FR2938137A1

FR2938137A1 - Recepteur avec circuit d'estimation de canal.

Info

Publication number: FR2938137A1
Application number: FR0857422A
Authority: FR
Inventors: Fabrice Belveze; Olivier Isson
Original assignee: STMicroelectronics SA
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2008-10-31
Filing date: 2008-10-31
Publication date: 2010-05-07
Anticipated expiration: 2028-10-31
Also published as: FR2938137B1; EP2356784A1; US9300516B2; JP5433012B2; WO2010049508A1; JP2012507232A; US20120020439A1; EP2356784B1

Abstract

L'invention concerne un circuit de réception pour démoduler un signal d'entrée reçu d'un canal de transmission, le circuit de réception comprenant un filtre d'interpolation agencé pour fournir des estimations (H ) du canal complet, et comprenant au moins un filtre (408, 412, 416) recevant des estimations du canal de fréquence pilote et effectuant un filtrage basé sur une pluralité (Q) des estimations du canal pilote à un instant donné, et une mémoire (422) agencée pour mémoriser les coefficients de filtrage pour ledit au moins un filtre, les coefficients étant basés sur une autocorrélation dans le domaine fréquentiel d'un modèle du canal de transmission, le modèle représentant la distribution temporelle de la puissance du canal de transmission déterminée indépendamment des estimations du canal de fréquence pilote.

Description

B8419 - 07-GR2-154 1 RÉCEPTEUR AVEC CIRCUIT D'ESTIMATION DE CANAL

Domaine de l'invention La présente invention concerne un récepteur pour recevoir et démoduler un signal transmis, et en particulier un récepteur comprenant un circuit d'estimation de canal.

Exposé de l'art antérieur La modulation OFDM est un processus de multiplexage par séparation fréquentielle dans lequel des paquets de données sont modulés sur un grand nombre de sous-porteuses orthogonales très rapprochées. Chaque sous-porteuse est modulée selon un processus de modulation classique, tel que QAM (modulation d'amplitude en quadrature) ou PSK (modulation par décalage de phase). Les données sont divisées en plusieurs flux parallèles, un pour chaque sous-porteuse, et sont transmises selon des symboles comprenant toutes les sous-porteuses modulées.

Des normes de diffusion vidéo numérique telles la norme DVB-T (diffusion vidéo numérique de télévision terrestre) et la norme DVB-H (diffusion vidéo numérique vers des dispositifs portables) proposent l'utilisation de modulation OFDM, et peuvent être appliquées à des canaux de transmission de signaux filaires ou sans fil, et à diverses applications telles que la diffusion de signaux numériques de télévision et audio, la mise en réseau sans fil et l'Internet à large bande. Un avantage de B8419 - 07-GR2-154

2 la modulation OFDM est sa capacité à faire face à des conditions de canal difficiles, telles qu'un affaiblissement sélectif en fréquence. La démodulation d'un signal OFDM implique en général la réalisation d'une conversion analogique-numérique du signal reçu, puis la réalisation d'une transformation de Fourier rapide (FFT) pour convertir le signal dans le domaine fréquentiel. Les flux parallèles résultants sont ensuite traités pour extraire les données en fonction d'une estimation du canal effectuée par un circuit d'estimation de canal. Cependant, il se pose un problème avec les circuits d'estimation de canal existants en ce qu'ils ont tendance à être inappropriés, ou complexes et demandeurs d'importantes ressources de traitement. RESUME DE L'INVENTION Des modes de réalisation de la présente invention visent à résoudre au moins partiellement un ou plusieurs problèmes de l'art antérieur. Selon un aspect de la présente invention, on prévoit un circuit de réception pour démoduler un signal d'entrée reçu à partir d'un canal de transmission, le signal d'entrée comprenant des symboles comportant N sous-porteuses comprenant une plura- lité de sous-porteuses de données modulées par des signaux de données et, dans au moins certains symboles, une pluralité de sous-porteuses pilotes modulées par des signaux de référence, le circuit de réception comprenant : un bloc de transformation de Fourier agencé pour séparer le signal d'entrée reçu en N signaux de fréquence correspondant aux fréquences des sous-porteuses ; un bloc d'estimation de canal agencé pour fournir des estima- tions de canal de fréquence pilote sur la base de signaux de fréquence correspondant à des fréquences sur lesquelles sont présentes des porteuses pilotes ; un filtre d'interpolation de fréquence agencé pour fournir des estimations du canal complet, le filtre d'interpolation de fréquence comprenant au moins un filtre recevant les estimations du canal de fréquence pilote à partir du bloc d'estimation de canal et effectuant un filtrage B8419 - 07-GR2-154

