FR2578124A1 - Circuit d'accord pour un tuner a plusieurs bandes - Google Patents

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Abstract

L'INVENTION CONCERNE UN DISPOSITIF DE CHANGEMENT DE BANDE DANS UN TUNER. SELON L'INVENTION, IL COMPREND UN ELEMENT A CAPACITE VARIABLE 205, DES BOBINES D'INDUCTANCE 204, 203 ET 202 RELIEES EN SERIE DANS L'ORDRE NOMME, UN PREMIER MOYEN DE CHANGEMENT 224 POUR COUPLER SELECTIVEMENT UN PREMIER POINT ENTRE LES DEUX PREMIERES BOBINES ET UN POINT AU POTENTIEL DE REFERENCE EN REPONSE A UN PREMIER SIGNAL DE CHANGEMENT DE BANDE B4 POUR AINSI COUPLER LA PREMIERE INDUCTANCE ET L'ELEMENT A CAPACITE VARIABLE EN UNE PREMIERE CONFIGURATION DE CIRCUIT ACCORDE, UN SECOND MOYEN DE CHANGEMENT 223 POUR SELECTIVEMENT COUPLER UN SECOND POINT ENTRE LES SECONDE ET TROISIEME BOBINES D'INDUCTANCE AU POINT AU POTENTIEL DE REFERENCE EN REPONSE A UN SECOND SIGNAL DE CHANGEMENT DE BANDE B3 POUR AINSI COUPLER CES INDUCTANCES ET L'ELEMENT A CAPACITE VARIABLE EN UNE SECONDE CONFIGURATION DE CIRCUIT ACCORDE CORRESPONDANT A UNE SECONDE BANDE DES FREQUENCES ET UN MOYEN DE COMMANDE 30, 271 POUR EXCITER LES PREMIER ET SECOND MOYENS DE CHANGEMENT EN REPONSE AU PREMIER SIGNAL DE CHANGEMENT DE BANDE ET LE SECOND MOYEN DE CHANGEMENT EN REPONSE AU SECOND SIGNAL DE CHANGEMENT DE BANDE. L'INVENTION S'APPLIQUE NOTAMMENT A LA TELEVISION.

Description

La présente invention concerne un oscillateur multibande ayant une plage
relativement large de fréquences
approprié à une utilisation dans un tuner de télévision.
Avec l'usage croissant des réseaux de distribution par câble, il est souhaitable que les tuners de télévision soient capables d'accorder les canaux par câble ainsi que de diffusion. Typiquement, de tels tuners "câble prêt" (c'est-à-dire"Prêts à accorder" les canaux par câble sans
convertisseur de câble) sont subdivisés en sections cor-
respondant aux plages respectives des fréquences. Par exemple, un tuner câble prêt peut comprendre une section ultra haute fréquence ou UHF pour les canaux de diffusion UHF et une section très haute fréquence ou VHF pour les canaux de diffusion VHF et par câble. Dans des buts de fiabilité et de prix, il est souhaitable de minimiser le nombre de pièces utilisées dans le tuner. A cette fin, il est souhaitable de n'utiliser qu'un seul oscillateur local
dans chaque section du tuner.
Le dispositif révélé concerne généralement un oscillateur que l'on peut utiliser pour tous les canaux de diffusion VHF et par câble qui, par exemple, aux Etats Unis d'Amérique, se trouvent dans une plage relativement large de fréquences entre 101 MHz et 509 MHz. Tandis qu'un tel oscillateur local est très souhaitable, il pose des problèmes par sa relativement large plage de fréquences. Plus particulièrement, afin de tenir compte de la relativement large plage de fréquences en utilisant un circuit d'accord déterminant la fréquence n'ayant qu'une seule diode varactor répondant à la tension d'accord, il s'est révélé nécessaire d'incorporer des possibilités de changement de bande pour choisir différentes bobines d'inductance à inclure dans le circuit d'accord avec la diode varactor selon la bande des fréquences du canal choisi. De tels
agencements de changement de bande se sont révélés intro-
duire des éléments parasites qui forcent l'oscillateur
local à osciller à des fréquences non souhaitées.
