CN108494451B - 一种点对点的misoswipt系统中寻找最优导频长度和功分因子的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种点对点的MISO SWIPT系统中寻找最优导频长度和功分因子的方法，包括：(1)第一个时隙τT进行上行信道估计，即：接收端发送导频训练序列，发送端进行基于最小均方误差MMSE的信道估计；(2)第二个时隙(1‑τ)T进行下行的信息与能量传输；(3)信道估计误差分析；(4)问题建模及分析；(5)搜寻最优导频长度及功分因子。本发明分析了进行信道估计导频序列的长度与接收端功率分配因子的联合优化，从而得出了使系统可达速率最大的最优导频长度及对应的功率分配因子。

Description

一种点对点的MISOSWIPT系统中寻找最优导频长度和功分因 子的方法

技术领域

本发明属于通信系统领域，具体涉及一种点对点的MISOSWIPT系统中寻找最优导频长度和功分因子的方法。

背景技术

传统的无线设备一般由电池或电缆供电，由于电池的寿命有限，需要人工更换电池或者重新充电，造成通信的中断，因而影响现代通信技术的发展。

无线能量传输是一种很好的解决方案，它是利用射频信号来传输能量，无线设备可以将收割的能量用于信息的解调和传输。

目前，无线能量传输技术分为近场和远场两类，前者主要是利用电感耦合和谐振耦合效应，由于耦合效应受距离影响较大，只能在几米的距离内使用，后者为基于电磁辐射的能量传输，由于电磁波可以传输信息，因而，无线信息与能量同传是目前的一个研究热点。

在MISO系统的无线信息与能量同传技术中，发送端需要利用信道状态信息进行波束成形，以使接收端获得较高的信息和能量效率。在TDD模式下，接收端在上行训练时需要向发送端发送导频序列，发送端根据用户发送的导频序列进行信道估计，由于TDD模式下的信道具有互易性，发送端可以利用上行估计到的信道进行波束成形，以提高下行能量与信息传输的效率。

无线信息与能量同传的接收端分为两种工作模式：时间转换和功率分配。前者是将信息解调和能量收割在不同的时隙进行；后者则是利用功率分配器，将信号为分两部分，一部分用于信息解调，一部分用于能量收割。

针对MISO系统的无线信息与能量同传，将下行收割的能量用于信息解调及发送上行训练序列，研究如何优化导频长度以及功率分配因子，使系统获得最大可达速率，是一个备受关注的问题。

目前很多关于无线信息与能量同传的研究都是假定发送端已知完美信道状态信息，没有考虑获得该信道状态信息所需的能量消耗。部分研究考虑了非完美信道状态信息的无线信息与能量同传系统性能，但采用的是最差信道条件下的确定性模型。对于多天线系统的无线信息与能量同传，现有技术对于能量传输采用的是效率较低的全向波束赋形。

发明内容

针对现有技术不足，本发明提供了一种点对点的MISOSWIPT系统中寻找最优导频长度和功分因子的方法；

本申请主要研究点对点的MISO系统中的无线信息与能量同传，在多天线系统中，需要发送端利用信道状态信息进行波束成形，以使接收端获得较高的信息和能量效率。在TDD模式下，接收端在上行训练时需要向发送端发送导频序列，发送端根据用户发送的导频序列进行信道估计，由于TDD模式下的信道具有互易性，发送端可以利用上行估计到的信道进行波束成形，进行能量与信息同传。

无线信息与能量同传的接收端分为两种工作模式：时间转换和功率分配。前者是将信息解调和能量收割在不同的时隙进行；后者则是利用功率分配器，将信号为分两部分，一部分用于信息解调，一部分用于能量收割。本申请主要研究功率分配模式。

本发明针对MISO系统的无线信息与能量同传，将下行收割的能量用于信息解调及发送上行训练序列，研究如何优化导频长度以及功率分配因子，使系统获得最大可达速率。

本发明的技术方案为：

一种点对点的MISOSWIPT系统中寻找最优导频长度和功分因子的方法，发送端配有N_t根天线，接收端为单天线用户的MISO系统；接收端采用功率分配器，将一部分信号用于信息解调，另一部分用于能量收割。将相干时间T分为两个时隙，包括第一个时隙τT、第二个时隙(1-τ)T，τ为导频长度在相干时间所占的比例；包括：