3 sur la base d'une pluralité des estimations du canal pilote à un instant donné ; et une mémoire agencée pour mémoriser les coefficients de filtrage pour ledit au moins un filtre, lesdits coefficients étant basés sur une autocorrélation dans le domaine fréquentiel d'un modèle du canal de transmission, ledit modèle représentant la distribution temporelle de la puissance du canal de transmission déterminée indépendamment des estimations du canal de fréquence pilote. Selon un mode de réalisation de la présente invention, les coefficients sont basés sur la transformation de Fourier discrète d'échantillons dudit modèle de la distribution temporelle de la puissance du canal. Selon un autre mode de réalisation de la présente invention, la mémoire est agencée pour mémoriser une pluralité d'ensembles de coefficients de filtre, chacun desdits ensembles de coefficients de filtre étant basé sur l'autocorrélation d'un modèle différent de la distribution temporelle de la puissance du canal, chaque modèle étant indépendant des estimations du canal de fréquence pilote, le circuit de réception comprenant en outre un circuit pour sélectionner l'un des ensembles de coefficients de filtre. Selon un autre mode de réalisation de la présente invention, chaque modèle a une durée non nulle différente et ledit circuit sélectionne un des ensembles de coefficients sur la base d'une durée non nulle estimée de la distribution temporelle de la puissance du canal dans le canal de transmission. Selon un autre mode de réalisation de la présente invention, au moins un filtre est un filtre FIR (filtre à réponse impulsionnelle finie).

Selon un autre mode de réalisation de la présente invention, ledit au moins un filtre est agencé pour effectuer une fonction de filtrage basée sur la minimisation de l'erreur quadratique moyenne. Selon un autre mode de réalisation de la présente 35 invention, ledit au moins un filtre est un filtre de Wiener.

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4 Selon un autre mode de réalisation de la présente invention, le signal d'entrée est modulé selon une modulation OFDM (multiplexage par séparation de fréquences orthogonales). Selon un autre mode de réalisation de la présente invention, chacune des sous-porteuses pilotes comprend des sous-porteuses voisines de gauche et de droite, et ledit au moins un filtre comprend un premier filtre agencé pour fournir une estimation de canal pour les sous-porteuses pilotes, un deuxième filtre agencé pour fournir une estimation de canal pour les voisines de gauche des sous-porteuses pilotes, et un troisième filtre agencé pour fournir une estimation de canal pour les voisines de droite des sous-porteuses pilotes. Selon un autre aspect de la présente invention, on prévoit un dispositif électronique comprenant une entrée pour recevoir un signal d'entrée, un circuit RF pour numériser le signal d'entrée, et le circuit de réception susmentionné. Selon un autre mode de réalisation de la présente invention, on prévoit un téléphone mobile comprenant une entrée pour recevoir un signal d'entrée, un circuit RF pour numériser le signal d'entrée, et le circuit de réception susmentionné. Selon un autre mode de réalisation de la présente invention, on prévoit un boîtier décodeur (en anglais "set-top box") comprenant une entrée pour recevoir un signal d'entrée, un circuit RF pour numériser le signal d'entrée, et le circuit de réception susmentionné. Selon un autre mode de réalisation de la présente invention, on prévoit un procédé de démodulation d'un signal d'entrée reçu provenant d'un canal de transmission, le signal d'entrée comprenant des symboles comportant N sous-porteuses comprenant une pluralité de sous-porteuses de données modulées par des signaux de données et, dans au moins certains symboles, une pluralité de sous-porteuses pilotes modulées par des signaux de référence, le procédé comprenant : séparer le signal d'entrée reçu en N signaux de fréquence correspondant aux fréquences des sous-porteuses ; déterminer une estimation du canal de fréquence B8419 - 07-GR2-154

pilote du canal de transmission sur la base des signaux de fréquence correspondant aux sous-porteuses pilotes ; et filtrer par au moins un filtre lesdites estimations du canal de fréquence pilote pour déterminer une estimation du canal 5 complet, dans lequel des coefficients de filtrage pour ledit au moins un filtre sont basés sur l'autocorrélation d'un modèle de la distribution temporelle de la puissance du canal de transmission, ledit modèle étant indépendant de l'estimation du canal de fréquence pilote.

Selon un autre mode de réalisation de la présente invention, le procédé comprend en outre la sélection d'une pluralité d'ensembles de coefficients de filtre, chacun desdits ensembles de coefficients de filtre étant basé sur l'autocorrélation d'un modèle différent de la distribution temporelle de la puissance du canal, chaque modèle différent étant indépendant de l'estimation du canal de fréquence pilote. Selon un autre mode de réalisation de la présente invention, le procédé comprend en outre l'estimation d'une durée de la distribution temporelle de la puissance du canal, chacun desdits différents modèles ayant une durée non nulle différente, et la sélection étant basée sur la durée estimée de la distribution temporelle. Brève description des dessins Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers, faite à titre non limita-tif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1 illustre un système de communication comprenant un dispositif mobile ; la figure 2 illustre des sous-porteuses de symboles successifs comprenant des sous-porteuses pilotes selon des modes de réalisation de la présente invention ; la figure 3 illustre un circuit de réception selon un mode de réalisation de la présente invention ; B8419 - 07-GR2-154

