WO2005125138A1 - Procede pour estimer des symboles d’un signal numerique et recepteur pour la mise en oeuvre du procede - Google Patents

Procede pour estimer des symboles d’un signal numerique et recepteur pour la mise en oeuvre du procede Download PDF

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WO2005125138A1
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WO
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communication channel
symbol
transforms
receiver
channel
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PCT/EP2005/005336
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Thierry Lucidarme
Nidham Ben Rached
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Nortel Networks Limited
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Definitions

  • the present invention relates to the estimation, by a receiver, of symbols carried by a digital signal. It relates more particularly to the estimation of symbols transmitted according to OFDM technology (Orthogonal Frequency Division Multiplexing ").
  • OFDM technology is a well-known technique which consists in multiplexing on frequency subcarriers, information to be transmitted over a communication channel
  • the subcarriers are separated by a guard band so as to reduce the interference between them, and they are also orthogonal to each other since the minimum duration of information carried by each subcarrier is the inverse of the value of the guard band.
  • FIG. 1 illustrates the general principles of a transmission carried out using OFDM technology.
  • a signal carrying information must be transmitted by a transmitter 1, to be received and interpreted by a receiver 2.
  • the information carried by this signal comprises a succession of binary elements.
  • X n denotes a quantity of serial information to be transmitted.
  • a module 3 transforms this series flow into a plurality of N parallel flows X n , o > X n , ⁇ - .. Xn, N- ⁇ -
  • each of these parallel flows can consist of a series of binary elements of duration equal to T u .
  • a reverse fast Fourier transform 4 (or IFFT, "Inverse Fast Fourier Transform") is then carried out within the transmitter 1 from the N parallel flows X n ⁇ o, X n , ⁇ ... Xn, N- ⁇ - the outcome of this operation, an OFDM symbol s m with a duration equal to T u is obtained.
  • This OFDM symbol is in the form of a set of binary information coded on frequencies separated by a guard band as indicated above.
  • the OFDM symbol s m is then transmitted by the transmitter 1 over a communication channel 5 which can be of various kinds, such as a radio channel for example.
  • Receiver 2 listening to channel 5, then receives a symbol s m corresponding to the OFDM symbol s m transmitted, apart from disturbances, introduced by the channel or by external interference.
  • a fast Fourier transform 6, or "FFT” is then performed on the portion of the signal received corresponding to the symbol s m .
  • Information elements X n , o> Xn, ⁇ ••• Xn.N-1 are estimated from this symbol, each element of information corresponding to the information transmitted on a given frequency subcarrier. Then a parallel to serial conversion 7 makes it possible to obtain an estimate X n of the information transmitted X n . Furthermore, it is common to use a guard time interval in each OFDM symbol, in order to reduce intersymbol interference (ISI). Indeed, when the communication channel on which the signal is transmitted comprises multiple paths, as is generally the case for a radio channel, the signal can be received several times at the receiver with respective delays corresponding to the different paths.
  • ISI intersymbol interference
  • the guard time interval therefore consists in increasing the duration of each useful OFDM symbol, by duplicating at the end of the symbol certain binary elements placed at the start of this symbol, or vice versa.
  • the duration T s of such an extended symbol is equal to T u + T g , where T g denotes the duration of the guard time interval which is chosen to compensate for the overlap between the signal portions relating to OFDM symbols successive.
  • the receiver then takes advantage of the duplication of certain binary elements to improve the estimation of the useful information of each symbol.
  • a problem arises, when receiving a signal carrying OFDM symbols, to minimize the residual ISI despite the use of a guard time interval in the symbols as indicated above. It concerns the positioning in time of the window for calculating the FFT for each OFDM symbol received, the window in question having a duration equal to T u , that is to say less than the duration T s T u + T g of an OFDM symbol comprising a guard time interval. Indeed, even when several echoes of the signal corresponding to respective paths of the communication channel are received at the receiver, only one FFT is performed for each OFDM symbol.
  • This article proposes several strategies for positioning the FFT calculation window in a digital, audio (DAB) or video (DVB) broadcasting system, and evaluates the performance of each of these strategies, in particular in terms of inter-symbol interference.
  • DAB digital, audio
  • DVD video
  • an impulse response from the communication channel is estimated to identify the main paths followed by the transmitted signal, then the FFT calculation window is respectively positioned according to one of the following strategies: relative to the path with the largest energy, relative to the first path having an energy greater than a threshold, relative to a center of gravity obtained from the different identified paths or relative to a path having a maximum signal to interference ratio.
  • inter-symbol interference remains in the various disclosed strategies for positioning the FFT calculation window.
  • An object of the present invention is to overcome the aforementioned drawbacks. Another object of the invention is to improve the estimation of the symbols carried by a signal received by a receiver when the OFDM technology is used. Another object of the invention is to improve the estimation of the symbols carried by a signal transmitted over a communication channel whose characteristics vary, such as a radio channel in a mobile radiocommunication system.
  • the invention thus provides a method for estimating symbols carried by a digital signal received by a receiver on a communication channel, the symbols being multiplexed on orthogonal frequency subcarriers.
  • the method comprises the following steps relative to each symbol carried by the digital signal: performing at least two transforms towards the frequency domain on a portion of the received signal corresponding substantially to said symbol, said transforms being carried out with a time offset determined between them; estimating parameters of the communication channel from predetermined binary information contained in the digital signal; and estimating said symbol from a combination of the result of each of the transforms performed and the estimated communication channel parameters.
