CN112713773A

CN112713773A - 电压转换器

Info

Publication number: CN112713773A
Application number: CN202011155454.8A
Authority: CN
Inventors: H·埃施; M·西; D·切斯诺; E·费尔特林
Original assignee: STMicroelectronics Grenoble 2 SAS
Current assignee: STMicroelectronics Grenoble 2 SAS
Priority date: 2019-10-24
Filing date: 2020-10-26
Publication date: 2021-04-27
Also published as: US11750095B2; CN214674896U; FR3102620B1; FR3102620A1; US20210126535A1

Abstract

本公开涉及一种电压转换器。在实施例中，该电压转换器包括：第一晶体管，第一晶体管被耦合在第一导轨和第一节点之间，第一导轨被配置为接收电源电压；以及电感，电感被耦合在第一节点和第二节点之间，第二节点被配置为传递输出电压，其中在转换器的每个操作周期中，第一晶体管被保持处于导通状态达第一时间段，该第一时间段与电源电压和输出电压之间的电压差的倒数成比例。

Description

电压转换器

相关申请的交叉引用

本申请要求于2019年10月24日提交的法国专利申请No.1911933的权益，该申请通过引用并入本文。

技术领域

本公开大体上涉及一种电子系统和方法，并且在具体实施例中，涉及一种电压转换器。

背景技术

在开关式功率转换器中，用于为转换器供电的DC电压通过切换开关而被斩波，以实现电感元件中的电力储存阶段，以及将储存在电感元件中的电力朝向连接到转换器输出的负载进行的放电阶段。

在脉冲频率调制(PFM)型开关式转换器中，转换器的每个操作周期都包括电感元件中的电力储存阶段，接着是去往连接到转换器的负载的电力传递阶段。在电力储存阶段(充电阶段)中，流过电感元件的电流增加。在电力传递阶段(放电阶段)中，流过电感元件的电流减小。对于每个操作周期，在电力储存阶段的开始和在电力传递阶段的结束时，流过电感元件的电流都为零。

已知的PFM型开关式转换器有各种缺点。

发明内容

一些实施例涉及开关式电源类型的DC/DC电压转换器，这种DC/DC电压转换器将DC电源电压转换为DC输出电压。一些实施例特别涉及降压型DC/DC电压转换器，其中DC输出电压具有比DC电源电压更低的值。

一些实施例涉及PFM类型的开关式转换器。

实施例克服了已知的开关式转换器(特别是PFM类型)的全部或部分缺点。

实施例提供了一种电压转换器，该电压转换器包括：

第一MOS晶体管，被连接在第一导轨和第一节点之间，第一导轨被配置为接收电源电位；以及

电感，被连接在第一节点和第二节点之间，第二节点被配置为传递输出电位，其中在转换器的每个操作周期中，第一MOS晶体管保持处于导通状态达第一时间段，该第一时间段与电源电位和输出电位之间的电位差的倒数成比例。

根据实施例，转换器进一步包括第二MOS晶体管，被连接在第一节点和第二导轨之间，第二导轨被配置为接收参考电位。

根据实施例，转换器进一步包括控制电路，被配置为在每个操作周期连续地进行以下控制：

将第一晶体管设置到导通状态；

将第一晶体管设置到关断状态，以及将第二晶体管设置到导通状态；以及

将第二晶体管设置到关断状态，

控制电路被配置为在每个操作周期中，保持第一晶体管处于导通状态达第一时间段。

根据实施例，控制电路被进一步配置为当输出电位低于电位设定点时开始操作周期。

根据实施例，控制电路进一步包括斜坡发生器，被配置为传递电位斜坡，电位斜坡具有与电位差成比例的斜率，第一时间段根据电位斜坡与输出电位或电位设定点的比较确定。

根据实施例，电位斜坡从参考电位增加，第一时间段对应于电位斜坡从参考电位增加到输出电位或电位设定点所花的时间。

根据实施例，控制电路进一步包括比较器，被配置为比较电位斜坡与输出电位或电位设定点。

根据实施例，斜坡发生器包括：

电容器，被连接在第二导轨和第三节点之间，第三节点被配置为传递电位斜坡；以及

电流源，具有被连接到第一导轨的第一端子，并且具有被连接到第三节点的第二端子，电流源被配置为传递具有与电位差成比例的值的电流。

根据实施例，电流源包括：

第三MOS晶体管，被连接在第二导轨和第四节点之间；

电阻器，被连接在第一导轨和第四节点之间；

第四MOS晶体管，被连接在第二导轨和第五节点之间；

第五MOS晶体管，被连接在第一导轨和第五节点之间；

第六MOS晶体管，与第五晶体管镜像组装并且被连接在第一导轨和电流源的第二端子之间；以及

运算放大器，具有被配置为接收输出电位的第一输入，优选地是反相的，具有被连接到第四节点的第二输入，优选地是非反相的，并且具有被连接到第三晶体管的控制端子和第四晶体管的控制端子的输出。

根据实施例，斜坡发生器进一步包括开关，该开关与电容器并联连接。

根据实施例，控制电路被进一步配置为在转换器的操作周期的开始处控制开关的关断。

根据实施例，在转换器的每个操作周期中，控制电路被配置为保持第二MOS晶体管处于导通状态达第二时间段。

根据实施例，在转换器的每个操作周期中，控制电路被配置为保持第二MOS晶体管处于导通状态达第二时间段，控制电路进一步包括另一斜坡发生器，该斜坡发生器被配置为传递另一电位斜坡，另一电位斜坡具有与电位差成比例的斜率，第二时间段根据另一电位斜坡与输出电位或电位设定点的比较来确定。

