FR2534763A1 - Reseau de traitement de signaux pour un systeme de reglage automatique de la polarisation d'un tube-image - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE UN DISPOSITIF DE REGLAGE AUTOMATIQUE DE LA POLARISATION DANS UN SYSTEME DE TRAITEMENT DE SIGNAUX VIDEO. SELON L'INVENTION, IL COMPREND UN MOYEN 30 DERIVANT UN SIGNAL PERIODIQUE REPRESENTATIF DU NIVEAU DU COURANT DU NOIR CONDUIT PAR L'ELECTRODE DE REGLAGE DE L'INTENSITE PENDANT DES INTERVALLES D'EFFACEMENT DU SIGNAL VIDEO ET DONT LA GRANDEUR EST AUTRE QUE ZERO QUAND LE NIVEAU DU NOIR EST CORRECT; UN MOYEN DE STOCKAGE DE L'INFORMATION 56; UN AMPLIFICATEUR 52 MODIFIANT LA TENEUR DE L'INFORMATION DU MOYEN 56 SELON SA CONDITION DE COMBUSTION EN REPONSE AUX SIGNAUX APPLIQUES; UN MOYEN DE COUPLAGE DE SIGNAUX D'ENTREE 31; UN MOYEN APPLIQUANT UN SIGNAL AUXILIAIRE PERIODIQUE V, V AU MOYEN 31, ANNULANT SENSIBLEMENT LA REPONSE DE L'AMPLIFICATEUR A LA GRANDEUR DU SIGNAL DERIVE QUAND CELLE-CI REPRESENTE UN NIVEAU CORRECT DU NOIR; ET UN MOYEN 58 POUR APPLIQUER UNE TENSION DE CORRECTION DE POLARISATION POUR MAINTENIR UN NIVEAU CORRECT DU NOIR. L'INVENTION S'APPLIQUE NOTAMMENT A LA TELEVISION EN COULEUR.

Description

La présente invention concerne un agencement de traitement de signaux

employé dans un système pour régler automatiquement le niveau du courant représentatif de l'image noire conduit par un dispositif de visualisation de l'image d'un signal vidéo comme le tube-image d'un récepteur de télévision Par ailleurs, l'invention concerne un agencement pour compenser des variations d'impédance en

un point de détection d'o est dérivé un signal représen-

tatif du courant du noir, de façon que ces variations d'impédance ne gênent pas le fonctionnement de circuits subséquents de réglage auxquels est couplé le point de détection. Les téléviseurs emploient quelquefois un système de réglage automatique de la polarisation du tube-image (AKB) pour établir automatiquement de bons niveaux du courant représentatif de l'image noire pour chaque canon d'électrons du tube-image Par suite de cette opération, les images reproduites par le tube-image ne peuvent être

affectéés de façon néfaste par des variations des para-

mètres de fonctionnement du tube-image (par exemple du

fait des effets du vieillissement et de la température).

Un type de système AKB est révélé dans le brevet US NO 4 263 622 au nom de Werner Hinn, intitulé "Automatic Kinescope Biasing System": Un système AKB fonctionne typiquement pendant les intervalles d'effacement de l'image, moment auquel

le tube-image est conducteur d'un petit courant d'efface-

ment représentatif du niveau du noir en réponse à une tension de référence représentative de l'information du signal vidéo du noir Ce courant est surveillé par le système AKB pour produire une tension de correction de la polarisation du tube-image représentant la différence entre le niveau détecté du courant du noir et un niveau souhaité du courant du noir La tension de correction est appliquée-au tube-image, par exemple par des circuits de traitement de signaux vidéo précédant le tube- image, dans un sens pour réduire la différence Typiquement, la tension de correction est appliquée à une entrée de réglage de polarisation de l'amplificateur d'attaque du tube-image couplé en courant continu qui produit des signaux vidéo de sortie à un niveau approprié à une attaque directe d'une électrode de réglage d'intensité de cathode du tube-image La tension de correction modifie la tension de polarisation de sortie de l'amplificateur d'attaque, modifiant ainsi la tension de polarisation de cathode, de façon qu'il en résulte le niveau souhaité du courant

du noir à la cathode.

Dans un système AKB du type décrit dans le brevet de Hinn ci-dessus mentionné, les circuits de réglage répondent à un signal périodiquement dérivé d'une grandeur

représentative du niveau du courant du noir de la cathode.

Le signal dérivé présente un niveau prescrit autre que zéro, quand le niveau du courant du noir est correct, et des niveaux différents (c'est-àdire plus ou moins positifs) quand le niveau du courant du noir est trop élevé ou trop bas Le signal dérivé est développé en un point de détection qui est couplé aux circuits de réglage comprenant des réseaux de blocage et d'échantillonnage pour développer un signal de correction de la polarisation du tube-image selon la grandeur du signal dérivé Par exemple, le signal dérivé peut être échantillonné par un amplificateur d'échantillonnage qui charge ou décharge un condensateur de stockage selon le niveau du signal dérivé Le signal de correction de polarisation augmente ou diminue selon ce qui est requis pour maintenir un niveau correct du

courant du noir.

On reconnaît ici que les circuits de réglage auxquels le point de détection est couplé peuvent être affectés de façon néfaste quand le point de détection d'o est dérivé le signal représentatif du courant du noir présente des variations d'impédance en fonction du niveau de polarisation d'attaque du tube-image En conséquence, on révèle ici un dispositif pour annuler sensiblement l'effet de telles variations d'impédance sur les circuits de réglage Le dispositif révélé augmente également avantageusement l'insensibilité d'un réseau de blocage, associé aux circuits de réglage, à des signaux parasites comprenant une interférence produite localement qui pourrait autrement déformer ou obscurcir le signal de correction de polarisation. Quand le signal de correction de polarisation est dérivé d'un condensateur de stockage, il prend la

forme d'une tension de correction de polarisation -

La tension de correction de polarisation dérivée du condensateur de stockage doit rester inchangée quand le niveau du signal souhaité sous la forme d'une-impulsion de

tension représente un niveau correct du courant du noir.

Cela nécessite que le condensateur de stockage ne soit ni chargé ni déchargé par le courant de sortie de l'amplificateur d'échantillonnage quand le niveau de l'impulsion de tension représente un niveau correct du courant du noir Plus particulièrement, dans un système AKB du type décrit dans le brevet de Hinn, cela nécessite que l'amplificateur d'échantillonnage ne fournisse pas de courant au condensateur de stockage quand un courant correct du niveau du noir du tube-image est indiqué par une impulsion de tension représentative avec une grandeur prédéterminée autre que zéro Ce résultat peut être atteint en déplaçant la polarisation de l'amplificateur d'échantillonnage, par exemple au moyen d'un potentiomètre préétabli et réglable à la main couplé à un point approprié

de réglage de polarisation de l'amplificateur.

On reconnaît de plus que de tels ajustements manuels ne sont pas souhaitables dans un système de réglage de signaux qui par ailleurs est automatique Par ailleurs, de tels ajustements manuels prennent trop de temps et les potentiomètres associés ajoutent au prix du système: : Il faut également noter que les techniques de traitement de signaux employées par certains systèmes AKB

peuvent produire une erreur de déplacement si les tensions-

de coupure et les gains des signaux des canons individuels d'électrons du tube-image ne sont pas identiques, du fait

par exemple des tolérances de fabrication du tube-image.

