WO2012136330A1 - Circuit electronique comportant deux convertisseurs statiques fonctionnant en mode quasi-resonnant par commutation a zero de tension et procede de fonctionnement d'un tel circuit - Google Patents

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Franck GUITTONNEAU
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Continental Automotive France
Continental Automotive Gmbh
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • Electronic circuit comprising two static converters operating in quasi-resonant mode by zero-voltage switching and method of operation of such a circuit
  • the present invention relates to an electronic circuit of a motor vehicle and to a method of operating such a circuit.
  • the technical field of the invention is, in general, that of voltage converters. More particularly, the invention relates to the control of two static converters adapted to raise an input voltage supplied by an accumulator to deliver a higher output voltage.
  • PWM pulse width modulation Pulse-Width Modulation commands
  • electronic circuits comprising a voltage-boosting converter, of DC-DC or DC / DC type.
  • DC in English (Direct Current), operating in current mode and quasi-resonant mode.
  • quasi-resonant converter is meant a static converter of which one of the two switches is natural, the other being able to be assisted.
  • Such circuits use a zero-voltage switch boot across their switch. When the end of a drain voltage drop is detected, a field effect transistor switch is initiated.
  • the PWM command is therefore dedicated to zero voltage priming to reduce switching losses.
  • This type of control requires the use of a current mode current sensor and a zero voltage detector in quasi-resonant mode. As a reminder, in a quasi-resonant converter with zero voltage and current mode, there are three phases in a switching period.
  • a PWM controller detects a transistor voltage close to 0V, starts its transistor, and the current linearly increases through a coil from its negative value, until it reaches a sensing set point. current.
  • the current detector of the circuit blocks the transistor and the coil is demagnetized through the diode and the output of the DC / DC converter.
  • the resonant capacitor discharges through the coil and provides a negative current.
  • the capacitor voltage reaches 0 V, another zero voltage is detected and another cycle begins.
  • circuits which combine in parallel several independent quasi-resonant voltage boosters so as to increase the power range available at the output.
  • this type of circuit has a very disturbing triangular input current ripple with high current peak values at its input filter, which considerably reduces its lifetime and makes it necessary to provide adapted capacity and important filtering.
  • the invention proposes to solve the technical problems mentioned above.
  • a circuit comprising two interlaced voltage booster converters, each of said converters being configured to operate in quasi-resonant mode with zero-voltage switching.
  • the subject of the invention is therefore a method of operating an electronic circuit, said circuit comprising two static converters, one being a master converter comprising in particular a master PWM controller and a switch and the other being a slave converter including in particular a slave PWM controller and a switch, adapted to raise an input voltage of the circuit to provide a higher output voltage, each of said converters operating in quasi-resonant mode by voltage zero switching of their respective switch.
  • the method according to the invention comprises the following steps:
  • the master PWM controller sends, when the switch of said master converter is closed and when a predefined phase shift criterion is verified, a control signal to the slave PWM controller which, in response to said control signal, opens the switch of said slave converter,
  • the master PWM controller and the slave PWM controller close the switch of their respective converter as soon as a zero voltage is detected across said switch.
  • the invention is remarkable in that said method comprises an additional step in which the intensity of an electric current is measured in the switch of the master converter, the predefined phase shift criterion being checked when said measured intensity reaches a predefined value.
  • the predefined value is between one-third and two-thirds of a predefined peak value of said electric current in the switch of the master converter.
  • the input voltage of the electronic circuit is filtered by means of a low-pass filter.
  • the master PWM controller keeps the slave converter switch open during a predefined phase of operation of the circuit, as long as a circuit output voltage exceeds a predefined value.
  • the subject of the invention is also an electronic circuit comprising two static converters, one being a master converter comprising in particular a master PWM controller and a switch and the other being a slave converter including in particular a slave PWM controller and a switch, adapted raising an input voltage of the circuit to provide a higher output voltage, each of said converters operating in quasi-resonant mode by voltage-zero switching of their respective switch, wherein:
  • the master PWM controller is configured to send, when the switch of said master converter is closed and when a predefined phase shift criterion is verified, a control signal to the slave PWM controller, said slave PWM controller being configured to open the switch of said master slave converter in response to said control signal,
  • the master PWM controller and the slave PWM controller are configured to close the switch of their respective converter as soon as a zero voltage is detected across said switch.
  • said circuit further comprises means for measuring the intensity of an electric current in the switch of the master converter, and in that the predefined phase shift criterion is checked when said measured intensity reaches a value of predefined value.
  • said circuit further comprises a low-pass filter adapted to filter the input voltage of the circuit, said filter preferably comprising an inductance coil and two capacitors.
  • the master PWM controller is configured to keep the switch of the slave converter open during a predefined phase of operation of the circuit, as long as the output voltage of said circuit exceeds a predefined value.
  • the invention also relates to a vehicle of the automotive type characterized in that it comprises such a circuit.
  • FIG. 1 a schematic representation of an electronic vehicle circuit according to one embodiment of the invention
  • FIG. 1 a first graphical representation of a control method of said circuit according to an embodiment of the invention.
  • FIG. 1 schematically represents an electronic vehicle circuit 10 according to one embodiment of the invention.
  • the circuit 10 comprises two DCS ConvM and ConvE static converters adapted to raise an input voltage Vin supplied by an accumulator, not shown, to deliver an output voltage Vout higher than the voltage Vin entry.