La présente invention concerne un circuit d'accord, par exemple pouvant être utilisé dans le type ci-dessus décrit d'oscillateur local pour accorder sur toute une plage relativement large de fréquences comprenant un
certain nombre de bandes de fréquences, avec des possibi-
lités d'inhibition des réponses à des fréquences non
souhaitées du fait de composants parasites. Plus particu-
lièrement, le circuit d'accord comprend un élément à capacité variable tel qu'une diode varactor, et au moins des première, seconde et troisième bobines d'inductance reliées en série entre l'élément à capacité variable et un point de potentiel de référence, un premier moyen de commutation pour sélectivement coupler un premier point entre les première et seconde bobines d'inductance au point de potentiel de référence en réponse à un premier signal
de changement de bande pour former une première configura-
tion de circuit accordé correspondant à une première bande de fréquences et un second moyen de commutation pour sélectivement coupler un second point entre les seconde et troisième bobines d'inductance au point de potentiel de référence en réponse à un second signal de changement de bande pour former une seconde configuration de circuit accordé correspondant à une seconde bande des fréquences plus faible, en fréquence, que la première bande. La possibilité d'inhibition d'une réponse à une fréquence non souhaitée comprend un moyen auxiliaire de commutation pour sélectivement coupler le second point entre les seconde et troisième bobines d'inductance au point de potentiel de référence, en réponse au premier signal de changement de bande. Cela a pour effet d'isoler sensiblement la troisième bobine d'inductance et tout élément parasite associé à celle-ci, du premier circuit accordé. Le moyen de commande excite les premier et second moyens de commutation en réponse au premier signal de changement de bande, et excite le second moyen decommutation à l'exclusion du premier moyen de commutation en réponse au second signal de
changement de bande.
L'invention sera mieux comprise, et d'autres
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buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci
apparaîtront plus clairement au cours de la description
explicative qui va suivre faite en référence au dessin schématique annexé donné uniquement à titre d'exemple illustrant un mode de réalisation de l'invention et dans lequel: - la figure unique montre un tuner de télévision
pour l'accord de canaux de diffusion VHF et par câble.
Sur la figure, sont indiquées des valeurs typiques.
A moins que cela ne soit indiqué autrement, les valeurs
sont en ohms, nanohenrys et picofarads.
A titre d'exemple, pour. une utilisation aux Etats Unis d'Amérique, le tuner est capable d'accorder des canaux pour lesquels les fréquences de porteuse image haute fréquence et d'oscillateur local sont spécifiées
dans le tableau suivant.
BANDE PLAGE HF (MHz) PLAGE BF (MHz)
B1 55,25 - 83,25 101-129
B2 91,25 - 151,25 137-197
B3 157,25 - 265,25 203-311
B4 271,25 - 463,25 317-509
On peut noter que: la bande B1 correspond aux
canaux de la bande de diffusion VHF basse (c'est-à-dire.
les canaux 2-6); la bande B2 correspond aux canaux dans une partie inférieure de la bande du câble sur bande moyenne; la bande B3 correspond aux canaux dans la partie restante de la bande du câble de la bande médiane, aux canaux dans la bande de diffusion VHF haute (c'est-à-dire les canaux 7-13, et les canaux dans la partie inférieure de la bande du câble superbande); et la bande B4 correspond aux canaux dans la partie restante de la bande du câble
superbande, et aux canaux dans la bande de câble hyper-
bande. Une section séparée pour une cinquième bande pour
les canaux de diffusion UHF (14-69) n'est pas représentée.