  • the calculation and the combination of two, or more than two, transforms, for example fast Fourier transforms, shifted in time makes it possible to have relevant information over a greater temporal range, which increases the reliability of the estimate. of the information contained in the OFDM symbols transmitted.
  • the method can for example take place in a mobile radiocommunication system.
  • the communication channel in question is a radio channel.
  • the time difference between the transforms can be determined for example as a function of characteristics of an environment in which the communication channel takes place. It can also be chosen based on an analysis of the estimated impulse response of the communication channel.
  • the position over time of the window for calculating a first FFT can also be chosen as a function of the estimated impulse response of the communication channel.
  • the invention further provides a receiver comprising means for implementing the above-mentioned method.
  • the invention also provides a computer program product to be installed in a receiver, comprising instructions able to implement the aforementioned method, when the program is executed by means of processing of the receiver.
  • This receiver can for example be part of a communication station of a wired communication system.
  • the receiver is part of a station of a mobile communication system, for example of a base station or of a mobile terminal supporting UMTS technology. In this case, it receives digital radio signals at the level of an antenna or of an antenna array 16.
  • the information flow received at the receiver of FIG. 2 includes symbols s m corresponding to respective OFDM symbols s m carried by portions of the signal transmitted on the communication channel listened to by the receiver.
  • a first fast Fourier transform denoted LFFT 8 (for "Left FFT")
  • LFFT 8 for "Left FFT”
  • the window for calculating LFFT 8 can be positioned in different ways. This positioning can for example result from one of the methods described in the prior art. An advantageous example of positioning such a window will be described in more detail below.
  • RFFT 9 a second fast Fourier transform
  • RFFT for "Right FFT"
  • the position of the calculation window of RFFT 9 is fixed relative to that of LFFT 8 previously determined.
  • a time offset 10 is chosen to be observed between the LFFT 8 and the RFFT 9.
  • This offset 10 can be fixed.
  • it will advantageously chosen according to the characteristics of the environment in which the communication channel on which the signal is transmitted is placed. Indeed, certain environments, for example relatively dense urban environments, are conducive to multiple reflections and diffractions of radio signals, which promotes the dispersion of the propagation paths over time. However, the dispersion of the propagation paths is an intersymbol interference factor (ISI) as explained in the introduction.
  • ISI intersymbol interference factor
  • a relatively large time offset 10 is then preferably chosen in this type of environment, so that the calculation windows of LFFT 8 and RFFT 9 are spread over a period of time sufficient to cover the main propagation paths followed by the signal portion considered.
  • other environments do not favor the dispersion of the propagation paths. These are for example rural type environments for example where the signals are most often propagated in direct view. This is also the case in wire systems where the propagation times generally vary little.
  • a smaller time offset 10 can be chosen, for example of the order of the duration of a few binary elements only. It is also possible to carry out other FFTs, in addition to LFFT 8 and RFFT 9.
  • these FFTs are also positioned differently over time, each having a certain time difference with respect to LFFT 8 by example.
  • the LFFT 8 and the RFFT 9, as well as the other possible FFTs are positioned in time, dynamically, from an analysis of the impulse response 11 of the communication taken by the transmitted signal.
  • This embodiment is particularly advantageous in the case where the communication channel is a radio channel and the communication system to which the receiver in question belongs is mobile.
  • the impulse response 11 of the communication channel is calculated by the receiver.
  • such a calculation is carried out several times, for example periodically, in order to have an estimate at day taking into account the changes in the propagation profile.
  • the calculation can be performed for each OFDM symbol transmitted, that is to say with a period approximately equal to T s .
  • a longer period can also be used, when the variation in the characteristics of the channel is less.
  • the calculation of the impulse response 11 of the communication channel is carried out according to a conventional method.
  • the receiver considered is a rake receiver.
  • Such a receiver estimates the impulse response of the radio channel by a series of peaks, each peak appearing with a delay corresponding to the propagation time along a particular path and having a complex amplitude corresponding to the attenuation and phase shift of the signal. along this route (instant fading).
  • a pilot channel can be provided for estimating the impulse response in the form of a succession of peaks.
  • the impulse response is estimated using a suitable filter.
  • a suitable filter For example, when using a code division access technique, such as CDMA ("Code Division Multiple Access") used in the UMTS system, the filter is adapted to a pilot spreading code with which the transmitter transmits a sequence of known symbols, for example symbols at 1. The positions of the maxima of the output of this adapted filter give the delays used in the fingers of the rake receiver, and the associated complex amplitudes correspond to the values of these maxima. An analysis of the output of the matched filter is then performed.
  • CDMA Code Division Multiple Access
  • This analysis consists of statistical calculations on the output of the adapted filter 11 to determine delays ( ⁇ j) n ⁇ j ⁇ M- ⁇ associated with the M paths or echoes observed, as well as the reception energies (E j ) 0 ⁇ i ⁇ M _ 1 averages associated with these journeys.
  • the most energetic paths detected correspond to main paths depending on the environment.
  • the most energetic path will correspond, for example, to a direct path between the transmitter and the receiver if the latter are in direct visibility of each other.
