

La Figura 3 rappresenta un esempio non limitativo di un amplificatore differenziale 10 secondo una o più forme di attuazione, che può essere simile all’amplificatore differenziale 10’ della Figura 1, tuttavia con il primo nodo di tensione di uscita O<+ >disposto in corrispondenza del nodo (nella Figura 1, il primo nodo intermedio X) che connette il drain del primo MOSFET M1 con il drain del terzo MOSFET M3; e il secondo nodo di tensione di uscita O-disposto in corrispondenza del nodo (nella Figura 1, il secondo nodo intermedio Y) che connette il drain del quarto MOSFET M4 con il drain del sesto MOSFET M6. Vale a dire, una o più forme di attuazione possono essere relative a un amplificatore differenziale 10 che comprende opzionalmente un singolo stadio di amplificazione.

Nel presente esempio non limitativo, è presente un circuito di retroazione FB, in cui il circuito di retroazione è configurato per generare un primo e un secondo segnale di retroazione, che sono applicati rispettivamente ai terminali di gate dei transistori M3 e M6. Così, nella forma di attuazione considerata, le tensioni di gate dei transistori M3 e M6 possono essere controllate indipendentemente in linea di principio.

Di conseguenza, nella forma di attuazione considerata, un offset DC che può essere presente rispettivamente nel primo O<+ >e nel secondo O<- >nodo di uscita, può essere compensato in modo indipendente.

Nella forma di attuazione considerata, il circuito di retroazione FB è così connesso (per es., direttamente) al primo nodo di tensione di uscita O<+ >e a un primo nodo di modo comune CM1, corrispondente al terminale di gate del transistore M3. Inoltre, il circuito di retroazione FB è connesso (per es., direttamente) al secondo nodo di tensione di uscita O<- >e a un secondo nodo di modo comune CM2, corrispondente al terminale di gate del transistore M6.

Come menzionato in precedenza, in linea di principio, il circuito di retroazione FB può controllare in modo indipendente le tensioni nel primo nodo di modo comune CM1 e nel secondo nodo di modo comune CM2. Tuttavia, in varie forme di attuazione, il primo nodo di modo comune CM1 e il secondo nodo di modo comune CM2 sono accoppiati in effetti attraverso un circuito di accoppiamento 12 comprendente uno o più componenti elettrici passivi, selezionati tra condensatori, induttori e/o resistori.

Specificamente, nella forma di attuazione considerata, il primo nodo di modo comune CM1 e il secondo nodo di modo comune CM2 sono connessi attraverso un condensatore 12.

Di conseguenza, quando è generata una componente in alternata o AC nei nodi di uscita O<+ >e O<- >(a causa di un segnale di ingresso in alternata AC applicato al primo I<+ >e al secondo I<- >nodo di ingresso), il condensatore compreso nel circuito di accoppiamento 12 passivo può comportarsi come un cortocircuito. Di conseguenza, con riferimento alle componenti AC, le componenti AC delle tensioni nei nodi CM1 e CM2 corrispondono, rappresentando così una tensione di modo comune VCM. L’amplificatore differenziale 10, in queste circostanze, può comportarsi come l’amplificatore differenziale 10’ della Figura 1. Vale a dire, il segnale di uscita OUT può essere polarizzato in funzione della tensione di modo comune di uscita VCM, che può essere usata come una retroazione.

Per contro, quando è generata una componente DC nei nodi di uscita O<+ >e O<- >(per es., una componente DC differenziale a causa di un offset dell’amplificatore e una componente DC di modo comune, comprendente una polarizzazione di tensione), il condensatore compreso nel circuito di accoppiamento 12 passivo può comportarsi come un circuito aperto. Di conseguenza, con riferimento alle componenti DC delle tensioni ai nodi CM1 e CM2 può essere controllato in modo indipendente. Di conseguenza, il primo segnale di retroazione può essere usato per compensare l’offset DC che può essere presente nella prima tensione di uscita VO<+ >e il secondo segnale di retroazione può essere usato per compensare l’offset DC che può essere presente nella seconda tensione di uscita VO-. Il circuito di retroazione FB dell’amplificatore differenziale 10 può così essere usato per compensare l’offset DC che può essere presente all’uscita dell’amplificatore differenziale 10.

Per il resto, si apprezzerà che il circuito di polarizzazione rappresentato nella Figura 3 è puramente esemplificativo e che esiste la possibilità di fornire amplificatori differenziali 10 aventi differenti tipi di configurazione di polarizzazione.

La Figura 4 rappresenta un esempio non limitativo dell’amplificatore differenziale 10 complementare al circuito differenziale della Figura 3, che può presentare circuiti di polarizzazione differenti. Per esempio, l’amplificatore differenziale 10 della Figura 4 può comprendere la prima sorgente di corrente IG1 disposta tra la prima alimentazione Vdd e il nodo che connette il source del primo MOSFET M1 (per es., a canale p) con il source del quarto MOSFET M4 (per es., a canale p). Inoltre, il terzo MOSFET M3 (per es., a canale n) e il sesto MOSFET M6 (per es., a canale n) possono essere connessi ai loro source con la seconda tensione di alimentazione Vss.

La Figura 5 rappresenta un esempio non limitativo dell’amplificatore differenziale 10 secondo una o più forme di attuazione, che può comprendere due stadi di amplificazione. In particolare, il primo ramo e il secondo ramo dell’amplificatore differenziale 10 della Figura 5 possono corrispondere al primo e al secondo ramo rappresentati come esempio per l’amplificatore differenziale 10’ della Figura 1. Inoltre, il nodo di modo comune CM rappresentato nella Figura 5 può ricevere una tensione di modo comune VCM dal circuito di retroazione di modo comune, come 14’ rappresentato nella Figura 6.