Un sélecteur de canal 10, comprenant, par exemple,
un clavier du type de calculateur, par lequel un utilisa-
teur peut introduire le nombre à deux chiffres correspon-
dant au canal souhaité est prévu. Le numéro de canal est transmis, sous forme de code numérique, à un générateur 20 de tension d'accord, comprenant par exemple une boucle verrouillée en phase, pour convertir le numéro de canal en une tension d'accord,VT, dont la grandeur correspond au canal choisi. Le numéro de canal est également transmis à un sélecteur de bande 30 qui produit un signal de sélection de bande ou de changement de bande désignant la
bande du canal choisi. Dans le mode de réalisation repré-
senté, l'état actif de chacun des signaux de changement de bande B1, B2, B3 et B4, produits par le sélecteur de bande
, est une haute tension positive, comme +18 volts.
L'état inactif est une tension proche du potentiel de la masse. Le sélecteur de bande 30 produit un signal unique
de changement de bande pour chaque bande, qui est indépen-
dant de tous les autres signaux de changement de bande.
En effet, chaque bande ne correspond qu'à un seul signal de changement de bande. Dans ce but, le sélecteur de bande (30) peut simplement se composer d'un comparateur logique pour déterminer le moment o la désignation codée du canal souhaité est dans les plages des valeurs correspondant aux
bandes respectives.
La tension d'accord et les signaux de changement de bande sont appliqués à un étage haute fréquence 40 pour choisir le signal haute fréquence correspondant au canal choisi parmi les divers signaux haute fréquence reçus à une entrée VHF HF et fournissant le signal haute fréquence à un mélangeur 50. La tension d'accord et les signaux de
changement de bande sont également appliqués à un oscilla-
teur local 60 qui produit un signal d'oscillateur local dont la fréquence correspond au canal choisi. le signal d'oscillateur local est également appliqué au mélangeur 50 o il est combiné au signal haute fréquence choisi pour
produire des signaux de somme et de différence de fréquences.
La fréquence du signal d'oscillateur local est contrôlée de façon que le signal de différence de fréquences ait une fréquence porteuse d'image nominale, telle que
,75 MHz aux Etats Unis d'Amérique.
Lorsque l'unité de réglage d'accord 20 comprend une boucle verrouillée en phase, le signal d'oscillateur local est également appliqué à l'unité de réglage d'accord par un diviseur de fréquence 70 que l'on peut appeler "pré-cadreur", qui divise la relativement haute fréquence du signal d'oscillateur local pour produire un signal ayant une fréquence compatible avec la plage des fréquences
de fonctionnement de la boucle verrouillée en phase.
La construction de l'oscillateur local 60
sera maintenant décrite en détail.
L'oscillateur local 60 comprend un amplificateur 100 et un circuit d'accord 200. L'amplificateur 100 comprend un transistor 101 du type NPN en configuration de collecteur commun, dont le collecteur est relié par une résistance 103 à une source de tension d'alimentation +VS, dont l'émetteur est relié par une résistance 105 à une source de potentiel de référence montrée par la masse du
signal et dont la base est reliée au circuit d'accord 200.
Un réseau de réaction comprenant un condensateur 107 relié entre la base et l'émetteur, un condensateur 109 relié entre l'émetteur et le collecteur, un condensateur 111 relié entre le collecteur et la masse du signal, et un condensateur 113 relié entre le collecteur et la base, conditionne l'amplificateur 100 pour qu'il oscille sur toute la plage des fréquences, c'est-à-dire 101-509 MHz,
comprenant les bandes des fréquences B1, B2, B3 et B4.
Pour garantir que l'oscillateur sera capable d'os-
ciller sur toute la relativement large plage des fréquences entre 101 et 509 MHz, en toute fiabilité, on a trouvé qu'il était souhaitable de modifier la réaction en réponse à la tension d'accord. Plus particulièrement, cela est accompli en connectant un réseau capacitif sensible à la tension d'accord comprenant un condensateur 115, une diode varactor 117 et un condensateur 119 en série entre la base et l'émetteur du transistor 101 en parallèle avec le condensateur 107. Les condensateurs 115 et 119 ont des valeurs relativement importantes et n'ont essentiellement
pas d'effet sur la plage de capacité du réseau de modifi-
cation de la réaction et servent principalement d'éléments de blocage du courant continu. Des résistances 121 et 123 sont prévues pour appliquer une partie de la tension d'accord, VT, à la diode varactor 117. La diode varactor 117 est polarisée pour augmenter la capacité entre la base et l'émetteur tandis que la fréquence diminue en
réponse aux diminutions de la tension d'accord.