根据实施例，另一电位斜坡从电源电位减小，第二时间段对应于另一电位斜坡从电源电位减小到输出电位或电位设定点所花的时间。

根据实施例，控制电路包括状态机。

附图说明

上述和其他特征和优点将结合附图在对具体实施例的以下非限制性描述中进行详细讨论。

图1非常示意性地示出了DC/DC电压转换器的实施例；

图2示出了图示图1的转换器的操作的定时图；

图3示出了图1的转换器的更详细的实施例；

图4示出了图示根据实施例的图3的转换器的操作的定时图；

图5以电路的形式示出了图3的转换器的部分的实施例；

图6以电路的形式示出了图3的转换器的部分的备选实施例；以及

图7以电路的形式示出了图3的转换器的部分的另一备选实施例。

具体实施方式

相同的元件在不同的图中用相同的参考数字指定。具体地，不同的实施例共有的结构和/或功能元件可以用相同的参考数字指定，并且可以具有相同的结构、大小和材料属性。

为了清楚起见，只示出和详述了对理解所描述的实施例有用的那些步骤和元件。具体地，还未详述可以提供DC/DC转换器的通常应用，所描述的实施例可与这种通常应用兼容。

贯穿本公开，术语“连接”用于指定除导体之外没有中间元件的电路元件之间的直接电气连接，而术语“耦合”用于指定电路元件之间的电气连接，该电气连接可以是直接的或可以是经由一个或多个其他元件。

在下面的描述中，当引用修饰绝对位置的术语(诸如术语“在前面”、“在后面”、“顶部”、“底部”、“在左边”、“在右边”等)或修饰相对位置的术语(诸如术语“在上面”、“在下面”、“上面的”、“下面的”等)或引用修饰方向的术语(诸如术语“水平的”、“竖直的”等)时，除非另有说明，否则它都指图的定向。

在本文中使用术语“约”、“近似地”、“大体上”和“大约”指定有关值的正负10％，优选地是正负5％的公差。

图1非常示意性地示出了DC/DC电压转换器1的实施例。

转换器1被配置为传递以参考电位(通常是地GND)作为参考的DC输出电位Vout。转换器包括输出节点2，电位Vout在该输出节点上是可用的。

转换器1由以参考电位GND作为参考的DC电源电位Vbat供电。转换器1然后被连接在被设置到电位Vbat的第一导电导轨或节点3、与被设置到参考电位GND的第二导电导轨或节点5之间。

转换器1被配置为传递值等于设定点值的电位Vout。为了这个目的，转换器1在输入节点7上接收以电位GND作为参考的DC电位设定点Vref，该DC电位设定点Vref具有表示电位Vout的设定点值，优选地等于电位Vout的设定点值。

在该示例中，电位Vout、Vbat和Vref为正。

在该示例中，转换器1是降压型，即电位Vout的设定点值小于电位Vbat的值。换言之，电位Vout的值小于电位Vbat的值。

转换器1包括第一MOS(“金属氧化物半导体”)晶体管9，优选地是PMOS晶体管(P沟道MOS晶体管)。MOS晶体管9被连接在导轨3和(第一)节点11之间。换言之，晶体管9的第一导电端子(例如其源极)连接到导轨3，晶体管9的第二导电端子(例如其漏极)连接到节点11。

转换器1进一步包括第二MOS晶体管13，优选地是NMOS晶体管(N沟道MOS晶体管)。晶体管13被连接在节点11和导轨5之间。换言之，晶体管13的第一导电端子(例如其源极)连接到导轨5，晶体管9的第二导电端子(例如其漏极)连接到节点11。

因此，晶体管9和13被串联连接在导轨3和导轨5之间，并且彼此连接在内部节点11的水平上。

转换器1包括电感元件或电感15。电感15被连接在节点11和(第二)节点2之间。

转换器1包括控制电路17。电路17被配置为实现或控制转换器1的操作周期，以调节电位Vout，使得电位Vout的值等于设定点值Vref。

为了这个目的，电路17包括：

端子171，耦合(优选地连接)到节点7；

端子172，耦合(优选地连接)到节点2；

端子173，耦合(优选地连接)到导轨3；

端子174，耦合(优选地连接)到导轨5；

端子175，耦合(优选地连接)到晶体管9的控制端子或栅极；以及

端子177，耦合(优选地连接)到晶体管13的控制端子或栅极。

转换器1包括被连接在节点2和导轨5之间的输出电容器(未示出)。作为示例，这个电容在大约2.2μF到20Μf之间，甚至更大。这种输出电容器起到滤波器的作用。换言之，转换器输出电容器能够平滑存在于节点2上的电流，并且储存由转换器提供给节点2的电力。

虽然这在这里没有示出，但是在操作中，负载被连接在节点2和导轨5之间，导轨5待用电位Vout进行供电。负载通常包括节点2和导轨5之间的输入电容器。

根据实施例，转换器1被配置为以脉冲频率调制(不连续导通模式)操作。在该实施例中，电路17然后被配置为当电位Vout的值小于设定点值Vref、并且两个晶体管9和13都处于关断状态时，开始转换器1的操作周期。更具体地，在每个操作周期的开始，当两个晶体管9和13处于关断状态、并且节点电流IL流过电感15时，电路被配置为控制将晶体管9设置到导通状态，晶体管13处于关断状态。在通过电路17保持晶体管8处于导通状态的第一时间段Ton期间，电力然后被储存在电感15中。在时间段Ton结束时，电路17被配置为控制将晶体管9设置到关断状态，以及控制将晶体管13设置到导通状态。对于通过电路17保持13处于导通状态的第二时间段Toff，电力然后被电感15传递回连接在转换器输出的负载。在时间段Toff结束时，电路17被配置为控制将晶体管13设置到关断状态。确定时间段Toff，使得在电路17控制将晶体管13设置到关断状态时的时间，对应于流过电感的电流变成零时的时间。