Dans un tel cas, le niveau du courant du noir établi par le système AKB peut présenter une erreur qui peut être compensée par des potentiomètres préétablis réglables à la main L'agencement révélé facilite avantageusement la conception de circuits de traitement de signaux AKB ne nécessitant pas des réglages ajustables à la main dans

le but de compenser de telles erreurs de déplacement.

La présente invention concerne un système de

traitement de signaux vidéo o un signal dérivé représen-

tatif du niveau du courant du noir conduit par un dispositif de visualisation d'une image a une amplitude donnée autre que zéro lorsque le niveau du courant du noir est correct Le signal représentatif dérivé est appliqué par un trajet de couplage de signaux d'entrée, à un amplificateur d'échantillonnage qui applique un courant de sortie pour charger et décharger un dispositif de

stockage de charge selon l'amplitude du signal dérivé.

Selon un principe de la présente invention, un signal auxiliaire est appliqué au trajet de couplage de signaux d'entrée d'une grandeur et d'un sens annulant l'amplitude du signal dérivé à l'entrée de l'amplificateur quand l'amplitude du signal dérivé est représentative d'un niveau correct du courant du noir En conséquence, la conduction de l'amplificateur d'échantillonnage reste inchangée-lorsque l'amplitude de l'impulsion dérivée correspond au niveau correct du courant du noir, et la

tension au dispositif de stockage reste inchangée.

Selon une caractéristique de l'invention, la grandeur du signal auxiliaire est proportionnelle à la

grandeur du potentiel de coupure de la cathode du tube-

image développé pendant l'intervalle AKB.

Selon une autre caractéristique de l'invention, l'entrée de l'amplificateur d'échantillonnage est bloquée sur une tension de référence pendant un intervalle de blocage précédant l'intervalle d'échantillonnage de signaux Le signal dérivé représentatif du niveau du noir

est développé pendant l'intervalle de blocage de façon-

que la tensionde référence à laquelle l'entrée de l'amplificateur est bloquée pendant l'intervalle de blocage soit fonction de la grandeur du signal dérivé, et le signal auxiliaire est développé pendant l'intervalle d'échantillonnage qui suit Le signal auxiliaire présente

une grandeur et un sens pour maintenir la tension à -

l'entrée de l'amplificateur sensiblement inchangée quand la grandeur dusignal dérivé correspond au niveau correct

-du courant du noir.

Selon une autre caractéristique de l'invention, l'entrée de l'amplificateur est bloquée sur une tension de référence pendant l'intervalle de blocage et le signal dérivé et le signal auxiliaire sont tous deux développés

pendant l'intervalle d'échantillonnage.

Par ailleurs, selon la présente invention, un dispositif de réglage automatique de la polarisation du tube-image comprend un condensateur pour coupler un signal

dérivé représentatif du niveau du courant du noir du tube-

image, et un signal auxiliaire d'une girandeur et d'un sens

prescrits, à-l'entrée d'un amplificateur d'échantillonnage.

La source du signal dérivé présente une impédance de sortie variable proportionnelle à la grandeur du niveau de polarisation du tube-image Le signal représentatif dérivé est appliqué de la sortie à impédance variable de la source de signaux dérivés au condensateur par une

impédance de couplage L'impédance de couplage est impor-

tante par rapport à l'impédance variable de sortie, pour réduire de façon importante les variations d'impédance présentées à la source du signal auxiliaire par la sortie

de la source de signaux dérivés.

Selon une autre caractéristique de l'invention, le condensateur de couplage est incorporé dans un réseau de blocage L'impédance de couplage augmente de plus l'insensibilité de la réponse du réseau de blocage aux

signaux parasites.

L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci

apparattront plus clairement au cours de la description

explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels: la figure 1 montre une partie d'un récepteur de télévision en couleur comprenant un système AKB et un réseau associé d'échantillonnage de signaux incorporant les principes de la présente invention; la figure 2 illustre des formes d'onde de signaux associées au fonctionnement du système de la figure 1; la figure 3 montre une autre version des formes d'onde de signaux de la figure 2; la figure 4 montre des détails de circuit du réseau d'échantillonnage de la figure 1; et la figure 5 montre des détails de circuit d'un générateur de signaux de temporisation associé au système

de la figure 1.

Sur la figure 1, des circuits 10 de traitement de signaux de télévision appliquent des composantes séparées de luminance (Y) et de chrominance (C) d'un signal composite de télévision en couleur, à un réseau 12 de traitement de signaux de luminance-chrominance Le réseau de traitement 12 comprend des circuits de réglage du gain de luminance et de chrominance, des circuits d'ajustement du niveau en courant continu (comprenant par exemple des circuits verrouillés de blocage du niveau du noir), des démodulateurs couleurs pour développer des signaux de différence de couleurs r-y, g-y et b-y, et des matrices d'amplification pour combiner ces derniers signaux aux signaux traités de luminance pour produire des signaux r, g et b représentatifs de l'image en couleur à un faible niveau Ces signaux sont amplifiés et autrement traités par des circuits dans les réseaux 14 a, 14 b et 14 c de traitement de signaux vidéo de sortie respectivement, qui appliquent des signaux amplifiés d'image en couleur à un haut niveau R, G et B aux électrodes respectives de réglage d'intensité de cathode 16 a, 16 b et 16 c d'un

tube-image couleur 15 Les réseaux 14 a, 14 b et 14 c accom-

plissent également des fonctions en rapport avec l'opération AKB, comme on le décrira Le tube-image 15 est du type autoconvergent à canons en ligne avec une grille 18 excitée en commun associée à chacun des canons d'électrons compre-n

nant des électrodes de cathode 16 a, 16 b et 16 c.

Comme les réseaux de traitement de signaux de sortie 14 a, 14 b et 14 c sont semblables dans ce mode de

réalisation, la description qui suit du fonctionnement du

réseau de-traitément 14 a s'applique également aux réseaux 14 b et 14 c, Le réseau de traitement 14 a comprend un étage d'attaque du tube-image comprenant un transistor d'entrée 20 monté en émetteur commun, qui reçoit le signal vidéo r du réseau de traitement 12 par une résistance d'entrée 21, et un transistor de sortie 22 à haute tension monté en

base commune qui, avec le transistor 20, forme un amplifi-

cateur d'attaque vidéo en cascode Le signal vidéo R à un niveau haut, approprié à l'attaque de la cathode 16 a du tube-image, est développé dans une résistance de charge 24 dans le circuit de sortie de collecteur du transistor 22 Une tension d'alimentation de fonctionnement de l'amplificateur 20, 22 est obtenue d'une source de haute tension continue, B+ (comme + 230 volts) Une contre-réaction négative en courant continu pour l'étage

d'attaque 20, 22 est réalisée au moyen d'une résistance 25.

Le gain du signal de l'amplificateur en cascode 20, 22 est principalement déterminé par le rapport de la valeur de la résistance de contre-réaction 25 à la valeur de la résistance d'entrée 21 Le réseau de contre-réaction produit une impédance avantageusement faible à la sortie de l'amplificateur, et aide à-stabiliser le niveau de

fonctionnement en courant continu à la sortie de l'ampli-

ficateur. Une résistance de détection 30 couplée en courant continu en série avec et entre les trajets collecteurs-émetteurs des transistors 20, 22, sert à développer une tension à un noeud A à relativement basse tension représentant le niveau du courant du noir de la cathode du tubeimage conduit pendant les intervalles d'effacement du tube-image La résistance 30 fonctionne en conjonction avec le système AKB du récepteur, que l'on

décrira maintenant.