Le circuit d'accord 200 comprend quatre bobines d'inductance 201, 202, 203 et 204 et une diode varactor 205 reliées en série, dans l'ordre nommé, entre la masse du signal, par l'intermédiaire d'un condensateur 206 et la base du transistor 101. La tension d'accord VT est appliquée à la cathode de la diode varactor 205 par l'intermédiaire d'une résistance d'isolement 207. Une résistance 209, reliée entre l'anode de la diode varactor 205 et la masse du signal, forme un trajet de retour de la diode varactor 205. Un condensateur 211 connecté en shunt filtre la tension d'accord. Un condensateur 213 de faible valeur est relié aux bornes de la diode varactor 205 pour aider à établir la plage de capacité variable ou du circuit d'accord. Des condensateurs 215 et 217 de relativement grande valeur sont reliés en série avec la diode varactor
205 pour isoler la cathode et l'anode des tensions conti-
nues développées à l'extrémité droite de la bobine d'induc-
tance 204 et à la base du transistor 101, respectivement.
Les condensateurs 215 et 217 n'affectent pas de manière
significative la plage de capacité du circuit d'accord.
Le changement de bande est accompli comme suit.
Les cathodes de diodes embrochables 221, 222, 223 et 224 de changement de bande sont reliées à l'extrémité gauche de la bobine d'inductance 201, à la jonction entre les bobines d'inductance 201 et 202, à la jonction entre les bobines d'inductance 202 et 203 et à la jonction entre les bobines d'inductance 203 et 204, respectivement. Les anodes des diodes de changement reçoivent les signaux B1, B2, B3 et B4 de changement de bande par des réseaux résistance/condensateur respectifs 231/232, 233/234, 235/236 et 237/238, respectivement. Les condensateurs 232, 234, 236 et 238 sont -des condensateurs de filtrage. Les anodes des diodes 222, 223 et 224 sont également reliées à la masse du signal par des condensateurs. 242, 243 et 244> respectivement. Les condensateurs 242 et 244 ont des valeurs relativement importantes et sont essentiellement des condensateurs de dérivation. Le condensateur 243 a une plus faible valeur que les condensateurs 242 et 244 pour
la raison expliquée ci-dessous.
Une résistance 251, reliée entre la jonction de la diode 221 et de la bobine d'inductance 201 et la masse du signal sert de retour pour les diodes 221, 222, 223 et 224. Lorsque l'une des diodes 221, 222, 223 ou 224 est polarisée en direct pour être mise en circuit en réponse à un signal respectif parmi les signaux de changement de bande B1, B2, B3 et 84 qui est à un niveau de tension active positive relativement haut comme +18 volts, le courant est forcé à s'écouler à travers la résistance 251 et une tension de polarisation inverse pour mettre les diodes restantes hors circuit est développée dans la
résistance 251.
Un réseau de polarisation de base, qui est relié entre l'inductance 204 et la base du transistor 101 et qui met le condensateur 214, la diode varactor 205 et le condensateur 217 en dérivation, comprend une résistance 261
en série et une résistance 263 en shunt.
Lorsqu'un canal dans la bande B1 est choisi, le signal B1 de changement de bande est forcé à être au niveau de tension active positive relativement haut comme +18 volts, correspondant à l'état actif et une tension de polarisation positive pour mettre le transistor 101 en circuit est appliquée à la base du transistor 101 par la résistance 231, la diode de changement 221, les bobines d'inductance 201,
202, 203 et 204 et le réseau de polarisation de base 261/263.