Nelle forme di attuazione considerate, può essere presente un primo circuito di retroazione FB1, connesso (per es., direttamente) tra il primo nodo di tensione di uscita O<+ >e il primo nodo intermedio X, con il primo circuito di retroazione FB1 che genera una prima tensione di compensazione dell’offset in funzione della prima tensione di uscita VO<+ >indicativa dell’offset DC all’uscita dell’amplificatore differenziale 10. Inoltre, può essere presente un secondo circuito di retroazione FB2, connesso (per es., direttamente) tra il secondo nodo di tensione di uscita O<- >e il secondo nodo intermedio Y, con il secondo circuito di retroazione FB2 che genera una seconda tensione di compensazione dell’offset in funzione della seconda tensione di uscita VO<- >indicativa dell’offset DC all’uscita dell’amplificatore differenziale 10. Di conseguenza, per esempio con riferimento al primo ramo, il secondo stadio di amplificazione, cioè il secondo MOSFET M2 può amplificare la prima tensione di ingresso VI<+>, la tensione di modo comune VCM e la prima tensione di compensazione dell’offset. Per contro, il quinto MOSFET M5 può amplificare la seconda tensione di ingresso VI-, la tensione di modo comune VCM e la seconda tensione di compensazione dell’offset.

Una tale soluzione può introdurre tuttavia nell’amplificatore differenziale 10 ulteriori componenti circuitali, per implementare il primo e il secondo circuito di retroazione FB1, FB2 che possono avere come risultato un aumento del costo dell’amplificatore differenziale 10.

La Figura 7 rappresenta un esempio non limitativo dell’amplificatore differenziale 10 secondo una o più forme di attuazione, comprendente di nuovo due stadi di amplificazione. In particolare, il primo ramo e il secondo ramo dell’amplificatore differenziale 10 della Figura 7 possono corrispondere al primo e al secondo ramo rappresentati come esempio per l’amplificatore differenziale 10’ della Figura 1. Di nuovo, possono essere presenti il primo CM1 e il secondo CM2 nodo di modo comune, disposti rispettivamente ai gate del terzo M3 e del sesto M6 MOSFET. Il primo CM1 e il secondo CM2 nodo di modo comune possono essere accoppiati dal circuito di accoppiamento 12 passivo.

In una o più forme di attuazione, il circuito di accoppiamento 12 può comprendere un condensatore; inoltre, il circuito di accoppiamento 12 può essere esterno o interno rispetto all’amplificatore differenziale 10, a seconda di un valore di capacità del condensatore impiegato e, per esempio, per una flessibilità desiderabile a seconda dell’applicazione.

Per esempio, un valore di capacità tra 300 pF e 500 pF può spingere verso una soluzione integrata in cui il circuito di accoppiamento è all’interno dell’amplificatore differenziale 10. Per contro, un valore di capacità uguale o maggiore di 1 μF può spingere verso una soluzione nella quale l’amplificatore differenziale 10 comprende un primo e un secondo pin di connessione, configurati per la connessione a un circuito di accoppiamento 12 esterno.

Per esempio, in caso di una soluzione integrata, una banda di frequenza amplificata dall’amplificatore differenziale 10 può essere ridotta rispetto a una soluzione esterna, che può amplificare segnali AC a frequenze più basse, come discusso meglio in seguito.

Inoltre, in questo caso, può essere usato un circuito di retroazione FB di offset per fornire il primo e il secondo segnale rispettivamente nel primo CM1 e nel secondo CM2 nodo di modo comune, con il primo e il secondo segnale che sono indicativi di:

- una tensione di modo comune VCM per le componenti AC; e

- componenti DC separate, che comprendono una componente DC di modo comune, per es. dovuta alla polarizzazione di tensione, e una componente DC differenziale, per es. dovuta agli offset che possono essere presenti al primo O<+ >e al secondo O<- >nodo di uscita dell’amplificatore differenziale 10.

La Figura 8 rappresenta un esempio non limitativo di una possibile implementazione di una porzione 14 del circuito di retroazione FB, configurato per fornire il primo e il secondo segnale, in cui il circuito di retroazione FB può essere connesso al primo O+ e al secondo O- nodo di uscita, al primo CM1 e al secondo CM2 nodo di modo comune, al primo Vdd e al secondo Vss nodo di alimentazione, così come a un nodo di tensione di riferimento REF, configurato per fornire al circuito di retroazione FB una tensione di polarizzazione di riferimento Vref.

Il circuito di retroazione FB può così comprendere: - il settimo MOSFET M7 (a canale n), connesso al suo gate con il primo nodo di uscita O<+>, al suo source con un quarto generatore di corrente IG4 e al suo drain con il primo nodo di modo comune CM1,

- l’ottavo MOSFET M8 (a canale p), connesso al suo gate e al suo drain con il primo nodo di modo comune CM1 e al suo source con il nodo di alimentazione positiva,

- il nono MOSFET M9 (a canale n), connesso al suo gate con il secondo nodo di uscita O-, al suo source con un quinto generatore di corrente IG5 e al suo drain con il secondo nodo di modo comune CM2, e

- un decimo MOSFET M10 (a canale p), connesso al suo gate e al suo drain con il secondo nodo di modo comune CM2, e al suo source con il nodo di alimentazione positiva.

Inoltre, il circuito di retroazione FB può comprendere un ramo di riferimento di tensione, comprendente:

- il primo e il secondo MOSFET M11 di riferimento (a canale n), connessi al gate con il nodo di tensione di riferimento REF, al source rispettivamente con il quarto e il quinto generatore di corrente IG4, IG5, e al drain con il terzo nodo intermedio W, e

- il terzo MOSFET M12 di riferimento (a canale p), che ha il gate e il drain connessi al terzo nodo intermedio W e il suo source connesso al nodo di alimentazione positiva.