6 la figure 4 illustre un filtre d'interpolation de fréquence selon des modes de réalisation de la présente invention ; la figure 5 illustre plus en détail un filtre à réponse impulsionnelle finie (FIR) du filtre d'interpolation de fréquence de la figure 4 selon un mode de réalisation de la présente invention ; la figure 6 illustre des matrices pour déterminer des coefficients de filtre selon un mode de réalisation de la 10 présente invention ; la figure 7 illustre un modèle de la distribution temporelle de la puissance du canal selon un mode de réalisation de la présente invention ; la figure 8 illustre une variante du modèle de distri-15 bution temporelle de la puissance du canal selon un mode de réalisation de la présente invention ; et la figure 9 illustre un dispositif électronique selon un autre mode de réalisation de la présente invention. Description détaillée 20 La figure 1 illustre un poste mobile 100, qui reçoit à partir d'un mât d'émission de communications mobiles 102 un signal modulé OFDM 104. Le même signal est aussi reçu au niveau du poste mobile 100 sous la forme d'un écho 106 provenant d'un bâtiment. Les différentes longueurs de trajet de ces signaux 25 provoquent un affaiblissement sélectif en fréquence, qui perturbe la réception du signal de données. Le récepteur se trouvant dans le poste mobile 100 est apte à faire face à l'affaiblissement sélectif en fréquence en estimant le canal de transmission. 30 La figure 2 illustre un exemple d'une série de 7 symboles n à n+6 émis avec une modulation OFDM. Des paquets de données transmis pour chaque symbole sont modulés sur plusieurs fréquences de sous-porteuse f0 à fN, N étant par exemple compris entre 2000 et 10000, par exemple environ 8000. Dans des systèmes 35 respectant la norme DVB-H, N est par exemple égal à 2048, dont B8419 - 07-GR2-154

7 1705 sont non nuls, à 4096, dont 3409 sont non nuls, ou à 8192, dont 6817 sont non nuls. La modulation est par exemple effectuée selon le processus QAM (modulation d'amplitude en quadrature), ou PSK (modulation par décalage de phase), par exemple QPSK (PSK en quadrature), 16 QAM ou 64 QAM. Les cercles vides de la figure 2 représentent des sous-porteuses dans chaque symbole qui sont modulées par des données. Répartis parmi les sous-porteuses de données de chaque symbole, et représentés par des cercles pleins, on trouve un certain nombre de signaux de sous-porteuses pilotes qui sont modulés par un signal de référence connu du circuit de réception. Ces sous-porteuses pilotes sont utilisées pour réaliser une estimation du canal, qui est utilisée pendant la démodulation des données. Dans l'exemple de la figure 2, des signaux pilotes sont fournis toutes les 12 fréquences de sous-porteuse dans chaque symbole et sont décalés de 3 fréquences de sous-porteuse d'un symbole au suivant. Cela signifie que, pour une série de quatre symboles successifs, des signaux de sous-porteuses pilotes seront présents dans un des symboles toutes les trois fréquences. Ces fréquences, qui contiennent à la fois des signaux de données et des signaux pilotes seront appelées dans la suite fréquences sous-porteuses pilotes. Dans l'exemple de la figure 2, les fréquences sous-porteuses pilotes sont f0, f3, f6, ..., fN-3 et fN.

Les fréquences de sous-porteuses f0 à fN sont par exemple comprises entre environ 200 MHz et plusieurs GHz, par exemple entre 470 MHz et 862 MHz, qui est la plage communément utilisée selon la norme DVB-H. L'espace entre sous-porteuses Af est par exemple compris entre 1 kHz et plusieurs dizaines de kHz, en fonction de la largeur de bande B, et du nombre de sous-porteuses. La longueur de symbole est par exemple comprise entre 50 ps et 1 ms, et l'intervalle de garde entre symboles est par exemple compris entre 1/32 et 1/4 de la longueur d'un symbole. La figure 3 illustre un mode de réalisation d'un circuit de réception 300 destiné à recevoir un signal modulé B8419 - 07-GR2-154

