FR3102620A1

FR3102620A1 - Convertisseur de tension

Info

Publication number: FR3102620A1
Application number: FR1911933A
Authority: FR
Inventors: Helene Esch; Mathilde Sie; David Chesneau; Eric Feltrin
Original assignee: STMicroelectronics Grenoble 2 SAS
Current assignee: STMicroelectronics Grenoble 2 SAS
Priority date: 2019-10-24
Filing date: 2019-10-24
Publication date: 2021-04-30
Anticipated expiration: 2039-10-24
Also published as: CN112713773A; FR3102620B1; CN214674896U; US20210126535A1; US11750095B2

Abstract

Convertisseur de tension La présente description concerne un convertisseur (1) de tension comprenant :un premier transistor MOS (9) connecté entre un premier rail (3) configuré pour recevoir un potentiel d'alimentation (Vbat) et un premier noeud (11) ; et une inductance (15) connectée entre le premier noeud (11) et un deuxième noeud (2) configuré pour fournir un potentiel de sortie (Vout), dans lequel, à chaque cycle de fonctionnement du convertisseur, le premier transistor MOS est maintenu à l'état passant pendant une première durée (Ton) proportionnelle à l'inverse d'une différence entre le potentiel d'alimentation et le potentiel de sortie. Figure pour l'abrégé : Fig. 1

Description

Convertisseur de tension

La présente description concerne de façon générale les circuits électroniques. Elle concerne plus particulièrement les convertisseurs de tension DC/DC, de type alimentation à découpage, qui convertissent une tension continue (DC) d'alimentation en une tension continue (DC) de sortie, notamment les convertisseurs de tension DC/DC de type abaisseur dans lesquels la tension continue de sortie a une valeur plus faible que celle de la tension continue d'alimentation.

Dans un convertisseur à découpage, une tension d'alimentation du convertisseur est découpée (ou hachée) en commutant des interrupteurs de manière à mettre en oeuvre des phases d'accumulation d'énergie dans un élément inductif et des phases de restitution, à une charge connectée en sortie du convertisseur, de l'énergie accumulée dans cet élément inductif.

Dans un convertisseur à découpage de type PFM, c'est-à-dire à modulation de fréquence d'impulsion ("Pulse Frequency Modulation"), chaque cycle de fonctionnement du convertisseur comprend une phase d'accumulation d'énergie dans l'élément inductif suivie d'une phase de restitution d'énergie à la charge connectée au convertisseur. Pendant la phase d'accumulation d'énergie, le courant traversant l'élément inductif augmente. Pendant la phase de restitution d'énergie, le courant traversant l'élément inductif diminue. Pour chaque cycle de fonctionnement le courant traversant l'élément inductif est nul au début de la phase d'accumulation d'énergie et à la fin de la phase de restitution d'énergie.

Les convertisseurs à découpage de type PFM connus présentent divers inconvénients.

Il existe un besoin de pallier tout ou partie des inconvénients des convertisseurs à découpage connus, en particulier de type PFM.

Un mode de réalisation pallie tout ou partie des inconvénients des convertisseurs à découpage connus, en particulier de type PFM.

Un mode de réalisation prévoit un convertisseur de tension comprenant :
un premier transistor MOS connecté entre un premier rail configuré pour recevoir un potentiel d'alimentation et un premier noeud ; et
une inductance connectée entre le premier noeud et un deuxième noeud configuré pour fournir un potentiel de sortie, dans lequel, à chaque cycle de fonctionnement du convertisseur, le premier transistor MOS est maintenu à l'état passant pendant une première durée proportionnelle à l'inverse d'une différence entre le potentiel d'alimentation et le potentiel de sortie.

Selon un mode de réalisation, le convertisseur comprend en outre un deuxième transistor MOS connecté entre le premier noeud et un deuxième rail configuré pour recevoir un potentiel de référence.

Selon un mode de réalisation, le convertisseur comprend en outre un circuit de commande configuré pour commander, à chaque cycle de fonctionnement, successivement :
une mise à l'état passant du premier transistor ;
une mise à l'état bloqué du premier transistor et une mise à l'état passant du deuxième transistor ; et
une mise à l'état bloqué du deuxième transistor,
le circuit de commande étant configuré, à chaque cycle de fonctionnement, pour maintenir le premier transistor à l'état passant pendant ladite première durée.

Selon un mode de réalisation, le circuit de commande est en outre configuré pour démarrer un cycle de fonctionnement quand le potentiel de sortie est inférieur à un potentiel de consigne.

Selon un mode de réalisation, le circuit de commande comprend en outre un générateur de rampe configuré pour fournir une rampe de potentiel avec une pente proportionnelle à ladite différence de potentiels, ladite première durée étant déterminée à partir d'une comparaison de la rampe de potentiel avec le potentiel de sortie ou le potentiel de consigne.

Selon un mode de réalisation, la rampe de potentiel augmente à partir du potentiel de référence, ladite première durée correspondant au temps mis par la rampe de potentiel pour augmenter du potentiel de référence jusqu'au potentiel de sortie ou au potentiel de consigne.

Selon un mode de réalisation, le circuit de commande comprend en outre un comparateur configuré pour comparer la rampe de potentiel avec le potentiel de sortie ou le potentiel de consigne.

Selon un mode de réalisation, le générateur de rampe comprend :
une capacité connectée entre le deuxième rail et un troisième noeud configuré pour fournir ladite rampe de potentiel ; et
une source de courant dont une première borne est connectée au premier rail et dont une deuxième borne est connectée au troisième noeud, la source de courant étant configurée pour délivrer un courant dont la valeur est proportionnelle à ladite différence de potentiels.

Selon un mode de réalisation, la source de courant comprend :
un troisième transistor MOS connecté entre le deuxième rail et un quatrième noeud ;
une résistance connectée entre le premier rail et le quatrième noeud ;
un quatrième transistor MOS connecté entre le deuxième rail et un cinquième noeud ;
un cinquième transistor MOS connecté entre le premier rail et le cinquième noeud ;
un sixième transistor MOS monté en miroir du cinquième transistor et connecté entre le premier rail et la deuxième borne de la source de courant ; et
un amplificateur opérationnel dont une première entrée, de préférence inverseuse, est configurée pour recevoir le potentiel de sortie, dont une deuxième entrée, de préférence non inverseuse, est connectée au quatrième noeud et dont une sortie est connectée à une borne de commande du troisième transistor et à une borne de commande du quatrième transistor.

Selon un mode de réalisation, le générateur de rampe comprend en outre un interrupteur connecté en parallèle de ladite capacité.

Selon un mode de réalisation, le circuit de commande est en outre configuré pour commander l'ouverture dudit interrupteur à chaque début de cycle de fonctionnement du convertisseur.

Selon un mode de réalisation, le circuit de commande est configuré, à chaque cycle de fonctionnement du convertisseur, pour maintenir le deuxième transistor MOS à l'état passant pendant une deuxième durée proportionnelle à l'inverse de ladite différence de potentiels.