(1)第一个时隙τT进行上行信道估计，即：接收端发送导频训练序列，发送端进行基于最小均方误差MMSE的信道估计；

(2)第二个时隙(1-τ)T进行下行的信息与能量传输；

(3)信道估计误差分析；

(4)问题建模及分析；为实现相干时间内最大的可达速率，建模了导频长度和功分因子的联合优化问题。

(5)搜寻最优导频长度及功分因子。

根据本发明优选的，所述步骤(1)，包括：

A、接收端发送导频训练序列，导频训练序列表示为：

导频长度表示为：τT；

B、发送端接收到的用于信道估计的信号表示为：

Pp表示发送单位长度导频所需的功率，d表示发送端和接收端的距离，β是大尺度衰落系数，d-β表示大尺度衰落，h表示小尺度衰落，

是加性高斯白噪声，每个元素都是符合独立同分布的复高斯变量，即

为进行信道估计，将接收到的用于信道估计的信号与导频信号序列的转置相乘，如式(I)所示：

采用MMSE准则进行信道估计，信道估计矩阵

可表示为：

N₀表示发送端加性高斯白噪声的方差；

令

表示信道估计误差；

根据MMSE准则的特性，

和

相互独立，

符合

分布，

符合

分布。为表述清晰，两者的方差分别表示为δ²，ε²，即：

根据信道互异性，下行信道表示为

根据本发明优选的，所述步骤(2)，包括：

C、发送端波束成形

为对抗信道衰落，发送端采用最大比传输波束赋型，波束成形矩阵由估计信道得出，波束成形矩阵v表示为：

E表示数学期望，v为估计信道的归一化向量；

D、接收端功率分配

接收端接收到的信号表示为

P是指平均发送功率；

x表示发送信号，n_A表示天线噪声，且

为实现同时接收信息和收割能量，接收端采用功率分配模式：对于接收到的信号r，按照功分因子ρ将信号r分为两部分，包括

的信号、

的信号；将

的信号用于信息解调，

的信号用于能量收割；

用于信息解调的信号表示为：

n_A表示天线噪声；通常远小于信号下转换及基带噪声n_C，因而可以将n_A忽略。

用于能量收割的信号表示为：

根据本发明优选的，所述步骤(3)，包括：

为说明第一阶段上行训练对第二个阶段无线信息与能量同传的影响，本部分析了信道估计误差对可达速率及收割能量的影响。信道估计不准确不仅会造成收割能量降低，同时会引入额外的噪声。

基于本发明的系统模型，期望信号功率P_DS表示为：P_DS＝Pd^-βN_tδ²；

由信道的不确定性引起的干扰功率P_CU，

根据本发明优选的，所述步骤(4)，包括：

下行传输的信噪比表示为：

在一个相干时间内的可达速率表示为：

单位时间收割的能量表示为：P＝(1-ρ)P_DS；

根据非线性能量收割模型，收割能量转化为：

相干时间内收割的能量表示为：

Q＝(1-τ)TΦ^Practical；

在相干时间内，假设接收端有一定的初始储能，下行收割的能量用于信息解调以及下个相干时间的上行导频发送，发送训练序列的时间会影响信道估计的准确性，进而影响下行收割的能量和信息的传输速率，同时功分因子可以用来调整收割能量与接收信息的信号的功率比例。问题建模为：

s.t.：Q≥τP_p+(1-τ)P_d

0＜τ＜1，

0＜ρ＜1，

P_p表示发送单位长度导频所需的功率，P_d表示信息解调的平均功率。

根据本发明优选的，所述步骤(5)，包括：

E、设置参数，包括：大尺度衰落系数β，发送天线数目N_t，下行发送功率P，导频发送功率P_p，信息解调功率P_d，最大迭代次数N_iter，黄金分割搜索步长λ，计算终止系数∈；