8 OFDM. Le circuit 300 fait par exemple partie du dispositif mobile 100 de la figure 1. Une antenne 302 reçoit l'émission sous forme d'un signal r(t), qui est traité par un circuit RF 304. Le circuit RF 304 comprend par exemple des mélangeurs et/ou des filtres, et fournit des parties réelle et imaginaire séparées I et Q du signal. Les sorties I et Q sont couplées par des lignes respectives 306, 308 à des convertisseurs analogique-numérique (ADC) 310 et 312, respectivement. Les sorties des convertisseurs 310 et 312 sont couplées par l'intermédiaire d'un convertisseur série-parallèle 313 à un bloc de transformation de Fourier rapide (FFT) 314, qui convertit le signal dans le domaine fréquentiel. En particulier, le bloc FFT 314 fournit N signaux Kn en parallèle pour n=0... (N-1) correspondant aux N fréquences de sous-porteuse. Un sous-ensemble Kp de ces signaux correspondant aux fréquences des sous-porteuses pilotes dans chaque symbole, est fourni, sur des lignes 316 provenant du bloc FFT 314, à un bloc d'estimation de canal de sous-porteuse pilote CEP 318. Le bloc CEP 318 fournit des estimations Yn du canal basées sur les fréquences des sous-porteuses pilotes. Les estimations de canal Yn sont fournies à un filtre d'interpolation de fréquence 320. Le filtre d'interpolation de fréquence 320 filtre les signaux Yn et fournit une estimation de canal Hn pour le canal complet sur des lignes 326. Les lignes 326 sont couplées à un diviseur 324, qui reçoit aussi les signaux Kn sur une ligne 328 provenant du bloc FFT 314, et effectue une division Kn/Hn pour produire une estimation des données émises originales Sn sur une ligne de sortie 330. La figure 4 illustre plus en détail le filtre d'inter- polation de fréquence 320 de la figure 3. Comme cela est illus- tré, les estimations de canal Yn sont fournies sur des lignes d'entrée 402 à des filtres FIR (réponse impulsionnelle finie) 408, 412 et 416. Yn représente les estimations bruitées, avec n=3r et r=0,1,2,3...etc. Ainsi, l'entrée de chaque filtre reçoit B8419 - 07-GR2-154

9 les estimations bruitées Yn-3Q+3' Yn-3Q+6'..., Yn_3, Yn+3Q' chaque filtre comportant 2Q étages. Les filtres FIR 408, 412 et 416 sont commandés par un bloc de commande FIR CTRL 420, qui fournit les coefficients de filtrage à utiliser par chaque filtre en fonction de valeurs provenant d'une mémoire 422. Dans ce mode de réalisation, la mémoire 422 comprend trois ensembles de coefficients de filtrage 424, 426 et 428, comprenant chacun des coefficients pour chacun des filtres. Un de ces ensembles est choisi par le bloc de commande 420 en fonction d'une entrée reçue sur une ligne d'entrée 429, comme cela va être expliqué plus en détail dans la suite. L'ensemble de coefficients choisi est ensuite fourni aux filtres FIR 408, 412 et 416. Le choix est basé sur une estimation de la durée de la distribution temporelle de la puissance du canal déterminée par le bloc de commande 420, comme cela va être décrit plus en détail dans la suite. Les filtres FIR 408, 412 et 416 fournissent des estimations de canal Hp, 4+1 et HP+2 respectivement, qui conjointe-ment fournissent une estimation Hn du canal complet.

La figure 5 illustre plus en détail un filtre FIR 408 selon un mode de réalisation. Les filtres 412 et 416 sont, par exemple, identiques au filtre 408. Le filtre 408 reçoit les estimations bruitées Yn, qui sont appliquées à des étages du filtre en groupes de 10 valeurs successives. En particulier, dans cet exemple, le filtre agit sur une largeur échantillon de 2Q valeurs, où Q est égal à 5. Le filtre 408 comprend dix étages TO à T9, qui multiplient les 10 valeurs successives de Yn par des coefficients respectifs Co à C9. Les sorties provenant des étages TO à T9 sont ajoutées par un additionneur 502 pour fournir un signal de sortie filtré Hp sur une ligne de sortie 504. La détermination des coefficients de filtrage Co à c9 pour le filtre 408 et pour les filtres 412 et 416 de la figure 4 va être expliquée maintenant en référence à la figure 6.