图2示出了图示根据实施例的图1的转换器1的操作的定时图，其中转换器1(例如其控制电路17)被配置为以脉冲频率调制操作。

图2顶部的定时图图示电位Vout(以伏特V为单位)随时间t的变化，图2底部的定时图图示流过电感15的电流IL随时间t的对应变化。

在时间t0，晶体管9和13处于关断状态，电流IL为零，并且电位Vout的值大于其设定点值，在本示例中为电位Vref的值。

在时间t0和随后的时间t2之间，例如，由于连接到转换器1的负载消耗电流这一事实，电位Vout减小。

在时间t0和时间t2之间的时间t1，电位Vout变得小于其设定点值Vref。这是由转换器1的电路17检测到的，该电路然后控制将晶体管9设置到导通状态。晶体管9在时间t2导通。

因此，从时间t2开始，电感15具有连接到节点2的端子，以及通过晶体管9耦合到导轨3的端子。流过电感15的电流IL随斜率A1的增加而增加，该斜率A1由以下关系式(1)定义：

A1＝(Vbat－Vout)/L，

L是电感15的值。

结果，从时间t2开始，电流IL被传递到节点2，并且节点2和导轨5之间的电容器(图1中未示出)充电。电位Vout增加并且变得再次大于其设定点值Vref。

在接下来的时间t3(等于t2+Ton)，电路17控制晶体管13处于导通状态，并且控制晶体管9处于关断状态。

因此，从时间t3开始，电感15具有连接到节点2的端子和通过晶体管13耦合到导轨5的端子。流过电感15的电流IL随斜率A2的减小而减小，该斜率A2由以下关系式(2)定义：

A2＝－Vout/L。

虽然电流IL从时间t3开始减小，但是只要电流IL不是零，那么如果负载所产生的电流小于提供给节点2的电流IL，则节点2和导轨5之间的电容器继续充电，并且电位Vout继续增加。

在接下来的时间t4(等于t3+Toff)，电路17控制晶体管13处于关断状态，电流IL在时间t4为零。

从时间t4开始，电流IL为零并且电位Vout减小，类似于在时间t0发生的情况。

虽然在本文中未示出，但是当电位Vout的值在时间t4之后的某个时间回落到电位Vout的设定点值以下时，电路17实施新的操作周期，诸如，关于接下来的时间t2、t3和t4所描述的。

在转换器1的操作周期中，在时间t3，即，在时间段Ton结束时和在时间段Toff开始时，或换言之，在电路17控制将晶体管9设置到导通状态，并且在已将晶体管9设置到关断状态达时间段Ton之后，控制将晶体管13设置到导通状态时，通过电感15的电流IL达到最大值ILp。值ILp由以下关系式(3)定义：

ILp＝((Vbat－Vout)*Ton)/L。

转换器1所消耗的电力取决于值ILp。值ILp被优选地确定，以最小化转换器所消耗的电力，同时，当连接到转换器1的负载所消耗的电力不超过给定最大值，并且电位Vbat的值大于或等于给定最小值时，能够将电位Vout调节到其设定点值。

进一步地，转换器1设置为利用不同的电位Vbat值进行操作。例如，电位Vbat的值在提供转换器1的两个不同应用之间是不同的，并且能够根据在给定应用的操作中进行变化。

在一些实施例中，为了避免转换器1所消耗的电力取决于电位Vbat的值，发明人在这里假设，例如，在转换器1中，时间段Ton与电位Vbat和电位Vout之间的电位差的倒数成比例。换言之，转换器1被配置为使得时间段Ton验证以下关系式(4)：

Ton＝A3/(Vbat－Vout)，

A3是正比例系数，不同于零并且独立于Vbat。

因此，穿过电感15的电流IL的最大值ILp独立于电位Vbat的值，在一些实施例中，这是特别有利的。

图3示出了图1的转换器1的更详细的实施例。在这里只强调图1中未示出的细节，诸如关于转换器1的电路17的细节，在图3中用虚线框界定。

电路17包括状态机300。状态机300被配置为将晶体管9和13的控制信号传递到对应的端子175和177，以实现关于图1和图2所描述的操作。为了确定晶体管9和13的控制信号，状态机300接收多个信号。事实上，状态机300以硬件方式实现并且与电路对应。电路300利用电位Vbat进行供电，并且连接在导轨3和5之间，为了避免图过载，这些连接在图3中未被详述。

电路17包括比较器302，该比较器被配置为在比较器输出处传递信号START，该信号START表示电位Vout的值与其设定点值的比较。比较器302的输出连接到电路300。信号START在电位Vout的值小于其设定点值时处于第一状态，例如高状态，并且在电位Vout的值大于其设定点值时处于第二状态，例如低状态。比较器302包括第一输入(例如反相的(－))和第二输入(例如非反相的(+))，第一输入被配置为接收其值表示电位Vout值的电位，第二输入被配置为接收其值表示电位Vout的设定点值的电位。

在电位Vref的值等于电位Vout的设定点值的这个示例中，比较器302被配置为比较电位Vref与电位Vout，比较器302的第一输入连接到节点2，并且比较器302的第二输入连接到电路17的端子171。