  • the other main echoes schematically will be those which give rise to the smallest number of reflections and diffractions between the transmitter and the receiver.
  • the energy Ej associated with a path is the mathematical expectation of the square module of the instantaneous amplitude A j (t) of reception on the corresponding propagation path.
  • FIG. 3 schematically illustrates the main paths, that is to say for example the paths on which an energy greater than a threshold is detected, relative to the radio channel considered.
  • the estimation of the impulse response 11 is used to position the calculation windows of the LFFT 8 and RFFT 9.
  • the window of the LFFT 8 is positioned in relation to the first detected path .
  • it begins with a delay approximately equal to ⁇ o with respect to a time reference, so as to cover the energy peak relating to the first path detected. This is what is shown in FIG. 3.
  • the window for calculating the RFFT 9 is positioned relative to that of the LFFT 8 by means of a time offset 10.
  • this offset 10 is adjusted as a function of the estimated impulse response 11, as illustrated in FIG. 2.
  • this offset denoted D in FIG.
  • the window of RFFT 9 is positioned in relation to the last path detected in the impulse response 11, for example to end approximately at the instant corresponding to the delay ⁇ 2 relative to this last path.
  • the windows for calculating LFFT and RFFT are positioned to spread over time ranges covering the main propagation paths characterizing the radio channel at the instant considered. It is thus ensured that the two FFTs will be calculated over ranges where a large amount of energy from the signal portion considered is received.
  • there is some overlap between the calculation windows of the two FFTs which makes it possible to increase the reliability of calculation as will be better understood on reading the following description.
  • other positions of the windows for calculating fast Fourier transforms can be applied.
  • RFFT 9 can be calculated on a window which ends after ⁇ 2 , so as to ensure that the echo of the signal portion considered corresponding to the last path on the radio channel will be well received in this window.
  • FIG. 2 the operation which is made of the FFT calculations carried out is described below.
  • each FFT makes it possible to estimate elements of information X n, o > each corresponding to one of the frequency subcarriers used, in order to obtain an estimate X n of the information transmitted X n corresponding to the content of the OFDM symbol s m received.
  • a channel estimate 12 is performed at the output of the LFFT 8 calculation module and a channel estimate 13 is performed at the output of the RFFT 9 calculation module.
  • Many known methods can be used to estimate the channel. As an example, we can use the method of least squares. According to this latter method, the channel estimation module 12 estimates parameters ro, ri r n corresponding to disturbances appearing on the radio channel, and such that Xk where k is an integer greater than n, Xi denotes the information corresponding to the i-th transmitted OFDM symbol (Xj can for example be the X n in FIG.
  • ⁇ de the estimate corresponding to the k-th symbol OFDM received, which follows the calculation of LFFT 8 (for example the X n in FIG. 1) and w k denotes a first estimate of the noise affecting the radio channel on which the OFDM symbols are transmitted.
  • ro, ri, ..., r n we conventionally take advantage of pilot bits transmitted on the radio channel and known to the receiver.
  • a combination module 14 is then responsible for carrying out an estimation of the information corresponding to the OFDM symbols transmitted, on the basis of the elements transmitted by the channel estimation modules 12 and 13. In the case where the method of least squares has been used to estimate the channel, the module 14 can then proceed as follows.
  • a vector X is defined as a concatenation of the 2k + 2 estimates X Q. XI X k and
  • a first convolution matrix R is further defined from the parameters r 0 , nr n estimated by the channel estimation module 12. This matrix R, of dimension (k + 1) * (k + 1), is of the following form:
  • This matrix M thus has 2k + 2 rows and k + 1 columns.
  • the noises w k and w ' k introduced above are delayed with respect to each other due to the offset 10 existing between the two FFTs carried out, so that they are independent and therefore do not intervene in the system of equation to detect the value of the transmitted symbols.

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Abstract

L'invention propose un procédé pour estimer des symboles portés par un signal numérique reçu par un récepteur sur un canal de communication (5), les symboles étant multiplexés sur des sous-porteuses fréquentielles orthogonales. Le procédé comprend les étapes suivantes relativement à chaque symbole porté par le signal numérique - effectuer au moins deux transformées vers le domaine fréquentiel (8, 9) sur une portion du signal reçu correspondant sensiblement audit symbole, lesdites transformées étant effectuées avec un décalage temporel (10) déterminé entre elles ; - estimer des paramètres (r0, r1,..., rn, r'0, r'1,..., r'n ) du canal de ommunication à partir d'informations binaires prédéterminées contenues dans le signal numérique ; et - estimer ledit symbole à partir d'une combinaison du résultat de chacune des transformées effectuées et des paramètres du canal de communication estimés.