Lorsqu'un canal dans la bande B1, la plus faible bande de fréquences, est choisi, les diodes 222, 223 et 224 sont toutes mises hors circuit et un circuit accordé pour la bande B1 est formé, ayant l'inductance maximum d'accord comprenant toutes les bobines d'inductance 201, 202, 203 et 204. Lorsqu'un canal dans la bande B2 est choisi, la
diode 222 est mise en circuit pour ainsi relier effective-
ment la jonction des bobines d'inductance 201 et 202 à la masse du signal pour former un circuit accordé pour la bande B2 comprenant les bobines d'inductance 202, 203 et 204. Lorsqu'un canal de la bande B3 est choisi, la diode 223 est mise en circuit pour former un circuit accordé pour la bande B3 comprenant les bobines d'inductance 203 et 204. D'une manière semblable, lorsqu'un canal de la bande B4, la plus haute bande des fréquences, est choisi, la diode 224 est mise en circuit pour former un circuit accordé pour la bande B4 ayant l'inductance minimum d'accord ne comprenant qu'une seule bobine d'inductance 204 (en ne tenant pas compte des éléments parasites que l'on décrira ci-après). Pour chacune des bandes B2, B3 et B4, une tension de polarisation de base est appliquée par la
résistance respective 233, 235 ou 237.
Du fait de la plage relativement large des fré-
quences de l'oscillateur local 60, certains éléments parasites associés au circuit d'accord 200 se sont révélés forcer l'oscillateur local à avoir tendance à osciller à des fréquences non souhaitées. On décrira maintenant la
possibilité pour empêcher de telles conditions.
Lorsque la bande B1 est choisie, comme on l'a précédemment noté, les diodes 222, 223 et 224 sont mises hors circuit. Avec la configuration représentée, on a trouvé que dans la bande B1, les capacités parasites dans des bobines d'inductance respectives 201, 202, 203 ou 204 et les diodes de changement "hors circuit" 222, 223 et 224 produisaient une seconde fréquence non souhaitée de résonance dans la bande B4 aux environs de 470 MHz, à laquelle l'oscillateur local peut osciller (en plus de la fréquence primaire souhaitée dans la bande B1). La solution à ce problème s'est révélée être de changer sélectivement le réseau capacitif de réaction, qui conditionne l'ampli-rica- teur 100 pour qu'il oscille, dans la bande B1 afin de limiter la plage des oscillations en dessous de la fréquence non souhaitée. PLus particulièrement, cela est accompli en reliant un condensateur 131 et une diode de changement 133 entre l'émetteur et le collecteur du transistor 101 en parallèle avec le condensateur 109. Le signal de changement de bande B1 est appliqué à l'anode de la diode 133 par un réseau d'isolement/filtrage comprenant une résistance 135 en série et un condensateur 137 en shunt. Le retour du signal B1 se produit par la résistance 105 qui est reliée à l'émetteur du transistor 101 et à la cathode de la diode de commutation 133. Lorsqu'un canal dans la bande B1 est choisi, la diode 133 est mise en circuit et le condensateur 131 est couplé en par!llèle-au condensateur 109 pour augmenter la capacité entre l'émetteur et le collecteur du transistor 101. La tension d'émetteur est également accrue
ce qui change la polarisation du transistor 101.
Il faut noter que -tandis que le réseau capacitif commuté 131/133 inhibe des oscillations non souhaitées hors de bande, il ne change pas le mode de fonctionnement de base de l'oscillateur local 60 et est par conséquent relativement simple par sa mise en oeuvre. De plus, le changement de la réaction à la manière décrite ci-dessus entre la bande B1 et les autres bandes s'est révélé diminuer la perte de conversion et par conséquent augmenter le gain total du tuner dans la bande B4 ce qui peut être le cas si une valeur de capacité entre l'émetteur et le collecteur du transistor 101 est choisie comme compromis entre les conditions pour les bandes B1 et B4. Le long de ces lignes, le réseau capacitif commuté 131/133 s'est également révélé étendre la plage d'accord pour la bande B1 ce qui est avantageux par le fait que cela permet de relâcher d'autres
contraintes de conception.