在该实施例中，时间段Ton通过比较电位斜坡RP与电位Vref或电位Vout来确定，其中电位Vout可以被视为等于电位Vref。因此，电路17包括斜坡发生器304，该斜坡发生器被配置为传递电位斜坡RP；以及比较器306，该比较器306被配置为比较斜坡RP与电位Vref或Vout，在本示例中是比较斜坡RP与电位Vref。电位RP以参考电位GND作为参考。

发生器304利用电位Vbat进行供电，并且连接在导轨3和5之间，为了避免图过载，这些连接在图3中未被示出。

发生器304由电路300通过信号cmdP控制。更具体地，当信号START处于其第一状态(该第一状态指示电位Vout的值小于其设定点值)时，并且如果两个晶体管9和13处于导通状态，则电路300控制晶体管9到导通状态，并且同时通过信号cmdP控制电位斜坡RP的起始或开始。作为示例，信号cmdP根据由电路300传递到晶体管9的控制信号确定，或甚至等于由电路300传递到晶体管9的控制信号。

斜坡发生器304被配置为使每个电位斜坡RP的斜率与电位Vbat和Vout之间的差成比例。

根据实施例，每个电位斜坡RP是从参考电位GND增加的斜坡。

斜坡RP被发送到比较器306的第一输入(例如非反相的(+))、比较器的第二输入(例如反相的(－))接收电位Vref，并且比较器306的输出将信号COMP传递到电路300。

根据图3所示的实施例，电位斜坡RP通过选择电路308(例如多路复用器)被发送到比较器306，该选择电路包括两个输入、一个输出和一个控制端子。电路308的控制端子接收来自电路300的信号sel。根据信号sel的状态，电路308在其输出处发送存在于其输入中的一个输入或另一输入上的信号。

更具体地，在电路300控制将晶体管9设置到导通状态并且控制电位斜坡RP的开始时，电路300将信号sel置于第一状态，使得比较器306接收电位斜坡RP。

因此，只要保持信号sel处于其第一状态，信号COMP便处于第一状态，例如低状态，只要电位RP小于电位Vref，并且电位RP一变得大于电位Vref，就切换到第二状态，例如高状态。

信号COMP从其第一状态到其第二状态的切换标志着时间段Ton的结束。电路300然后控制晶体管9到关断状态并且控制晶体管13到导通状态。优选地，电路300通过信号cmdP同时控制电位斜坡RP的结束。

在该实施例中，时间段Toff通过比较电位斜坡RN与电位Vref或电位Vout来确定，并且更具体地，在本示例中，通过比较电位斜坡RN与电位Vref来确定。因此，电路17包括被配置为传递电位斜坡RN的斜坡发生器310。

发生器310利用电位Vbat进行供电，并且连接在导轨3和5之间，为了避免图过载，这些连接在图3中未被示出。发生器310由电路300通过信号cmdN控制。

更具体地，在时间段Ton结束时，当电路300控制晶体管9到关断状态并且控制晶体管13到导通状态时，电路300还通过信号cmdN控制电位斜坡RN的起始。作为示例，信号cmdN根据由电路300传递到晶体管13的控制信号来确定，或甚至等于由电路300传递到晶体管13的控制信号。

根据实施例，每个电位斜坡RN都是从电源电位Vbat减小的斜坡。

根据图3所示的实施例，斜坡RN与电位Vref的比较是由比较器306实现的。斜坡RN然后被发送到电路308的第二输入。进一步地，电路300被配置为将信号sel切换到其第二状态，同时，它控制将晶体管9设置到关断状态并且控制将晶体管13设置到导通状态，以便将斜坡RN发送到比较器306。

因此，在每个斜坡RN从电位Vbat减小的实施例中，只要保持信号sel处于其第二状态，信号COMP便处于其第二状态，例如高状态，只要电位RN大于电位Vref，并且只要电位RN变得小于电位Vref，切换到其第一状态，例如低状态。

信号COMP从其第二状态到其第一状态的切换标志着时间段Toff的结束。电路300然后控制将晶体管13设置到关断状态。优选地，电路300通过信号cmdN同时控制电位斜坡RN的结束。

在关于图3所描述的转换器1中，由于电位斜坡RP的斜率与电位Vbat和Vout之间的差成比例、以及在时间段Ton结束时电位斜坡等于Vref这一事实，时间段Ton验证以下关系式(5)：

Ton＝(A4*Vref)/(Vbat－Vout)，

A4是比例系数，例如，对于增加的斜坡RP为正的，并且(Vbat-Vout)/A4是斜坡RP的斜率。

通过将关系式(5)代入关系式(3)，得到以下关系式(6)：

ILp＝(A4*Vref)/L。

因此，在转换器1中，电流IL的最大值ILp有效地独立于电位Vbat的值。

在备选实施例(未示出)中，电位斜坡RP与电位Vref的比较由比较器306实现，并且电位斜坡RN与电位Vref的比较通过设置在电路17中的附加比较器实现。附加比较器然后在第一输入处(例如非反相的(+))接收电位斜坡RN，并且在第二输入处(例如反相的(－))接收电位Vref，附加比较器的输出将表示电位斜坡RN与电位Vref的比较的信号传递到电路300。在这种变化中，电路308被省略，并且电路300不产生信号sel。本领域技术人员将有能力使图3的转换器1的上述描述适用于该备选实施例。

图4示出了图示根据实现模式的图3的转换器1的操作的定时图。更具体地，图4示出了在图3的转换器1的操作周期中电位斜坡RN和RP(以伏特(V)为单位)随时间t的变化，图4所示的时间t0、t1、t2、t3和t4与关于图2所描述的时间相同。