F、初始化导频长度τ的区间为[τ_min，τ_max]，τ_min＝0，τ_max＝0.5；

G、根据黄金分割搜索方法确定区间[τ_min，τ_max]内的两个τ值：τ_left，τ_right，τ_left＝τ_min+(1-λ)*(τ_max-τ_min)，τ_right＝τ_right＝τ_min+λ*(τ_max-τ_min)；

H、根据约束条件求出对应的功分因子

I、比较两个τ值：τ_left，τ_right对应的可达速率R(τ_left)，R(τ_right)，更新导频长度区间；如果R(τ_left)＞R(τ_right)，则更新导频长度区间为τ_max＝τ_right，τ_right＝τ_left，τ_left＝τ_min+(1-λ)*(τ_max-τ_min)；否则，更新导频长度区间为τ_min＝τ_left，τ_left＝τ_right，τ_right＝τ_min+λ*(τ_max-τ_min)；重复执行步骤I，直至导频长度区间τ_max，τ_min的差值|τ_max-τ_min|＜∈，∈＝0.0001，进入步骤J；

J、找到最优的导频长度τ^*，即：如果R(τ_max)＞R(τ_min)，则τ^*＝τ_max，R^*＝R(τ_max)；否则τ^*＝τ_max，R^*＝R(τ_max)。

本发明的有益效果为：

1、本发明从实际出发，建立了上行信道估计与下行功率分配的无线信息与能量同传的系统模型，并提出了导频序列长度与功率分配因子联合优化的迭代算法，从而得出了使系统可达速率最大的最优导频长度及对应的功率分配因子。

2、通过仿真比较本发明的最优导频长度设计与固定导频长度设计的系统性能，可以分析得出在信噪比较低时，应设计较长的导频长度，以获得更准确的信道估计。在高信噪比时，由于信道状态较好，应设计较短的导频长度，即可保证信道估计。

3、通过仿真分析可知，在导频长度较低时，随着导频长度增大信道估计更加准确，单位时间内收割的能量较多，功率分配因子增大，即较少的功率被分配用来收割能量就可以保证发送导频所需的能量；当导频长度超过一定值时，功率分配因子随导频长度增加而减小，由于此时增加导频长度对信道估计准确性的影响不明显，更多的功率被用来收割能量以保证发送导频所需的能量。

4、本发明利用上行导频序列估计的信道状态信息进行了能量和信息的最大比波束赋型，较全向波束赋形有更好的性能。

附图说明

图1是本发明中MISO SWIPT系统结构图。

图2是本发明中一个相干时间内的时间分配示意图。

图3是本发明中不同导频长度所对应的可达速率。

图4是本发明中不同信噪比下最优导频长度和固定导频长度的系统可达速率比较图。

图5是本发明中不同信噪比下功分因子随导频长度变化示意图。

具体实施方式

下面结合说明书附图和实施例对本发明作进一步限定，但不限于此。

实施例

一种点对点的MISOSWIPT系统中寻找最优导频长度和功分因子的方法，如图1所示，发送端配有N_t根天线，N_t＝128，发送端的发送功率P为25dBm，接收端为单天线用户的MISO系统；接收端采用功率分配器，将一部分信号用于信息解调，信息解调功率P_d为-5dBm；另一部分用于能量收割。一个相干时间内的系统如图2所示；将相干时间T分为两个时隙，包括第一个时隙τT、第二个时隙(1-τ)T，τ为导频长度在相干时间所占的比例；T设置为100，包括：单位长度导频的发送功率P_p为5dBm，