  • One of said converters is configured to act as a master converter ConvM by means of a master PWM controller M and further comprises a switch TM, an inductance coil LM, a diode DM, a shunt, symbolized by resistance Rshunt , a resonant CresM capability and four CzvdM, CoutM, CSM and CVM capabilities.
  • the other of said converters is configured to act as a slave converter ConvE by means of a slave PWM controller E and further comprises a controller and a TE switch, an inductor LE, a diode DE, a resonant capacitor CresE and three capabilities CzvdE, CoutE and CVE.
  • Each of said converters operates in quasi-resonant mode by zero-voltage switching of their respective TM and TE switches.
  • the circuit 10 comprises, as input, a low-pass filter F consisting of an inductor Lfil and two capacitors CfiH and Cfil2 disposed on either side of said coil. More specifically, capacitance CfiH is disposed on a branch 5 connecting an input Fe of said filter to the electrical ground and capacitance Cfil2 is disposed on a branch 6 connecting an output Fs of said filter to the electrical ground.
  • the low-pass filter F is adapted to filter the input voltage Vin of the circuit 10, in order to limit the fluctuations thereof.
  • the circuit separates into two branches 12 and 14 at an intersection 11.
  • the first branch 12 comprises the inductance coil LE and a diode DE disposed in series in this order. to provide, at its end, a voltage Vout.
  • the second branch 14 comprises the coil LM.
  • the branch 26 separates into three branches 28 , 30 and 32.
  • the branch 30 includes a TM switch having two outputs 34 and 36.
  • the TM switch is a MOSFET transistor.
  • said switch is a simple switch.
  • the branch 32 includes the resonant capacitance CresM placed in parallel with the transistor TM and joins the branch 36.
  • the shunt is disposed on a branch 38 connected in parallel with the branch 36.
  • a branch 40 connects the branch 38 to the electrical ground .
  • a voltage VCC supplies the PWM M with a branch 41.
  • a branch 43 connects, via the CVM decoupling capacitor, the branch 41 to the electrical earth.
  • a branch 42 connects, via the CoutM capacity, the branch 24 to the electrical ground.
  • a branch 52 is connected to the branch 12 at an intersection 54.
  • the branch 52 splits into three branches 56, 58 and 60.
  • the branch 56 comprising the capacitance CzvdE, joins the PWM controller E.
  • the branch 58 comprises the switch TE which has two outputs 62 and 64.
  • the branch 62 connects the PWM controller E to the switch TE and the branch 64 connects said switch TE to the electric mass.
  • the TE switch is a MOSFET transistor. In a variant, said switch is a simple switch.
  • the branch 60 comprises the CresE capacitor in parallel with the transistor TE and joins the branch 64.
  • the voltage VCC also supplies the PWM controller E with a branch 45 and a branch 65.
  • a branch 66 connects, via the decoupling capacitor CVE, the branch 65 to the electrical ground.
  • a branch 68 connects via the CoutE capacity, the branch 12 to the electrical ground.
  • PWM controllers M and E are for example microcontrollers programmed according to the invention, to implement the method described below.
  • the PWM controllers M and E each comprise nine pins SHUTDOWN, VCC, GND, SEL_SLV, SYNC, CS_N, CS_P, G_DRIVE and ZVD.
  • the VCC pin is the one through which the VCC voltage arrives.
  • the VCC pin of the PWM M controller is connected to the branch 41.
  • the VCC pin of the PWM controller E is connected to the branch 65.
  • the GND pin of each of the PWM M and E controllers is connected to the electrical ground.
  • the ZVD pin is the one through which zero zvd voltage detection information arrives.
  • the ZVD pin of the PWM M controller is connected to the branch 28.
  • the ZVD pin of the PWM controller E is connected to the branch 56.
  • the G_DRIVE pin is used to control the TM, TE switch.
  • the G_DRIVE pin of the PWM M controller is directly connected to the TM switch of the ConvM converter via the branch 34.
  • the G_DRIVE pin of the PWM controller E is directly connected to the TE switch of the ConvE converter via the branch 62.
  • the SEL_SLV pin is used to configure the PWM M and E controllers in master mode (by connecting it to the electrical earth) and slave (by connecting it to the VCC voltage).
  • the SEL_SLV pin of the PWM M controller is connected to the electrical ground, while the pin SEL_SLV of the PWM controller E is connected to the voltage VCC.
  • the SHUTDOWN pin When the SEL_SLV pin is connected to the VCC voltage, the SHUTDOWN pin is activated and control signals received on this SHUTDOWN pin are interpreted by the PWM E controller in slave mode. In particular, when enabled, the SHUTDOWN pin can receive a signal in response to which the PWM controller E in slave mode will have to open the TE switch, as will be described later.
  • the SHUTDOWN pin of the master PWM controller M is connected via the CVM capacitance to the electrical earth.
  • the SYNC pin is an output pin used to output control signals.
  • the SYNC pin is used by the master controller M to synchronize the slave controller E.
  • the SYNC pin of the PWM M controller is connected to the SHUTDOWN pin of the PWM controller E by a branch 48.
  • the SYNC pin of the PWM controller E in slave mode is connected to the electrical ground.
  • the pins CS_N and CS_P are used by the PWM M controller in master mode to determine the intensity of an electric current flowing in the switch TM, as will be described later.