在该实施例中，电位斜坡RP从参考电位GND增加，并且与电位Vref进行比较，以确定时间段Ton，斜坡RP从电源电位Vbat减小，并且与电位Vref进行比较，以确定时间段Toff。

在时间t0，电位RP等于电位GND，电位RN等于电位Vbat，并且信号COMP处于其第一状态。进一步地，信号START处于其第二状态，指示电位Vout大于电位Vref。

在时间t1，电位Vout变得小于电位Vref(图2)，并且虽然这在本文中并未示出，但是这将导致信号START切换到其第一状态。

作为对信号START的切换的响应，在时间t2，电路通过信号cmdP控制将晶体管9切换到导通状态以及控制斜坡RP的开始。

时间t2标志着时间段Ton的开始。

从时间t2开始，电位RP增加，以在时间t3变得等于电位Vref。

因此，虽然这在本文中并未示出，但是在时间t3，信号COMP从其第一状态切换到其第二状态。作为对信号COMP的切换的响应，电路300通过控制信号cmdN控制将晶体管9切换到关断状态，控制将晶体管13切换到导通状态，以及控制电位斜坡RN的开始。在该示例中，在时间t3，电路300也通过信号cmdP控制电位斜坡RP的结束，电位RP然后切换回到电位GND。

时间t3标志着时间段Ton的结束和时间段Toff的开始。

从时间t3开始，电位RN减小，以在时间t4变得等于电位Vref。

因此，在时间t4，信号COMP从其第二状态切换到其第一状态。作为对信号COMP的切换的响应，电路300控制将晶体管13切换到关断状态。在时间t4，在本示例中，电路300还通过信号cmdN控制电位斜坡RN的结束，电位RN然后切换回到电位Vbat。

时间t4标志着时间段Toff的结束。

虽然上面已经关于图3和图4描述了电位斜坡RP和RN与电位Vref进行比较的情况，但是本领域技术人员将有能力使描述适用于电位斜坡RN和RP与电位Vout比较的情况，这些比较是通过单个比较器306和选择电路308或通过使用两个不同的比较器来实现。

进一步地，基于上面给出的功能指示，状态机300的实际实施方式在本领域技术人员的能力范围内。

本领域技术人员也将有能力确定电位斜坡RN的斜率，例如根据时间段Ton，使得时间段Toff的结束，对应于通过电感15的电流IL变成零时的时间。具体地，根据实施例，可以假设，与电位斜坡RP的斜率一样，斜坡RN的斜率与电位Vbat和Vout之间的差成比例。

图5以电路的形式示出了图3的转换器的部分的实施例。更具体地，图5示出了斜坡发生器304的实施例。

斜坡发生器304包括电容器C1，该电容器C1被连接在导轨5和(第三)节点500之间，节点500被配置为传递电位斜坡RP。

斜坡发生器304进一步包括电流源502，该电流源在图5中用虚线框界定。电流源502的第一端子连接到导轨3，电流源502的第二端子连接到节点500。电流源502被配置为传递电流I1，电流I1具有与电位Vbat和Vout之间的差成比例的值。

电流源502包括(第三)MOS晶体管504，优选地是NMOS晶体管，该晶体管被连接在导轨5和(第四)节点506之间。换言之，晶体管504的导电端子(例如其源极)连接到导轨5，晶体管504的另一导电端子(例如其漏极)连接到节点506。

电流源502进一步包括连接在导轨3和节点506之间的电阻器R。

电流源502还包括运算放大器508，该运算放大器具有被配置为接收电位Vout的输入(即其反相输入(－))、具有连接到节点506的另一输入(即非反相输入(+))，以及具有连接到晶体管504的控制端子的输出。

晶体管504然后由放大器控制，使得节点506处于电位Vout。因此，流过晶体管504的电流I2由以下关系式(7)定义：

I2＝(Vbat－Vout)/R，

电流源502包括(第四)MOS晶体管510，优选地是NMOS晶体管，该晶体管被连接在导轨5和(第五)节点512之间。换言之，晶体管510的导电端子(例如其源极)连接到导轨5，晶体管510的另一导电端子(例如其漏极)连接到节点512。

晶体管510的控制端子连接到晶体管504的控制端子，从而连接到运算放大器508的输出。因此，与电流I2成比例(优选地等于电流I2)的电流I3流过晶体管510。

电流源502包括(第五)MOS晶体管514，优选地是PMOS晶体管，该晶体管被连接在导轨3和节点512之间。换言之，晶体管514的导电端子(例如其源极)连接到导轨3，晶体管514的另一导电端子(例如其漏极)连接到节点512。

电流源502包括(第六)MOS晶体管516，优选地是PMOS晶体管，该晶体管与晶体管514镜像组装并且被连接在导轨3和节点500之间。换言之，晶体管516的导电端子(例如其源极)连接到导轨3，晶体管516的另一导电端子(例如其漏极)连接到节点500，并且晶体管516的控制端子连接到晶体管514的控制端子，晶体管514的漏极和栅极彼此连接。晶体管516的连接到节点500的导电端子对应于电流源502的第二端子。

因此，穿过晶体管516的电流I1与流过晶体管514的电流I3成比例，优选地等于电流I3，因此与电流I2成比例，优选地等于电流I2。因此，电流源502有效地传递与电位Vbat和Vout之间的差成比例的电流I1。