Un générateur 40 de signaux de temporisation contenant des circuits logiques de réglage répond à des signaux périodiques à la fréquence de synchronisation horizontale (H) et à des signaux périodiques à là fréquence de synchronisation verticale (V), tous deux dérivés des circuits déflecbteurs du téléviseur, pour produire des signaux de temporisation VB Vs, Va, Vp et G qui règlent l'opération de la fonction AKB pendant des intervalles AKB périodiques Chaque intervalle AKB commence peu après la fin de l'intervalle de retour vertical pendant l'intervalle d'effacement vertical et contient plusieurs intervalles de ligne horizontale, également pendant l'intervalle d'effacement vertical et pendant ce temps, l'information d'image du signal vidéo est absente Ces signaux de temporisation sont illustrés par les formes

d'onde de la figure 2.

En se référant pour le moment à la figure 2, le signal de temporisation VB, un signal d'effacement vidéo, comprend une impulsion positive produite peu après la fin de l'intervalle de retour vertical (a) au temps T 1, comme cela est indiqué par référence à la forme d'onde du signal V Le signal d'effacement VB existe pendant toute la durée-de l'intervalle AKB (b) et il est-appliqué à une borne d'entrée de commande d'effacement du réseau de traitement 12 de luminance-chrominance pour forcer les sorties r, g et b du réseau de traitement 12 à présenter un niveau de référence en courant continu représentatif d'une image noire correspondant à l'absence des signaux vidéo Cela peut être accompli en réduisant le gain du signal du réseau de traitement 12 sensiblement à zéro par les circuits de réglage du gain du réseau de traitement 12 en réponse au signal VB, et en modifiant le niveau en courant continu du trajet de traitement de signaux vidéo par les circuits de réglage du niveau en courant continu du réseau de traitement 12 pour produire un niveau de référence représentatif de l'image noire aux sorties de signaux du réseau de traitement 12 Le signal de temporisation VG, impulsion positive d'attaque de grille, contient trois intervalles de ligne horizontale pendant l'intervalle d'effacement vertical (c) Le signal de temporisation Vc règle le fonctionnement d'un circuit de blocage associé à la fonction d'échantillonnage de signaux du système AKB Le signal de temporisation Vs signal de commande d'échantillonnage, se présente après le signal VC et il sert à synchroniser le fonctionnement d'un circuit d'échantillonnage et de maintien qui développe un signal de réglage de polarisation en courant continu pour régler le niveau du courant du noir de la cathode du tube-image Le signal Vs contient un intervalle d'échantillonnage (d) dont le début est légèrement retardé par rapport à la fin de l'intervalle de blocage (e)

contenu par le signal VC et dont la fin coïncide sensible-

avec la fin de l'intervalle AKB Une impulsion auxiliaire Vp de tendance négative, dont la fonction sera décrite subséquemment en plus de détail, coincide avec l'intervalle d'échantillonnage Les retards de temporisation des signaux TD indiqués sur la figure 2 sont de l'ordre de

nanosecondes.

En se référant de nouveau à la figure 1, pendant l'intervalle AKB, l'impulsion positive VG (par exemple de l'ordre de + 10 volts) polarise en direct la grille 18 du tube-image, forçant ainsi le canon d'électrons comprenant

la cathode 16 a et la grille 18, à augmenter en conduction.

En des temps autres que les intervalles AKB, le signal VG produit la polarisation normale et moins positive de la grille 18 En réponse à l'impulsion positive de grille VG un impulsion de courant positive de phase analogue apparaît à la cathode 16 a pendant l'intervalle de l'impulsion de grille L'amplitude de l'impulsion de courant de sortie de cathode ainsi développée est proportionnelle au niveau de conduction du courant du noir de la cathode (typiquement quelques microampères) = L'impulsion positive induite à la sortie de la cathode apparatt au collecteur du transistor 22 et elle est appliquée à la base ou entrée du transistor 20 par la résistance 25, forçant la conduction de courant du transistor 20 à augmenter proportionnellement tandis que l'impulsion de cathode est présente Le courant accru conduit par le transistor 20 provoque le développement d'une tension dans la résistance de détection 30 Cette tension a la forme d'un changement de tension de tendance négative qui apparaît au noeud de détection A et qui est proportionnel, en grandeur, à la grandeur de l'impulsion

de sortie de cathode représentative du courant du noir.

La grandeur du changement de tension au noeud A est déterminée par le produit de la valeur de la résistance 30

par l grandeur du courant s'écoulant dans la résistance 30.

Le changement de tension au noeud A est appliqué par une petite résistance 31, à un noeud B o se développe un changement de tension V 1, correspondant essentiellement au changement de tension au noeud A Le noeud B est couplé à un réseau 50 de traitement de tension de réglage de polarisation Le réseau 50 comprend un condensateur de couplage d'entrée 51, un amplificateur opérationnel de blocage ef;d'éche Stillonnngedien r'e 52 (par exemple un amplificateur opérationnel à transconductance) avec un commutateur associé 54 de contre-réaction répondant au signal de temporisation de blocage Vc, et un condensateur de stockage de charge 56 avec un commutateur associé 55 répondant au signal de temporisation d'échantillonnage Vs La tension développée au condensateur 56 est utilisée pour appliquer un signal de correction de polarisation du tube- image par le réseau 58 et le réseau résistif 60, 62, 64, à l'étage d'attaque du tube-image par une entrée de réglage de polarisation à la base du transistor 20 Le

réseau 58 comprend des circuits de translation et d'amor-

tissement de signaux pour appliquer la tension de réglage de polarisation, à un niveau approprié et à une faible impédance selon les conditions d'entrée de réglage de

polarisation du transistor 20.

Le fonctionnement du système de la figure 1 sera maintenant décrit en se référant particulièrement aux formes d'onde de la figure 2 Un signal auxiliaire Vp est appliqué au noeud de circuit B sur la figure 1 par une diode 35 et un réseau d'impédance de translation de tension comprenant *des résistances 32 et 34, ayant par exemple des

valeurs de 220 kilohms et 270 kilohms, respectivement.

Le signal Vp présente un niveau positif en courant continu

d'environ + 8,0 volts en tout moment sauf pendant l'inter-

valle d'échantillonnage AKB, pour maintenir la diode 35 en conduction de façon qu'une tension continue normale de polarisation soit développée au noeud B Quand la composante positive en courant continu du signal Vb est présente, la jonction des résistances 32 et 34 est bloquée à une tension égale à la composante positive en courant continu

du signal V, moins la chute de tension dans la diode 35.

Le signal Vp manifeste une composante impulsionnelle d'amplitude fixe et moins positive, de tendance négative, pendant l'intervalle d'échantillonnage AKB La diode 35 est rendue non conductrice en réponse à l'impulsion négative Vp, forçant les deux résistances 32 et 34 à être couplées entre le noeud B et la masse La résistance 31 provoque une atténuation insensible -du changement de tension développé au noeud Apar rapport au changement de tension correspondant (V 1) développé au noeud B, car la valeur de la résistance 31 (de l'ordre de 200 ohms) est

faible par rapport aux valeurs des résistances 32 et 34.