Il circuito di retroazione FB può così essere atto a fornire la tensione di modo comune VCM, che può risultare da una combinazione del primo segnale e del secondo segnale, così come un segnale di retroazione indicativo dell’offset DC, vale a dire il primo segnale e il secondo segnale possono essere indicativi dell’offset differenziale ai nodi di uscita dell’amplificatore differenziale 10. Di conseguenza, il circuito di retroazione FB può funzionare come un circuito di retroazione di modo comune per le componenti AC, così come un circuito di compensazione dell’offset DC separato.

Come rappresentato come esempio nelle Figure 9 e 10, quando il segnale di ingresso IN e il segnale di uscita OUT comprendono segnali AC, se una frequenza del segnale AC è sufficientemente alta, per es. raggiunge una certa soglia di frequenza, il condensatore 12 si comporta come un cortocircuito, il primo CM1 e il secondo CM2 nodo di modo comune sono cortocircuitati, si veda per es. la linea tratteggiata che connette i drain dei transistori M7 e M9, e il primo e il secondo segnale possono combinarsi e avere come risultato la tensione di modo comune VCM. Di conseguenza, il circuito di retroazione 14 può comportarsi secondo il circuito di CMF 14’ rappresentato come esempio nella Figura 2.

Per esempio, con riferimento al primo ramo, al primo nodo intermedio X, sono presenti una replica invertita amplificata della prima tensione di ingresso AC VI<+ >e una replica invertita amplificata della tensione di modo comune VCM. Le due tensioni possono sommarsi (con segno) e, al primo nodo di uscita O<+>, può risultare una prima tensione di uscita VO<+ >amplificata, con la prima tensione di uscita VO<+ >che può evitare una saturazione nella misura in cui è polarizzata alla tensione di modo comune VCM dal circuito di retroazione FB.

Nel caso AC considerato, un primo guadagno di banda centrale G0<+ >del primo ramo della Figura 9 può essere scritto come:

dove rd1, rd2, rd3 rappresentano rispettivamente resistenze nel drain dei MOSFET M1, M2, M3, rd0 rappresenta una resistenza di uscita nel primo nodo di uscita O<+ >e gmi rappresenta la transconduttanza del rispettivo transistore Mi.

Per contro, come rappresentato come esempio nelle Figure 11 e 12, quando il segnale di uscita OUT comprende un offset DC, per es. un offset DC positivo nel primo nodo di uscita O<+ >e/o un offset DC negativo nel secondo nodo di uscita O<- >come rappresentato come esempio da frecce tratteggiate nella Figura 11, il condensatore 12 si comporta come un circuito aperto, e la prima tensione di modo comune VCM1 e la seconda tensione di modo comune VCM2 possono essere disaccoppiate. Come già discusso, un tale offset DC ai nodi di uscita può essere dovuto a una tensione DC differenziale indesiderata che può essere presente anche se non è applicato alcun segnale di ingresso IN ai nodi di ingresso e può essere dovuto per esempio a uno sbilanciamento dei componenti interni dell’amplificatore differenziale 10.

Con riferimento al primo ramo (la generazione della seconda tensione di modo comune VCM2 comprendente la seconda tensione di compensazione dell’offset è analoga), la prima e la seconda tensione di uscita VO<+>, VO<- >al primo e al secondo nodo di uscita O<+ >e O<- >possono essere fornite al circuito di retroazione FB, e nel primo nodo di modo comune CM1 può risultare la prima tensione di modo comune VCM1, la prima tensione di modo comune VCM1 comprendendo una prima tensione di compensazione indicativa dell’offset presente nel primo e nel secondo nodo di uscita O<+>, O-. Lo stesso può applicarsi anche per la seconda tensione di modo comune VCM2, comprendente una seconda tensione di compensazione di nuovo indicativa dell’offset presente nel primo e nel secondo nodo di uscita O<+>, O-, che può essere generata in modo simile nel circuito di retroazione FB in funzione della prima e della seconda tensione di uscita VO<+>, VO-.

Di conseguenza, nel primo nodo intermedio X, una corrente Ifb dal drain del terzo MOSFET M3 e una corrente IM1 dal drain del primo MOSFET M1 possono sommarsi (con segno), e l’offset DC può essere ridotto, nella misura in cui una tensione Vx (quasi) nulla può essere presente nel primo nodo intermedio X, risultante da una somma (con segno) tra la tensione DC negativa VM1 nel drain del primo MOSFET M1 e una replica positiva Vfb della prima tensione di CM VCM1. In altre parole, nel primo nodo intermedio X, la prima tensione di ingresso VI<+ >e la prima tensione di CM VCM1 comprendente la prima tensione di compensazione dell’offset possono essere amplificate e la prima tensione di uscita VO<+ >può essere generata in funzione di una differenza tra la prima tensione di ingresso VI<+ >amplificata e la prima tensione di compensazione dell’offset, che è una somma tra i segnali con la prima tensione di compensazione dell’offset che ha un segno opposto rispetto a un segno della prima tensione di ingresso VI<+ >amplificata. Specificamente:

in cui rx, rd3, rd1 e rd0 rappresentano rispettivamente una resistenza complessiva nel primo nodo intermedio X, una resistenza nel drain del terzo MOSFET M3, una resistenza nel drain del primo MOSFET M1 e una resistenza di uscita nel primo nodo di uscita O<+>, e gmi rappresenta una transconduttanza del rispettivo MOSFET Mi. La prima tensione di uscita VO+ può così essere scritta come:

Un guadagno G+ DC complessivo può essere scritto come:

In particolare, considerando il guadagno G0<+ >del primo ramo, che è un guadagno dell’amplificatore quando non è presente alcuna retroazione di offset DC, il guadagno G<+ >DC può comprendere:

in cui un fattore K può comprendere un valore minore del valore unitario nella misura in cui le transconduttanze gmi e le resistenze rdi hanno valori positivi. Di conseguenza, il guadagno G<+ >DC differenziale complessivo può corrispondere al guadagno G0+ dell’amplificatore differenziale quando non è presente alcuna compensazione dell’offset DC ridotto per il fattore K quando è presente una compensazione dell’offset DC, secondo una o più forme di attuazione. Per esempio, se gmi = 1 mS e rdi = 10 kΩ, K può essere circa 0,04, che può avere come risultato un’attenuazione dell’offset DC di circa 28 dB rispetto a un amplificatore non compensato, come l’amplificatore differenziale 10’ della Figura 1.

Il fatto di fornire un componente elettrico passivo, come un condensatore, può avere come risultato uno o più vantaggi, per esempio:

- l’amplificatore differenziale può avere un comportamento diviso quando è applicato un offset DC (per es., il condensatore si comporta come un circuito aperto) e quando è applicato un segnale di ingresso AC (per es., il condensatore si comporta come un cortocircuito),

- l’offset DC può essere ridotto mantenendo nel contempo il guadagno differenziale per i segnali AC, e

- un funzionamento normale del circuito di retroazione FB può essere mantenuto in parallelo alla retroazione dell’offset DC, con un valore accettabile per il rapporto di reiezione di modo comune CMRR (“Common Mode Rejection Ratio”).

In una o più forme di attuazione, la presenza di una retroazione di offset DC può condurre a guadagno differenziale ridotto per segnali che hanno basse frequenze. Tuttavia, esiste la possibilità di impiegare un condensatore avente un alto valore di capacità, per es. uguale o maggiore di circa 10 μF, che può avere come risultato un guadagno differenziale che è ridotto soltanto a frequenze molto basse.

In una o più forme di attuazione, come rappresentato nella Figura 13, il circuito di accoppiamento 12 passivo (per es., integrato) può comprendere un resistore. Se è impiegata la resistenza, può risultare una via di mezzo tra un cortocircuito e un circuito aperto tra il primo e il secondo nodo di modo comune CM1 e CM2. Di conseguenza, si implementa un compromesso tra una compensazione di un offset DC e un mantenimento del guadagno differenziale.

Nella forma di attuazione considerata, l’offset DC può così essere ridotto. In particolare, il fatto di aumentare un valore di resistenza del resistore può avere come risultato una diminuzione dell’offset DC rimanente, così come una diminuzione di un guadagno differenziale (AC e DC) dell’amplificatore 10. Un vantaggio di un tale circuito di accoppiamento 12 passivo comprendente il resistore può comprendere di avere un guadagno differenziale costante su una grande gamma di frequenze, per es. dalla DC fino ad alte frequenze della banda dell’amplificatore, come descritto meglio in seguito con riferimento alla Figura 15.

Una tale soluzione può essere vantaggiosa per un certo numero di applicazioni differenti, e un piccolo valore di resistenza, per es. di circa 50 Ω, può soddisfare un compromesso tra il guadagno e una riduzione dell’offset.

In una o più forme di attuazione, se si sceglie un piccolo valore di resistenza per il resistore del circuito di accoppiamento passivo, il circuito di retroazione FB può essere implementato come rappresentato come esempio nella Figura 14, in cui la tensione di riferimento VREF fornita ai gate dei transistori M11 può essere disaccoppiata e possono essere fornite una prima e una seconda tensione di riferimento VR1 e VR2. Di conseguenza, può essere fattibile effettuare una calibrazione dell’offset agendo per es. sulle tensioni di riferimento VR1 e VR2 e/o sulla quarta e sulla quinta sorgente di corrente IG4, IG5 connesse ai source dei transistori M7, M9 e M11: uno sbilanciamento delle tensioni di riferimento e/o delle sorgenti di corrente IG4, IG5 può facilitare una forzatura di un offset complementare rispetto all’offset ai nodi di uscita O<+>, O-. Un tale meccanismo di compensazione dell’offset può essere usato quando è impiegato il circuito di accoppiamento 12 passivo comprendente il resistore, nella misura in cui un piccolo valore di resistenza facilita un aumento del guadagno dell’amplificatore, mantenendo anche nel contempo un offset residuo non trascurabile: in effetti, l’offset DC residuo può essere mitigato attraverso il meccanismo di calibrazione dell’offset rappresentato come esempio. Tuttavia, uno sbilanciamento relativamente alto delle tensioni di riferimento VR1 e VR2 delle correnti di polarizzazione nel circuito di retroazione 14 può causare una riduzione nel range dinamico, e la tecnica di calibrazione rappresentata come esempio può essere accettabile soltanto per un intervallo limitato di correzione dell’offset, per es. circa /-200 mV.

La Figura 15 rappresenta un esempio non limitativo di una risposta in frequenza del guadagno differenziale di diversi amplificatori differenziali, per es. un guadagno G10’ dell’amplificatore differenziale 10’ della Figura 1, che non presenta una compensazione dell’offset, un guadagno GC dell’amplificatore differenziale 10 che comprende un circuito di accoppiamento 12 passivo avente un condensatore (per es., avente un valore di circa 10 μF), e un guadagno GR dell’amplificatore differenziale 10 comprendente un circuito di accoppiamento 12 passivo avente un resistore. Come già discusso, il guadagno differenziale GC dell’amplificatore differenziale 10 comprendente il condensatore, alle basse frequenze, è minore del guadagno differenziale G10’ dell’amplificatore differenziale 10’. Tuttavia, il guadagno differenziale GC può aumentare e, a frequenze operative relativamente medio-alte, i guadagni differenziali GC e G10’ possono coincidere.