作为示例，在晶体管504、510、514和516的大小设计为使电流I1、I2和I3相等的情况下，源502传递电流I1，该电流I1由以下关系式(8)定义：

I1＝(Vbat－Vout)/R。

斜坡发生器304包括电路518(在这里是开关)，该电路由信号cmdP(图3)控制并且被配置为根据信号cmdP的状态开始或停止电位斜坡RP。

更具体地，在图5所示的实施例中，开关518，例如由MOS晶体管(优选地是NMOS晶体管)实现，与电容器C1并联连接，即，在节点500和导轨5之间。

当信号cmdP处于第一状态(例如高状态)时，开关518接通，并且电位RP等于参考电位GND。

当信号cmdP从其第一状态切换到其第二状态(例如低状态)时，开关518关闭。根据以下关系式(9)，电容器C1通过电流I1充电并且电位RP随时间t增加：

RP＝(t*I1)/C1，

I1与电位Vbat和Vout之间的差成比例，或换言之，与Vbat－Vout成比例。

因此，电位斜坡RP的斜率有效地与差Vbat－Vout成比例。

作为示例，在晶体管504、510、514和516的大小设计为使电流I1、I2和I3相等的情况下，电流I1验证上面的关系式(8)，并且电位RP因此验证以下关系式(10)：

RP＝(t*(Vbat－Vout))/(R*C1)，

因此，时间段Ton由以下关系式(11)定义：

Ton＝(Vref*(R*C1)/(Vbat－Vout))，

当斜坡RP与电位Vref进行比较，以定义时间段Ton时。

图6以电路的形式示出了图3的转换器的部分的备选实施例。更具体地，在这种变化中，电位斜坡RN的斜率与电位Vbat和Vout之间的差成比例，图6示出了斜坡发生器304和310。

图6的斜坡发生器304与图5的斜坡发生器相同。

斜坡发生器310包括电容器C2，该电容器C2被连接在导轨3和(第六)节点600之间，节点600被配置为传递电位斜坡RN。

斜坡发生器310进一步包括电流源602，该电流源在图6中用虚线框界定。电流源602的第一端子连接到导轨5，电流源600的第二端子连接到节点600。电流源602被配置为传递电流I4，电流I4具有与电位Vbat和Vout之间的差成比例的值。

电流源602包括与斜坡发生器304的电流源502(图5)一样的元件，即放大器508、电阻器R和晶体管504。实际上，优势是从以下中取得的：通过放大器508、电阻器R和晶体管504所生成的电流I2来生成电流I4。

电流源602进一步包括(第六)MOS晶体管604，优选地是NMOS晶体管，该晶体管被连接在导轨5和节点600之间。换言之，晶体管604的导电端子(例如其源极)连接到导轨5，晶体管604的另一导电端子(例如其漏极)连接到节点600并且与电流源602的第二端子对应。

晶体管604的控制端子连接到晶体管504的控制端子，因此连接到运算放大器508的输出，尽管为了避免图过载，该连接在图6中未被示出。

因此，流过晶体管604的电流I4与电流I2成比例，优选地等于电流I2。电流I4有效地与电位Vbat和Vout之间的差成比例。

斜坡发生器310包括电路606(在这里是开关)，该电路由信号cmdN(图3)控制并且被配置为根据信号cmdN的状态开始或停止电位斜坡RN。

更具体地，在图6所示的实施例中，开关606，例如由MOS晶体管(优选地是PMOS晶体管)实现，与电容器C2并联连接，即，开关606在导轨3和节点600之间。

当信号cmdN处于第一状态(例如低状态)时，开关606接通，并且电位RN等于电位Vbat。

当信号cmdN从其第一状态切换到其第二状态(例如高状态)时，开关606关闭。根据以下关系式(12)，电容器C2通过电流I4充电并且电位RN随时间t减小：

RN＝Vbat－(t*I4)/C2，

I4与电位Vbat和Vout之间的差成比例。

因此，与电位斜坡RP的斜率一样，电位斜坡RN的斜率与电位Vbat和Vout之间的差成比例。

作为示例，在晶体管504和604的大小设计为使电流I2和I4相等的情况下，电位斜坡RN验证以下关系式(13)：

RN＝Vbat－(t*(Vbat－Vout))/(R*C2)，

因此，时间段Toff由以下关系式(14)定义：

Toff＝((Vbat－Vref)*(R*C2)/(Vbat－Vout))，

当斜坡RN与电位Vref进行比较，以定义时间段Toff时。

事实上，电位Vout可以被视为与其设定点值相等，即，在本示例中是电位Vref。因此，时间段Toff可以被视为等于电阻R和电容C2的乘积。

虽然图6的电路已经被描述为对应于被配置为传递斜坡RP的斜坡发生器304，以及配置为传递斜坡RN的斜坡发生器310，但是这种电路也可以被视为单个斜坡发生器，该斜坡发生器包括被配置为传递电位斜坡(分别是RP和RN)的两个输出500和600，单个发生器然后由两个信号cmdP和cmdN控制。

进一步地，已在每个斜坡RN从电位Vbat减小的情况下关于图3和图5对斜坡发生器310的实施例进行了描述，在其他实施例中，每个斜坡RN从参考电位增加。

在每个斜坡RN从参考电位增加的实施例中，只要保持信号sel(图3)处于其第二状态，信号COMP便处于其第一状态，例如低状态，只要电位RN小于电位Vref；并且只要电位RN变得大于电位Vref，切换到其第二状态，例如高状态。信号COMP从其第一状态到其第二状态的切换标志着时间段Toff的结束，并且电路300然后控制将晶体管13设置到关断状态。优选地，电路300通过信号cmdN同时控制电位斜坡RN的结束。上面的操作也适用于电位RN与电位Vout进行比较以定义时间段Toff的情况，而不是与电位Vref进行比较。