  • the pin CS_N and pin CS_P PWM M controller are connected across the resistor Rshunt by, respectively, the branch 38 and the branch 36.
  • the resistor Rshunt is used to measure the intensity of an electric current flowing in the switch TM.
  • the CS_N and CS_P pins of the PWM E controller in slave mode are connected directly to the electrical earth.
  • the power of the circuit 10 is about 125 W.
  • Figure 2 graphically illustrates the principle of a control method of said circuit according to a preferred embodiment of the invention.
  • the input current of a quasi-resonant converter of the state of the art has a triangular shape with a large ripple.
  • the two converged DC / DC converters ConvM and ConvE of high power are used in parallel, with the same switching frequency and a phase shift.
  • Converters ConvM and ConvE are configured to operate in quasi-resonant mode by switching, that is to say by closing their respective switch or turned ON and by opening their respective switch or put in the state OFF.
  • the master converter ConvM is configured to send, when its switch TM is closed and when a predefined phase shift criterion is verified, a control signal to the slave converter ConvE which, in response to said control signal, opens its switch TE.
  • the ConvM master converter and the ConvE slave converter are configured to autonomously close their respective TM and TE switches as soon as possible. that a zero zvd voltage is detected across their switch, the zvd voltage being measured via the ZVD pin of their PWM controller.
  • the predefined phase shift criterion is checked when the measured intensity Im reaches a predefined value.
  • the predefined intensity value Im is half of a peak value Imc of said current. More generally, the predefined value of intensity Im is between one third and two thirds of the peak value Imc.
  • the control method of the electronic circuit 10 comprises steps in which
  • the intensity Im of the electric current is measured in the switch TM of the master converter ConvM, so as to detect zero zvd voltages,
  • the input voltage Vin of the electronic circuit 10 is filtered by means of the low-pass filter F,
  • the master PWM controller M keeps open the switch TE of the slave converter ConvE, during a predefined phase of operation of the circuit, as long as an output voltage Vout of the circuit exceeds a predefined threshold value.
  • this voltage threshold is predefined according to the voltages that can withstand the various electronic components of said circuit.
  • the ConvM master converter must control the slave CONE converter to obtain the same frequency and a delay adapted to reduce the input ripple.
  • this command is performed by setting ON the slave converter ConvE which remains autonomous for the OFF state in the current mode.
  • the ON state of the slave converter ConvE is carried out autonomously by the slave PWM controller E by detecting a zero voltage zvd at terminals of the switch TE, connected to the pin ZVD of said slave PWM controller E.
  • the OFF state of the slave converter ConvE is controlled by the master converter ConvM, in Im intensity measurement function via resistor Rshunt connected to pins CS_P and CS_N of master PWM controller M of ConvM master converter.
  • the master PWM controller M then controls the slave PWM controller E by a control signal indicating that the switch TE must be open in order to switch the slave converter ConvE to its OFF state.
  • the signal The controller is sent to the SYNC pin of the master PWM controller M when the current I min of the current in the switch TM reaches its predefined value. It is understood that this predefined value of the intensity Im makes it possible to control a phase difference between the currents in the switch TM and in the switch TE. In particular, a predefined value between one-third and two-thirds of the peak value Imc makes it possible to establish a phase shift of approximately one half-period making it possible to reduce current ripples.
  • the master PWM controller M works with its ZVD pin to detect a zero zvd voltage and with the resistor Rshunt to measure the intensity Im.
  • the PWM M controller turns off the slave PWM controller E by placing the control signal on its SYNC pin, connected to the SHUTDOWN pin of the PWM controller E.
  • the slave PWM controller E works with its ZVD pin to detect a zero zvd voltage and with its SHUTDOWN pin to receive the PWM controller M control signals.
  • the control signal applied to the SHUTDOWN pin initiates the opening by said PWM controller.
  • slave E of the switch TE.
  • the invention allows the control of two converters operating at variable frequency while maintaining the quasi-resonant mode, that is to say the zero voltage switching drain for the two structures.
  • the command, in current and quasi-resonant mode is done by a signal of the OFF state of the slave E which remains autonomous for the setting ON state by its own detection of the zero drain voltage. Thanks to the invention, the entire control and management of particular events is done by a single logic signal.

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Abstract

Procédé de fonctionnement d'un circuit électronique (10) comportant deux convertisseurs statiques : - un convertisseur maître (ConvM) comportant un contrôleur PWM maître (M), - un commutateur (TM) et un convertisseur esclave (ConvE) comportant un contrôleur PWM esclave (E) et un commutateur (TE), adaptés à élever une tension d'entrée (Vin) du circuit électronique en une tension de sortie (Vout), chacun desdits convertisseurs fonctionnant en mode quasi-résonnant par commutation à zéro de tension de leur commutateur respectif, dans lequel : - le contrôleur maître envoie, lorsque le commutateur dudit convertisseur maître est fermé et lorsqu'un critère prédéfini de déphasage est vérifié, un signal de commande au contrôleur esclave qui ouvre (OFF) alors le commutateur dudit convertisseur esclave, - les contrôleurs maître et esclave ferment (ON) le commutateur de leur convertisseur respectif dès qu'une tension nulle (zvd) est détectée aux bornes dudit commutateur, caractérisé en ce qu'on mesure l'intensité (Im) du courant électrique dans le commutateur du convertisseur maître, et en ce que le critère prédéfini de déphasage est vérifié lorsque ladite intensité mesurée atteint une valeur prédéfinie.