Description

PROCEDE POUR ESTIMER DES SYMBOLES D'UN SIGNAL NUMERIQUE ET RECEPTEUR POUR LA MISE EN ŒUVRE DU PROCEDE
La présente invention concerne l'estimation, par un récepteur, de symboles portés par un signal numérique. Elle concerne plus particulièrement l'estimation de symboles transmis selon la technologie OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing"). La technologie OFDM est une technique bien connue qui consiste à multiplexer sur des sous-porteuses fréquentielles, des informations à transmettre sur un canal de communication. Les sous-porteuses sont séparées par une bande de garde de manière à réduire l'interférence entre elles. Elles sont en outre orthogonales entre elles du fait que la durée minimale d'une information portée par chaque sous-porteuse est l'inverse de la valeur de la bande de garde. L'OFDM est notamment utilisé dans des systèmes de diffusion audio numérique (DAB, "Digital Audio Broadcasting"), des systèmes de diffusion vidéo numérique (DVB, "Digital Video Broadcasting"), des réseaux locaux sans fil à haut débit, ainsi que des réseaux filaires numériques de type DSL ("Digital Subscriber Line"). Il est par ailleurs actuellement envisagé d'utiliser cette technologie dans des réseaux cellulaires de radiocommunication, comme l'UMTS ("Universal Mobile Télécommunication System"). La figure 1 illustre les principes généraux d'une transmission effectuée en utilisant la technologie OFDM. Un signal portant des informations doit être transmis par un émetteur 1 , pour être reçu et interprété par un récepteur 2. Les informations portées par ce signal comprennent une succession d'éléments binaires. Xn désigne une quantité d'informations en série à transmettre. Dans un premier temps, un module 3 transforme ce flux série en une pluralité de N flux parallèles Xn,o> Xn,ι-..Xn,N-ι- A titre illustratif, chacun de ces flux parallèles peut consister en une suite d'éléments binaires d'une durée égale à Tu. Une transformée de Fourier rapide inverse 4 (ou IFFT, "Inverse Fast Fourier Transform") est ensuite effectuée au sein de l'émetteur 1 à partir des N flux parallèles Xnιo, Xn,ι...Xn,N-ι- l'issue de cette opération, un symbole OFDM sm d'une durée égale à Tu est obtenu. Ce symbole OFDM se présente sous la forme d'un ensemble d'informations binaires codées sur des fréquences séparées par une bande de garde comme indiqué plus haut. Le symbole OFDM sm est ensuite transmis par l'émetteur 1 sur un canal de communication 5 qui peut être de natures diverses, comme un canal radio par exemple. Le récepteur 2, à l'écoute du canal 5, reçoit alors un symbole sm correspondant au symbole OFDM sm transmis, à des perturbations près, introduites par le canal ou par des interférences externes. Une transformée de Fourier rapide 6, ou "FFT", est alors effectuée sur la portion de signal reçu correspondant au symbole sm . Des éléments d'informations Xn,o> Xn,ι ••• Xn.N-1 sont estimés à partir de ce symbole, chaque élément d'information correspondant à l'information transmise sur une sous- porteuse fréquentielle donnée. Puis une conversion 7 parallèle vers série permet d'obtenir une estimation Xn de l'information transmise Xn. Par ailleurs, il est courant d'utiliser un intervalle de temps de garde dans chaque symbole OFDM, dans le but de réduire l'interférence intersymboles (ISI). En effet, lorsque le canal de communication sur lequel le signal est transmis comprend des trajets multiples, comme c'est généralement le cas pour un canal radio, le signal peut être reçu plusieurs fois au récepteur avec des retards respectifs correspondant aux différents trajets. Il en résulte donc un certain chevauchement entre des portions de signal relatives à des symboles OFDM successifs, susceptible de rendre plus difficile l'estimation des informations transmises et donc de dégrader la qualité de la réception. L'intervalle de temps de garde consiste donc à augmenter la durée de chaque symbole OFDM utile, en dupliquant en fin de symbole certains éléments binaires placés au début de ce symbole, ou inversement. La durée Ts d'un tel symbole étendu est égale à Tu+Tg, où Tg désigne la durée de l'intervalle de temps de garde qui est choisie pour compenser le chevauchement entre les portions de signal relatives à des symboles OFDM successifs. Le récepteur tire alors profit de la duplication de certains éléments binaires pour améliorer l'estimation de l'information utile de chaque symbole. Un problème se pose, lors de la réception d'un signal portant des symboles OFDM, pour minimiser l'ISI résiduel malgré l'utilisation d'un intervalle de temps de garde dans les symboles comme indiqué plus haut. Il concerne le positionnement dans le temps de la fenêtre de calcul de la FFT pour chaque symbole OFDM reçu, la fenêtre en question ayant une durée égale à Tu, c'est- à-dire inférieure à la durée Ts = Tu+Tg d'un symbole OFDM comprenant un intervalle de temps de garde. En effet, même lorsque plusieurs échos du signal correspondant à des trajets respectifs du canal de communication sont reçus au récepteur, une seule FFT est effectuée pour chaque symbole OFDM. Le positionnement de la fenêtre temporelle sur laquelle la FFT est effectuée pour un symbole donné est donc une question délicate, car elle dépend du nombre de trajets sur le canal considéré, de la quantité, d'énergie reçue relativement à chacun des trajets et de la répartition temporelle de ces trajets. En outre, un mauvais positionnement de cette fenêtre est susceptible de dégrader fortement la qualité de réception du signal transmis, du fait de l'ISI créée par la présence, dans cette fenêtre, de portions de signal relatives à d'autres symboles que le symbole à estimer. Ce problème a été étudié par exemple dans l'article "OFDM receivers ; impact on coverage of inter-symbol interférence and FFT window positioning" de R. Brugger et