Per contro, nel caso in cui sia impiegato l’amplificatore differenziale che ha un resistore, il guadagno differenziale GR può rimanere costante per frequenze basso-medie, che ha un valore minore degli amplificatori differenziali 10’ e 10 discussi. Soltanto a frequenze molto basse, il guadagno GC dell’amplificatore differenziale 10 con il condensatore può essere minore del guadagno differenziale GR dell’amplificatore differenziale 10 con il resistore.

In varie forme di attuazione, come rappresentato nella Figura 16, esiste la possibilità di comprendere un circuito di accoppiamento 12 passivo comprendente un condensatore (per es., di circa 10 μF) e un resistore, disposti in parallelo.

Con riferimento alla Figura 17, se la capacità è disposta in parallelo alla resistenza, il guadagno differenziale GCR dell’amplificatore differenziale 10 può essere migliorato, in modo tale che:

- per i segnali AC, quando il condensatore si comporta come un cortocircuito, il guadagno GCR può coincidere con il guadagno GC dell’amplificatore differenziale 10 comprendente solamente il condensatore (cioè, il guadagno G10’ dell’amplificatore differenziale 10’), e

- per le componenti (di offset) DC e i segnali a bassa frequenza, il guadagno GCR può coincidere con il guadagno GR dell’amplificatore differenziale 10 comprendente il resistore.

Ancora per esempio, la Figura 18 rappresenta una risposta in frequenza del guadagno dell’amplificatore differenziale 10 quando è impiegato un condensatore avente un valore di 300 pF.

Una o più forme di attuazione possono così presentare uno o più dei seguenti vantaggi:

- è possibile un meccanismo interno di compensazione dell’offset DC, che può consentire un uso ad anello aperto dell’amplificatore differenziale,

- non si verifica alcuna degradazione dell’impedenza di ingresso,

- nel caso in cui sia impiegato un condensatore, il guadagno differenziale può essere alto per i segnali AC, riducendo anche nel contempo l’offset DC,

- nel caso in cui sia impiegato un resistore, può essere ottenuto un guadagno costante piatto dalle frequenze DC a una frequenza della banda di angolo superiore dell’amplificatore differenziale, riducendo anche nel contempo l’offset DC,

- può essere fattibile una calibrazione dell’offset, per es. se è impiegata la resistenza,

- la compensazione dell’offset può essere continua nel tempo e può evitare di ridurre una frequenza massima ammessa dell’amplificatore,

- possono essere usati circuiti già presenti (per es., un circuito di retroazione di modo comune CMF) per implementare la soluzione,

- la compensazione dell’offset può adattarsi, per es. la compensazione dell’offset DC può tenere conto delle derive nel tempo o della temperatura,

- può essere possibile una soluzione a banda larga, - può non verificarsi alcuna iniezione di carica a causa per es. del fatto che gli switch cambiano stato,

- una bassa complessità e basso costo possono essere necessari per realizzare un amplificatore differenziale secondo una o più forme di attuazione.

In una o più forme di attuazione, l’amplificatore differenziale 10 può essere compreso in un circuito integrato che può comprendere un primo e un secondo pad di uscita di segnale, un primo e un secondo pad di ingresso di segnale e pad di alimentazione positiva e negativa. In particolare, in una o più forme di attuazione, il circuito di accoppiamento passivo può essere interno rispetto all’amplificatore differenziale 10.

Per contro, esiste la possibilità di fornire anche un primo e un secondo pad di accoppiamento, che possono essere connessi a un circuito di accoppiamento passivo esterno, per es. un condensatore e/o un resistore.

Di conseguenza, l’amplificatore differenziale può adattarsi all’uso previsto, per es. nel caso in cui può essere desiderato un guadagno costante, ai pad di accoppiamento può essere connesso un resistore, mentre quando può essere desiderabile un buon compromesso tra la compensazione dell’offset DC e il guadagno AC, ai pad di accoppiamento può essere connesso un condensatore, ecc.

L’amplificatore differenziale 10 può essere impiegato in differenti applicazioni quando può essere utile una riduzione dell’offset embedded, per es. nel caso in cui l’amplificatore sia usato in una configurazione ad anello aperto DC, come in sensori, comparatori e integratori.

Per esempio, come integratore, l’amplificatore differenziale 10 può essere usato per una funzione di correlazione in una sezione di ricevitore 100 di un sistema radar RS, come rappresentato nelle Figure 19 e 20.

Generalmente, il sistema radar RS rappresentato nella Figura 20 può comprendere:

- una o più antenne di trasmissione e di ricezione A, - una sezione di ricevitore 100,

- un convertitore analogico/digitale ADC 102,

- un microcontrollore 104,

- un modulatore/codificatore 106,

- una sorgente di segnale portante 108, che fornisce un segnale di riferimento per i segnali di ricezione di trasmissione, e

- una sezione di trasmettitore 110.

Per esempio, la sezione di ricevitore 100 può comprendere:

- un amplificatore a basso rumore LNA 112, che riceve un segnale di ricezione da un’antenna,

- un mixer di frequenza 114, che miscela il segnale ricevuto con un segnale portante fornito nella sorgente di segnale portante 108,

- un amplificatore a guadagno variabile 116, che amplifica il segnale miscelato, e

- l’amplificatore differenziale 10, come un integratore, che è con il primo e il secondo nodo di uscita connessi, attraverso condensatori C, rispettivamente al secondo e al primo nodo di ingresso.