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10 La figure 6 représente des matrices et des vecteurs représentant le contenu de la mémoire 422 de la figure 4, qui mémorise des valeurs associées au calcul des coefficients de filtrage. Les filtres dans cet exemple sont basés sur un filtre qui utilise l'autocorrélation du canal. En particulier, le filtre est basé sur un filtre de Wiener, qui est conçu pour minimiser l'erreur quadratique moyenne. Comme cela a été expliqué précédemment, une fréquence de sous-porteuse sur trois contient des signaux pilotes, qui fournissent ainsi des estimations bruitées Yn du canal, pour n=3r, et r=0,1,2...etc. Cependant, le filtre devra produire de nouvelles estimations }l'In du canal pour toutes les valeurs de n. Avec un filtre ayant une largeur de 2Q fréquences de sous-porteuses, pour fournir l'estimation de }l'In sur toutes les sous- porteuses, on utilise Q estimations bruitées sur les sous-porteuses inférieures à n et Q estimations bruitées sur les sous-porteuses supérieures ou égales à n. Le filtre FIR 408 fournit des estimations sur des porteuses où se trouvent des pilotes, et donc des estimations bruitées, tandis que le FIR 412 fournit des estimations sur des porteuses dont la voisine de gauche fournit des estimations bruitées, et le FIR 416 fournit des estimations sur des porteuses dont la voisine de droite fournit des estimations bruitées. La sortie du filtre xn peut être définie par : 2 5 xn = Ynta où Yn est le vecteur d'observations bruitées au niveau de l'entrée du filtre, Ynt est la transposée du vecteur Yn, et "a" est le filtre. Le fait d'appliquer le filtre de Wiener entraîne une 30 minimisation de l'erreur quadratique moyenne, ce qui peut être défini par la minimisation de E(IE12), où E est l'erreur résiduelle définie par Xn-xn, Xn étant la sortie de filtre souhaitée, autrement dit l'estimation correcte du canal. Le filtre "a" peut être déterminé de la façon suivante : 35 a = E (Yn*Ynt) -1E (Yn*Xn) B8419 - 07-GR2-154

11 où E() est la valeur attendue et Yn* est le conjugué complexe de Yn. Le vecteur d'observations bruitées Yn est une combinaison des valeurs d'origine et de bruit, et peut donc s'écrire : Yn=Xn+fin où n est le bruit qui est supposé être du bruit blanc gaussien, avec une moyenne nulle, une variance R2 et une autocorrélation 525(n), 5(n) étant la fonction delta (de Dirac), avec 5(n)=l pour n=0 et 5(n)=0 pour n différent de zéro. En appelant Rn l'autocorrélation de Xn, définie par E(XkXk_n*), k étant un entier positif ou négatif quelconque, les coefficients du filtre de Wiener peuvent ainsi être représentés, comme on le voit en figure 6, comme résultant de l'inverse d'une matrice 602 multiplié par l'un respectif des vecteurs 604, 606 et 608 pour chacun des filtres 408, 412, et 416. La matrice 602 est une matrice de dimension 2Q par 2Q, comprenant, pour chaque élément de la diagonale, l'autocorrélation R0 ajoutée à la variance R2 du bruit, et des valeurs d'autocorrélation R3 à R6Q_3 et R_3 à R_6Q+3 partout ailleurs. Les vecteurs 604, 606 et 608 ont tous une largeur d'une seule valeur et une hauteur de 2Q valeurs. Le vecteur 604 comprend des valeurs d'autocorrélation R3Q_3 à R_3Q, tandis que le vecteur 606 comprend des valeurs d'autocorrélation R3Q_2 à R_3Q+1, et le vecteur 608 comprend des valeurs d'autocorrélation R3Q_1 à R_3Q+2. La détermination des valeurs d'autocorrélation Ri pour des fréquences de sous-porteuses pilotes du canal doit être possible sur la base d'une estimation du canal pour ces fréquences. Cependant, pour les autres fréquences, il n'y a pas d'estimation du canal, et l'interpolation des estimations du canal pour ces fréquences afin de déterminer l'autocorrélation du canal complet serait compliquée à réaliser. Etant donné que les filtres FIR 408, 412 et 416 réali- sent un filtrage dans le domaine fréquentiel, on utilise seulement une corrélation dans le domaine fréquentiel, qui peut être définie comme la transformée de Fourier de la distribution temporelle de la puissance du canal. En particulier, en B8419 - 07-GR2-154 12 supposant que tous les signaux sont stationnaires au second ordre, que tous les échos sont statistiquement indépendants entre eux, et que toutes les composantes de la réponse impulsionnelle du canal ont le même spectre, l'autocorrélation du canal peut être exprimée par : T R(,v) = r( )f a 2 (t )e-2iJvti dt = rO X R(v )

0

où r() est l'autocorrélation normalisée dans le domaine temporel de la réponse impulsionnelle h(t,ti) variable dans le temps du canal, G2(ti) est l'atténuation de puissance pour le retard ti, définie par exemple par E (l h (t, i) 2 1) , et R (v) est l'autocorrélation fréquentielle du canal, autrement dit la transformée de Fourier de la distribution de puissance pour un retard i, et est égale à : T R(v)= fa2(t)e-217rvtidti 0 Selon les modes de réalisation décrits ici, les auto-corrélations Ri dans la matrice 602 et dans les vecteurs 604, 606 et 608 sont déterminées de la façon suivante :

Rj =DFT (aj ) où DFT est la transformation de Fourier discrète, et les valeurs ai sont des échantillons d'un modèle 62 de la distribution temporelle de la puissance du canal, où j=0,1,2,..., (N-1) , N étant le nombre de fréquences de sous-porteuses. En particulier :

aj=62 (j/Fs) où Fs est la fréquence d'échantillonnage égale à NxLf.