Description

Circuit électronique comportant deux convertisseurs statiques fonctionnant en mode quasi-résonnant par commutation à zéro de tension et procédé de fonctionnement d'un tel circuit
La présente invention se rapporte à un circuit électronique de véhicule automobile et à un procédé de fonctionnement d'un tel circuit. Le domaine technique de l'invention est, d'une façon générale, celui des convertisseurs de tension. Plus particulièrement, l'invention concerne la commande de deux convertisseurs statiques adaptés à élever une tension électrique d'entrée fournie par un accumulateur pour délivrer une tension de sortie plus élevée.
Dans l'état de la technique, on connaît des commandes, par modulation de largeur d'impulsions PWM (« Pulse-Width Modulation » en anglais), de circuits électroniques comportant un convertisseur élévateur de tension, de type continu- continu ou DC / DC en anglais (Direct Current), fonctionnant en mode courant et en mode quasi-résonnant. On entend par convertisseur quasi-résonnant, un convertisseur statique dont une des deux commutations est naturelle, l'autre pouvant être assistée. De tels circuits utilisent un amorçage de commutateur à zéro de tension aux bornes de leur commutateur. Lorsque la fin d'une chute de tension de drain est détectée, un commutateur de type transistor à effet de champ est amorcé.
La commande PWM est donc dédiée à effectuer l'amorçage à tension nulle afin de réduire les pertes par commutation. Ce type de commande requiert l'utilisation d'un capteur de courant en mode courant et d'un détecteur de tension nulle en mode quasi-résonnant. Pour rappel, dans un convertisseur quasi-résonnant à amorçage à zéro de tension et mode courant, il y a trois phases dans une période de commutation.
Durant la première phase, un contrôleur PWM détecte une tension de transistor proche de 0 V, amorce son transistor et le courant croît de façon linéaire à travers une bobine à partir de sa valeur négative, jusqu'à atteindre un point de consigne de détection de courant.
Durant la deuxième phase dite phase de roue libre, le détecteur de courant du circuit bloque le transistor et la bobine est démagnétisée à travers la diode et la sortie du convertisseur DC / DC.
Durant la troisième phase, lorsque le courant de la bobine est nul, le condensateur résonnant se décharge à travers la bobine et fournit un courant négatif. Lorsque la tension du condensateur atteint 0 V, une autre tension nulle est détectée et un autre cycle commence.
Mais, en pratique, ce type de circuit provoque une ondulation du courant d'entrée importante et donc néfaste. Dans l'art antérieur, on connaît également des circuits associant en parallèle plusieurs convertisseurs élévateurs de tension quasi-résonnants indépendants de manière à augmenter la plage de puissance disponible en sortie.
Mais, en pratique, ce type de circuit présente une ondulation de courant d'entrée triangulaire très perturbatrice avec de fortes valeurs de crête de courant au niveau de son filtre d'entrée, ce qui réduit considérablement sa durée de vie et oblige à prévoir une capacité adaptée et un filtrage important.
Dans l'état de la technique, on commande parfois deux convertisseurs, l'un fonctionnant en tant que maître et l'autre en tant qu'esclave, afin de diminuer les ondulations de courant, mais ceux-ci ne fonctionnent alors pas en mode quasi- résonnant.
L'invention propose de résoudre les problèmes techniques précédemment cités.
Dans l'invention, on réalise un circuit comportant deux convertisseurs élévateurs de tension entrelacés, chacun desdits convertisseurs étant configuré pour fonctionner en mode quasi-résonnant avec des commutations à zéro de tension.
L'invention a donc pour objet un procédé de fonctionnement d'un circuit électronique, ledit circuit comportant deux convertisseurs statiques, l'un étant un convertisseur maître comportant notamment un contrôleur PWM maître et un commutateur et l'autre étant un convertisseur esclave comportant notamment un contrôleur PWM esclave et un commutateur, adaptés à élever une tension d'entrée du circuit pour délivrer une tension de sortie plus élevée, chacun desdits convertisseurs fonctionnant en mode quasi-résonnant par commutation à zéro de tension de leur commutateur respectif.
Le procédé selon l'invention comprend les étapes suivantes :
• le contrôleur PWM maître envoie, lorsque le commutateur dudit convertisseur maître est fermé et lorsqu'un critère prédéfini de déphasage est vérifié, un signal de commande au contrôleur PWM esclave qui, en réponse audit signal de commande, ouvre le commutateur dudit convertisseur esclave,
· le contrôleur PWM maître et le contrôleur PWM esclave ferment le commutateur de leur convertisseur respectif dès qu'une tension nulle est détectée aux bornes dudit commutateur.
L'invention est remarquable en ce que ledit procédé comporte une étape supplémentaire dans laquelle on mesure l'intensité d'un courant électrique dans le commutateur du convertisseur maître, le critère prédéfini de déphasage étant vérifié lorsque ladite intensité mesurée atteint une valeur prédéfinie. Les inventeurs ont déterminé que ces dispositions étaient optimales et grâce à ces dispositions, on minimise les pertes par commutation.
Selon des caractéristiques particulières, la valeur prédéfinie est comprise entre le tiers et les deux tiers d'une valeur de crête prédéfinie dudit courant électrique dans le commutateur du convertisseur maître.
Les inventeurs ont déterminé que ces dispositions étaient optimales.