Selon un mode de réalisation, le circuit de commande est configuré, à chaque cycle de fonctionnement du convertisseur, pour maintenir le deuxième transistor MOS à l'état passant pendant une deuxième durée proportionnelle à l'inverse de ladite différence de potentiels, le circuit de commande comprenant en outre un autre générateur de rampe configuré pour fournir une autre rampe de potentiel avec une pente proportionnelle à ladite différence de potentiels, ladite deuxième durée étant déterminée à partir d'une comparaison de ladite autre rampe de potentiel avec le potentiel de sortie ou le potentiel de consigne.

Selon un mode de réalisation, ladite autre rampe de potentiel diminue à partir du potentiel d'alimentation, ladite deuxième durée correspondant au temps mis par ladite autre rampe de potentiel pour diminuer du potentiel d'alimentation jusqu'au potentiel de sortie ou au potentiel de consigne.

Selon un mode de réalisation, le circuit de commande comprend une machine d'état.

Ces caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres, seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles :

la figure 1 représente, de manière très schématique, un mode de réalisation d'un convertisseur de tension DC/DC ;

la figure 2 représente des chronogrammes illustrant le fonctionnement du convertisseur de la figure 1 ;

la figure 3 représente un mode de réalisation plus détaillé du convertisseur de la figure 1 ;

la figure 4 représente des chronogrammes illustrant le fonctionnement du convertisseur de la figure 3 selon un mode de mise en oeuvre ;

la figure 5 représente, sous la forme d'un circuit, un mode de réalisation d'une partie du convertisseur de la figure 3 ;

la figure 6 représente, sous la forme d'un circuit, une variante de réalisation d'une partie du convertisseur de la figure 3 ; et

la figure 7 illustre, sous la forme d'un circuit, une autre variante de réalisation d'une partie du convertisseur de la figure 3.

De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références dans les différentes figures. En particulier, les éléments structurels et/ou fonctionnels communs aux différents modes de réalisation peuvent présenter les mêmes références et peuvent disposer de propriétés structurelles, dimensionnelles et matérielles identiques.

Par souci de clarté, seuls les étapes et éléments utiles à la compréhension des modes de réalisation décrits ont été représentés et sont détaillés. En particulier, les applications usuelles dans lesquelles peut être prévu un convertisseur DC/DC n'ont pas été détaillées, les modes de réalisation décrits étant compatibles avec ces applications usuelles.

Sauf précision contraire, lorsque l'on fait référence à deux éléments connectés entre eux, cela signifie directement connectés sans éléments intermédiaires autres que des conducteurs, et lorsque l'on fait référence à deux éléments reliés ou couplés entre eux, cela signifie que ces deux éléments peuvent être connectés ou être reliés ou couplés par l'intermédiaire d'un ou plusieurs autres éléments.

Dans la description qui suit, lorsque l'on fait référence à des qualificatifs de position absolue, tels que les termes "avant", "arrière", "haut", "bas", "gauche", "droite", etc., ou relative, tels que les termes "dessus", "dessous", "supérieur", "inférieur", etc., ou à des qualificatifs d'orientation, tels que les termes "horizontal", "vertical", etc., il est fait référence sauf précision contraire à l'orientation des figures.

Sauf précision contraire, les expressions "environ", "approximativement", "sensiblement", et "de l'ordre de" signifient à 10 % près, de préférence à 5 % près.

La figure 1 représente, de manière très schématique, un mode de réalisation d'un convertisseur 1 de tension DC/DC.

Le convertisseur 1 est configuré pour fournir un potentiel continu de sortie Vout référencé par rapport à un potentiel de référence, typiquement la masse GND. Le convertisseur comprend un noeud de sortie 2, sur lequel est disponible le potentiel Vout.

Le convertisseur 1 est alimenté par un potentiel continu d'alimentation Vbat référencé par rapport au potentiel de référence GND. Le convertisseur 1 est alors connecté entre un premier rail conducteur, ou noeud, 3 mis au potentiel Vbat, et un deuxième rail conducteur, ou noeud, 5 mis au potentiel de référence GND.

Le convertisseur 1 est configuré pour fournir le potentiel Vout à une valeur égale à une valeur de consigne. Pour cela, le convertisseur 1 reçoit, sur un noeud d'entrée 7, un potentiel continu de consigne Vref référencé par rapport au potentiel GND, dont la valeur est représentative de la valeur de consigne du potentiel Vout, de préférence égale à la valeur de consigne du potentiel Vout.

Dans cet exemple, les potentiels Vout, Vbat et Vref sont positifs.

Dans cet exemple, le convertisseur 1 est de type abaisseur ou buck, c'est-à-dire que la valeur de consigne du potentiel Vout est inférieure à la valeur du potentiel Vbat. Dit autrement, la valeur du potentiel Vout est inférieure à celle du potentiel Vbat.

Le convertisseur 1 comprend un premier transistor MOS ("metal oxyde semiconductor" – métal oxyde semiconducteur) 9, de préférence un transistor PMOS (transistor MOS à canal P). Le transistor MOS 9 est connecté entre le rail 3 et un (premier) noeud 11. Dit autrement, une première borne de conduction du transistor 9, par exemple sa source, est connectée au rail 3, une deuxième borne de conduction du transistor 9, par exemple son drain, étant connectée au noeud 11.

Le convertisseur 1 comprend en outre un deuxième transistor MOS 13, de préférence un transistor NMOS (transistor MOS à canal N). Le transistor 13 est connecté entre le noeud 11 et le rail 5. Dit autrement, une première borne de conduction du transistor 13, par exemple sa source, est connectée au rail 5, une deuxième borne de conduction du transistor 9, par exemple son drain, étant connectée au noeud 11.

Ainsi, les transistors 9 et 13 sont connectés en série entre les rails 3 et 5, et sont connectés l'un à l'autre au niveau du noeud interne 11.

Le convertisseur 1 comprend un élément inductif ou inductance 15. L'inductance 15 est connectée entre le noeud 11 et le (deuxième) noeud 2.

Le convertisseur 1 comprend un circuit de commande 17. Le circuit 17 est configuré pour mettre en oeuvre, ou commander, les cycles de fonctionnement du convertisseur 1, de manière à réguler le potentiel Vout pour que sa valeur soit égale à la valeur de consigne Vref.

Pour cela, le circuit 17 comprend :
-une borne 171 couplée, de préférence, connectée au noeud 7 ;
-une borne 172 couplée, de préférence connectée, au noeud 2 ;
-une borne 173 couplée, de préférence connectée, au rail 3 ;
-une borne 174 couplée, de préférence connectée, au rail 5 ;
-une borne 175 couplée, de préférence connectée, à une borne de commande, ou grille, du transistor 9 ; et
-une borne 177 couplée, de préférence connectée, à une borne de commande, ou grille, du transistor 13.

Le convertisseur 1 comprend une capacité de sortie (non représentée) connectée entre le noeud 2 et le rail 5. A titre d'exemple, cette capacité est de l'ordre de 2,2 µF à 20 µF, voire plus. Cette capacité de sortie joue le rôle de filtre. Dit autrement, cette capacité de sortie du convertisseur permet de lisser le courant présent sur le noeud 2 et de stocker de l'énergie fournie au noeud 2 par le convertisseur.