D'autres fréquences non souhaitées peuvent être produites du fait des inductances parasites des conducteurs des diodes de commutation 221, 222, 223 et 224. Plus particulièrement, lorsqu'un canal dans la bande 84 est choisi et que la diode de changement 224 est mise "en circuit" pour exclure les parties du circuit d'accord 200 à la gauche de la bobine d'inductance 204 du circuit accordé de la bande B4, l'inductance des conducteurs de la
diode 224 s'est révélée présenter une impédance suffisam-
ment importante dans la bande B4, la bande des plus hautes fréquences, pour permettre effectivement aux éléments du circuit d'accord 200 à la gauche de l'inductance et leurs
éléments parasites associés tels que les capacités para-
sites dans les inductances 201, 202 et 203, d'être couplés au circuit accordé de la bande B4. En d'autres termes, la diode de commutation "passante" 224 ne met pas efficacement "hors circuit" la partie du circuit d'accord 200 à la gauche de la bobine d'inductance 204 et ainsi cela permet de manière non souhaitable au courant du signal de s'y écouler. Cela provoque des résonances de fréquence non
souhaitées auxquelles l'oscillateur local 60 peut osciller.
Ce problème est résolu par un réseau auxiliaire de changement de bande comprenant une diode de commutation 271 reliée entre la ligne de commande de changement de
bande B4 et la ligne de commande de changement de bande B3.
Lorsqu'un canal dans la bande B4 est choisi, le niveau de tension active positive relativement important du signal 84 de changement de bande force la diode 223 pour la bande B3, ainsi que la diode 224 pour la bande 84, à être mises en circuit. Cela réduit de manière significative le couplage de la partie du circuit d'accord 200 à la gauche de la bobine d'inductance 204 au circuit accordé pour la bande 84 (à la droite de la bobine d'inductance 203) et cela inhibe efficacement la création de résonances de fréquence non souhaitées. Tandis que la diode 222 peut également être mise en circuit pour des raisons semblables de la même manière par la connexion d'une autre diode de changement entre la ligne de commande de changement de bande B4 et la ligne de commande de changement de bande B2, dans la configuration représentée, cela s'est révélé ne pas être nécessaire. Par suite, la puissance supplémentaire requise pour mettre les trois diodes de changement 224, 223 et 222 en circuit dans la bande B4 est avantageusement économisée. La diode 271 est polarisée pour permettre au signal B4 de changement de bande de mettre en circuit la diode 223 de changement de bande B3 mais pour empêcher le signal B3 de changement de bande de mettre en circuit la diode 224 de changement de bande B4. Le réseau auxiliaire de changement de bande comprend égaiement une diode de changement 273 qui est reliée en série dans la ligne de commande de changement de bande B3 et est polarisée pour permettre au signal B3 de changement de bande de mettre en circuit la diode 223 de changement de bande B3 mais
pour isoler la tension, sur la ligne de commande de change-
ment de bande B3 et l'empêcher d'être affectée par le signal B4. Les fonctions d'isolement des diodes 271 et 273 sont très souhaitables car on souhaite contrôler le changement de bande d'autres circuits accordés tels que
ceux incorporés dans l'étage haute fréquence 40, indépen-
damment les uns des autres.
Comme les diodes 271 et 273 isolent le condensa-
teur 243 des lignes de commande B3 et B4, une résistance
275 de grande valeur est reliée en shunt avec le condensa-
teur 243 pour lui permettre de se décharger.