(1)第一个时隙τT进行上行信道估计，即：接收端发送导频训练序列，发送端进行基于最小均方误差MMSE的信道估计；包括：

A、接收端发送导频训练序列，导频训练序列表示为：

导频长度表示为：τT；

B、发送端接收到的用于信道估计的信号表示为：

Pp表示发送单位长度导频所需的功率，d表示发送端和接收端的距离，d＝10m，β是大尺度衰落系数，β＝3.5，d^-β表示大尺度衰落，h表示小尺度衰落，

是加性高斯白噪声，每个元素都是符合独立同分布的复高斯变量，即

为进行信道估计，将接收到的用于信道估计的信号与导频信号序列的转置相乘，如式(I)所示：

采用MMSE准则进行信道估计，信道估计矩阵

可表示为：

N₀表示发送端加性高斯白噪声的方差；

令

表示信道估计误差；

根据MMSE准则的特性，

和

相互独立，

符合

分布，

符合

分布。为表述清晰，两者的方差分别表示为δ²，ε²，即：

根据信道互异性，下行信道表示为

(2)第二个时隙(1-τ)T进行下行的信息与能量传输；包括：

C、发送端波束成形

为对抗信道衰落，发送端采用最大比传输波束赋型，波束成形矩阵由估计信道得出，波束成形矩阵v表示为：

E表示数学期望，v为估计信道的归一化向量；

D、接收端功率分配

接收端接收到的信号表示为

x表示发送信号，n_A表示天线噪声，且

为实现同时接收信息和收割能量，接收端采用功率分配模式：对于接收到的信号r，按照功分因子ρ将信号r分为两部分，包括

的信号、

的信号；将

的信号用于信息解调，

的信号用于能量收割；

用于信息解调的信号表示为：

n_A表示天线噪声；通常远小于信号下转换及基带噪声n_C，因而可以将n_A忽略。

用于能量收割的信号表示为：

(3)信道估计误差分析；包括：

为说明第一阶段上行训练对第二个阶段无线信息与能量同传的影响，本部分析了信道估计误差对可达速率及收割能量的影响。信道估计不准确不仅会造成收割能量降低，同时会引入额外的噪声。

基于本发明的系统模型，期望信号功率P_DS表示为：P_DS＝Pd^-βN_tδ²；

由信道的不确定性引起的干扰功率P_CU，

(4)问题建模及分析；为实现相干时间内最大的可达速率，建模了导频长度和功分因子的联合优化问题。包括：

下行传输的信噪比表示为：

在一个相干时间内的可达速率表示为：

单位时间收割的能量表示为：P＝(1-ρ)P_DS；

根据非线性能量收割模型，收割能量转化为：

相干时间内收割的能量表示为：

Q＝(1-τ)TΦ^Practical；

在相干时间内，假设接收端有一定的初始储能，下行收割的能量用于信息解调以及下个相干时间的上行导频发送，发送训练序列的时间会影响信道估计的准确性，进而影响下行收割的能量和信息的传输速率，同时功分因子可以用来调整收割能量与接收信息的信号的功率比例。问题建模为：

s.t.：Q≥τP_p+(1-τ)P_d

0＜τ＜1，

0＜ρ＜1，

P_p表示发送单位长度导频所需的功率，P_d表示信息解调的平均功率。

(5)搜寻最优导频长度及功分因子。包括：

E、设置参数，包括：大尺度衰落系数β，发送天线数目N_t，下行发送功率P，导频发送功率P_p，信息解调功率P_d，最大迭代次数N_iter，黄金分割搜索步长λ，计算终止系数∈；具体参数设置如表1所示；

表1

F、初始化导频长度τ的区间为[τ_min，τ_max]，τ_min＝0，τ_max＝0.5；

G、根据黄金分割搜索方法确定区间[τ_min，τ_max]内的两个τ值：τ_left，τ_right；τ_left＝τ_min+(1-λ)*

(τ_max-τ_min)，τ_right＝τ_min+λ*(τ_max-τ_min)；

H、根据约束条件求出对应的功分因子

I、比较两个τ值：r_left，τ_right对应的可达速率R(τ_left)，R(τ_right)，更新导频长度区间；如果R(τ_left)＞R(τ_right)，则更新导频长度区间为τ_max＝τ_right，τ_right＝τ_left，τ_left＝τ_min+(1-λ)*(τ_max-τ_min)；否则，更新导频长度区间为τ_min＝τ_left，τ_left＝τ_right，τ_right＝τ_min+λ*(τ_max-τ_min)；重复执行步骤I，直至导频长度区间τ_max、τ_min的差值|τ_max-τ_min|＜∈，∈＝0.0001，进入步骤J；