Inoltre, l’amplificatore differenziale 10 secondo una o più forme di attuazione può essere impiegato come un amplificatore da strumentazione (IA, “Instrumentation Amplifier”) 200, come rappresentato nella Figura 22. Amplificatori noti, come un amplificatore da strumentazione 200’ rappresentato nella Figura 21, possono comprendere uno stadio di ingresso e uno stadio di uscita.

Lo stadio di ingresso comprende tradizionalmente due amplificatori operazionali differenti, che bufferizzano la tensione di ingresso: un segnale differenziale può essere amplificato, mentre le componenti di modo comune dei segnali possono presentare un guadagno unitario. Nello stadio di uscita, gli amplificatori operazionali effettuano una conversione da differenziale a singolo, in cui la tensione di modo comune è reiettata nella misura in cui la configurazione degli amplificatori differenziali può agire come un sottrattore, mentre il segnale differenziale può presentare un guadagno unitario (o può essere ulteriormente amplificato).

Tuttavia, l’offset DC, essendo un segnale differenziale, può influire sull’IA, e alti guadagni differenziali possono non essere pratici. L’offset DC può avere due componenti, rispetto alla sezione di ingresso a quella di uscita: all’aumentare del guadagno, l’offset dello stadio di ingresso può diventare una sorgente dominante dell’errore di offset. Di conseguenza, l’offset può essere compensato usando una delle tecniche già discusse.

Lo stadio di ingresso può comprendere:

- un ingresso differenziale, avente due terminali di ingresso I1, I2 bilanciati e con alte impedenze, i terminali di ingresso I1, I2 fornendo una prima tensione di ingresso e una seconda tensione di ingresso,

- una pluralità di resistori R, e

- un primo e un secondo amplificatore differenziale 10’, che generano rispettivamente una prima tensione di uscita differenziale e una seconda tensione di uscita differenziale.

In particolare, il primo amplificatore 10’ può ricevere, a un ingresso non invertente, la prima tensione di ingresso e, a un ingresso invertente, un segnale indicativo di una somma tra la prima tensione di uscita differenziale e la seconda tensione di uscita differenziale. Inoltre, il secondo amplificatore 10’ può ricevere, a un ingresso non invertente, la seconda tensione di ingresso e, a un ingresso invertente, un ulteriore segnale indicativo della somma tra la prima tensione di uscita differenziale e la seconda tensione di uscita differenziale. Di conseguenza, usando due amplificatori differenziali 10’, esiste la possibilità di influire su un offset DC che può essere presente alle uscite del primo e del secondo amplificatore differenziale 10’.

Inoltre, lo stadio di uscita dell’amplificatore da strumentazione 200’ può comprendere:

- una uscita single-ended (O) con un’impedenza molto bassa,

- un nodo di riferimento REF, connesso alla massa, - un amplificatore operazionale come 10’ nella Figura 1, e

- una pluralità di resistori R.

In una o più forme di attuazione, l’amplificatore differenziale 10 può essere usato in un amplificatore da strumentazione 200 rappresentato come esempio nella Figura 22, in cui lo stadio di uscita può corrispondere sostanzialmente allo stadio di uscita tradizionale dell’amplificatore da strumentazione 200’, e lo stadio di ingresso può comprendere il (per es., consistere del) amplificatore differenziale 10. Per esempio, l’amplificatore differenziale 10 può ricevere, a un ingresso non invertente, la prima tensione di ingresso e, a un ingresso invertente, la seconda tensione di ingresso. Inoltre, l’amplificatore differenziale 10 può essere configurato per amplificare una differenza tra la prima tensione di ingresso e la seconda tensione di ingresso, applicate ai terminali di ingresso e per reiettare un segnale di modo comune (alto rapporto di reiezione di modo comune CMRR).

In amplificatori operazionali standard, le caratteristiche di impedenza di ingresso e di uscita possono essere influenzate, così come il rapporto di reiezione di modo comune CMRR nella misura in cui può essere richiesta una retroazione esterna (per es., all’amplificatore 10’) con componenti esterni.

Per contro, come rappresentato come esempio nella Figura 22, l’amplificatore 10 usato nell’IA 200 può essere usato direttamente in un anello aperto, senza alcun ulteriore componente esterno: in questo modo, lo stadio di ingresso di un amplificatore da strumentazione 200 può essere modificato. L’IA 200 può avere uno o più vantaggi, per es. l’IA 200 può essere in grado di estrarre un piccolo segnale analogico differenziale da trasduttori o da altre sorgenti di segnali molto piccoli; inoltre, esiste la possibilità di ridurre il numero di componenti impiegati nel circuito, e di effettuare una riduzione migliorata dell’host rispetto ad amplificatori da strumentazione tradizionali.

Per contro, in un amplificatore da strumentazione 200 comprendente l’amplificatore differenziale 10 secondo una o più forme di attuazione, i due amplificatori operazionali standard possono essere sostituiti, e la caratteristica dell’IA 200 può essere mantenuta con una ulteriore compensazione integrata dell’offset, per es. nel caso di uno stadio di uscita con guadagno differenziale unitario.

Per esempio, l’amplificatore differenziale 10 comprendente il condensatore può essere impiegato quando l’IA 200 può rilevare e amplificare un segnale differenziale AC.

Per esempio, può essere considerato anche l’amplificatore differenziale 10 comprendente il resistore, che può essere impiegato se il segnale differenziale DC deve essere amplificato. Per esempio, può essere adottato un resistore esterno - o programmabile interno - per ottenere un guadagno regolabile.

Fermi restando i principi di fondo, i dettagli e le forme di attuazione possono variare, anche in modo apprezzabile, rispetto a quanto è stato descritto, puramente a titolo di esempio, senza uscire dall’ambito di protezione.