Avant l'intervalle de blocage, mais pendant l'intervalle AKB, la tension nominale préexistante en courant continu (VNOM) apparaissant au noeud B charge l'armature positive du condensateur 51 Pendant l'intervalle de blocage o l'impulsion d'attaque de grille VG est développée, la tension au noeud A diminue en réponse à l'impulsion VG d'une quantité représentative du niveau du courant du noir Cela force la tension au'noeud B à diminuer à un niveau sensiblement égal à VNOM V 1 De même, pendant l'intervalle de blocage, le signal de temporisation VC force le commutateur de blocage 54 à se fermer (c'est-à-dire à être conducteur), et ainsi l'entrée inverse (-) de signaux de l'amplificateur 52 est couplée à sa sortie, configurant ainsi l'amplificateur 52 comme un amplificateur suiveur à gain unitaire A ce momeht, le condensateur de stockage 56 est découplé de

l'amplificateur 52 par le commutateur non conducteur 55.

Par suite, une source de tension continue fixe de référence VREF (comme + 5 volts) appliquée à une entrée directe (+) de l'amplificateur 52 est couplée, par action de contre-réaction, à l'entrée inverse de signaux de l'amplificateur 52 par la sortie de l'amplificateur 52

et le commutateur conducteur 54.

Ainsi, pendant l'intervalle de blocage, la tension V 3 dans le condensateur 51 est fonction de la tension détablissement de référence (f sur la figure 2) déterminée par la tension VREF à l'armature négative du condensateur 51, et une tension à l'armature positive du condensateur 51 correspondant à la différence entre le o niveau nominal préexistant décrit en courant continu (VNOM) au noeud B et le changement de tension V 1 développé au noeud B pendant l'intervalle de blocage Ainsi, la tension V 3 dans le condensateur 51 pendant l'intervalle de référence de blocage est fonction du niveau du changement de la tension représentative du niveau du noir V 1, qui peut varier La tension V 3 peut être exprimée par (VNOM V 1) VREF

Pendant l'intervalle d'échantillonnage immédia-

tement suivant, l'impulsion positive d'attaque de grille VG est absente, forçant la tension au noeud B à augmenter positivement jusqu'au niveau nominal préexistant en courant continu VNOM ayant apparu avant l'intervalle de blocage Simultanément, une impulsion négative Vp apparaît,

polarisant la diode 35 en inverse et perturbant (c'est-à-

dire changeant momentanément) l'action de translation de tension et de couplage des résistances 32, 34 de façon que la tension au noeud B soit réduite d'une quantité V 2 indiquée sur la figure 2 En même temps, le commutateur de blocage 54 est rendu non conducteur et le commutateur d'échantillonnage 55 se ferme (est conducteur) en réponse au signal Vs, ainsi le condensateur de stockage de

charge 55 est couplé à la sortie de l'amplificateur 52.

Ainsi, pendant l'intervalle d'échantillonnage, la tension d'entrée appliquée à l'entrée inverse (-) de l'amplificateur 52 est égale à la différence entre la tension au noeud B et la tension V 3 aux bornes du condensateur d'entrée 51 La tension d'entrée appliquée à l'amplificateur 52 est fonction de la grandeur du changement de tension V 1, qui peut varier avec les

changements du niveau du courant du noir du tube-image.

La tension au condensateur de stockage de

sortie 56 reste inchangée pendant l'intervalle d'échantil-

lonnage lorsque la grandeur du changement de tension V 1 développé pendant l'intervalle de blocage est égale à la grandeur du changement de tension V 2 développé pendant l'intervalle d'échantillonnage, indiquant un niveau correct du courant du noir du tube-image Cela résulte du fait que, pendant l'intervalle d'échantillonnage, le changement de tension V 1 au noeud B augmente dans une direction positive (à partir du niveau de référence d'établissement du blocage) quand l'impulsion d'attaque de- grille est supprimée, et le changement de tension V 2 provoque une perturbation simultanée de tension de tendance négative au noeud B Quand la polarisation du tube-image est correcte, le changement de tension de tendance positive V 1 et le changement de tension de tendance négative V 2 présentent des grandeurs égales et ainsi ces changements de tension s'annulent mutuellement pendant 1 l'intervalle d'échantillonnage, laissant la tension au noeud B inchangée Quand la grandeur du changement de tension VI est plus faible que la grandeur du changement

de tension V 2, l'amplificateur 52 charge proportionnelle-

ment le condensateur de stockage 56 dans une direction tendant à augmenter la conduction du courant du noir de la cathode Inversement, l'amplificateur 52 décharge proportionnellement le condensateur de stockage 56 pour provoquer une conduction diminuée du courant du noir de la cathode quand la grandeur du changement de tension V 1 est plus importante que la grandeur du changement de

tension V 2.

Comme cela est plus particulièrement représenté par les formes d'onde de la figure 2, l'amplitude "A" du changement de tension V 1 est supposée être à peu près de 3 millivolts quand le niveau du courant du noir de la cathode est correct, et elle varie sur une plage de quelques millivolts (+ A) tandis que le niveau du courant du noir de la cathode augmente et diminue par rapport au niveau correct alors que les paramètres de fonctionnement du tube-image changent Ainsi, la tension de référence d'établissement de l'intervalle de blocage V 3 aux bornes du condensateur51 varie avec les changements de la grandeur de la tension V 1 tandis que le niveau du courant du noir de la cathode change Le changement de tension V 2 au noeud B présente une amplitude "A" d'environ 3 millivolts, qui correspond à l'amplitude "A" associée au changement de tension V 1 quand le niveau du courant

du noir est correct.

Comme cela est indiqué par la forme d'onde VCOR

de la figure 2, la tension à l'entrée inverse de ltampli-

ficateur 52 reste inchangée pendant l'intervalle d'échantillonnage o les tensions V 1 et V 2 sont toutes deux d'amplitude "'A" Cependant, comme l'indique la forme d'onde V, la tension à l'entrée de l'amplificateur 52 augmente dl'une quantité A quand le changement de tension V 1 présente une amplitude "A + A ", correspondant -5 à un niveau haut du courant du noir Dans -ce cas, l'amplificateur 52 décharge le condensateur de stockage de sortie 56, donc latension de réglage de polarisation appliquée à la base du transistor 20 force la tension au collecteur du transistor 22 à augmenter, et le courant

du noir de la cathode diminue vers le niveau correct.

Inversement, et comme cela est indiqué par la forme d'onde VL, la tension à l'entrée de l'amplificateur 52 diminue d'une quantité A pendant l'intervalle d'échantillonnage quand le changement de tension V 1 présente, l'amplitude "A A -" correspondant à un

faible niveau du courant du noir Dans ce cas, l'ampli-

ficateur 52 charge le condensateur de stockage de sortie 56, forçant la tension au collecteur du transistor 22 à diminuer, ainsi le courant du noir de la cathode augmente vers le niveau correct Dans chaque cas, plusieurs intervalles d'échantillonnage peuvent être requis' pour

obtenir le niveau correct du courant du noir.

La tension développée au noeud B pendant les intervalles AKB de blocage et d'échantillonnage est fonction des valeurs des résistances 31, 32 et 34 et de la valeur d'une impédance de sortie, ZO, apparaissant au noeud A Quand le signal Vp manifeste le niveau positif en courant continu (+ 8 volts) pendant l'intervalle de blocage, la jonction des résistances 32 et 34 est bloquée en tension et un courant conduit par la résistance 31 du noeud A au noeud B est fonction des valeurs de ZO O de la résistance 31 et de la résistance 34 Pendant l'intervalle subséquent d'échantillonnage o la composante impulsionnelle de tendance négative du signai Vp est présente, la diode 35 est non conductrice et la jonction des résistances 32 et 34 est débloquée A ce moment, un courant différent est conduit par la résistance 31, du noeud A au-noeud B en fonction de la valeur de la

résistance 32, en plus des valeurs de Z O et des résis-

tances 31, 34 Le changement de tension V 2 développé au noeud B en réponse à la composante impulsionnelle de tendance négative du signal Vp est proportionnel à la

différence entre ces courants.