图7以电路的形式示出了图3的转换器的部分的另一备选实施例。更具体地，在这种变化中，每个斜坡RN从参考电位GND增加，并且时间段Toff对应于每个斜坡RN达到电位Vref或Vout所花的时间。

斜坡发生器RN是MOS晶体管700，优选地是NMOS晶体管。晶体管700的导电端子(例如其源极)连接到节点702，节点702通过电阻器R1耦合到导轨5，晶体管700的另一导电端子(例如其漏极)连接到节点704，节点704耦合到导轨3。

斜坡发生器RN进一步包括运算放大器706，该运算放大器具有被配置为接收电位Vout的输入(即其非反相输入(+))、具有连接到节点702的另一输入(即反相输入(－))，并且具有连接到晶体管700的控制端子的输出。

晶体管700然后由放大器706控制，使得节点702处于电位Vout。因此，流过晶体管706的电流I6由以下关系式(15)定义：

I6＝Vout/R1。

斜坡发生器RN进一步包括电容器C3，该电容器连接在导轨5和斜坡发生器的输出节点708之间。斜坡RN在节点708上是可用的。

斜坡发生器的电流镜710能够将与电流I6成比例(优选地等于电流I6)的电流I7传递到节点708。更具体地，电流镜710包括将节点704耦合到导轨3的第一分支和将节点708耦合到导轨3的第二分支。电流镜710的每个分支都包括MOS晶体管，优选地是PMOS晶体管。

斜坡发生器RN包括电路712(在这里是开关)，该电路由信号cmdN(图3)控制，并且被配置为根据信号cmdN的状态开始或停止电位斜坡RN。

更具体地，在图7所示的实施例中，开关712，例如由MOS晶体管(优选地是NMOS晶体管)实现，与电容器C3并联连接，即，开关712在节点708和导轨5之间。

当信号cmdN处于第一状态(例如高状态)时，开关712接通，并且电位RN等于参考电位GND。

当信号cmdN从其第一状态切换到其第二状态(例如低状态)时，开关712关闭。根据以下关系式(16)，电容器C3通过电流I7充电并且电位RN随时间t增加：

RN＝(t*I7)/C3

因此，当斜坡RN与电位Vref进行比较以定义时间段Toff时，时间段Toff由以下关系式(17)定义：

Toff＝Vref*C3/I7

作为示例，当电流I7等于电流I6并且斜坡RN与电位Vref进行比较以定义时间段Toff时，时间段Toff由以下关系式(18)定义：

Toff＝Vref*C3*R1/Vout

事实上，电位Vout可以被视为与其设定点值相等，即，在本示例中是电位Vref。因此，在电流I6和I7相等的示例中，时间段Toff可以被视为等于电阻R1和电容C3的乘积。本领域技术人员将有能力确定电阻R1和电容C3的值，以便在时间段Toff结束时，电感15中的电流IL(图1和图3)为零。

已经描述了各种实施例和变化。本领域的技术人员将理解，各种实施例和变化的某些特征可以组合，并且本领域的技术人员会想到其他变化。具体地，时间段Ton与电位差Vbat－Vout的倒数成比例的转换器1可以利用除斜坡发生器304(诸如关于图3至图6所描述的)之外的方式来实现。进一步地，本领域的技术人员将有能力使上述描述适用于以下情况：即对于至少所描述的信号，使该信号的高状态和低状态颠倒。

最后，基于上面给出的功能指示，所描述的实施例和变型的实际实施方式在本领域技术人员的能力范围内。

这种变更、修改和改进旨在成为本公开的部分，并且旨在落入本发明的精神和范围内。因此，上述描述仅为示例，并不旨在限制。本发明仅限于由以下权利要求和其等同物定义。

Claims

1.一种电压转换器，包括：

第一晶体管，被耦合在第一导轨和第一节点之间，所述第一导轨被配置为接收电源电压；以及

电感，被耦合在所述第一节点和第二节点之间，所述第二节点被配置为传递输出电压，其中在所述电压转换器的每个操作周期中，所述第一晶体管被保持处于所述导通状态达第一时间段，所述第一时间段与所述电源电压和所述输出电压之间的第一电压差的倒数成比例。

2.根据权利要求1所述的电压转换器，进一步包括第二晶体管，所述第二晶体管被耦合在所述第一节点和第二导轨之间，所述第二导轨被配置为接收参考电压。

3.根据权利要求2所述的电压转换器，其中所述参考电压是地。

4.根据权利要求2所述的电压转换器，进一步包括控制电路，所述控制电路被配置为在所述电压转换器的每个操作周期中连续地对以下进行控制：

将所述第一晶体管设置到所述导通状态；

将所述第一晶体管设置到所述关断状态，以及将所述第二晶体管设置到所述导通状态；以及

将所述第二晶体管设置到所述关断状态，所述控制电路被配置为在每个操作周期中，保持所述第一晶体管处于所述导通状态达所述第一时间段。

5.根据权利要求4所述的电压转换器，其中所述控制电路包括状态机。

6.根据权利要求4所述的电压转换器，其中在所述电压转换器的每个操作周期中，所述控制电路被配置为保持所述第二晶体管处于所述导通状态达一时间段。

7.根据权利要求4所述的电压转换器，其中所述控制电路被进一步配置为在所述输出电压小于电压设定点时开始操作周期。

8.根据权利要求7所述的电压转换器，其中所述控制电路进一步包括斜坡发生器，所述斜坡发生器被配置为传递电压斜坡，所述电压斜坡具有与所述第一电压差成比例的斜率，所述第一时间段根据所述电压斜坡与所述输出电压或所述电压设定点的比较来确定。