L’ambito di protezione è definito dalle rivendicazioni annesse.

Claims (14)

1. RIVENDICAZIONI 1. Amplificatore differenziale (10), comprendente: - un primo (I<+>) e un secondo (I-) nodo di ingresso configurati per ricevere rispettivamente una prima e una seconda tensione di ingresso; - un primo (O<+>) e un secondo (O-) nodo di uscita configurati per ricevere rispettivamente una prima e una seconda tensione di uscita; - un primo (Vdd) e un secondo (Vss) nodo di alimentazione configurati per ricevere rispettivamente una prima e una seconda tensione di alimentazione; - un primo (CM1) e un secondo (CM2) nodo di compensazione dell’offset configurati per ricevere rispettivamente una prima e una seconda tensione di compensazione dell’offset; - un primo stadio amplificatore (M1, M2, M3; M1, M3) configurato per generare detta prima tensione di uscita in funzione di detta prima tensione di ingresso e di detta prima tensione di compensazione dell’offset; - un secondo stadio amplificatore (M4, M5, M6; M4, M6) configurato per generare detta seconda tensione di uscita in funzione di detta seconda tensione di ingresso e di detta seconda tensione di compensazione dell’offset; - un circuito di retroazione (FB) configurato per generare detta prima tensione di compensazione dell’offset e detta seconda tensione di compensazione dell’offset in funzione di detta prima e detta seconda tensione di uscita, in cui detto circuito di retroazione comprende: a) un circuito di accoppiamento (12) connesso tra il primo (CM1) e il secondo (CM2) nodo di compensazione dell’offset, o b) un primo e un secondo terminale connessi rispettivamente a detto primo (CM1) e a detto secondo (CM2) nodo di compensazione dell’offset, in cui detto primo e detto secondo terminale sono disposti ad essere connessi a un circuito di accoppiamento (12) esterno a detto amplificatore differenziale (10); in cui detto circuito di accoppiamento (12) comprende uno o più componenti elettrici passivi.
2. 2. Amplificatore differenziale (10) secondo la Rivendicazione 1, in cui: - detto primo stadio amplificatore (M1, M2, M3; M1, M3) è configurato per amplificare detta prima tensione di ingresso, per amplificare detta prima tensione di compensazione dell’offset e per generare detta prima tensione di uscita in funzione di una differenza tra detta prima tensione di ingresso amplificata e detta prima tensione di compensazione dell’offset amplificata; e - detto secondo stadio amplificatore (M4, M5, M6; M4, M6) è configurato per amplificare detta seconda tensione di ingresso, per amplificare detta seconda tensione di compensazione dell’offset e per generare detta seconda tensione di uscita in funzione di una differenza tra detta seconda tensione di ingresso amplificata e detta seconda tensione di compensazione dell’offset amplificata.
3. 3. Amplificatore differenziale (10) secondo la Rivendicazione 1 o la Rivendicazione 2, in cui: - detto primo stadio amplificatore (M1, M2, M3; M1, M3) comprende un primo (M1) e un secondo (M3) transistore, ciascuno di detto primo (M1) e detto secondo (M3) transistore comprendendo due terminali che definiscono un percorso di corrente e un terminale di controllo, in cui i percorsi di corrente di detto primo (M1) e detto secondo (M3) transistore e una sorgente di corrente di polarizzazione (IG1) sono connessi in serie tra detto primo (Vdd) e detto secondo (Vss) nodo di alimentazione, in cui il terminale di controllo di detto primo transistore (M1) è connesso a detto primo nodo di ingresso (I<+>), il terminale di controllo di detto secondo transistore (M3) è connesso a detto primo nodo di compensazione dell’offset (CM1), e la prima tensione di uscita è determinata in funzione della tensione ad un punto intermedio (X) tra detto primo (M1) e detto secondo (M3) transistore; e - detto secondo stadio amplificatore (M4, M5, M6; M4, M6) comprende un terzo (M4) e un quarto (M6) transistore, ciascuno di detto terzo (M4) e detto quarto (M6) transistore comprendendo due terminali che definiscono un percorso di corrente e un terminale di controllo, in cui i percorsi di corrente di detto terzo (M4) e detto quarto (M6) transistore e una sorgente di corrente di polarizzazione (IG1) sono connessi in serie tra detto primo (Vdd) e detto secondo (Vss) nodo di alimentazione, in cui il terminale di controllo di detto terzo transistore (M4) è connesso a detto secondo nodo di ingresso (I-), il terminale di controllo di detto quarto transistore (M6) è connesso a detto secondo nodo di compensazione dell’offset (CM2), e la seconda tensione di uscita è determinata in funzione della tensione ad un punto intermedio (Y) tra detto terzo (M4) e detto quarto (M6) transistore.
4. 4. Amplificatore differenziale (10) secondo la Rivendicazione 3, comprendente: - un ulteriore primo stadio amplificatore (M2) connesso tra detto primo nodo di uscita (O<+>) e il punto intermedio (X) tra detto primo (M1) e detto secondo (M3) transistore; e - un ulteriore secondo stadio amplificatore (M5) connesso tra detto secondo nodo di uscita (O-) e il punto intermedio (Y) tra detto terzo (M4) e detto quarto (M6) transistore.
5. 5. Amplificatore differenziale (10) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui detto circuito di accoppiamento (12) comprende un condensatore connesso tra detto primo (CM1) e detto secondo (CM2) nodo di compensazione dell’offset.