Selon des caractéristiques particulières, on filtre la tension d'entrée du circuit électronique au moyen d'un filtre passe-bas.
Grâce à ces dispositions, on minimise l'ondulation de courant en entrée dudit circuit.
Selon des caractéristiques particulières, le contrôleur PWM maître maintient ouvert le commutateur du convertisseur esclave, lors d'une phase prédéfinie de fonctionnement du circuit, tant qu'une tension de sortie du circuit dépasse une valeur prédéfinie.
Grâce à ces dispositions, la totalité de la commande et de la gestion des événements particuliers se fait par un seul signal logique.
L'invention a également pour objet un circuit électronique comportant deux convertisseurs statiques, l'un étant un convertisseur maître comportant notamment un contrôleur PWM maître et un commutateur et l'autre étant un convertisseur esclave comportant notamment un contrôleur PWM esclave et un commutateur, adaptés à élever une tension d'entrée du circuit pour délivrer une tension de sortie plus élevée, chacun desdits convertisseurs fonctionnant en mode quasi-résonnant par commutation à zéro de tension de leur commutateur respectif, dispositif dans lequel :
• le contrôleur PWM maître, est configuré pour envoyer, lorsque le commutateur dudit convertisseur maître est fermé et lorsqu'un critère prédéfini de déphasage est vérifié, un signal de commande au contrôleur PWM esclave, ledit contrôleur PWM esclave étant configuré pour ouvrir le commutateur dudit convertisseur esclave en réponse audit signal de commande,
• le contrôleur PWM maître et le contrôleur PWM esclave sont configurés pour fermer le commutateur de leur convertisseur respectif dès qu'une tension nulle est détectée aux bornes dudit commutateur.
Selon les caractéristiques particulières de l'invention, ledit circuit comporte en outre des moyens pour mesurer l'intensité d'un courant électrique dans le commutateur du convertisseur maître, et en ce que le critère prédéfini de déphasage est vérifié lorsque ladite intensité mesurée atteint une valeur prédéfinie.
Les avantages, buts et caractéristiques particuliers de ce circuit étant similaires à ceux du procédé objet de la présente invention, ne sont pas rappelés ici. Selon des caractéristiques particulières, ledit circuit comporte en outre un filtre passe-bas adapté à filtrer la tension d'entrée du circuit, ledit filtre comportant de préférence une bobine d'inductance et deux capacités.
Selon des caractéristiques particulières, le contrôleur PWM maître est configuré pour maintenir ouvert le commutateur du convertisseur esclave, lors d'une phase prédéfinie de fonctionnement du circuit, tant que la tension de sortie dudit circuit dépasse une valeur prédéfinie.
L'invention a également pour objet un véhicule de type automobile caractérisé en ce qu'il comporte un tel circuit.
Les avantages, buts et caractéristiques particuliers de ce véhicule étant similaires à ceux du procédé objet de la présente invention, ne sont pas rappelés ici.
L'invention et ses différentes applications seront mieux comprises à la lecture de la description qui suit et à l'examen des figures qui l'accompagnent.
Celles-ci ne sont présentées qu'à titre indicatif et nullement limitatif de l'invention. Les figures montrent :
- figure 1 : une représentation schématique d'un circuit électronique de véhicule selon un mode de réalisation de l'invention ;
- figure 2 : une première représentation graphique d'un procédé de commande dudit circuit selon un mode réalisation de l'invention.
Dans ces figures, les éléments identiques conservent les mêmes références.
La figure 1 représente, de façon schématique, un circuit électronique 10 de véhicule selon un mode de réalisation de l'invention.
Selon l'invention, le circuit 10 comporte deux convertisseurs statiques ConvM et ConvE de type DC/DC adaptés à élever une tension électrique d'entrée Vin fournie par un accumulateur, non représenté, pour délivrer une tension de sortie Vout plus élevée que la tension d'entrée Vin.
L'un desdits convertisseurs est configuré pour agir en tant que convertisseur maître ConvM au moyen d'un contrôleur PWM maître M et comporte en outre un commutateur TM, une bobine d'inductance LM, une diode DM, un shunt, symbolisé par résistance Rshunt, une capacité résonnante CresM et quatre capacités CzvdM, CoutM, CSM et CVM.
L'autre desdits convertisseurs est configuré pour agir en tant que convertisseur esclave ConvE au moyen d'un contrôleur PWM esclave E et comporte en outre un contrôleur et un commutateur TE, une bobine d'inductance LE, une diode DE, une capacité résonnante CresE et trois capacités CzvdE, CoutE et CVE. Chacun desdits convertisseurs fonctionne en mode quasi-résonnant par commutation à zéro de tension de leur commutateur TM et TE respectif.
Le circuit 10 comporte, en entrée, un filtre passe-bas F constitué d'une bobine d'inductance Lfil et de deux capacités CfiH et Cfil2 disposées de part et d'autre de ladite bobine. Plus précisément, la capacité CfiHest disposée sur une branche 5 reliant une entrée Fe dudit filtre à la masse électrique et la capacité Cfil2 est disposée sur une branche 6 reliant une sortie Fs dudit filtre à la masse électrique.
Le filtre passe-bas F est adapté à filtrer la tension d'entrée Vin du circuit 10, afin d'en limiter les fluctuations.