9.根据权利要求8所述的电压转换器，其中所述第一时间段根据所述电压斜坡与所述输出电压的比较来确定。

10.根据权利要求8所述的电压转换器，其中所述控制电路被配置为在所述电压转换器的每个操作周期中，保持所述第二晶体管处于所述导通状态达第二时间段，所述控制电路进一步包括另一斜坡发生器，所述另一斜坡发生器被配置为传递另一电压斜坡，所述另一电压斜坡具有与所述第一电压差成比例的斜率，所述第二时间段根据所述另一电压斜坡与所述输出电压或所述电压设定点的比较来确定。

11.根据权利要求10所述的电压转换器，其中所述另一电压斜坡被配置为从所述电源电压减小，所述第二时间段对应于所述另一电压斜坡从所述电源电压减小到所述输出电压或所述电压设定点所花的时间。

12.根据权利要求8所述的电压转换器，其中所述电压斜坡被配置为从所述参考电压增加，所述第一时间段对应于所述电压斜坡从所述参考电压增大到所述输出电压或所述电压输出点所花的时间。

13.根据权利要求8所述的电压转换器，其中所述控制电路进一步包括比较器，所述比较器被配置为比较所述电压斜坡与所述输出电压或所述电压设定点。

14.根据权利要求8所述的电压转换器，其中所述斜坡发生器包括：

电容器，被耦合在所述第二导轨和第三节点之间，所述第三节点被配置为传递所述电压斜坡；以及

电流源，具有被耦合到所述第一导轨的第一端子以及被耦合到所述第三节点的第二端子，所述电流源被配置为传递具有与所述第一电压差成比例的值的电流。

15.根据权利要求14所述的电压转换器，其中所述电流源包括：

第三晶体管，被耦合在所述第二导轨和第四节点之间；

电阻器，被耦合在所述第一导轨和所述第四节点之间；

第四晶体管，被耦合在所述第二导轨和第五节点之间；

第五晶体管，被耦合在所述第一导轨和所述第五节点之间；

第六晶体管，与所述第五晶体管镜像组装，并且被耦合在所述第一导轨和所述电流源的所述第二端子之间；以及

运算放大器，具有被配置为接收所述输出电压的第一输入、被耦合到所述第四节点的第二输入，以及被耦合到所述第三晶体管的控制端子和所述第四晶体管的控制端子的输出。

16.根据权利要求15所述的电压转换器，其中所述第一晶体管、所述第二晶体管、所述第三晶体管、所述第四晶体管、所述第五晶体管和所述第六晶体管是金属氧化物半导体(MOS)晶体管。

17.根据权利要求15所述的电压转换器，其中所述运算放大器的所述第一输入是反相输入，并且所述运算放大器的所述第二输入是非反相输入。

18.根据权利要求14所述的电压转换器，其中所述斜坡发生器进一步包括与所述电容器并联耦合的开关。

19.根据权利要求18所述的电压转换器，其中所述控制电路被进一步配置为在所述电压转换器的操作周期的每个开始处，控制所述开关的关断。

20.一种操作电压转换器的方法，所述方法包括：

在第一轨道接收电源电压；

在第二轨道接收参考电压；

在第一节点输送调节的输出电压；

在所述电压转换器的每个操作周期中，连续地：

将第一晶体管设置成所述导通状态，所述第一晶体管被耦合在所述第一轨道和通过电感被耦合到所述第一节点的第二节点之间；

将所述第一晶体管设置成所述断开状态、并且将第二晶体管设置成所述导通状态，所述第二晶体管被耦合在所述第二节点和所述第二轨道之间；以及

将所述第二晶体管设置成所述断开状态，其中，在所述电压转换器的每个操作周期中，在与所述电源电压和所述调节的输出电压之间的第一电压差的倒数成比例的第一时间段内，所述第一晶体管被保持处于所述导通状态。

21.一种电路，所述电路包括：

第一电源端子，被配置为接收电源电压；

第二电源端子，被配置为接收参考电压；

第一晶体管，被耦合在所述第一电源端子和第一节点之间；

第二晶体管，被耦合在所述第一节点和所述第二电源端子之间；

第三端子，被配置为通过电感器被耦合到所述第一节点；以及

控制电路，被配置为在每个操作周期中连续地进行以下各项：

将所述第一晶体管设置到所述导通状态，

将所述第一晶体管设置到所述关断状态，并且将所述第二晶体管设置到所述导通状态，以及

将所述第二晶体管设置到所述关断状态，其中在每个操作周期中，所述第一晶体管被保持处于所述导通状态达第一时间段，所述第一时间段与所述电源电压和所述第三端子处的电压之间的第一电压差的倒数成比例。

22.根据权利要求21所述的电路，其中所述控制电路包括：

状态机，具有被耦合到所述第一晶体管的控制端子的第一输出、被耦合到所述第二晶体管的控制端子的第二输出、被耦合到所述第三端子的第一输入；

第一电压斜坡发生器，具有被耦合到所述状态机的第三输出的输入；

第二电压斜坡发生器，具有被耦合到所述状态机的第四输出的输入；以及

选择电路，具有被耦合到所述第一电压斜坡发生器的输出的第一输入、被耦合到所述第二电压斜坡发生器的第二输入，以及被耦合到所述状态机的第二输入的输出。