Bien que cela ne soit pas représenté ici, en fonctionnement, une charge est connectée entre le noeud 2 et le rail 5 de manière à être alimentée par le potentiel Vout. Cette charge comprend généralement une capacité d'entrée entre le noeud 2 et le rail 5.

Selon un mode de réalisation, le convertisseur 1 est configuré pour fonctionner en modulation de fréquence d'impulsion (mode de conduction discontinue). Dans ce mode de réalisation, le circuit 17 est alors configuré pour démarrer un cycle de fonctionnement du convertisseur 1 quand la valeur du potentiel Vout est inférieure à la valeur de consigne Vref et que les deux transistors 9 et 13 sont à l'état bloqué. Plus particulièrement, au début de chaque cycle de fonctionnement, alors que les deux transistors 9 et 13 sont à l'état bloqué et qu'aucun courant IL ne circule à travers l'inductance 15, le circuit 17 est configuré pour commander la mise à l'état passant du transistor 9, le transistor 11 étant laissé à l'état bloqué. De l'énergie est alors accumulée dans l'inductance 15, pendant une première durée Ton où le transistor 9 est maintenu à l'état passant par le circuit 17. A la fin de la durée Ton, le circuit 17 est configuré pour commander la mise à l'état bloqué du transistor 9 et la mise à l'état passant du transistor 13. De l'énergie est alors restituée par l'inductance 15, à la charge connectée en sortie du convertisseur, pendant une deuxième durée Toff où le transistor 13 est maintenu à l'état passant par le circuit 17. A la fin de la durée Toff, le circuit 17 est configuré pour commander la mise à l'état bloqué du transistor 13. La durée Toff est déterminée de sorte que l'instant où le circuit 17 commande la mise à l'état bloqué du transistor 13 corresponde à l'instant où le courant circulant à travers l'inductance s'annule.

La figure 2 représente des chronogrammes illustrant le fonctionnement du convertisseur 1 de la figure 1, selon un mode de réalisation dans lequel le convertisseur 1, par exemple son circuit de commande 17, est configuré pour fonctionner en modulation de fréquence d'impulsion.

Le chronogramme en haut de la figure 2 illustre l'évolution, en fonction du temps t, du potentiel Vout, en volts V, le chronogramme en bas de la figure 2 illustrant l'évolution correspondante, en fonction du temps t, du courant IL traversant l'inductance 15.

A un instant t0, les transistors 9 et 13 sont à l'état bloqués, le courant IL est nul, et la valeur du potentiel Vout est supérieure à sa valeur de consigne, dans cet exemple la valeur du potentiel Vref.

Entre l'instant t0 et un instant postérieur t2, le potentiel Vout diminue, par exemple du fait que la charge connectée au convertisseur 1 consomme du courant.

A un instant t1 entre les instants t0 et t2, le potentiel Vout devient inférieur à sa valeur de consigne Vref. Cela est détecté par le circuit 17 du convertisseur 1 qui commande alors la mise à l'état passant du transistor 9. Le transistor 9 devient passant à l'instant t2.

Ainsi, à partir de l'instant t2, l'inductance 15 a une borne connectée au noeud 2 et une borne couplée au rail 3, via le transistor 9. Le courant IL circulant à travers l'inductance 15 augmente avec une pente A1 définie par la relation (1) suivante :
A1 = (Vbat - Vout)/L,
avec L la valeur de l'inductance 15.

Il en résulte que, à partir de l'instant t2, du courant IL est fourni au noeud 2 et la capacité (non représentée en figure 1) entre le noeud 2 et le rail 5 se charge. Le potentiel Vout augmente et redevient supérieur à sa valeur de consigne Vref.

A un instant suivant t3, égal à t2 + Ton, le circuit 17 commande la mise à l'état passant du transistor 13 et la mise à l'état bloqué du transistor 9.

Ainsi, à partir de l'instant t3, l'inductance 15 a une borne connectée au noeud 2 et une borne couplée au rail 5, via le transistor 11. Le courant IL circulant à travers l'inductance 15 diminue avec une pente A2 définie par la relation (2) suivante :
A2 = -Vout/L.

Bien que le courant IL diminue à partir de l'instant t3, tant qu'il n'est pas nul, la capacité entre le noeud 2 et le rail 5 continue de se charger et le potentiel Vout continue d'augmenter si le courant tiré par la charge est inférieur au courant IL fourni au noeud 2.

A un instant t4 suivant, égal à t3 + Toff, le circuit 17 commande la mise à l'état bloqué du transistor 13, le courant IL étant nul à l'instant t4.

A partir de l'instant t4, le courant IL est nul et le potentiel Vout diminue, de manière similaire à ce qui se passait à l'instant t0.

Bien que cela ne soit pas représenté ici, quand la valeur du potentiel Vout repasse en dessous de sa valeur de consigne à un instant postérieur à l'instant t4, le circuit 17 met en oeuvre un nouveau cycle de fonctionnement tel que décrit en relation avec les instants successifs t2, t3 et t4.

Lors d'un cycle de fonctionnement du convertisseur 1, le courant IL à travers l'inductance 15 atteint une valeur maximale ILp à l'instant t3, c'est-à-dire à la fin de la durée Ton et au début de la durée Toff, ou, dit autrement, lorsque le circuit 17 commande la mise à l'état bloqué du transistor 9 et la mise à l'état passant du transistor 13 après avoir maintenu le transistor 9 à l'état passant pendant la durée Ton. La valeur ILp est définie par la relation (3) suivante :
ILp = ((Vbat – Vout)*Ton)/L.

La puissance électrique consommée par le convertisseur 1 dépend de la valeur ILp. Cette valeur ILp est de préférence déterminée de manière à minimiser la puissance électrique consommée par le convertisseur, tout en permettant de réguler le potentiel Vout à sa valeur de consigne lorsque la puissance consommée par la charge connectée au convertisseur 1 ne dépasse une valeur maximale donnée et que la valeur du potentiel Vbat est supérieure ou égale à une valeur minimale donnée.

En outre, le convertisseur 1 est prévu pour fonctionner avec des valeurs de potentiel Vbat différentes. Par exemple, la valeur du potentiel Vbat est différente entre deux applications différentes où est prévu le convertisseur 1, et est susceptible d'évoluer en fonctionnement pour une application donnée.

Pour éviter que la puissance électrique consommée par le convertisseur 1 ne dépende de la valeur du potentiel Vbat, les inventeurs prévoient ici que, dans le convertisseur 1, la durée Ton soit proportionnelle à l'inverse de la différence entre le potentiel Vbat et le potentiel Vout. Dit autrement, le convertisseur 1 est configuré pour que la durée Ton vérifie la relation (4) suivante :
Ton = A3/(Vbat - Vout),
avec A3 un coefficient de proportionnalité positif, non nul et indépendant de Vbat.