Ainsi, plutôt que d'être basée sur une estimation du canal, l'autocorrélation est basée sur la transformée DFT de la distribution temporelle de la puissance du canal. Cela signifie que l'estimation de canal sur le canal complet n'est pas réalisée, et qu'on suppose au lieu de cela un modèle pour la puissance du canal.

La matrice 602 comprend aussi la variance R2 du bruit, qui est par exemple estimée être à un certain niveau sur la base B8419 - 07-GR2-154 13 d'une estimation de l'environnement de transmission, et on a trouvé qu'en général une valeur estimée d'environ 15 dB fonctionnait correctement. La figure 7 illustre un exemple du modèle de la distribution temporelle de la puissance du canal, qui est par exemple supposée être une loi en x2, sur la base de l'équation suivante : ti2 2 2t (tif= e 2 où E2=5.10-12 s2 dans cet exemple. En supposant Of=2000 Hz, et N=8192, les valeurs de ai peuvent être déterminées en évaluant : î0 = 62 (0), a1 = 62 (6.10x10-8) , a2 = 62 (1.22x10-7),", î8192 = 62 (5x 10-4). La figure 8 illustre un autre exemple dans lequel la distribution temporelle de la puissance du canal est supposée avoir une valeur uniforme égale à 166666 s-1 entre 0 et 6 s, et une valeur nulle ailleurs. Dans cet exemple, l'intégrale de la fonction 62(ti) est égale à 1. Les présents inventeurs ont trouvé que la forme parti-culière de la partie non nulle du modèle de la distribution temporelle de la puissance du canal a une influence relativement faible sur l'efficacité du filtre d'interpolation, et qu'on peut utiliser une grande plage de formes différentes. D'autre part, la durée de la partie non nulle du modèle influence l'efficacité du filtre d'interpolation à un degré supérieur.

Dans une autre variante, on pourrait supposer que la distribution temporelle de la puissance du canal est un modèle défini comme étant la convolution entre un premier modèle, qui représente un modèle réaliste de la distribution de la puissance du canal, comme celui représenté en figure 7, et un deuxième modèle comprenant une distribution uniforme d'une durée déterminée, comme celui représenté en figure 8. Cela a pour résultat, un modèle ayant à la fois la courbe souhaitée et la durée non nulle souhaitée. Une valeur non nulle est supposée être une z2 B8419 - 07-GR2-154

14 valeur non négligeable. Par exemple, des valeurs de 62(ti) inférieures de 10 ou 20 dB par rapport à la valeur maximum de 62(ti) peuvent être considérées comme étant négligeables et donc nulles.

Comme cela a été décrit précédemment, dans certains modes de réalisation des filtres FIR, on prévoit plusieurs ensembles de coefficients dans la mémoire 424 de la figure 4. Chaque ensemble de coefficients est basé sur une durée différente de la distribution temporelle de la puissance du canal, et par exemple les durées sont comprises entre 1 ps et 100 ps. Par exemple, dans l'exemple de la figure 7, la distribution temporelle a une durée non nulle d'environ 8 ps, tandis que la distribution temporelle dans l'exemple de la figure 8 a une durée non nulle de 6 ps. La durée de la distribution temporelle est de préférence choisie de manière à correspondre approximativement à la durée réelle de la distribution temporelle de la puissance dans le canal, qui est par exemple déterminée par le bloc de commande 420 de la figure 4. Par exemple, la durée peut être mesurée en fonction de la réponse impulsionnelle h(T) dans le domaine temporel du canal, qui est par exemple reçue par le bloc de commande FIR 420 en figure 4 sur la ligne 429. h(T) peut être calculée en appliquant une FFT inverse à H(n). Une mesure instantanée de la distribution temporelle de la puissance peut être déterminée par lh(ti)12. En accumulant de telles mesures sur un nombre de symboles OFDM ou en les faisant passer dans un filtre passe-bas, 62(ti) peut être estimée comme étant la valeur attendue de lh(ti)12. A titre de variante, on peut utiliser seulement une mesure instantanée de lh(ti)12 comme approximation de 62(ti). Dans chaque cas, la durée non nulle peut être extraite à partir de l'approximation de 62 (ti) . Des coefficients de filtrage basés sur une durée t1, t2 ou t3 de la distribution temporelle de la puissance du canal la plus proche de la valeur réelle peuvent ensuite être choisis par le bloc de commande 420.