Normalement, les condensateurs 242, 243 et 244 associés aux diodes 221, 222, 223 et 224 sont tous choisis pour avoir des valeurs relativement importantes (en effet, tous peuvent être des condensateurs de 470 picofarads) afin d'avoir des impédances négligeables sur toute la plage des fréquences de l'oscillateur local 60. Cependant, l'un (ou plus) de ces condensateurs peut être choisi pour avoir une valeur considérablement plus faible (comme 82 picofarads) afin d'influencer les caractéristiques de réponse en fréquence de la bande (ou des bandes) avec lesquelles ils sont associés. Dans la configuration montrée, on a trouvé
qu'il était souhaitable de choisir la valeur du condensa-
teur 243 à une valeur de 82 picofarads de façon que les circuits accordés de l'étage haute fréquence 40 et de l'oscillateur local 60 se suivent avec précision en réponse
à la tension d'accord sur toute la bande B3. Malheureuse-
ment, cela s'est révélé avoir un effet néfaste sur la possibilité, par la partie du circuit d'accord 200 à la gauche de la diode 223, comprenant les bobines d'inductance 201 et 202 et les éléments parasites associés, d'introduire des résonances à des fréquences non souhaitées lorsqu'un canal dans la bande B3 a été choisi, malgré les possibilités
auxiliaires de changement de bande décrites ci-dessus.
Cependant, l'on a remédié à cela en changeant la valeur de la résistance 235 d'une valeur relativement élevée (comme 1.000 ohms) à une valeur considérablement plus faible
(comme 330 ohms). Cette solution sera comprise en considé-
rant le fait que, du fait de la valeur relativement impor-
tante des condensateurs 206 et 236 (comme 470 picofarads), qui ont des impédances négligeables dans la plage des fréquences de l'oscillateur local 60, la résistance 235 est effectivement en shunt avec le condensateur 243 et avec la combinaison en série des inductances 201 et 202. Cela a pour résultat que le Q de la partie du circuit accordé à la gauche de la bobine d'inductance 203 a été réduit au point o il n'introduit pas de résonances non souhaitées
lorsqu'un canal dans la bande B3 est choisi.
Le signal à la sortie de l'oscillateur local 60 est pris à l'émetteur du transistor 101. Le signal à la sortie de l'oscillateur local 60 est appliqué au mélangeur par un circuit d'accouplement 300 comprenant un diviseur de tension 310 et un condensateur 320. Le signal à la sortie de l'oscillateur local 60 est appliqué au pré-cadreur par un circuit d'accouplement 400 comprenant un circuit
accordé en parallèle 410 et un condensateur 420.
Le circuit accordé en parallèle 410 a une importance spéciale par le fait qu'il tient compte de la réponse en fréquence d'entrée souhaitée du précadreur 70 à la manière suivante. Les pré-cadreurs appropriés à une utilisation dans des tuners de télévision comme le circuit
intégré CA-3163 commercialisé par RCA Corporation, Sommer-
ville, New Jersey, Etats Unis d'Amérique, ont typiquement une sensibilité d'entrée qui est plus importante à une certaine fréquence moyenne et plus mauvaise aux plus
hautes et basses fréquences. De plus, si le signal d'oscil-
lateur local est d'une amplitude relativement faible, comme cela peut être le cas au canal des plus basses fréquences, c'est-à-dire le canal 2, et une composante harmonique de second ordre importante, le pré-cadreur peut de manière non souhaitable répondre à la composante
harmonique de second ordre pour ainsi perturbes le fonc-
tionnement de la boucle verrouillée en phase à laquelle est reliée la sortie du pré-cadreur. Le circuit accordé en parallèle 410 résaut ce problème en produisant une caractéristique de transfert (c'est-à-dire le rapport de la tension de sortie à la tension d'entrée) qui est plus faible à la fréquence harmonique de second ordre pour le canal 2, c'est-à- dire environ 202 MHz, et plus forte aux fréquences inférieure et supérieure. Pour accomplir cela, la bobine d'inductance 411 et le condensateur 413 du circuit accordé 410 sont choisis pour résoner à la fréquence harmonique de second ordre, c'est-à-dire 202 MHz, du signal d'oscillateur local pour le canal 2. De manière souhaitable, le condensateur 413 est la capacité parasite en shunt de l'inductance 411. La résistance en parallèle 415 détermine la largeur de bande du circuit accordé 410
pour la plage des fréquences de l'oscillateur local 60.