En sortie du filtre passe-bas F, le circuit se sépare en deux branches 12 et 14 au niveau d'une intersection 1 1. La première branche 12 comporte la bobine d'inductance LE et une diode DE disposées, en série dans cet ordre, pour fournir, à son extrémité, une tension Vout.
La deuxième branche 14 comporte la bobine LM.
La branche 14, en aval de la bobine LM, se sépare en deux branches 24 et 26. La branche 24, comportant la diode DM, rejoint la branche 12 au niveau d'une intersection 29. La branche 26 se sépare en trois branches 28, 30 et 32.
La branche 28, comportant la capacité CzvdM, rejoint le contrôleur PWM M. La branche 30 comporte un commutateur TM qui présente deux sorties 34 et 36. Dans un mode réalisation selon l'invention, le commutateur TM est un transistor MOSFET. Dans une variante, ledit commutateur est un simple interrupteur.
La branche 32 comporte la capacité résonnante CresM mise en parallèle avec le transistor TM et rejoint la branche 36. Le shunt est disposé sur une branche 38 mise en parallèle par rapport à la branche 36. Une branche 40 relie la branche 38 à la masse électrique.
Une tension VCC alimente le contrôleur PWM M par une branche 41.
Une branche 43 relie, via la capacité de découplage CVM, la branche 41 à la masse électrique.
Une branche 42 relie, via la capacité CoutM, la branche 24 à la masse électrique.
Une branche 52 est reliée à la branche 12 au niveau d'une intersection 54. La branche 52 se sépare en trois branches 56, 58 et 60.
La branche 56, comportant la capacité CzvdE, rejoint le contrôleur PWM E. La branche 58 comporte le commutateur TE qui présente deux sorties 62 et 64. La branche 62 relie le contrôleur PWM E au commutateur TE et la branche 64 relie ledit commutateur TE à la masse électrique. Dans un mode réalisation selon l'invention, le commutateur TE est un transistor MOSFET. Dans une variante, ledit commutateur est un simple interrupteur.
La branche 60 comporte la capacité CresE mise en parallèle avec le transistor TE et rejoint la branche 64.
La tension VCC alimente également le contrôleur PWM E par une branche 45 et une branche 65. Une branche 66 relie, via la capacité de découplage CVE, la branche 65 à la masse électrique.
Entre l'intersection 29 et l'extrémité de la branche 12, une branche 68 relie, via la capacité CoutE, la branche 12 à la masse électrique.
Les contrôleurs PWM M et E sont par exemple des microcontrôleurs programmés conformément à l'invention, pour mettre en œuvre le procédé décrit ci- après.
Dans l'exemple non limitatif représenté, les contrôleurs PWM M et E comportent chacun neuf broches SHUTDOWN, VCC, GND, SEL_SLV, SYNC, CS_N, CS_P, G_DRIVE et ZVD.
La broche VCC est celle par laquelle arrive la tension VCC. La broche VCC du contrôleur PWM M est reliée à la branche 41. La broche VCC du contrôleur PWM E est reliée à la branche 65.
La broche GND de chacun des contrôleurs PWM M et E est reliée à la masse électrique.
La broche ZVD est celle par laquelle arrive l'information de détection de tension zvd nulle. La broche ZVD du contrôleur PWM M est reliée à la branche 28. La broche ZVD du contrôleur PWM E est reliée à la branche 56.
La broche G_DRIVE est utilisée pour commander le commutateur TM, TE. La broche G_DRIVE du contrôleur PWM M est directement reliée au commutateur TM du convertisseur ConvM via la branche 34. La broche G_DRIVE du contrôleur PWM E est directement reliée au commutateur TE du convertisseur ConvE via la branche 62.
La broche SEL_SLV permet de configurer les contrôleurs PWM M et E en mode maître (en la reliant à la masse électrique) et esclave (en la reliant à la tension VCC). La broche SEL_SLV du contrôleur PWM M est reliée à la masse électrique, tandis que la broche SEL_SLV du contrôleur PWM E est reliée à la tension VCC.
Lorsque la broche SEL_SLV est reliée à la tension VCC, la broche SHUTDOWN est activée et des signaux de commande reçus sur cette broche SHUTDOWN sont interprétés par le contrôleur PWM E en mode esclave. En particulier, lorsqu'elle est activée, la broche SHUTDOWN permet de recevoir un signal de commande en réponse auquel le contrôleur PWM E en mode esclave devra ouvrir le commutateur TE, comme cela sera décrit ultérieurement.
La broche SHUTDOWN du contrôleur PWM maître M est reliée, via la capacité CVM, à la masse électrique.
La broche SYNC est une broche de sortie utilisée pour émettre des signaux de commande. La broche SYNC est utilisée par le contrôleur maître M pour synchroniser le contrôleur esclave E. La broche SYNC du contrôleur PWM M est reliée à la broche SHUTDOWN du contrôleur PWM E par une branche 48. La broche SYNC du contrôleur PWM E en mode esclave est reliée à la masse électrique.
Les broches CS_N et CS_P sont utilisées par le contrôleur PWM M en mode maître pour déterminer l'intensité d'un courant électrique circulant dans le commutateur TM, comme cela sera décrit ultérieurement. La broche CS_N et la broche CS_P du contrôleur PWM M sont reliées aux bornes de la résistance Rshunt par, respectivement, la branche 38 et la branche 36. La résistance Rshunt est utilisée pour mesurer l'intensité d'un courant électrique circulant dans le commutateur TM.