De cette façon, la valeur maximale ILp du courant IL traversant l'inductance 15 est indépendante de la valeur du potentiel Vbat, ce qui est particulièrement avantageux.

La figure 3 représente un mode de réalisation plus détaillé du convertisseur 1 de la figure 1. Seuls les détails non illustrés en figure 1 sont ici mis en exergue, ces détails concernant le circuit 17 du convertisseur 1, délimité par un cadre en pointillé en figure 3.

Le circuit 17 comprend une machine d'état 300. La machine d'état 300 est configurée pour fournir les signaux de commande des transistors 9 et 13 aux bornes respectives 175 et 177 de manière à mettre en oeuvre le fonctionnement décrit en relation avec les figures 1 et 2. Pour déterminer les signaux de commande des transistors 9 et 13, la machine d'état 300 reçoit plusieurs signaux. En pratique, la machine d'état 300 est mise en oeuvre de manière matérielle, et correspond à un circuit. Le circuit 300 est alimenté par le potentiel Vbat, et est connecté entre les rails 3 et 5, ces connexions n'étant pas détaillées en figure 3 pour ne pas surcharger la figure.

Le circuit 17 comprend un comparateur 302 configuré pour fournir, sur sa sortie, un signal START représentatif de la comparaison de la valeur du potentiel Vout à sa valeur de consigne. La sortie du comparateur 302 est connectée au circuit 300. Le signal START est dans un premier état, par exemple un état haut, lorsque la valeur du potentiel Vout est inférieure à sa valeur de consigne, et dans un deuxième état, par exemple un état bas, lorsque la valeur du potentiel Vout est supérieure à sa valeur de consigne. Le comparateur 302, comprend une première entrée, par exemple inverseuse (-), configurée pour recevoir un potentiel dont la valeur est représentative de la valeur du potentiel Vout, et une deuxième entrée, par exemple non inverseuse (+), configurée pour recevoir un potentiel dont la valeur est représentative de la valeur de consigne du potentiel Vout.

Dans cet exemple où la valeur du potentiel Vref est égal à la valeur de consigne du potentiel Vout, le comparateur 302 est configuré pour comparer le potentiel Vref au potentiel Vout, la première entrée du comparateur 302 étant connectée au noeud 2, et la deuxième entrée du comparateur 302 étant connectée à la borne 171 du circuit 17.

Dans ce mode de réalisation, la durée Ton est déterminée en comparant une rampe de potentiel RP au potentiel Vref ou au potentiel Vout, ce dernier pouvant être considéré comme égal au potentiel Vref. Ainsi, le circuit 17 comprend un générateur de rampe 304 configuré pour fournir la rampe de potentiel RP et un comparateur 306 configuré pour comparer la rampe RP au potentiel Vref ou Vout, dans cet exemple au potentiel Vref. Le potentiel RP est référencé au potentiel de référence GND.

Le générateur 304 est alimenté par le potentiel Vbat et est connecté entre les rails 3 et 5, ces connexions n'étant pas représentées en figure 3 pour ne pas surcharger la figure.

Le générateur 304 est commandé par le circuit 300, par l'intermédiaire d'un signal cmdP. Plus particulièrement, quand le signal START est dans son premier état indiquant que la valeur du potentiel Vout est inférieure à sa valeur de consigne, et si les deux transistors 9 et 11 sont à l'état bloqués, le circuit 300 commande la mise à l'état passant du transistor 9, et, en même temps, et le démarrage, ou début, d'une rampe de potentiel RP via le signal cmdP. A titre d'exemple, le signal cmdP est déterminé à partir signal de commande fourni par le circuit 300 au transistor 9, voire est identique au signal de commande fourni par le circuit 300 au transistor 9.

Le générateur de rampe 304 est configuré pour que la pente de chaque rampe de potentiel RP soit proportionnelle à la différence entre les potentiels Vbat et Vout.

Selon un mode de réalisation, chaque rampe de potentiel RP est une rampe croissante à partir du potentiel de référence GND.

La rampe RP est transmise à une première entrée, par exemple non inverseuse (+), du comparateur 306, la deuxième entrée, par exemple inverseuse (-) du comparateur recevant le potentiel Vref, et la sortie du comparateur 306 fournissant un signal COMP au circuit 300.

Selon le mode de réalisation illustré par la figure 3, la rampe de potentiel RP est transmise au comparateur 306 par l'intermédiaire d'un circuit de sélection 308 comprenant deux entrées, une sortie et une borne de commande. La borne de commande du circuit 308 reçoit un signal sel du circuit 300. En fonction de l'état du signal sel, le circuit 308 transmet sur sa sortie le signal présent sur l'une ou l'autre de ses entrées.

Plus particulièrement, au moment où le circuit 300 commande la mise à l'état passant du transistor 9 et le début d'une rampe de potentiel RP, le circuit 300 place le signal sel à un premier état tel que le comparateur 306 reçoive la rampe de potentiel RP.

Ainsi, tant que le signal sel est maintenu dans son premier état, le signal COMP est dans un premier état, par exemple l'état bas, tant que le potentiel RP est inférieur au potentiel Vref, et commute vers un deuxième état, par exemple l'état haut, dès que le potentiel RP devient supérieur au potentiel Vref.

La commutation du signal COMP de son premier état à son deuxième état marque la fin de la durée Ton. Le circuit 300 commande alors la mise à l'état bloqué du transistor 9 et la mise à l'état passant du transistor 11. De préférence, le circuit 300 commande simultanément la fin de la rampe de potentiel RP, via le signal cmdP.

Dans ce mode de réalisation, la durée Toff est déterminée en comparant une rampe de potentiel RN au potentiel Vref ou au potentiel Vout, et plus particulièrement dans cet exemple au potentiel Vref. Ainsi, le circuit 17 comprend un générateur de rampe 310 configuré pour fournir la rampe de potentiel RN.

Le générateur 310 est alimenté par le potentiel Vbat et est connecté entre les rails 3 et 5, ces connexions n'étant pas représentées en figure 3 pour ne pas surcharger la figure. Le générateur 310 est commandé par le circuit 300, par l'intermédiaire d'un signal cmdN.

Plus particulièrement, à la fin de la durée Ton, quand le circuit 300 commande la mise à l'état bloqué du transistor 9 et la mise à l'état passant du transistor 13, le circuit 300 commande également le démarrage d'une rampe de potentiel RN via le signal cmdN. A titre d'exemple, le signal cmdN est déterminé à partir du signal de commande fourni par le circuit 300 au transistor 13, voire est identique au signal de commande fourni par le circuit 300 au transistor 13.

Selon un mode de réalisation, chaque rampe de potentiel RN est une rampe décroissante à partir du potentiel d'alimentation Vbat.

Selon le mode de réalisation illustré par la figure 3, la comparaison de la rampe RN au potentiel Vref est mise en oeuvre par le comparateur 306. La rampe RN est alors transmise à la deuxième entrée du circuit 308. En outre, le circuit 300 est configuré pour commuter le signal sel à son deuxième état, en même temps qu'il commande la mise à l'état bloqué du transistor 9 et la mise à l'état passant du transistor 13, de sorte que la rampe RN soit transmise au comparateur 306.