L'impédance Z O au noeud A peut varier de façon non souhaitable en fonction du niveau de polarisation à la cathode du tube-image (c'est-àdire le niveau de tension de coupure de la cathode) associé au niveau correct attendu du courant du noir de la cathode La résistance 31 compense des variations de la valeur de

l'impédance Z 0, et sert également à augmenter l'insensi -

bilité des circuits de blocage et d'échantillonnage du réseau 50 à des signaux parasites localement produits

comme une interférence à la fréquence horizontale.

Le noeud A peut être modelé comme une source de tension en série avec l'impédance ZO précédemment mentionnée La valeur de l'impédance ZO est fonction de la valeur de la résistance de détection 30, divisée par un facteur de gain de la boucle de réglage qui est

fonction du point de fonctionnement du transistor 20.

Le point de fonctionnement du transistor 20 pendant les intervalles AKB est proportionnel à la tension de coupure de la cathode Dans la pratique, on a trouvé que l'impédance Z O pouvait présenter des valeurs minimale et maximale de 30 ohms et 50 ohms,-respectivement, en conditions correctes du courant du noir Ainsi, la valeur de Z O au point A peut varier de 67 % à partie d'une valeur

minimale.

La résistance 31 compense la variation d'impé-

dance au noeud A de façon que la variation d'impédance ne compromette pas le fonctionnement voulu du circuit impulsionnel auxiliaire comprenant la source de signaux Vp, la diode 35 et les résistances 32, 34 Dans cet exemple, la valeur de la résistance 3 l, qui n'est pas critique, est de l'ordre de 200 ohms Ainsi, l'impédance totale présentée au noeud B par A comprend la résistance 31 et l'impédance Z O et elle varie de 230 ohms à 250 ohms avec les variations de l'impédance Z O au noeud A En conséquence, au noeud B sont présentées des variations d'impédance suffisamment faibles de moins de 10 e/o en conditions correctes du courant du noir, ce qui est considérablement plus faible que la variation d'impédance de 67 % présentée en l'absence de la résistance 31 En d'autres termes, l'impédance présentée au noeud B ne varie que de + 4 % par rapport à une valeur nominale d& ohms pour l'impédance Z O La résistance 31 augmente également avantageusement l'insensibilité du réseau de blocage et d'échantillonnage 50 à des signaux parasites pouvant déformer ou obscurcir la tension de réglage de polarisation finalement développée au condensateur de stockage 56 Sont principalement concernés ici les

signaux périodiques parasites comme les signaux d'inter-

férence du courant alternatif localement produit, quelquefois appelés "anneaux de trame" Ces derniers signaux se présentent périodiquement à la fréquence de ligne horizontale (environ 15,734 Hz) et ils comprennent des signaux impulsionnels oscillatoires amortis ayant une valeur moyenne sensiblement de zéro Ces signaux sont produits par le circuit déflecteur du téléviseur pendant les intervalles de retour horizontal de l'image (comprenant par exemple les intervalles o le système AKB fonctionne), et peuvent être couplés au système AKB par les connexions d'alimentation en courant et par les circuits de traitement de signaux de luminance et de chr ominance Les signaux parasites sont particulièrement gênants dans un système AKB parce qu'ils peuvent présenter des grandeurs qui sont importantes par rapport aux petits signaux (c'est-à-dire de l'ordre de quelques millivolts) traités par le système AKB L'impact des signaux parasites peut être réduit en employant des techniques séparées de filtrage et de blindage, mais ce sont des alternatives plus complexes

et plus coûteuses.

La tension développée dans le condensateur de blocage 51 ( 0,12 j f) pendant l'intervalle de blocage peut être sérieusement affectée par les signaux parasites comme les "anneaux de trame" qui présentent une amplitude non nulle importante et se produisent à la fin de l'intervalle de blocage (c'est-à-dire près, dans le temps,

de l'ouverture du commutateur de contre-réaction 54).

En l'absence de la résistance 31, le condensateur 51 peut se charger à une tension égale à 67 % de l'amplitude de crête du signal parasite d'anneau de trame, forçant la tension de référence de blocage développée aux bornes du condensateur 51 à manifester une erreur importante Cette erreur est considérablement réduite par la présence de

la résistance 31, comme suit.

Pendant l'intervalle de blocage, les signaux comprenant une composante en courant continu et les signaux d'anneaux de trame en courant alternatif sont appliqués à la borne positive du condensateur 51 par une impédance ZB (environ 240 ohms), correspondant à la combinaison en série de l'impédance ZO au noeud A et de la résistance 31 La tension de référence VREF est appliquée à la borne négative du condensateur 51 par une faible impédance, ZA, correspondant à la faible impédance de sortie de l'amplificateur 52, qui agit

comme suiveur de tension pendant l'intervalle de blocage.

L'impédance ZA est considérablement plus faible que l'impédance ZB La grandeur d'une impédance réactive ZC présentée par le condensateur 51 en présence des signaux d'anneaux de trame à la fréquence horizontale est de l'ordre de 84 ohms La composante en courant alternatif des signaux parasites dans le condensateur 51 est considérablement atténuée par le rapport de l'impédance ZC

à la somme des impédance ZA d ZB et ZC, donc le condensa-

teur 51 peut se charger à une tension qui n'est égale qu'à environ 25 % de l'amplitude de crête du signal d'anneau de trame En conséquence, le condensateur de blocage 51 répond plus précisément à la valeur moyenne des signaux au noeud A et les crêtes d'amplitude des signaux parasites ont un impact bien moins important sur la tension de

référence de blocage développée par le condensateur 51.

Le système révélé produit automatiquement un courant nul à la sortie de l'amplificateur appliqué au condensateur de stockage 56 quand l'amplitude non nulle du changement de tension V 1 correspond au niveau correct du courant du noir En conséquence, des réglages manuels préétablis de polarisation ne sont pas requis pour décaler la réponse à la conduction de l'amplificateur d'échantillonnage pour produire un écoulement du courant nul à la sortie de l'amplificateur vers le condensateur de stockage quand le signal échantillonné présente une grandeur autre que zéro pour des conditions correctes

de polarisation.

L'agencement décrit de couplage de signaux à.

l'entrée de l'amplificateur d'échantillonnage employant l'impulsion auxiliaire Vp est avantageux dans un système o l'amplificateur d'échantillonnage 52 comprend un amplificateur différentiel d'entrée, comme un amplificateur différentiel à émetteurs couplés comme on le décrira

subséquemment en se référant à la figure 4 Un amplifica-

teur différentiel de ce type présente une réponse symétrique de transfert de signaux d'entrée en fonction de la sortie qui n'est pas linéaire sur la plus grande partie de sa plage de fonctionnement La plage de fonctionnement autrement symétrique de l'amplificateur

différentiel peut être rendue asymétrique si la polarisa-

tion de l'amplificateur est décalée au moyen d'un réglage préétabli et manuellement réglable de polarisation, par exemple Dans un tel cas, l'amplificateur produira très probablement une sortie contaminée par les effets du bruit et signaux parasites semblables, car la réponse asymétrique décalée de l'amplificateur peut conduire à un redressement du bruit dans la région de fonctionnement non linéaire de l'amplificateur Par suite, l'échantillon du signal de sortie et la tension correspondante développée au dispositif de stockage de charge de sortie seront

déformés ou obscurcis par les effets du bruit redressé.