Les broches CS_N et CS_P du contrôleur PWM E en mode esclave sont reliées directement à la masse électrique.
Dans un exemple préféré de réalisation de l'invention, la puissance du circuit 10 est de 125 W environ.
La figure 2 illustre graphiquement le principe d'un procédé de commande dudit circuit selon un mode préféré de mise en œuvre de l'invention.
Le courant d'entrée d'un convertisseur quasi-résonnant de l'état de la technique présente une forme triangulaire avec une grande ondulation. De manière à réduire cette ondulation, dans l'invention, on utilise les deux convertisseurs DC / DC ConvM et ConvE de haute puissance mis en parallèle, avec la même fréquence de commutation et un déphasage.
Les convertisseurs ConvM et ConvE sont configurés pour fonctionner en mode quasi-résonnant par commutation, c'est-à-dire par fermeture de leur commutateur respectif ou mise à l'état ON et par ouverture de leur commutateur respectif ou mise à l'état OFF.
Le convertisseur maître ConvM est configuré pour envoyer, lorsque son commutateur TM est fermé et lorsqu'un critère prédéfini de déphasage est vérifié, un signal de commande au convertisseur esclave ConvE qui, en réponse audit signal de commande, ouvre son commutateur TE.
Le convertisseur maître ConvM et le convertisseur esclave ConvE sont configurés pour fermer de manière autonome leur commutateur respectif TM et TE dès qu'une tension zvd nulle est détectée aux bornes de leur commutateur, la tension zvd étant mesurée via la broche ZVD de leur contrôleur PWM.
Dans un exemple préféré de réalisation de l'invention, le critère prédéfini de déphasage est vérifié lorsque l'intensité Im mesurée atteint une valeur prédéfinie.
Dans l'exemple, la valeur prédéfinie d'intensité Im est la moitié d'une valeur de crête Imc dudit courant. Plus généralement, la valeur prédéfinie d'intensité Im est comprise entre le tiers et les deux tiers de la valeur de crête Imc.
Le procédé de commande du circuit électronique 10 selon un mode de réalisation de l'invention comporte des étapes dans lesquelles
- on mesure l'intensité Im du courant électrique dans le commutateur TM du convertisseur maître ConvM, de manière à détecter les tensions zvd nulles,
- on filtre la tension d'entrée Vin du circuit électronique 10 au moyen du filtre passe-bas F,
- le contrôleur PWM maître M maintient ouvert le commutateur TE du convertisseur esclave ConvE, lors d'une phase prédéfinie de fonctionnement du circuit, tant qu'une tension de sortie Vout du circuit dépasse une valeur de seuil prédéfinie.
Typiquement, la valeur de ce seuil de tension est prédéfinie en fonction des tensions que peuvent supporter les différents composants électroniques dudit circuit.
Le convertisseur maître ConvM doit commander le convertisseur esclave ConvE pour obtenir la même fréquence et un retard adapté pour réduire l'ondulation d'entrée.
Dans les structures de commutation de l'art antérieur, cette commande est effectuée par mise à l'état ON du convertisseur esclave ConvE qui reste autonome pour la mise à l'état OFF en mode courant.
Selon l'invention, la mise à l'état ON du convertisseur esclave ConvE, c'est- à-dire la fermeture du commutateur TE, est effectuée de manière autonome par le contrôleur PWM esclave E par détection d'une tension zvd nulle aux bornes du commutateur TE, relié à la broche ZVD dudit contrôleur PWM esclave E. La mise à l'état OFF du convertisseur esclave ConvE, c'est-à-dire l'ouverture du commutateur TE est commandée par le convertisseur maître ConvM, en fonction de mesures de l'intensité Im via la résistance Rshunt reliée aux broches CS_P et CS_N du contrôleur PWM maître M du convertisseur maître ConvM.
Le contrôleur PWM maître M commande alors le contrôleur PWM esclave E par un signal de commande indiquant que le commutateur TE doit être ouvert afin de basculer le convertisseur esclave ConvE dans son état OFF. Le signal de commande est envoyé sur la broche SYNC du contrôleur PWM maître M lorsque l'intensité Im du courant dans le commutateur TM arrive à sa valeur prédéfinie. On comprend que cette valeur prédéfinie de l'intensité Im permet de contrôler un déphasage entre les courants dans le commutateur TM et dans le commutateur TE. En particulier, une valeur prédéfinie comprise entre le tiers et les deux tiers de la valeur de crête Imc permet d'établir un déphasage d'environ une demi-période permettant de réduire les ondulations de courant.
Le contrôleur PWM maître M travaille avec sa broche ZVD pour détecter une tension zvd nulle et avec la résistance Rshunt pour mesurer l'intensité Im. Le contrôleur PWM M éteint le contrôleur PWM esclave E en plaçant le signal de commande sur sa broche SYNC, reliée à la broche SHUTDOWN du contrôleur PWM E.
Le contrôleur PWM esclave E travaille avec sa broche ZVD pour détecter une tension zvd nulle et avec sa broche SHUTDOWN pour recevoir les signaux de commande du contrôleur PWM M. Le signal de commande appliqué à la broche SHUTDOWN initie l'ouverture, par ledit contrôleur PWM esclave E, du commutateur TE.