Ainsi, dans des modes de réalisation où chaque rampe RN est décroissante à partir du potentiel Vbat, tant que le signal sel est maintenu dans son deuxième état, le signal COMP est dans son deuxième état, par exemple l'état haut, tant que le potentiel RN est supérieur au potentiel Vref, et commute vers son premier état, par exemple l'état bas, dès que le potentiel RN devient inférieur au potentiel Vref.

La commutation du signal COMP de son deuxième état à son premier état marque la fin de la durée Toff. Le circuit 300 commande alors la mise à l'état bloqué du transistor 13. De préférence, le circuit 300 commande simultanément la fin de la rampe de potentiel RN, via le signal cmdN.

Dans le convertisseur 1 décrit en relation avec la figure 3, du fait que la pente de la rampe de potentiel RP est proportionnelle à la différence entre les potentiels Vbat et Vout, et que la rampe de potentiel est égal à Vref à la fin de la durée Ton, la durée Ton vérifie la relation (5) suivante :
Ton = (A4*Vref)/(Vbat-Vout),
avec A4 un coefficient de proportionnalité, par exemple positif pour une rampe RP croissante, et avec (Vbat-Vout)/A4 la pente de la rampe RP.

En injectant la relation (5) dans la relation (3), on obtient la relation (6) suivante :
ILp = (A4*Vref)/L.

Ainsi, dans le convertisseur 1, la valeur maximale ILp du courant IL est bien indépendante de la valeur du potentiel Vbat.

Dans une variante de réalisation non illustrée, la comparaison de la rampe de potentiel RP au potentiel Vref est mise en oeuvre par le comparateur 306, et la comparaison de la rampe de potentiel RN au potentiel Vref est mise en oeuvre au moyen d'un comparateur supplémentaire prévu dans le circuit 17. Ce comparateur supplémentaire reçoit alors sur une première entrée, par exemple non inverseuse (+), la rampe de potentiel RN, et sur une deuxième entrée, par exemple inverseuse (-), le potentiel Vref, la sortie du comparateur supplémentaire fournissant, au circuit 300, un signal représentatif de comparaison de la rampe de potentiel RN au potentiel Vref. Dans cette variante, le circuit 308 est omis et le circuit 300 ne génère pas le signal sel. L'homme du métier est en mesure d'adapter la description faite ci-dessus du convertisseur 1 de la figure 3 à cette variante de réalisation.

La figure 4 représente des chronogrammes illustrant le fonctionnement du convertisseur 1 de la figure 3 selon un mode de mise en oeuvre. Plus particulièrement, la figure 4 illustre l'évolution, en fonction du temps t, des rampes de potentiels RN et RP, en volts (V), lors d'un cycle de fonctionnement du convertisseur 1 de la figure 3, les instants t0, t1, t2, t3 et t4 représentés en figure 4 étant identiques à ceux décrits en relation avec la figure 2.

Dans ce mode de mise en oeuvre, la rampe de potentiel RP augmente à partir du potentiel de référence GND et est comparée au potentiel Vref pour déterminer la durée Ton, la rampe RP diminuant à partir du potentiel d'alimentation Vbat et étant comparée au potentiel Vref pour déterminer la durée Toff.

A l'instant t0, le potentiel RP est égal au potentiel GND, le potentiel RN est égal au potentiel Vbat, et le signal COMP est dans son premier état. En outre, le signal START est dans son deuxième état, indiquant que le potentiel Vout est supérieur au potentiel Vref.

A l'instant t1, le potentiel Vout devient inférieur au potentiel Vref (figure 2), et, bien que cela ne soit pas illustré ici, cela entraîne la commutation du signal START à son premier état.

En réponse à cette commutation du signal START, à l'instant t2, le circuit commande le passage à l'état passant du transistor 9, et le début d'une rampe RP via le signal cmdP.

L'instant t2 marque le début de la durée Ton.

A partir de l'instant t2, le potentiel RP augmente à jusqu'à devenir égal au potentiel Vref à l'instant t3.

Ainsi, bien que cela ne soit pas illustré ici, le signal COMP commute de son premier état à son deuxième état à l'instant t3. En réponse à cette commutation du signal COMP, le circuit 300 commande le passage à l'état bloqué du transistor 9, le passage à l'état passant du transistor 13, et le début d'une rampe de potentiel RN via le signal de commande cmdN. Dans cet exemple, à l'instant t3, le circuit 300 commande également la fin de la rampe de potentiel RP via le signal cmdP, le potentiel RP repassant alors au potentiel GND.

L'instant t3 marque la fin de la durée Ton et le début de la durée Toff.

A partir de l'instant t3, le potentiel RN diminue à jusqu'à devenir égal au potentiel Vref à l'instant t4.

Ainsi, à l'instant t4, le signal COMP commute de son deuxième état à son premier état. En réponse à cette commutation du signal COMP, le circuit 300 commande le passage à l'état bloqué du transistor 13. A l'instant t4, dans cet exemple, le circuit 300 commande également la fin de la rampe de potentiel RN via le signal cmdN, le potentiel RN repassant alors au potentiel Vbat.

L'instant t4 marque la fin de la durée Toff.

Bien que l'on ait décrit ci-dessus en relation avec les figures 3 et 4 le cas où les rampes de potentiels RP et RN sont comparées au potentiel Vref, l'homme du métier est en mesure d'adapter cette description au cas où les rampes de potentiels RN et RP sont comparées au potentiel Vout, que ces comparaisons soient mises en oeuvre au moyen d'un unique comparateur 306 et d'un circuit de sélection 308, ou au moyen de deux comparateurs différents.

Par ailleurs, la mise en oeuvre de la machine d'état 300 est à la portée de l'homme du métier à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus.

L'homme du métier est également en mesure de déterminer la pente de la rampe de potentiel RN, par exemple en fonction de la durée Ton, de manière que la fin de la durée Toff corresponde au moment où le courant IL à travers l'inductance 15 s'annule. En particulier, selon un mode de réalisation, on peut prévoir que la pente de la rampe RN soit, comme celle de la rampe de potentiel RP, proportionnelle à la différence entre les potentiels Vbat et Vout.

La figure 5 représente, sous la forme d'un circuit, un mode de réalisation d'une partie du convertisseur de la figure 3. Plus particulièrement, la figure 5 représente un mode de réalisation du générateur de rampe 304.

Le générateur de rampe 304 comprend une capacité C1 connectée entre le rail 5 et un (troisième) noeud 500 configuré pour fournir la rampe de potentiel RP.

Le générateur de rampe 304 comprend en outre une source de courant 502 délimitée par un cadre en pointillé en figure 5. Une première borne de la source de courant 502 est connectée au rail 3, une deuxième borne de la source de courant 502 étant connectée au noeud 500. La source de courant 502 est configurée pour délivrer un courant I1 dont la valeur est proportionnelle à la différence entre les potentiels Vbat et Vout.