L'agencement décrit d'échantillonnage à impulsions combinées offre également avantageusement un mécanisme pratique pour compenser des caractéristiques mutuellement différentes de conduction (gain) et des tensions de coupure différentes de façon correspondante des canons d'électrons du tube-image, du fait par exemple des tolérances de fabrication du tube-image Cet aspect de l'agencement révélé est décrit en détail dans la demande de brevet US NI 434 328 intitulée "Automatic Kinescope Bias Control System Compensated for Kinescope Electron Gun Conduction Dissimilarities", déposée le

14-Octobre 1982, et que l'on décrira rapidement ci-après.

Quand les canons d'électrons du tube-image sont

identiques et qu'ainsi ils présentent les mêmes caracté-

ristiques de conduction, ils sont conducteurs de courants égaux du niveau du noir et présentent des tensions égales

de coupure (c'est-à-dire tension grille-cathode).

Cependant, dans la pratique, les canons d'électrons présentent des caractéristiques mutuellement différentes de conduction Dans ce dernier cas, les courants différents conduits par les canons d'électrons sont considérés comme étant les courants corrects du niveau du noir, et le système AKB doit rester au repos et ne doit pas modifier la polarisation du tube-image même si les canons d'électrons présentent des niveaux mutuellement différents du courant du noir et des tensions de coupure associées

mutuellement différentes.

Ce résultat est obtenu par l'agencement révélé car la grandeur du changement de tension V 2 développé au noeud B est linéairement proportionnelle à la composante de tension continue apparaissant au noeud A Cette composante de tension continue est proportionnelle à la tension de coupure de la cathode manifestée par la composante en tension continue à la sortie du transistor d'attaque 22, correspondant à la tension à la cathode, pendant l'intervalle AKB ( en négligeant l'effet de l'impulsion de courant induite à la sortie de la cathode développée en réponse à l'impulsion positive d'attaque de grille VG) Ainsi, si les trois canons d'électrons du tube-image présentent des courants et des tensions de coupure qui sont mutuellement différents, correspondant aux conditions initiales d' établissement du niveau du noir, chaque changement de tension V 2 respectivement associé aux réseaux de traitement de signaux 14 a, 14 b et 14 c présente une grandeur différente, même si chacun est dérivé d'un signal commun V Les différentes grandeurs des changements de tension V 2 sont fonction des différentes tensions de coupure manifestées par les composantes en courant continu de différentes grandeurs développées au noeud A Les différentes grandeurs des changements de tension V 2 sont telles que, pour la boucle de réglage AKB associée, la tension développée au noeud B ne change pas quand les changements de tension V 1 et V 2 sont combinés, donc chaque boucle de réglage AKB reste au repos Les boucles de réglage AKB resteront au repos jusqu'à ce que les courants initialement établis aux canons d'électrons pour le niveau du noir changent du fait d'un changement des paramètres de fonctionnement du tube-image en raison des effets du vieillissement du

tube-image ou de la température.

Dans certains systèmes AKB, il peut être souhaitable de développer un changement de tension V 1 représentatif du courant du noir pendant l'intervalle d'échantillonnage, plutôt que pendant l'intervalle de blocage précédent comme on l'a décrit ci-dessus Dans un tel système, l'impulsion d'attaque de grille VG est synchronisée pour se présenter pendant l'intervalle d'échantillonnage et on peut employer les relations de temporisation des signaux représentées par les formes

d'onde de la figure 3 Dans un tel système, la synchroni-

sation des signaux V, H, VB, Vs et Vc reste inchangée.

La figure 3 montre-les formes d'onde pour

l'autre système.

Une impulsion positive d'attaque de grille V'G et une impulsion auxiliaire positive V'p coïncident pendant l'intervalle d'échantillonnage Pendant l'intervalle de blocage initial, le "niveau de référence d'établissement" est fonction de la tension continue apparaissant alors auxnoeuds A et B Pendant l'intervalle d'échantillonnage subséquent, le changement de tension V'1 présente une amplitude "A" quand le niveau du courant du noir est correct, une amplitude A + A quand le niveau du courant du noir est faible et une amplitude A A quand le niveau du courant du noir est élevé Le changement de tension V'1 est additionné pendant l'intervalle d'échantillonnage au changement de tension V'2 d'amplitude "A" Ainsi, quand le niveau du courant du noir est correct, le changement de tension V'1 s'annule avec le changement de tension V'2 car tous deux présentent alors la même amplitude"A", mais d'une polarité opposée La tension alors appliquée au condensateur de blocage 51, par le noeud B, est par conséquent la même que le niveau de référence appliqué par le noeud B pendant l'intervalle de

blocage qui précède, ainsi la tension d'entrée à l'ampli-

ficateur 52 ne change pas pendant l'intervalle d'échan-

tillonnage, comme cela est indiqué par la forme d'onde VCOR

pour la condition de courant correct Ainsi, le condensa-

teur de stockage 56 n'est ni chargé ni déchargé par le courant à la sortie de l'amplificateur 52 Pour cet autre système, le changement de tension V'2 peut être développé au noeud B en appliquant sélectivement une

version divisée en tension de l'impulsion positive V'p-

au noeud B pendant les intervalles d'échantillonnage.

Le niveau de référence de blocage développé pendant l'intervalle de blocage pour des conditions de courant faible et élevé du noir est le même que le niveau de référence de blocage développé quand le niveau du courant du noir est correct Cependant, dans le cas d'un courant du noir élevé, les changements de tension V'1 et V' ne s'annulent pas totalement pendant l'intervalle

d'échantillonnage et la tension à l'entrée de l'amplifi-

cateur 52 augmente d'une quantité A pendant l'intervalle d'échantillonnage (forme d'onde VH) Inversement, une condition de courant du noir faible e pour résultat une annulation incomplète et la tension à l'entrée de l'ampli-

ficateur 52 diminue d'une quantité A pendant l'inter-

valle d'échantillonnage (forme d'onde VL).

La figure 4 montre des détails de circuit du réseau 50 de blocage et d'échantillonnage de signaux de la figure 1, o des élements correspondants sont identifiés

par les mêmes chiffres de référence.

Sur la figure 4, l'amplificateur 52 est illustré

comme comprenant un amplificateur opérationnel à trans-

conductance o un courant de sortie est produit en

fonction du produit de la tension à l'entrée de l'amplifi-

cateur et de la transconductance de l'amplificateur (gm).

L'amplificateur 52 comprend des transistors 66, 68 à émetteurs couplés qui sont agencés en configuration d'amplificateur différentiel d'entrée, et un réseau répéteur ("miroir") de courant comprenant un transistor 71 connecté en diode et un transistor 74, agencé dans le circuit de collecteur du transistor 68 comme cela est représenté -Une première source de courant constant comprenant-un transistor 69 polarisé en direct et une résistance R produit le courant de fonctionnement I des transistors 66 et 68 Une seconde source de courant constant comprenant un transistor 75 polarisé en direct et une résistance 2 R produit un courant de fonctionnement I/2 pour le transistor 74 Une source de tension continue de référence VREF est appliquée à l'entrée directe de l'amplificateur 52 à la base du transistor 68 Le signal d'entrée à échantillonner (dérivé du noeud B sur la figure 1) est appliqué par le condensateur d'entrée 51 à l'entrée

inverse de l'amplificateur 52 à la base du transistor 66.