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15 La figure 9 illustre un dispositif électronique 900 comprenant une antenne 902, qui reçoit un signal OFDM et est couplée à un circuit de réception 904, qui comprend par exemple tout ou partie du circuit décrit précédemment en relation avec la figure 3. La sortie du circuit de réception 904 est couplée à un processeur de signaux numériques (DSP) 906, qui est aussi couplé au processeur principal 908 du dispositif. Le DSP 906 peut aussi être agencé pour réaliser certaines opérations du circuit de réception, et par exemple dans certains modes de réalisation, les filtres FIR du filtre d'interpolation 300 peuvent être mis en oeuvre par du logiciel exécuté par le DSP 906. Bien que cela ne soit pas représenté en figure 9, le processeur 908 est par exemple aussi couplé à un ou plusieurs modules mémoire, modules d'affichage, et/ou à d'autres modules d'entrée et de sortie. Le dispositif 900 peut être par exemple tout dispositif électronique qui comprend des circuits pour démoduler un signal OFDM, comme des dispositifs mobiles comprenant des téléphones, des ordinateurs portables, des PDA (assistants numériques personnels), des consoles de jeu portables, etc. Le dispositif électronique pourra être aussi être un dispositif tel qu'un PC ou un boîtier décodeur. Le canal de communication sur lequel le dispositif 900 reçoit le signal d'entrée peut être sans fil, filaire, ou en partie filaire et en partie sans fil.

Les communications peuvent être transmises selon les normes DVBH, DVB-T, WiMax ou autres normes de communication. Il faut noter qu'un ou plusieurs des noms mentionnés ici peuvent être des marques déposées. Un avantage du circuit de réception décrit ici est qu'en produisant une estimation du canal en utilisant une autocorrélation déterminée sur la base d'un modèle supposé de la distribution temporelle de la puissance du canal, l'étape de filtrage est fortement simplifiée et fonctionne bien. Un autre avantage du circuit de réception décrit ici 35 est qu'en prévoyant plusieurs ensembles de coefficients inter- B8419 - 07-GR2-154

16 changeables qui peuvent être appliqués par le filtre, l'estimation du canal peut être faite de façon plus précise. Chaque ensemble de coefficients est basé sur un modèle de la distribution temporelle supposée de la puissance du canal ayant une durée non nulle différente, et un de ces ensembles est choisi avantageusement en fonction d'une estimation de la durée réelle de la distribution temporelle de la puissance du canal. Bien qu'on ait décrit un certain nombre de modes de réalisation particuliers de la présente invention, l'homme de l'art notera qu'on peut effectuer diverses modifications et diverses variantes. Par exemple, bien qu'on ai prévu certains exemples de processus de modulation particuliers, on peut utiliser de nombreuses variantes. Par exemple, bien que dans les modes de réalisation décrits ici, les fréquences des sous-porteuses pilotes se produisent toutes les trois fréquences, elles pourraient au lieu de cela se produire plus ou moins souvent. En outre, bien que dans les modes de réalisation décrits ici, l'estimation du canal soit basée sur un filtre de Wiener réalisé par trois filtres FIR, l'homme de l'art notera que ces filtres peuvent être combinés en un seul filtre, ou qu'on peut utiliser d'autres types de filtre basés sur une fonction d'autocorrélation, et qu'on peut utiliser un nombre différent de filtres, en fonction de la distribution des sous- porteuses pilotes. En général, il y aura K filtres s'il y a une fréquence de sous-porteuse pilote toutes les K sous-porteuses. En outre, la mémoire 422 peut comprendre plus ou moins de trois ensembles de coefficients de filtre pour différentes durées de la distribution temporelle de la puissance du canal, et le filtre peut comprendre plus ou moins de 10 étages. Par exemple, Q peut être compris entre 1 et 200, ce qui conduit à des filtres ayant entre 2 et 400 étages. Bien qu'on ait donné deux exemples de modèles de la distribution temporelle supposée de la puissance du canal, on pourrait utiliser d'autres modèles.