La source de courant 502 comprend un (troisième) transistor MOS 504, de préférence un transistor NMOS, connecté entre le rail 5 et un (quatrième) noeud 506. Dit autrement, une borne de conduction du transistor 504, par exemple sa source, est connectée au rail 5, l'autre borne de conduction du transistor 504, par exemple son drain, étant connectée au noeud 506.

La source de courant 502 comprend en outre une résistance R connectée entre le rail 3 et le noeud 506.

La source de courant 502 comprend également un amplificateur opérationnel 508 dont une entrée, à savoir l'entrée inverseuse (-), est configurée pour recevoir le potentiel Vout, dont une autre entrée, à savoir l'entrée non inverseuse (+), est connectée au noeud 506, et dont une sortie est connectée à une borne de commande du transistor 504.

Le transistor 504 est alors commandé par l'amplificateur de manière que le noeud 506 soit au potentiel Vout. Ainsi, un courant I2 circulant à travers le transistor 504 est défini par la relation (7) suivante :
I2 = (Vbat – Vout)/R.

La source de courant 502 comprend un (quatrième) transistor MOS 510, de préférence un transistor NMOS, connecté entre le rail 5 et un (cinquième) noeud 512. Dit autrement, une borne de conduction du transistor 510, par exemple sa source, est connectée au rail 5, l'autre borne de conduction du transistor 510, par exemple son drain, étant connectée au noeud 512.

La borne de commande du transistor 510 est connectée à la borne de commande du transistor 504, donc à la sortie de l'amplificateur opérationnel 508. Ainsi, un courant I3 proportionnel au courant I2, de préférence égal au courant I2, circule à travers le transistor 510.

La source de courant 502 comprend un (cinquième) transistor MOS 514, de préférence un transistor PMOS, connecté entre le rail 3 et le noeud 512. Dit autrement, une borne de conduction du transistor 514, par exemple sa source, est connectée au rail 3, l'autre borne de conduction du transistor 514, par exemple son drain, étant connectée au noeud 512.

La source de courant 502 comprend un (sixième) transistor MOS 516, de préférence un transistor PMOS, monté en miroir du transistor 514 et connecté entre le rail 3 et le noeud 500. Dit autrement, une borne de conduction du transistor 516, par exemple sa source, est connectée au rail 3, l'autre borne de conduction du transistor 516, par exemple son drain, est connectée au noeud 500, et la borne de commande du transistor 516 est connectée à la borne de commande du transistor 514, le drain et la grille du transistor 514 étant connectés entre eux. La borne de conduction du transistor 516 qui est connectée au noeud 500 correspond à la deuxième borne de la source de courant 502.

Ainsi, le courant I1 traversant le transistor 516 est proportionnel, de préférence égal, au courant I3 traversant le transistor 514, et donc proportionnel, de préférence égal, au courant I2. La source de courant 502 délivre donc bien un courant I1 proportionnel à la différence entre les potentiels Vbat et Vout.

A titre d'exemple, dans le cas où les transistors 504, 510, 514 et 516 sont dimensionnés de manière que les courants I1, I2 et I3 soient égaux, la source 502 délivre un courant I1 défini par la relation (8) suivante :
I1 = (Vbat – Vout)/R.

Le générateur de rampe 304 comprend un circuit 518, ici un interrupteur, commandé par le signal cmdP (figure 3) et configuré pour démarrer ou stopper une rampe de potentiel RP en fonction de l'état du signal cmdP.

Plus particulièrement, dans le mode de réalisation représenté en figure 5, l'interrupteur 518, par exemple mis en oeuvre par un transistor MOS, de préférence un transistor NMOS, est connecté en parallèle de la capacité C1, c'est-à-dire entre le noeud 500 et le rail 5.

Lorsque le signal cmdP est dans un premier état, par exemple l'état haut, l'interrupteur 518 est fermé et le potentiel RP est égal au potentiel de référence GND.

Lorsque le signal cmdP commute de son premier état à son deuxième état, par exemple l'état bas, l'interrupteur 518 s'ouvre. La capacité C1 se charge via le courant I1, et le potentiel RP augmente avec le temps t en suivant la relation (9) suivante :
RP = (t*I1)/C1,
avec I1 proportionnel à la différence entre les potentiels Vbat et Vout, ou, dit autrement, à Vbat - Vout.

Ainsi, la pente de la rampe de potentiel RP est bien proportionnelle à la différence Vbat – Vout.

A titre d'exemple, dans le cas où les transistors 504, 510, 514 et 516 sont dimensionnés de manière que les courants I1, I2 et I3 soient égaux, le courant I1 vérifie la relation (8) ci-dessus et la rampe de potentiel RP vérifie donc la relation (10) suivante :
RP = (t*(Vbat – Vout))/(R*C1),
d'où il résulte que la durée Ton est définie par la relation (11) suivante :
Ton = (Vref * (R*C1)/(Vbat – Vout)),
lorsque la rampe RP est comparée au potentiel Vref pour définir la durée Ton.

La figure 6 représente, sous la forme d'un circuit, une variante de réalisation d'une partie du convertisseur de la figure 3. Plus particulièrement, dans cette variante, la pente de la rampe de potentiel RN est proportionnelle à la différence entre les potentiels Vbat et Vout, la figure 6 représentant les générateurs de rampe 304 et 310.

Le générateur de rampe 304 de la figure 6 est identique à celui de la figure 5.

Le générateur de rampe 310 comprend une capacité C2 connectée entre le rail 3 et un (sixième) noeud 600 configuré pour fournir la rampe de potentiel RN.

Le générateur de rampe 310 comprend en outre une source de courant 602 délimitée par un cadre en pointillé en figure 6. Une première borne de la source de courant 602 est connectée au rail 5, une deuxième borne de la source de courant étant connectée au noeud 600. La source de courant 602 est configurée pour délivrer un courant I4 dont la valeur est proportionnelle à la différence entre les potentiels Vbat et Vout.

La source de courant 602 comprend des éléments en commun avec la source de courant 502 (figure 5) du générateur de rampe 304, à savoir l'amplificateur 508, la résistance R et le transistor 504. En effet, on tire ici profit du courant I2 généré au moyen de l'amplificateur 508, de la résistance R et du transistor 504, pour générer le courant I4.

La source de courant 602 comprend en outre un (sixième) transistor MOS 604, de préférence un transistor NMOS, connecté entre le rail 5 et le noeud 600. Dit autrement, une borne de conduction du transistor 604, par exemple sa source, est connectée au rail 5, l'autre borne de conduction du transistor 604, par exemple son drain, étant connectée au noeud 600 et correspondant à la deuxième borne de la source de courant 602.

La borne de commande du transistor 604 est connectée à la borne de commande du transistor 504, donc à la sortie de l'amplificateur opérationnel 508, bien que cette connexion ne soit pas représentée en figure 6 afin de ne pas surcharger la figure.

Ainsi, le courant I4 circulant à travers le transistor 604 est proportionnel, de préférence égal, au courant I2. Le courant I4 est donc bien proportionnel à la différence entre les potentiels Vbat et Vout.