D. Hemingway, publié dans la revue "EBU technical review" en juillet 2003. Cet article propose plusieurs stratégies pour positionner la fenêtre de calcul de la FFT dans un système de diffusion numérique, audio (DAB) ou vidéo (DVB), et évalue les performances de chacune de ces stratégies, notamment en termes d'interférence inter-symboles. Dans cet article, une réponse impulsionnelle du canal de communication est estimée pour identifier les principaux trajets suivis par le signal transmis, puis la fenêtre de calcul de la FFT est respectivement positionnée selon l'une des stratégies suivantes : relativement au trajet présentant la plus grande énergie, relativement au premier trajet présentant une énergie supérieure à un seuil, relativement à un centre de gravité obtenu à partir des différents trajets identifiés ou relativement à un trajet présentant un rapport signal sur interférence maximal. Toutefois, de l'interférence inter-symboles subsiste dans les différentes stratégies divulguées de positionnement de la fenêtre de calcul de la FFT. En outre, ces stratégies reposent sur des critères statiques, déterminés une fois pour toutes. Elles sont bien adaptées pour des canaux de communication variant peu, c'est-à-dire où la répartition des trajets est sensiblement constante. En revanche, lorsque le canal de communication considéré est un canal utilisé dans un système de radiocommunication mobile, celui-ci peut être extrêmement changeant au cours du temps en fonction par exemple de la mobilité de l'émetteur ou du récepteur, ainsi que de l'environnement. Dans ce cas, une fixation initiale de la position temporelle de la fenêtre de calcul de la FFT selon un critère statique risque d'être rapidement inadaptée. Un but de la présente invention est de pallier les inconvénients susmentionnés. Un autre but de l'invention est d'améliorer l'estimation des symboles portés par un signal reçu par un récepteur lorsque la technologie OFDM est utilisée. Un autre but de l'invention est d'améliorer l'estimation des symboles portés par un signal transmis sur un canal de communication dont les caractéristiques varient, comme un canal radio dans système de radiocommunication mobile.
L'invention propose ainsi un procédé pour estimer des symboles portés par un signal numérique reçu par un récepteur sur un canal de communication, les symboles étant multiplexes sur des sous-porteuses fréquentielles orthogonales. Le procédé comprend les étapes suivantes relativement à chaque symbole porté par le signal numérique : effectuer au moins deux transformées vers le domaine fréquentiel sur une portion du signal reçu correspondant sensiblement audit symbole, lesdites transformées étant effectuées avec un décalage temporel déterminé entre elles ; estimer des paramètres du canal de communication à partir d'informations binaires prédéterminées contenues dans le signal numérique ; et estimer ledit symbole à partir d'une combinaison du résultat de chacune des transformées effectuées et des paramètres du canal de communication estimés. Le calcul et la combinaison de deux, ou plus de deux, transformées, par exemple des transformées de Fourier rapides, décalées dans le temps permet de disposer d'informations pertinentes sur une plus grande plage temporelle, ce qui augmente la fiabilité de l'estimation de l'information contenue dans les symboles OFDM transmis. Le procédé peut par exemple prendre place dans un système de radiocommunication mobile. Dans ce cas, le canal de communication en question est un canal radio. Le décalage temporel entre les transformées peut être déterminé par exemple en fonction de caractéristiques d'un environnement dans lequel le canal de communication prend place. Il peut aussi être choisi en fonction d'une analyse de la réponse impulsionnelle estimée du canal de communication. La position dans le temps de la fenêtre de calcul d'une première FFT peut également être choisie en fonction de la réponse impulsionnelle estimée du canal de communication. L'invention propose en outre un récepteur comprenant des moyens pour la mise en œuvre du procédé susmentionné. L'invention propose également un produit programme d'ordinateur à installer dans un récepteur, comprenant des instructions aptes à mettre en œuvre le procédé susmentionné, lors d'une exécution du programme par des moyens de traitement du récepteur. D'autres particularités et avantages de la présente invention apparaîtront dans la description ci-après d'exemples de réalisation non limitatifs, en référence aux dessins annexés, dans lesquels : - la figure 1 , déjà commentée, est un schéma illustrant une chaîne d'émission-réception d'un signal utilisant la technologie de multiplexage OFDM ; - la figure 2 est un schéma illustrant un récepteur selon l'invention ; - la figure 3 est un schéma illustrant un exemple de réalisation de l'invention. On considère un récepteur apte à recevoir des signaux numériques portant des symboles multiplexes selon la technologie OFDM. Ce récepteur peut par exemple faire partie d'une station de communication d'un système de communication filaire. Dans un autre mode de réalisation illustré sur la figure 2, le récepteur fait partie d'une station d'un système de communication mobile, par exemple d'une station de base ou d'un terminal mobile supportant la technologie UMTS. Dans ce cas, il reçoit des signaux radio numériques au niveau d'une antenne ou d'un réseau d'antennes 16. Le flux d'informations reçu au récepteur de la figure 2 comprend des symboles sm correspondant à des symboles OFDM respectifs sm portés par des portions du signal transmis sur le canal de communication écouté par le récepteur. Pour chaque symbole OFDM sm reçu, de durée Ts = Tu+Tg, une première transformée de Fourier rapide, notée LFFT 8 (pour "Left FFT"), est effectuée sur une portion du signal portant ce symbole. La fenêtre de calcul de la LFFT 8, c'est-à-dire la plage temporelle de durée Tu sur laquelle la LFFT 8 est effectuée, peut être positionnée de différentes manières. Ce positionnement peut par exemple résulter d'une des méthodes décrites dans l'art antérieur. Un exemple avantageux de positionnement d'une telle fenêtre sera décrit plus en détail par la suite. Par ailleurs, une seconde transformée de Fourier rapide, notée RFFT 9