L'invention permet la commande de deux convertisseurs fonctionnant à fréquence variable tout en conservant le mode quasi-résonnant, c'est-à-dire la commutation à zéro de tension de drain pour les deux structures.
Dans l'invention, la commande, en mode courant et quasi-résonnant, se fait par un signal de mise à l'état OFF de l'esclave E qui reste autonome pour la mise à l'état ON par sa propre détection du zéro de tension de drain. Grâce à l'invention, la totalité de la commande et de la gestion des événements particuliers se fait par un seul signal logique.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de fonctionnement d'un circuit électronique (10), ledit circuit comportant deux convertisseurs statiques (ConvM ; ConvE), l'un étant un convertisseur maître (ConvM) comportant notamment un contrôleur PWM maître (M) et un commutateur (TM) et l'autre étant un convertisseur esclave (ConvE) comportant notamment un contrôleur PWM esclave (E) et un commutateur (TE), adaptés à élever une tension d'entrée (Vin) du circuit pour délivrer une tension de sortie (Vout) plus élevée, chacun desdits convertisseurs fonctionnant en mode quasi-résonnant par commutation à zéro de tension de leur commutateur (TM ; TE) respectif dans lequel :
• le contrôleur PWM maître (M) envoie, lorsque le commutateur (TM) dudit convertisseur maître (ConvM) est fermé et lorsqu'un critère prédéfini de déphasage est vérifié, un signal de commande au contrôleur PWM esclave (E) qui, en réponse audit signal de commande, ouvre (OFF) le commutateur (TE) dudit convertisseur esclave (ConvE),
• le contrôleur PWM maître (M) et le contrôleur PWM esclave (E) ferment (ON) le commutateur (TM ; TE) de leur convertisseur respectif (ConvM ; ConvE) dès qu'une tension nulle (zvd) est détectée aux bornes dudit commutateur (TM ; TE), caractérisé en ce que l'on mesure l'intensité (Im) d'un courant électrique dans le commutateur (TM) du convertisseur maître (ConvM), et en ce que le critère prédéfini de déphasage est vérifié lorsque ladite intensité (Im) mesurée atteint une valeur prédéfinie.
2. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que la valeur prédéfinie est comprise entre le tiers et les deux tiers d'une valeur de crête (Imc) prédéfinie dudit courant électrique dans le commutateur (TM) du convertisseur maître (ConvM).
3. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'on filtre la tension d'entrée (Vin) du circuit électronique (10) au moyen d'un filtre passe- bas (F).
4. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le contrôleur PWM maître (M) maintient ouvert le commutateur (TE) du convertisseur esclave (ConvE), lors d'une phase prédéfinie de fonctionnement du circuit, tant qu'une tension de sortie (Vout) du circuit dépasse une valeur prédéfinie.
5. Circuit électronique (10) comportant deux convertisseurs statiques (ConvM ; ConvE), l'un étant un convertisseur maître (ConvM) comportant notamment un contrôleur PWM maître (M) et un commutateur (TM) et l'autre étant un convertisseur esclave (ConvE) comportant notamment un contrôleur PWM esclave (E) et un commutateur (TE), adaptés à élever une tension d'entrée (Vin) du circuit pour délivrer une tension de sortie (Vout) plus élevée, chacun desdits convertisseurs fonctionnant en mode quasi-résonnant par commutation à zéro de tension de leur commutateur (TM ; TE) respectif, dans lequel :
• le contrôleur PWM maître (M), est configuré pour envoyer, lorsque le commutateur (TM) dudit convertisseur maître (ConvM) est fermé et lorsqu'un critère prédéfini de déphasage est vérifié, un signal de commande au contrôleur PWM esclave (E), ledit contrôleur PWM esclave (E) étant configuré pour ouvrir (OFF) le commutateur (TE) dudit convertisseur esclave (ConvE) en réponse audit signal de commande,
· le contrôleur PWM maître (M) et le contrôleur PWM esclave (E) sont configurés pour fermer (ON) le commutateur (TM ; TE) de leur convertisseur respectif (ConvM ; ConvE) dès qu'une tension (zvd) nulle est détectée aux bornes dudit commutateur (TM ; TE),
caractérisé en ce qu'il comporte des moyens pour mesurer l'intensité (Im) d'un courant électrique dans le commutateur (TM) du convertisseur maître (ConvM), et en ce que le critère prédéfini de déphasage est vérifié lorsque ladite intensité (Im) mesurée atteint une valeur prédéfinie.
6. Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comporte un filtre passe-bas (F) adapté à filtrer la tension d'entrée (Vin) du circuit, ledit filtre comportant de préférence une bobine d'inductance (Lfil) et deux capacités (CfiH ; Cfil2).
7. Circuit selon l'une quelconque des revendications 5 ou 6, caractérisé en ce que le contrôleur PWM maître (M) est configuré pour maintenir ouvert le commutateur (TE) du convertisseur esclave (ConvE), lors d'une phase prédéfinie de fonctionnement du circuit, tant que la tension de sortie (Vout) dudit circuit dépasse une valeur prédéfinie.
8. Véhicule de type automobile caractérisé en ce qu'il comporte un circuit selon l'une des revendications 5 à 7.
PCT/EP2012/001406 2011-04-08 2012-03-30 Circuit electronique comportant deux convertisseurs statiques fonctionnant en mode quasi-resonnant par commutation a zero de tension et procede de fonctionnement d'un tel circuit WO2012136330A1 (fr)

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