Claims

REVENDICATIONS1. Circuit de réception pour démoduler un signal d'entrée reçu à partir d'un canal de transmission, le signal d'entrée comprenant des symboles comportant N sous-porteuses comprenant une pluralité de sous-porteuses de données modulées par des signaux de données et, dans au moins certains symboles, une pluralité de sous-porteuses pilotes modulées par des signaux de référence, le circuit de réception comprenant : un bloc de transformation de Fourier (314) agencé pour séparer le signal d'entrée reçu en N signaux de fréquence (Kn) 10 correspondant aux fréquences des sous-porteuses ; un bloc d'estimation de canal (318) agencé pour fournir des estimations de canal de fréquence pilote (Yn) sur la base de signaux de fréquence (Kp) correspondant à des fréquences sur lesquelles sont présentes des sous-porteuses pilotes ; 15 un filtre d'interpolation de fréquence (320) agencé pour fournir des estimations de canal (en) du canal complet, le filtre d'interpolation de fréquence comprenant au moins un filtre (408, 412, 416) recevant les estimations du canal de fréquence pilote provenant du bloc d'estimation de canal et 20 réalisant un filtrage sur la base d'une pluralité (Q) des estimations du canal pilote à un instant donné ; et une mémoire (422) agencée pour mémoriser des coefficients de filtrage pour au moins un filtre, lesdits coefficients étant basés sur une autocorrélation dans le domaine fréquentiel 25 d'un modèle du canal de transmission, ledit modèle représentant la distribution temporelle de la puissance du canal de transmission déterminée indépendamment desdites estimations du canal de fréquence pilote.
2. Circuit de réception selon la revendication 1, dans 30 lequel les coefficients sont basés sur la transformée de Fourier discrète d'échantillons dudit modèle de la distribution temporelle de la puissance du canal.
3. Circuit de réception selon la revendication 1 ou 2, dans lequel la mémoire (422) est agencée pour mémoriser uneB8419 - 07-GR2-154 18 pluralité d'ensembles de coefficients de filtre, chacun des ensembles de coefficients de filtre étant basé sur l'autocorrélation d'un modèle différent de la distribution temporelle de la puissance du canal, chaque modèle étant indépendant des estima- tions du canal de fréquence pilote, le circuit de réception comprenant en outre un circuit (432) pour sélectionner un des ensembles de coefficients de filtre.
4. Circuit de réception selon la revendication 3, dans lequel chaque modèle a une durée non nulle différente, et dans lequel ledit circuit (432) sélectionne un des ensembles de coefficients en fonction d'une durée non nulle estimée de la distribution temporelle de la puissance du canal dans le canal de transmission.
5. Circuit de réception selon l'une quelconque des 15 revendications 1 à 4, dans lequel ledit au moins un filtre est un filtre FIR (à réponse impulsionnelle finie).
6. Circuit de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, dans lequel ledit au moins un filtre est agencé pour réaliser une fonction de filtrage basée sur la 20 minimisation de l'erreur quadratique moyenne.
7. Circuit de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, dans lequel ledit au moins un filtre est un filtre de Wiener.
8. Circuit de réception selon l'une quelconque des 25 revendications 1 à 7, dans lequel le signal d'entrée est modulé selon une modulation OFDM (multiplexage par séparation de fréquences orthogonales).
9. Circuit de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, dans lequel chacune des sous-porteuses 30 pilotes comprend des sous-porteuses voisines de gauche et de droite, et dans lequel ledit au moins un filtre comprend un premier filtre (408) agencé pour fournir une estimation de canal (Hp) pour les sous-porteuses pilotes, un deuxième filtre (412) agencé pour fournir une estimation de canal (4+1) pour les 35 voisines de gauche des sous-porteuses pilotes, et un troisièmeB8419 - 07-GR2-154 19 filtre (416) agencé pour fournir une estimation de canal (Hp+2) pour les voisines de droite des sous-porteuses pilotes.
10. Dispositif électronique comprenant une entrée pour recevoir un signal d'entrée, un circuit RF pour numériser le signal d'entrée, et le circuit de réception selon l'une quel-conque des revendications 1 à 9.
11. Téléphone mobile comprenant une entrée pour recevoir un signal d'entrée, un circuit RF pour numériser le signal d'entrée, et le circuit de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 9.
12. Boîtier décodeur comprenant une entrée pour recevoir un signal d'entrée, un circuit RF pour numériser le signal d'entrée, et le circuit de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 9.
13. Procédé de démodulation d'un signal d'entrée reçu à partir d'un canal de transmission, le signal d'entrée comprenant des symboles comportant N sous-porteuses comprenant une pluralité de sous-porteuses de données modulées par des signaux de données et, dans au moins certains symboles, une pluralité de sous-porteuses pilotes modulées par des signaux de référence, le procédé comprenant : séparer le signal d'entrée reçu en N signaux de fréquence (Rn) correspondant aux fréquences des sous-porteuses ; déterminer une estimation du canal de fréquence pilote (Hp) du canal de transmission sur la base des signaux de fréquence correspondant aux sous-porteuses pilotes ; et filtrer par au moins un filtre lesdites estimations du canal de fréquence pilote pour déterminer une estimation (en) du canal complet, les coefficients de filtrage pour ledit au moins un filtre étant basés sur une autocorrélation d'un modèle de la distribution temporelle de la puissance du canal de transmission, ledit modèle étant indépendant de l'estimation du canal de fréquence pilote.
14. Procédé selon la revendication 12, comprenant en 35 outre la sélection d'une pluralité d'ensembles de coefficientsB8419 - 07-GR2-154 20 de filtre, chacun des ensembles de coefficients de filtre étant basé sur une autocorrélation d'un modèle différent de la distribution temporelle de la puissance du canal, chaque modèle différent étant indépendant de l'estimation du canal de fréquence pilote.
15. Procédé selon la revendication 14, comprenant en outre l'estimation d'une durée de la distribution temporelle de la puissance du canal, dans lequel chacun des différents modèles a une durée non nulle différente, et ladite sélection est basée sur la durée estimée de la distribution temporelle.