(pour "Right FFT"), est effectuée sur la portion du signal portant le même symbole OFDM. La position de la fenêtre de calcul de la RFFT 9 est fixée par rapport à celle de la LFFT 8 préalablement déterminée. En effet, on choisit un décalage temporel 10 à respecter entre la LFFT 8 et la RFFT 9. Ce décalage 10 peut être fixe. Dans ce cas, il sera avantageusement choisi en fonction de caractéristiques de l'environnement dans lequel se place le canal de communication sur lequel le signal est transmis. En effet, certains environnements, par exemple les environnements urbains relativement denses, sont propices à des réflexions et des diffractions multiples des signaux radio, ce qui favorise la dispersion des trajets de propagation dans le temps. Or, la dispersion des trajets de propagation est un facteur d'interférence intersymboles (ISI) comme expliqué en introduction. Pour limiter l'ISI, on choisit alors de préférence un décalage temporel 10 relativement important dans ce type d'environnements, de façon à ce que les fenêtres de calcul de la LFFT 8 et de la RFFT 9 s'étalent sur une période de temps suffisante pour couvrir les principaux trajets de propagation suivis par la portion de signal considérée. A l'inverse, d'autres environnements ne favorisent pas la dispersion des trajets de propagation. Il s'agit par exemple des environnements de type rural par exemple où les signaux se propagent le plus souvent en vue directe. C'est d'ailleurs aussi le cas dans des systèmes filaires où les temps de propagation varient généralement peu. Pour de tels environnements, un décalage temporel 10 plus faible pourra être choisi, par exemple de l'ordre de la durée de quelques éléments binaires seulement. Il est également possible d'effectuer d'autres FFT, en plus de la LFFT 8 et la RFFT 9. Dans ce cas, ces FFT sont également positionnées différemment dans le temps, présentant chacune un certain décalage temporel par rapport à la LFFT 8 par exemple. Dans un mode de réalisation avantageux de l'invention, la LFFT 8 et la RFFT 9, ainsi que les autres FFT éventuelles, sont positionnées dans le temps, de façon dynamique, à partir d'une analyse de la réponse impulsionnelle 11 du canal de communication emprunté par le signal transmis. Ce mode de réalisation est particulièrement intéressant dans le cas où le canal de communication est un canal radio et le système de communication auquel appartient le récepteur considéré est mobile. La réponse impulsionnelle 11 du canal de communication est calculée par le récepteur. Avantageusement, un tel calcul est effectué à plusieurs reprises, par exemple de façon périodique, afin de disposer d'une estimation à jour tenant compte des changements intervenus dans le profil de propagation. Dans ce cas, le calcul peut être réalisé pour chaque symbole OFDM transmis, c'est-à-dire avec une période environ égale à Ts. Toutefois, une période plus grande peut également être utilisée, lorsque la variation des caractéristiques du canal est plus faible. Le calcul de la réponse impulsionnelle 11 du canal de communication est effectué selon une méthode classique. A titre d'exemple, le récepteur considéré est un récepteur en râteau ("rake"). Un tel récepteur estime la réponse impulsionnelle du canal radio par une série de pics, chaque pic apparaissant avec un retard correspondant au temps de propagation le long d'un trajet particulier et ayant une amplitude complexe correspondant à l'atténuation et au déphasage du signal le long de ce trajet (réalisation instantanée du fading). Un canal pilote peut être prévu pour l'estimation de la réponse impulsionnelle sous forme d'une succession de pics. La réponse impulsionnelle est estimée au moyen d'un filtre adapté. Par exemple, lorsqu'on utilise une technique d'accès à répartition par codes, telle que le CDMA ("Code Division Multiple Access") utilisé dans le système UMTS, le filtre est adapté à un code d'étalement pilote avec lequel l'émetteur module une séquence de symboles connus, par exemple des symboles à 1. Les positions des maxima de la sortie de ce filtre adapté donnent les retards utilisés dans les doigts du récepteur en râteau, et les amplitudes complexes associées correspondent aux valeurs de ces maxima. Une analyse de la sortie du filtre adapté est alors effectuée. Cette analyse consiste en des calculs statistiques sur la sortie du filtre adapté 11 pour déterminer des retards (τj)n<j<M-ι associés aux M trajets ou échos observés, ainsi que les énergies de réception (Ej)0≤i≤M_1 moyennes associées à ces trajets. Les trajets les plus énergétiques détectés correspondent à des trajets principaux dépendant de l'environnement. Le trajet le plus énergétique correspondra par exemple à un trajet direct entre l'émetteur et le récepteur si ceux-ci sont en visibilité directe l'un de l'autre. Les autres échos principaux seront schématiquement ceux qui donnent lieu au plus petit nombre de réflexions et diffractions entre l'émetteur et le récepteur. L'énergie Ej associée à un trajet est l'espérance mathématique du module carré de l'amplitude instantanée Aj(t) de réception sur le trajet de propagation correspondant. La figure 3 illustre de façon schématique les trajets principaux, c'est-à- dire par exemple les trajets sur lesquels une énergie supérieure à un seuil est détectée, relativement au canal radio considéré. On y voit ainsi trois trajets caractérisés par leurs retards respectifs τo, τι et τ2 par rapport à