Pendant l'intervalle de blocage AKB, le collecteur du transistor 68 est couplé au condensateur d'entrée 51 par le transistor 71 connecté en diode, le transistor 74 et le commutateur conducteur 54 pour former un trajet de courant de contre-réaction négative A ce moment, le condensateur de stockage 56 est découplé de

l'amplificateur 52 par le commutateur 55 non conducteur.

Le condensateur d'entrée 51 se charge par les courants conduits par ies transistors 68, 71 et 74, en fonction de Vp EF et du potentiel alors appliqué à l'entrée du condensateur 51 par le noeud B de la figure 1 Une telle charge continue jusqu'à ce que les tensions de base des

transistors 66 et 68 soient sensiblement égales (c'est-

à-dire que la différence de tension à l'entrée de l'amplificateur 52 soit sensiblement nulle) Le courant I provenant du transistor 69 se divise alors également entre les transistors 66 et 68, et les courants de collecteur des transistors 68 et 74 sont alors égaux

au courant de collecteur (I/2) conduit par le transistor 75.

Par conséquent, tout le courant de collecteur conduit par le transistor 74 s'écoule sous forme d'un courant de

collecteur dans le transistor 75 Le trajet de contre-

réaction de courant décrit s'établit à une condition de courant nul avant la fin de l'intervalle de blocage, moment auquel le transistor 75 "fait sombrer" tout le courant de collecteur du transistor 74 et un courant nul de contre-réaction s'écoule à la base du transistor

d'entrée 66.

Pendant l'intervalle d'échantillonnage AKB subséquent, le commutateur 54 est rendu non conducteur et le commutateur 55 est conducteur pour coupler le

condensateur de stockage 56 à la sortie de l'amplifica-

teur 52 e La charge préexistante au condensateur 56 reste inchangée à moins que le signal d'entrée appliqué au condensateur 51 ne soit suffisant pour modifier la polarisation équilibrée de base des transistors 66, 68 comme cela est établi pendant l'intervalle de blocage précédent Ainsi, quand le changement de tension V 1 présente l'amplitude "A", correspondant à une condition correcte du courant du niveau du noir, la tension à l'entrée du transistor 66 reste inchangée comme cela est indiqué par la forme d'onde VCOR de la figure 2 En conséquence, la polarisation équilibrée à l'entrée des transistors 66, 68 et la charge au condensateur de stockage de sortie 56 restent inchangées Quand le niveau du courant du noir est incorrect, par exemple quand la tension à l'entrée du transistor 66 est forcée à augmenter comme le montre la forme d'onde VH de la figure 2, les courants conduits par les transistors 68, 71 et 74 diminuent Le condensateur de stockage 56 est déchargé par le transistor 75 d'une quantité proportionnelle à la diminution de la conduction du transistor 74 en réponse à l'augmentation de la tension d'entrée Dans ce cas, le transistor 75 sert de collecteur de courant par

rapport au condensateur de stockage 56 qui se décharge.

De même, une diminution de la tension d'entrée appliquée au transistor 66 (comme cela est indiqué par la forme d'onde VL de la figure 2) provoque une augmentation correspondante du courant de collecteur du transistor de sortie 74 Le condensateur de stockage 56 se charge par le transistor 74 en réponse à cette conduction accrue de courant, et la tension au condensateur 56 augmente Dans ce cas, le transistor 74 sert de source de courant pour

charger le condensateur 56.

La figure 5-donne un schéma-bloc d'un agencement logique du générateur 40 de signaux de temporisation de la figure 1 Un compteur binaire 90 comprend des entrées d'HORLOGE et de REMISE A ZERO qui répondent respectivement à un signal horizontal H et à un signal vertical V, une entrée INHIBITION et des sorties binaires Q 1-Q 4 Le compteur 90 est remis à zéro en réponse à la partie d'impulsion positive du signal V (voir figure 2) qui se présente pendant l'intervalle de retour-vertical Ainsi, toutes les sorties Q 1 4 présentent un niveau logique bas ( 0000) tandis que l'entrée de REMISE A ZERO est positive pendant l'intervalle de retour vertical Pendant ce temps, le compteur 90 ne répond pas aux impulsions d'horloge à la fréquence horizontale H. Un ensemble logique combinatoire 92 (comprenant par exemple un certain nombre de portes logiques) surveille les états binaires des sorties Q 1-Q 4 du compteur 90 par les entrées A-D A la fin de l'intervalle de retour vertical au temps T 1, le compteur 90 est validé pour fonctionner Les états logiques des sorties du compteur 90 changent pour indiquer un nombre binaire correspondant au nombre d'impulsions d'horloge H s'étant présentées

depuis la fin de l'intervalle de retour vertical.

La sortie logique F de l'ensemble 92 produit un niveau logique haut (" 1 ") pendant l'intervalle contenant les seconde à huitième impulsions d'horloge H, en détectant la condition attendue des sorties Q 1-Q 4 du compteur pendant cet intervalle Ce signal est retardé par un réseau retardateur 93 pour produire un retard TD, et ainsi le signal VB de temporisation AKB est développé à la sortie du réseau retardateur 93 Le retard produit par le réseau 93 peut être produit, par exemple, par un certain nombre de portes logiques couplées en série,

chacune produisant un retard donné.

Le signal de temporisation Vc est développé à

la sortie G de l'ensemble 92 pendant l'intervalle compre-

nant les troisième à cinquième impulsions d'horloge H,

à partir de la fin de l'intervalle de retour vertical.

Ce signal est retardé d'une quantité TD par un réseau 94 et son niveau est décalé par un réseau 95 pour produire une impulsion d'attaque de grille VG Le réseau de décalage de niveau 95 (comme un translateur de tension) sert à produire un signal VG d'une amplitude appropriée

à l'attaque de l'électrode de grille du tube-image.

Une sortie logique H de l'ensemble 92 produit un niveau logique haut (" 1 "') pendant l'intervalle contenant les sixième à huitième impulsions d'horloge H à partir de la fin de l'intervalle de retour vertical Le réseau 96 retarde ce signal de la quantité TD pour développer un signal de temporisation Vs Une impulsion auxiliaire Vp

27 -

est dérivée du signal Vs au moyen d'un inverseur de signaux 98 et d'un moyen de décalage du niveau 99, ce dernier servant à produire une amplitude de l'impulsion appropriée à une application au réseau résistif 32, 34 de la figure 1 La sortie E de l'ensemble 92 applique un signal de commande à l'entrée INHIBITION du compteur 90 après la fin de l'intervalle AKB (c'est-à-dire-au début de la neuvième impulsion d'horloge H) pour inhiber le

processus de comptage.

Claims (15)

R E V E N D I C A T I 0 N S

1. Dispositif de réglage àutomatique de la polarisation dans un système de traitement de signaux vidéo comprenant un dispositif reproducteur de l'image répondant à des signaux vidéo appliqués à son électrode de réglage de l'intensité, caractérisé par: un moyen ( 30) pour dériver un signal périodique représentatif du niveau du courant du noir conduit par ladite électrode de réglage de l'intensité pendant des intervalles d'effacement de l'image du signal vidéo, ledit signal dérivé ayant une grandeur autre que zéro quand ledit niveau du courant du noir est correct; un moyen de stockage de l'information ( 56); un moyen amplificateur ( 52) ayant une entrée de signaux, et une sortie couplée audit moyen de stockage pour modifier'la teneur de l'information dudit moyen de stockage selon la condition de conduction dudit moyen amplificateur en réponse aux signaux appliqués; un moyen de couplage de signaux d'entrée ( 31)

pour coupler le signal dérivé à l'entrée de l'amplifi-

cateur; un moyen ( 99) pour appliquer un signal périodique auxiliaire (VP, V 2) audit moyen de couplage de signaux d'entrée d'une grandeur et dans un sens pour annuler sensiblement la réponse dudit amplificateur à la grandeur dudit signal dérivé quand la grandeur dudit signal dérivé est représentative d'un niveau correct du courant du noir; et un moyen ( 58) pour appliquer une tension de correction de polarisation dérivée dudit moyen de stockage audit dispositif reproducteur de l'image pour maintenir

un niveau correct du courant du noir.