J、找到最优的导频长度τ^*，即：如果R(τ_max)＞R(τ_min)，则τ^*＝τ_max，R^*＝R(τ_max)；否则τ^*＝τ_max，R^*＝R(τ_max)。

(6)仿真分析

a、最优导频长度设计

仿真系统可达速率随导频长度的变化，当导频长度τ在0到50内变化，计算出相应的功分因子ρ，进一步得出接收端的信干噪比，最终得出相应的可达速率，其变化如图3所示。同时，我们根据前述算法流程，设置黄金分割搜索步长λ为

最大迭代次数为1000，迭代终止允许误差设为0.0001。经过仿真得出了最优的导频长度，与图3中最大可达速率对应的导频长度一致，证明了算法的准确性。

由仿真结果图3可知，在一个相干时间内，当导频长度为11时，系统的可达速率取得最大值。

当导频长度较短时，可以通过增加导频长度来获得更大的可达速率。由于导频长度增加，信道估计越准确，下行波束成形后，可以解调的信息及收割的能量都增加，因而系统的可达速率增加。

但是当导频长度大于11时，增加导频长度会使可达速率下降。这是由于当导频长度更长时，更多的功率被分配给能量接收机，以收割更多的能量。因此，用于解调信息的信号减少，同时下行传输的时间也减少，因而可达速率减小。

b、最优导频长度和固定导频长度的系统可达速率比较

在不同的信噪比下(O-20dB)，即发送端和接收端的噪声功率变化的情况下，采用本发明中的算法，分别得出了不同信噪比对应的最优导频长度，并以此导频长度计算系统的可达速率，分别与导频长度固定为5和35的两种情况进行了比较。仿真结果如图4所示。星型曲线表示采用最优导频长度时的系统可达速率，三角曲线表示采用导频长度为5时的系统可达速率，圆圈曲线表示采用导频长度为35时的系统可达速率。

由图4可知，在低信噪比时，导频长度设定为35和采用最优导频长度可以获得相似的可达速率，而导频长度为5时，系统可达速率明显较低。这表明信道状态比较差时，需要设计较长的训练序列，获得准确的信道估计，进行波束成形，以对抗信道衰落，获得较高的可达速率。

在信噪比较高时，导频长度设定为5和采用最优导频长度可以获得近似的可达速率，而导频长度为35时，系统的可达速率较低。这表明信道状态好时，发送训练序列的长度应设计的比较短，就能够获得较准确的信道估计，较长的导频长度会使下行传输时间减少，进而减小系统的可达速率。

c、不同导频长度下的最优功率分配因子

在系统信噪比分别设置为5dB、10dB、15dB时，在导频长度τ在0到50范围内变化，根据本发明提出的算法分别计算出其对应的最优功分因子。由图5所示，MISO SWIPT接收机的功分因子随导频长度的变化。当信噪比为5dB时，在导频长度较低时，随着导频长度增大，功率分配因子增大；当导频长度大于13时，功率分配因子随导频长度增加而减小。当导频长度较低时增加导频长度，信道估计更准确，单位时间内收割的能量较多，因而较少的信号被分配用来收割能量就可以保证发送导频所需的能量。但当导频长度大于13时，增加导频长度对信道估计准确性的影响不明显，更多的功率被用来收割能量以保证发送导频所需的能量。

比较三条曲线，可以看出，当系统的信噪比不同时，随着信噪比增高，功率分配因子增大。这是由于当信道状态比较好时，获得准确信道估计所需的导频长度较小，因而更多的功率被用来解调信息，以获得更多的可达速率。

Claims (1)

1.一种点对点的MISOSWIPT系统中寻找最优导频长度和功分因子的方法，其特征在于，发送端配有N_t根天线，接收端为单天线用户的MISO系统；将相干时间T分为两个时隙，包括第一个时隙τT、第二个时隙(1-τ)T，τ为导频长度在相干时间所占的比例；包括：