une référence de temps (qui peut elle-même être fixée en relation avec un premier trajet détecté) et par leurs énergies respectives E0, Ei et E2. Dans ce mode de réalisation, l'estimation de la réponse impulsionnelle 11 est utilisée pour positionner les fenêtres de calcul des LFFT 8 et RFFT 9. A titre d'exemple, la fenêtre de la LFFT 8 est positionnée en relation avec le premier trajet détecté. Par exemple, elle débute avec un retard environ égal à τo par rapport à une référence de temps, de manière à couvrir le pic d'énergie relatif au premier trajet détecté. C'est ce qui est représenté sur la figure 3. Par ailleurs, comme cela a été décrit plus haut, la fenêtre de calcul de la RFFT 9 est positionnée par rapport à celle de la LFFT 8 grâce à un décalage temporel 10. De façon avantageuse, ce décalage 10 est réglé en fonction de la réponse impulsionnelle 11 estimée, comme illustré sur la figure 2. A titre d'exemple, ce décalage, noté D sur la figure 3, est choisi pour que la fenêtre de la RFFT 9 soit positionnée en relation avec le dernier trajet détecté dans la réponse impulsionnelle 11 , par exemple pour se terminer approximativement à l'instant correspondant au retard τ2 relatif à ce dernier trajet. Dans l'exemple illustré sur la figure 3, on comprend donc que les fenêtres de calcul des LFFT et RFFT sont positionnées pour s'étaler sur des plages temporelles couvrant les principaux trajets de propagation caractérisant le canal radio à l'instant considéré. On s'assure ainsi que les deux FFT seront calculées sur des plages où une grande quantité d'énergie de la portion de signal considérée est reçue. En outre, un certain recouvrement existe entre les fenêtres de calcul des deux FFT, ce qui permet d'augmenter la fiabilité de calcul comme cela sera mieux compris à la lecture de la suite de la description. Bien sûr, d'autres positionnements des fenêtres de calcul des transformées de Fourier rapides peuvent être appliqués. Par exemple, la RFFT 9 peut être calculée sur une fenêtre qui se termine après τ2, de façon à s'assurer que l'écho de la portion de signal considérée correspondant au dernier trajet sur le canal radio sera bien reçu dans cette fenêtre. En référence à la figure 2, on décrit ci-après l'exploitation qui est faite des calculs de FFT effectués. Comme indiqué plus haut, chaque FFT permet d'estimer des éléments d'informations Xn,o>
Figure imgf000012_0001
correspondant chacun à l'une des sous-porteuses fréquentielles utilisées, afin d'obtenir une estimation Xn de l'information transmise Xn correspondant au contenu du symbole OFDM sm reçu.
Par ailleurs, pour chaque FFT calculée, une estimation du canal radio sur lequel le signal est transmis est effectuée. Ainsi, une estimation de canal 12 est réalisée en sortie du module de calcul de la LFFT 8 et une estimation de canal 13 est réalisée en sortie du module de calcul de la RFFT 9. De nombreuses méthodes connues peuvent être utilisées pour estimer le canal. A titre d'exemple, on peut utiliser la méthode des moindres carrés. Selon cette dernière méthode, le module d'estimation de canal 12 estime des paramètres ro, r-i rn correspondant à des perturbations apparaissant sur le canal radio, et tels que Xk
Figure imgf000012_0002
où k est un entier supérieur à n, Xi désigne l'information correspondant au i-ième symbole OFDM transmis (Xj peut par exemple être le Xn de la figure 1 ), X|< désigne l'estimation correspondant au k-ième symbole OFDM reçu, qui fait suite au calcul de la LFFT 8 (par exemple le Xn de la figure 1 ) et wk désigne une première estimation du bruit affectant le canal radio sur lequel les symboles OFDM sont transmis. Pour estimer les paramètres ro, r-i,..., rn, on tire classiquement profit de bits pilotes transmis sur le canal radio et connus du récepteur. De la même façon, le module d'estimation de canal 13 estime des paramètres r'o, rS r'n, et tels que X'k =r,oXk+r,ιXk-ι+...r'nXk-n+w'k, où k est un entier supérieur à n, X'k désigne l'estimation correspondant au k-ième symbole OFDM reçu, qui fait suite au calcul de la RFFT 9 et w'k désigne une seconde estimation du bruit affectant le canal radio sur lequel les symboles OFDM sont transmis. Un module 14 de combinaison est ensuite chargé d'effectuer une estimation des informations correspondant aux symboles OFDM transmis, sur la base des éléments transmis par les modules d'estimation de canal 12 et 13. Dans le cas où la méthode des moindres carrés a été utilisée pour estimer le canal, le module 14 peut alors procéder de la façon suivante. Un vecteur X est défini comme une concaténation des 2k+2 estimations XQ . XI Xk et
X'o . X'i X'k . faites après les estimations de canal réalisées respectivement par les modules 12 et 13. On définit en outre une première matrice de convolution R à partir des paramètres r0, n rn estimés par le module d'estimation de canal 12. Cette matrice R, de dimension (k+1 )*(k+1 ), est de la forme suivante :
Figure imgf000013_0001
De même, on définit une seconde matrice de convolution R' à partir des paramètres r'o, V--., r'n estimés par le module d'estimation de canal 13. Cette matrice R', de dimension (k+1)*(k+1), est de la forme suivante :
Figure imgf000014_0001
Enfin, on définit un vecteur X qui comprend l'ensemble des k+1 quantités d'informations X0, Xi,..., Xk correspondant aux symboles OFDM transmis et qu'on cherche à déterminer. On peut alors écrire l'équation suivante : X=M.X, où M représente une fF matrice de concaténation en colonne des matrices blocs R et R', soit M =
Cette matrice M possède ainsi 2k+2 lignes et k+1 colonnes. Les bruits wk et w'k introduits plus haut sont retardés l'un par rapport à l'autre du fait du décalage 10 existant entre les deux FFT effectuées, si bien qu'ils sont indépendants et n'interviennent donc pas dans le système d'équation pour détecter la valeur des symboles transmis.