2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que: des moyens d'impédance ( 32, 34) sont couplés audit moyen de couplage de signaux d'entrée pour établir une polarisation pour ledit moyen de couplage de signaux d'entrée en présence dudit signal dérivé; et en ce que le signal auxiliaire (Vp, V 2) est appliqué auxdits moyens d'impédance pour modifier ladite polarisation établie dans un sens tendant à produire ladite réponse

annulée de l'amplificateur.

3. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal auxiliaire (Vp, V 2) annule ledit signal dérivé dans le trajet de signaux

d'entrée pour produire la réponse annulée de l'amplifi-

cateur.

4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que les signaux dérivé (V 1) et auxiliaire (V 2) comprennent des impulsions coïncidentes d'une polarité mutuellement opposée et d'une grandeur

sensiblement égale quand ledit signal dérivé est repré-

sentatif d'un niveau correct du courant du noir.

5. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal auxiliaire (V 2) présente une grandeur proportionnelle à une composante de tension continue manifestée par ladite électrode de réglage de

l'intensité pendant lesdits intervalles d'effacement.

6. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par: un moyen de blocage ( 51)-couplé au moyen de couplage de signaux d'entrée à l'entrée de l'amplificateur; un moyen de commutation ( 54, 55) couplé à la sortie de l'amplificateur, audit moyen de blocage, et audit moyen de stockage;

un moyen ( 92) pour rendre ledit moyen de commu-

tation actif pendant un intervalle initial de blocage pour ( 1) bloquer l'entrée de l'amplificateur sur une tension de référence en réponse à une source de référence couplée à ladite entrée-de l'amplificateur pendant ledit intervalle de blocage, et ( 2) découpler la sortie de l'amplificateur dudit moyen de stockage; et pour rendre ledit moyen de commutation actif pendant un intervalle suivant d'échantillonnage pour ( 3) débloquer l'entrée de l'amplificateur et ( 4) coupler la sortie de l'amplificateur audit moyen de stockage; ledit signal dérivé représentatif du niveau du noir étant développé pendant ledit intervalle de blocage et couplé audit moyen de blocage de façon que la tension de référence à laquelle l'entrée de l'amplificateur est bloquée soit de plus une fonction de la grandeur dudit signal dérivé; et le signal auxiliaire (Vp) est développé pendant

l'intervalle d'échantillonnage qui suit.

7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que: le dispositif reproducteur de l'image est un tube-image ( 15) comprenant un canon d'électrons comprenant une électrode de grille ( 18) et une électrode de réglage de l'intensité de cathode associée ( 16 a); le dispositif de réglage automatique de la polarisation comprenant de plus un moyen ( 40) pour polariser le canon d'électrons du tube-image pendant l'intervalle de blocage pour induire un signal de sortie de cathode à une grandeur proportionnelle au niveau du courant du noir de la cathode; et le moyen de dérivation ( 30) dérive le signal périodique représentatif dudit signal induit à la sortie

de la cathode.

8. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par: un moyen de blocage ( 51) relié au moyen de couplage de signaux d'entrée à l'entrée de l'amplificateur; un moyen de commutation ( 54, 55) couplé à la sortie de l'amplificateur, au moyen de blocage et au moyen de stockage;

un moyen ( 92) pour rendre ledit moyen de commu-

tation actif pendant un intervalle initial de blocage pour ( 1) bloquer l'entrée de l'amplificateur sur une tension de référence en réponse à une source de référence couplée à l'entrée dudit amplificateur pendant ledit

intervalle de blocage, et ( 2),découpler la sortie de.

l'amplificateur dudit moyen de stockage; et pour rendre ledit moyen de commutation actif pendant un intervalle suivant d'échantillonnage pour ( 3) débloquer l'entrée de l'amplificateur et ( 4) coupler la sortie de l'amplificateur au moyen de stockage; et en ce que le signal dérivé représentatif du courant du noir et le signal auxiliaire sont tous deux développés

pendant ledit intervalle d'échantillonnage.

9. Dispositif selon l'une quelconque des

revendications 6 ou 8, caractérisé en ce que

le moyen de blocage comprend un condensateur ( 51) pour coupler les signaux du moyen de couplage d'entrée à l'entrée de l'amplificateur; et le signal auxiliaire (Vp, V 2) présente une grandeur et un sens pour maintenir la tension à l'entrée de l'amplificateur sensiblement inchangée, quand la grandeur dudit signal dérivé est représentative d'un

niveau correct du courant du noir.

10. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que: le dispositif reproducteur de l'image est un tube-image ( 15) comprenant un canon d'électrons comprenant une électrode de grille et une électrode de réglage de l'intensité de la cathode associée; le dispositif de réglage automatique de la polarisation comprend de plus un moyen ( 40) pour polariser le canon d'électrons du tube-image pendant l'intervalle d'échantillonnage pour induire un signal de sortie de cathode d'une grandeur proportionnelle au niveau du courant du noir de la cathode; et le moyen de dérivation ( 30) dérive le signal périodique représentatif du signal induit à la sortie de

la cathode.

11. Dispositif selon l'une quelconque des

revendications précédentes, caractérisé en ce que le

moyen amplificateur ( 52) comprend un amplificateur

différentiel d'entrée.

12. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de stockage de l'information

est un condensateur ( 51),-

le moyen de couplage de signaux d'entrée couple

ledit signal dérivé audit condensateur pour modifier sa-

charge; et le signal périodique auxiliaire est couplé audit condensateurpour modifier sa charge; ledit auxiliaire

ayant une grandeur et un sens pour annuler sensiblement -

la charge altérée dudit condensateur développée en réponse audit signal dérivé quand la grandeur dudit signal dérivé

est représentative d'un niveau correct du courant du noir.

13. Dispositif selon la revendication 12,

caractérisé en ce que: -

le signal auxiliaire présente une grandeur fonction d'une composante de tension continue manifestée par l'électrode de réglage de l'intensité pendant les

intervalles d'effacement.

14. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que:

le moyen pour dériver le signal périodique.

présente une impédance variable de sortie en rapport à la polarisation de l'électrode de réglage de l'intensité, le moyen de couplage de signaux d'entrée comprend une impédance ( 31) pour coupler le signal représentatif dérivé de la sortie dudit moyen de dérivation audit moyen de stockage de l'information, ladite impédance étant importante par rapport à l'impédance variable de sortie pour-réduire de façon importante des variations d'impédance présentées au moyen produisant le signal périodique

auxiliaire par la sortie dudit moyen de dérivation.

15 Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce que le signal dérivé est développé en un premier point du circuit (A) correspondant à la sortie dudit moyen de dérivation; le signal auxiliaire périodique est couplé audit condensateur en un second point du circuit (B-); l'impédance ( 31) est couplée dudit premier

point du circuit (A) audit second point du circuit (B).