R E V EN D I C A T I 0 N S
1.- Dispositif de changement de bande, dans un tuner, caractérisé en ce qu'il comprend: un élément à capacité variable (205); des première (204), seconde (203) et troisième (202) bobines d'inductance reliées en série dans l'ordre nommé entre ledit élément à capacité variable et un point au potentiel de référence;
un premier moyen de changement (224) pour sélecti-
vement coupler un premier point entre les première et seconde bobines d'inductance audit point au potentiel de référence en réponse à un premier signal de changement de bande (B4) pour ainsi coupler ladite première inductance
et ledit élément à capacité variable en une première confi-
guration de circuit accordé correspondant à ladite première bande des fréquences; un second moyen de changement (223) pour coupler sélectivement un second point entre lesdites seconde (203) et troisième (204) inductances audit point de potentiel de référence en réponse à un secondsignal de changement de bande (B3) pour ainsi coupler lesdites première et seconde bobines d'inductance et ledit élément à capacité variable en une seconde configuration de circuit accordé correspondant à une seconde bande des fréquences plus basse en fréquence, que ladite première bande;
un moyen de commande (30, 271) pour exciter les-
dits premier et second moyens de changement en réponse audit premier signal de changement de bande et pour exciter ledit second moyen de changement à l'exclusion dudit premier moyen de changement en réponse audit second signal
de changement de bande.
2.- Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de commande (30, 271) comprend un moyen pour empêcher le premier signal de changement de bande précité d'être affecté par le second signal de
changement de bande précité.
3.- Dispositif selon la revendication 2 du type o: le premier moyen précité de changement comprend une première diode de changement et un premier condensa- teur reliés en série entre le premier point précité et le point au potentiel de référence dans l'ordre nommé, le premier signal de changement de bande précité étant appliqué à la jonction entre ladite première diode de changement et ledit premier condensateur; le second moyen de changement précité comprend une seconde diode de changement et un second condensateur reliés en série entre le second point précité et ledit point au potentiel de référence dans l'ordre nommé; et !5 caractérisé en ce que le moyen de commande (30, 271) précité comprend une première diode d'isolement (271) pour coupler le premier signal de changement de bande à la jonction entre la seconde diode de changement et le second condensateur, la première diode d'isolement étant polarisée de façon que
la seconde diode de changement soit forcée à être conduc-
trice quand la première diode de changement est forcée à être conductrice en réponse au premier signal de
changement de bande mais ladite première dijde de change-
ment n'est pas forcée à être conductrice lorsque la seconde diode de changement est forcée à être conductrice en réponse au second signal de changement de bande; le second. signal de changement étant appliqué à la jonction entre la seconde diode de changement et le second condensateur par une seconde diode d'isolement, ladite seconde diode d'isolement étant polarisée de façon que la seconde diode de changement soit forcée à être conductrice en réponse au second signal de changement de bande mais à empêcher ledit second signal de changement de bande d'être affecté par ledit premier signal de changement
de bande.
4.- Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par un amplificateur (101) configuré pour osciller en étant couplé à l'élément à capacité variable précité (205) et aux première (204), seconde (203) et
troisième (202) bobines d'inductance.
5.- Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'amplificateur (101) précité comprend un transistor bipolaire ayant une configuration de collecteur commun avec sa base reliée à l'élément à capacité variable (205) et aux première (204), seconde (203)
et troisième (202) bobines d'inductance.
6.- Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que les troisième (202), seconde (203) et première (204) bobines d'inductance et l'élément à capacité variable (205) sont reliés en série dans l'ordre
nommé à l'électrode de base précitée.
7.- Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par une quatrième bobine d'inductance (201) reliée en série entre la troisième bobine d'inductance (202) et le point au potentiel de référence; un troisième moyen de changement (222) pour coupler sélectivement un troisième point entre les troisième et quatrième bobines d'inductance au point au potentiel de référence en réponse à un troisième signal de changement de bande pour ainsi coupler les première (204), seconde (203) et troisième (202) bobines d'inductance et l'élément à capacité variable (205) dans une troisième configuration de circuit accordé correspondant à une troisième bande des fréquences plus basse, en fréquence,
que la seconde bande des fréquences.
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