On peut alors estimer le vecteur X comme le produit (MHM)_1.MH.X , où l'opérateur (.)H désigne le transposé conjugué. Bien sûr, bien d'autres méthodes que la méthode des moindres carrés peuvent être utilisées pour estimer le canal. Dans ce cas, l'estimation du vecteur X sera adaptée à la méthode utilisée (par exemple par l'une des méthodes suivantes : Maximum a posteriori, MLSE (Maximum Likehood
Séquence Estimator), algorithme de Viterbi, etc.). Une fois la combinaison effectuée par le module 14, on obtient donc une estimation des informations Xo, Xi,..., Xk correspondant aux symboles transmis. Cette estimation a une fiabilité supérieure à celles obtenues par des méthodes classiques puisqu'elle s'appuie sur une combinaison d'estimations réalisées à l'issue de deux observations différentes. En outre, comme cela a été indiqué plus haut, le décalage temporel entre les FFT permet d'obtenir une certaine redondance d'informations dont on tire profit lors de la combinaison 14, tout en s'assurant que l'estimation finale est basée sur les échos les plus énergétiques et donc les plus significatifs. On notera que les principes exposés plus haut peuvent être mis en œuvre à l'aide d'un programme d'ordinateur comprenant des instructions correspondantes et exécuté par exemple par une unité de traitement du récepteur considéré.

Claims

R E V E N P I C A T I O N S
1. Procédé pour estimer des symboles portés par un signal numérique reçu par un récepteur sur un canal de communication (5), les symboles étant multiplexes sur des sous-porteuses fréquentielles orthogonales, le procédé comprenant les étapes suivantes relativement à chaque symbole porté par le signal numérique : effectuer au moins deux transformées vers le domaine fréquentiel (8, 9) sur une portion du signal reçu correspondant sensiblement audit symbole, lesdites transformées étant effectuées avec un décalage temporel (10) déterminé entre elles ; estimer des paramètres (ro, ri,..., rn, r'o, r'-i,..., r'n ) du canal de communication à partir d'informations binaires prédéterminées contenues dans le signal numérique ; et estimer ledit symbole à partir d'une combinaison du résultat de chacune des transformées effectuées et des paramètres du canal de communication estimés.
2. Procédé selon la revendication 1 , dans lequel le canal de communication est un canal radio.
3. Procédé selon la revendication 2, dans lequel le canal radio est utilisé dans un système de radiocommunication mobile.
4. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel le décalage temporel (10) entre lesdites transformées (8, 9) est déterminé en fonction de caractéristiques d'un environnement dans lequel le canal de communication prend place.
5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel on estime en outre une réponse impulsionnelle (11) du canal de communication et dans lequel au moins une première (8) parmi lesdites transformées est effectuée dans une plage temporelle sensiblement inférieure à la durée d'un symbole, dépendant de ladite réponse impulsionnelle estimée du canal de communication.
6. Procédé selon la revendication 5, dans lequel ladite réponse impulsionnelle (11) du canal de communication est estimée périodiquement.
7. Procédé selon la revendication 5 ou 6, dans lequel le décalage temporel (10) entre ladite première transformée (8) et au moins une seconde (9) parmi lesdites transformées est déterminé en fonction de ladite réponse impulsionnelle (11 ) estimée du canal de communication.
8. Procédé selon la revendication 7, dans lequel on détecte des retards successifs (τj ) correspondant à des impulsions d'énergie prépondérantes respectives dans la réponse impulsionnelle (11 ) estimée du canal de communication, dans lequel ladite première transformée (8) est effectuée dans une plage temporelle sensiblement inférieure à la durée d'un symbole, dont le démarrage est fixé sensiblement par rapport au premier retard détecté, et dans lequel le décalage temporel (10) entre ladite première transformée (8) et ladite seconde transformée (9) est déterminé de façon à ce que ladite seconde transformée soit effectuée dans une plage temporelle sensiblement inférieure à la durée d'un symbole, dont la fin est fixée sensiblement par rapport au dernier retard détecté.
9. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, dans lequel certaines au moins desdites transformées vers le domaine fréquentiel (8, 9) sont des transformées de Fourier rapides.
10. Récepteur comprenant des moyens pour la mise en œuvre du procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes.
11. Produit programme d'ordinateur à installer dans un récepteur, comprenant des instructions aptes à mettre en œuvre le procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, lors d'une exécution du programme par des moyens de traitement du récepteur.
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