(1)第一个时隙τT进行上行信道估计，即：接收端发送导频训练序列，发送端进行基于最小均方误差MMSE的信道估计；包括：

A、接收端发送导频训练序列，导频训练序列表示为：

导频长度表示为：τT；

B、发送端接收到的用于信道估计的信号表示为：

P_p表示发送单位长度导频所需的功率，d表示发送端和接收端的距离，β是大尺度衰落系数，d^-β表示大尺度衰落，h表示小尺度衰落，

是加性高斯白噪声，每个元素都是符合独立同分布的复高斯变量，即

将接收到的用于信道估计的信号与导频信号序列的转置相乘，如式(I)所示：

采用MMSE准则进行信道估计，信道估计矩阵

可表示为：

N₀表示发送端加性高斯白噪声的方差；

令

表示信道估计误差；

和

相互独立，

符合

分布，

符合

分布，两者的方差分别表示为δ²，ε²，即：

下行信道表示为

(2)第二个时隙(1-τ)T进行下行的信息与能量传输；包括：

C、发送端波束成形

发送端采用最大比传输波束赋型，波束成形矩阵由估计信道得出，波束成形矩阵v表示为：

E表示数学期望，v为估计信道的归一化向量；

D、接收端功率分配

接收端接收到的信号表示为

P是指平均发送功率；

x表示发送信号，n_A表示天线噪声，且

接收端采用功率分配模式：对于接收到的信号r，按照功分因子ρ将信号r分为两部分，包括

的信号、

的信号；将

的信号用于信息解调，

的信号用于能量收割；

用于信息解调的信号表示为：

n_A表示天线噪声；n_C是指信号下转换及基带噪声；

用于能量收割的信号表示为：

(3)信道估计误差分析；包括：

期望信号功率P_DS表示为：P_DS＝Pd^-βN_tδ²；

由信道的不确定性引起的干扰功率P_CU，

(4)问题建模及分析；包括：

下行传输的信噪比表示为：

是指信道下转换及基带噪声功率；

在一个相干时间内的可达速率表示为：

单位时间收割的能量表示为：P＝(1-ρ)P_DS；

根据非线性能量收割模型，收割能量转化为：

a、b、M为非线性能量转换模型常量，其中，M为功率常量，a、b为常数；

相干时间内收割的能量表示为：

Q＝(1-τ)TΦ^Practical；

在相干时间内，问题建模为：

s.t.：Q≥τP_p+(1-τ)P_d

0＜τ＜1，

0＜ρ＜1，

P_p表示发送单位长度导频所需的功率，P_d表示信息解调的平均功率；

(5)搜寻最优导频长度及功分因子，包括：

E、设置参数，包括：大尺度衰落系数β，发送天线数目N_t，下行发送功率P，导频发送功率P_p，信息解调功率P_d，最大迭代次数N_iter，黄金分割搜索步长λ，计算终止系数∈；

F、初始化导频长度τ的区间为[τ_min，τ_max]，τ_min＝0，τ_max＝0.5；

G、根据黄金分割搜索方法确定区间[τ_min，τ_max]内的两个τ值：τ_left，τ_right；τ_left＝τ_min+(1-λ)*(τ_max-τ_min)，τ_right＝τ_min+λ*(τ_max-τ_min)；

H、根据约束条件求出对应的功分因子

I、比较两个τ值：τ_left，τ_right对应的可达速率R(τ_left)，R(τ_right)，更新导频长度区间；如果R(τ_left)＞R(τ_right)，则更新导频长度区间为τ_max＝τ_right，τ_right＝τ_left，τ_left＝τ_min+(1-λ)*(τ_max-τ_min)；否则，更新导频长度区间为τ_min＝τ_left，τ_left＝τ_right，τ_right＝τ_min+λ*(τ_max-τ_min)；重复执行步骤I，直至导频长度区间τ_max、τ_min的差值|τ_max-τ_min|＜∈，∈＝0.0001，进入步骤J；

J、找到最优的导频长度τ^*，即：如果R(τ_max)＞R(τ_min)，则τ^*＝τ_max，R^*＝R(τ_max)；否则τ^*＝τ_max，R^*＝R(τ_max)。

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