6. 6. Amplificatore differenziale (10) secondo la Rivendicazione 5, in cui detta prima tensione di compensazione dell’offset comprende una prima componente e una seconda componente, e detta seconda tensione di compensazione dell’offset comprende una prima componente e una seconda componente, in cui detto circuito di retroazione (FB) è configurato per: - generare la prima componente di detta prima tensione di compensazione dell’offset e la prima componente di detta seconda tensione di compensazione dell’offset come una componente di modo comune in funzione di detta prima e di detta seconda tensione di uscita, per cui la prima componente di detta prima tensione di compensazione dell’offset e la prima componente di detta seconda tensione di compensazione dell’offset corrispondono; - generare la seconda componente di detta prima tensione di compensazione dell’offset in funzione della componente continua di detta prima tensione di uscita; e - generare la seconda componente di detta seconda tensione di compensazione dell’offset in funzione della componente continua di detta seconda tensione di uscita, in cui la seconda componente di detta seconda tensione di compensazione dell’offset è indipendente dalla seconda componente di detta prima tensione di compensazione dell’offset, per cui la seconda componente di detta prima tensione di compensazione dell’offset e la seconda componente di detta seconda tensione di compensazione dell’offset rappresentano una componente differenziale.
7. 7. Amplificatore differenziale (10) secondo una qualsiasi delle Rivendicazioni 1 a 5 precedenti, in cui detto circuito di accoppiamento (12) comprende un resistore connesso tra detto primo (CM1) e detto secondo (CM2) nodo di compensazione dell’offset.
8. 8. Amplificatore differenziale (10) secondo la Rivendicazione 7, in cui detto circuito di accoppiamento (12) comprende un resistore in parallelo con un condensatore, il resistore e il condensatore connessi tra detto primo (CM1) e detto secondo (CM2) nodo di compensazione dell’offset.
9. 9. Amplificatore differenziale (10) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui il circuito di retroazione (FB) comprende un quinto (M7), un sesto (M8), un settimo (M9) e un ottavo (M10) transistore, ciascun transistore comprendendo due terminali che definiscono un percorso di corrente e un terminale di controllo, in cui: - i percorsi di corrente di detto quinto (M7) e detto sesto (M8) transistore e una sorgente di corrente di polarizzazione (IG4) sono connessi in serie tra detti nodi positivo e negativo, con il primo nodo di compensazione dell’offset (CM1) tra i percorsi di corrente del detto quinto (M7) e detto sesto (M8) transistore, - il terminale di controllo di detto quinto transistore (M7) è connesso a detto primo nodo di uscita (O<+>), - il terminale di controllo di detto sesto transistore (M8) è connesso a detto primo nodo di compensazione dell’offset (CM1), - i percorsi di corrente di detto settimo (M9) e di detto ottavo (M10) transistore e una sorgente di corrente di polarizzazione (IG5) sono connessi in serie tra detti nodi positivo e negativo, con il secondo nodo di compensazione dell’offset (CM2) tra i percorsi di corrente di detto settimo (M9) e detto ottavo (M10) transistore, - il terminale di controllo di detto settimo transistore (M9) è connesso a detto secondo nodo di uscita (O-), e - il terminale di controllo di detto ottavo transistore (M10) è connesso a detto secondo nodo di compensazione dell’offset (CM2).
10. 10. Amplificatore differenziale (10) secondo la Rivendicazione 9, in cui detto circuito di retroazione (FB) comprende un circuito di calibrazione dell’offset, configurato per generare detta prima e detta seconda tensione di compensazione dell’offset in funzione della prima e della seconda tensione di uscita, di una prima (VR1) e di una seconda (VR2) tensione di riferimento e/o delle sorgenti di corrente di polarizzazione di detto circuito di retroazione (IG4, IG5).
11. 11. Circuito integrato, comprendente un amplificatore differenziale (10) secondo una qualsiasi delle Rivendicazioni 1 a 10, in cui detto circuito integrato comprende: - detto circuito di accoppiamento (12), o - detto primo e detto secondo terminale per la connessione a un circuito di accoppiamento (12) esterno al circuito integrato.
12. 12. Sistema, come un sensore, un integratore e/o un modulo di ricezione (100) di un sistema radar (RS), comprendente un amplificatore differenziale (10) secondo una qualsiasi delle Rivendicazioni 1 a 10.
13. 13. Amplificatore da strumentazione (200) comprendente un primo terminale di ingresso (I1), un secondo terminale di ingresso (I2) e un terminale di uscita (O), l’amplificatore da strumentazione (200) comprendendo uno stadio di ingresso avente un amplificatore differenziale (10) secondo una qualsiasi delle Rivendicazioni 1 a 10, in cui detto primo terminale di ingresso (I1) è connesso a detto primo nodo (I<+>) di detto amplificatore differenziale (10) e detto secondo terminale di ingresso (I2) è connesso a detto secondo nodo (I-) di detto amplificatore differenziale (10), per cui detto amplificatore differenziale (10) rappresenta lo stadio amplificatore di ingresso di detto amplificatore da strumentazione (200), e in cui detto primo (O<+>) e detto secondo (O-) nodo di uscita di detto amplificatore differenziale (10) sono accoppiati a detto terminale di uscita (O) attraverso uno o più ulteriori stadi amplificatori di uscita (10’).
14. 14. Procedimento per ridurre un offset DC in un amplificatore differenziale (10) secondo una qualsiasi delle Rivendicazioni 1 a 10 precedenti, comprendente: - connettere un circuito di accoppiamento (12) tra detto primo (CM1) e detto secondo (CM2) nodo di compensazione dell’offset, detto circuito di accoppiamento (12) comprendendo uno o più componenti elettrici passivi; e - generare detta prima tensione di compensazione dell’offset e detta seconda tensione di compensazione dell’offset in funzione di detta prima e detta seconda tensione di uscita.