Le générateur de rampe 310 comprend un circuit 606, ici un interrupteur, commandé par le signal cmdN (figure 3) et configuré pour démarrer ou stopper une rampe de potentiel RN en fonction de l'état du signal cmdN.

Plus particulièrement, dans le mode de réalisation représenté en figure 6, l'interrupteur 606, par exemple mis en oeuvre par un transistor MOS, de préférence un transistor PMOS, est connecté en parallèle de la capacité C2, c'est-à-dire entre le rail 3 et le noeud 600.

Lorsque le signal cmdN est dans un premier état, par exemple l'état bas, l'interrupteur 606 est fermé et le potentiel RN est égal au potentiel Vbat.

Lorsque le signal cmdN commute de son premier état à son deuxième état, par exemple l'état haut, l'interrupteur 606 s'ouvre. La capacité C2 se charge via le courant I4, et le potentiel RN diminue avec le temps t en suivant la relation (12) suivante :
RN = Vbat-(t*I4)/C2,
avec I4 proportionnel à la différence entre les potentiels Vbat et Vout.

Ainsi, la pente de la rampe de potentiel RN est, comme celle de la rampe de potentiel RP, proportionnelle à la différence entre les potentiels Vbat et Vout.

A titre d'exemple, dans le cas où les transistors 504 et 604 sont dimensionnés de manière que les courants I2 et I4 soient égaux, la rampe de potentiel RN vérifie la relation (13) suivante :
RN = Vbat-(t*(Vbat – Vout))/(R*C2),
d'où il résulte que la durée Toff est définie par la relation (14) suivante :
Toff = ((Vbat-Vref)*(R*C2)/(Vbat – Vout)),
lorsque la rampe RN est comparée au potentiel Vref pour définir la durée Toff.

En pratique, le potentiel Vout peut être considéré comme égal à sa valeur de consigne, à savoir le potentiel Vref dans cet exemple. Ainsi, la durée Toff peut être considérée comme égale au produit de la résistance R par la capacité C2.

Bien que l'on ait décrit le circuit de la figure 6 comme correspondant à un générateur de rampe 304 configuré pour fournir la rampe RP, et à un générateur de rampe 310 configuré pour fournir la rampe RN, ce circuit peut également être vu comme un unique générateur de rampe comprenant deux sorties 500 et 600 configurées pour fournir les rampes de potentiels respectivement RP et RN, cet unique générateur étant alors commandé par les deux signaux cmdP et cmdN.

En outre, on a décrit en relation avec la figure 3 et la figure, un mode de réalisation du générateur de rampe 310 dans le cas où chaque rampe RN est décroissante à partir du potentiel Vbat, dans d'autres modes de réalisation, chaque rampe RN est croissante à partir du potentiel de référence.

Dans des modes de réalisation où chaque rampe RN est croissante à partir du potentiel de référence, tant que le signal sel (figure 3) est maintenu dans son deuxième état, le signal COMP est dans son premier état, par exemple l'état bas, tant que le potentiel RN est inférieur au potentiel Vref, et commute vers son deuxième état, par exemple l'état haut, dès que le potentiel RN devient supérieur au potentiel Vref. La commutation du signal COMP de son premier état à son deuxième état marque la fin de la durée Toff, et le circuit 300 commande alors la mise à l'état bloqué du transistor 13. De préférence, le circuit 300 commande simultanément la fin de la rampe de potentiel RN, via le signal cmdN. Le fonctionnement ci-dessus s'applique également au cas où le potentiel RN est comparé au potentiel Vout plutôt qu'au potentiel Vref pour définir la durée Toff.

La figure 7 représente, sous la forme d'un circuit, une autre variante de réalisation d'une partie du convertisseur de la figure 3. Plus particulièrement, dans cette variante, chaque rampe RN est croissante à partir du potentiel de référence GND, et la durée Toff correspond temps mis par chaque rampe RN pour atteindre le potentiel Vref ou Vout.

Le générateur de rampe RN un transistor MOS 700, de préférence un transistor NMOS. Une borne de conduction du transistor 700, par exemple sa source, est connectée à un noeud 702 relié au rail 5 par l'intermédiaire d'une résistance R1, l'autre borne de conduction du transistor 700, par exemple son drain, étant connectée à un noeud 704 relié au rail 3.

Le générateur de rampe RN comprend en outre un amplificateur opérationnel 706 dont une entrée, à savoir l'entrée non inverseuse (+), est configurée pour recevoir le potentiel Vout, dont une autre entrée, à savoir l'entrée inverseuse (-), est connectée au noeud 702, et dont une sortie est connectée à une borne de commande du transistor 700.

Le transistor 700 est alors commandé par l'amplificateur 706 de manière que le noeud 702 soit au potentiel Vout. Ainsi, le courant I6 circulant à travers le transistor 706 est défini par la relation (15) suivante :
I6 = Vout/R1.

Le générateur de rampe RN comprend en outre une capacité C3 connectée en le rail 5 et un noeud de sortie 708 du générateur de rampe. Les rampes RN sont disponibles sur le noeud 708.

Un miroir de courant 710 du générateur de rampe permet de fournir au noeud 708 un courant I7 proportionnel, de préférence égal, au courant I6. Plus particulièrement, le miroir de courant 710 comprend une première branche reliant le noeud 704 au rail 3, et une deuxième branche reliant le noeud 708 au rail 3. Chaque branche du miroir de courant 710 comprend un transistor MOS, de préférence un transistor PMOS.

Le générateur de rampe RN comprend un circuit 712, ici un interrupteur, commandé par le signal cmdN (figure 3) et configuré pour démarrer ou stopper une rampe de potentiel RN en fonction de l'état du signal cmdN.

Plus particulièrement, dans le mode de réalisation représenté en figure 7, l'interrupteur 712, par exemple mis en oeuvre par un transistor MOS, de préférence un transistor NMOS, est connecté en parallèle de la capacité C3, c'est-à-dire entre le noeud 708 et le rail 5.

Lorsque le signal cmdN est dans un premier état, par exemple l'état haut, l'interrupteur 712 est fermé et le potentiel RN est égal au potentiel de référence GND.

Lorsque le signal cmdN commute de son premier état à son deuxième état, par exemple l'état bas, l'interrupteur 712 s'ouvre. La capacité C3 se charge via le courant I7, et le potentiel RN augmente avec le temps t en suivant la relation (16) suivante :
RN = (t*I7)/C3

Ainsi, lorsque la rampe RN est comparée au potentiel Vref pour définir la durée Toff, la durée Toff est définie par la relation (17) suivante :
Toff = Vref*C3/I7

A titre d'exemple, lorsque le courant I7 est égal au courant I6, et que la rampe RN est comparée au potentiel Vref pour définir la durée Toff, la durée Toff est définie par la relation (18) suivante :
Toff = Vref*C3*R1/Vout

En pratique, le potentiel Vout peut être considéré comme égal à sa valeur de consigne, à savoir le potentiel Vref dans cet exemple. Ainsi, dans l'exemple où les courants I6 et I7 sont égaux, la durée Toff peut être considérée comme égale au produit de la résistance R1 par la capacité C3. L'homme du métier est en mesure de déterminer les valeurs de la résistance R1 et de la capacité C3 de sorte que, à la fin de la durée Toff, le courant IL dans l'inductance 15 (figures 1 et 3) soit nul.

Divers modes de réalisation et variantes ont été décrits. L’homme de l’art comprendra que certaines caractéristiques de ces divers modes de réalisation et variantes pourraient être combinées, et d’autres variantes apparaitront à l’homme de l’art. En particulier, un convertisseur 1 dans lequel la durée Ton est proportionnelle à l'inverse de la différence Vbat-Vout peut être mis en oeuvre autrement qu'avec un générateur de rampe 304 tel que décrit en relation avec les figures 3 à 6. En outre, l'homme de l'art est en mesure d'adapter la description faite ci-dessus au cas où, pour au moins des signaux décrits, les états haut et bas de ce signal sont inversés.

Enfin, la mise en oeuvre pratique des modes de réalisation et variantes décrits est à la portée de l’homme du métier à partir des indications fonctionnelles données ci-dessus.

Claims

Convertisseur (1) de tension comprenant :
un premier transistor MOS (9) connecté entre un premier rail (3) configuré pour recevoir un potentiel d'alimentation (Vbat) et un premier noeud (11) ; et
une inductance (15) connectée entre le premier noeud (11) et un deuxième noeud (2) configuré pour fournir un potentiel de sortie (Vout), dans lequel, à chaque cycle de fonctionnement du convertisseur, le premier transistor MOS est maintenu à l'état passant pendant une première durée (Ton) proportionnelle à l'inverse d'une différence entre le potentiel d'alimentation et le potentiel de sortie.
Convertisseur selon la revendication 1, comprenant en outre un deuxième transistor MOS (13) connecté entre le premier noeud (11) et un deuxième rail (5) configuré pour recevoir un potentiel de référence (GND).
Convertisseur selon la revendication 2, comprenant en outre un circuit de commande (17) configuré pour commander, à chaque cycle de fonctionnement, successivement :
une mise à l'état passant du premier transistor (9) ;
une mise à l'état bloqué du premier transistor (9) et une mise à l'état passant du deuxième transistor (13) ; et
une mise à l'état bloqué du deuxième transistor (13),
le circuit de commande étant configuré, à chaque cycle de fonctionnement, pour maintenir le premier transistor (9) à l'état passant pendant ladite première durée (Ton).
Convertisseur selon la revendication 3, dans lequel le circuit de commande (17) est en outre configuré pour démarrer un cycle de fonctionnement quand le potentiel de sortie (Vout) est inférieur à un potentiel de consigne (Vref).
Convertisseur selon la revendication 4, dans lequel le circuit de commande (17) comprend en outre un générateur de rampe (304) configuré pour fournir une rampe de potentiel (RP) avec une pente proportionnelle à ladite différence de potentiels, ladite première durée (Ton) étant déterminée à partir d'une comparaison de la rampe de potentiel (RP) avec le potentiel de sortie (Vout) ou le potentiel de consigne (Vref).
Convertisseur selon la revendication 5, dans lequel la rampe de potentiel (RP) augmente à partir du potentiel de référence (GND), ladite première durée (Ton) correspondant au temps mis par la rampe de potentiel (RP) pour augmenter du potentiel de référence (GND) jusqu'au potentiel de sortie (Vout) ou au potentiel de consigne (Vref).
Convertisseur selon la revendication 5 ou 6, dans lequel le circuit de commande (17) comprend en outre un comparateur (306) configuré pour comparer la rampe de potentiel (RP) avec le potentiel de sortie (Vout) ou le potentiel de consigne (Vref).
Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 5 à 7, dans lequel le générateur de rampe comprend :
une capacité (C1) connectée entre le deuxième rail (5) et un troisième noeud (500) configuré pour fournir ladite rampe de potentiel (RP) ; et
une source de courant (502) dont une première borne est connectée au premier rail (3) et dont une deuxième borne est connectée au troisième noeud (500), la source de courant étant configurée pour délivrer un courant (I1) dont la valeur est proportionnelle à ladite différence de potentiels.
Convertisseur selon la revendications 8, dans lequel la source de courant (502) comprend :
un troisième transistor MOS (504) connecté entre le deuxième rail (5) et un quatrième noeud (506) ;
une résistance (R) connectée entre le premier rail (3) et le quatrième noeud (506) ;
un quatrième transistor MOS (510) connecté entre le deuxième rail (5) et un cinquième noeud (512) ;
un cinquième transistor MOS (514) connecté entre le premier rail (3) et le cinquième noeud (512) ;
un sixième transistor MOS (516) monté en miroir du cinquième transistor (514) et connecté entre le premier rail (3) et la deuxième borne de la source de courant (502) ; et
un amplificateur opérationnel (508) dont une première entrée, de préférence inverseuse, est configurée pour recevoir le potentiel de sortie (Vout), dont une deuxième entrée, de préférence non inverseuse, est connectée au quatrième noeud (506) et dont une sortie est connectée à une borne de commande du troisième transistor (504) et à une borne de commande du quatrième transistor (510).
Convertisseur selon la revendication 8 ou 9, dans lequel le générateur de rampe (304) comprend en outre un interrupteur (518) connecté en parallèle de ladite capacité (C1).
Convertisseur selon la revendication 10, dans lequel le circuit de commande (17) est en outre configuré pour commander l'ouverture dudit interrupteur (518) à chaque début de cycle de fonctionnement du convertisseur (1).
Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 3 à 11, dans lequel le circuit de commande (17) est configuré, à chaque cycle de fonctionnement du convertisseur (1), pour maintenir le deuxième transistor MOS (13) à l'état passant pendant une deuxième durée (Toff) proportionnelle à l'inverse de ladite différence de potentiels.
Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 5 à 11, dans lequel le circuit de commande (17) est configuré, à chaque cycle de fonctionnement du convertisseur (1), pour maintenir le deuxième transistor MOS (13) à l'état passant pendant une deuxième durée (Toff) proportionnelle à l'inverse de ladite différence de potentiels, le circuit de commande (17) comprenant en outre un autre générateur de rampe (310) configuré pour fournir une autre rampe de potentiel (RN) avec une pente proportionnelle à ladite différence de potentiels, ladite deuxième durée (Toff) étant déterminée à partir d'une comparaison de ladite autre rampe de potentiel (RN) avec le potentiel de sortie (Vout) ou le potentiel de consigne (Vref).
Convertisseur selon la revendication 13, dans lequel ladite autre rampe de potentiel (RN) diminue à partir du potentiel d'alimentation (Vbat), ladite deuxième durée (Toff) correspondant au temps mis par ladite autre rampe de potentiel (RN) pour diminuer du potentiel d'alimentation (Vbat) jusqu'au potentiel de sortie (Vout) ou au potentiel de consigne (Vref).
Convertisseur selon l'une quelconque des revendications 3 à 14, dans lequel le circuit de commande (17) comprend une machine d'état (300).