FR2490896A1 - Amplificateur d'echantillonnage lineaire a gain eleve - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE UN CIRCUIT POUR ECHANTILLONNER UN SIGNAL D'ENTREE AYANT UN INTERVALLE DE REFERENCE ET UN INTERVALLE DE SIGNAL COMPRENANT UNE CARACTERISTIQUE A ECHANTILLONNER. SELON L'INVENTION, ON PREVOIT UN AMPLIFICATEUR A TRANSCONDUCTANCE 65 PRODUISANT DES COURANTS DE SORTIE VARIANT SELON LES TENSIONS APPLIQUEES; UN DISPOSITIF DE STOCKAGE DE CHARGE 70; UN RESEAU DE COMMUTATION 68; UN RESEAU DE BLOCAGE 84; ET UNE SOURCE DE SIGNAUX DE TEMPORISATION COMPRENANT UNE COMPOSANTE D'INTERVALLE DE BLOCAGE CORRESPONDANT A L'INTERVALLE DE REFERENCE DU SIGNAL D'ENTREE ET UNE COMPOSANTE D'INTERVALLE D'ECHANTILLONNAGE CORRESPONDANT A L'INTERVALLE DE SIGNAL DU SIGNAL D'ENTREE; LES SIGNAUX DE TEMPORISATION ACTIVENT LE RESEAU DE BLOCAGE PENDANT LES INTERVALLES DE BLOCAGE ET L'INACTIVENT PENDANT LES INTERVALLES D'ECHANTILLONNAGE ET RENDENT LE RESEAU DE COMMUTATION OPERATIF POUR COUPLER LES COURANTS DE SORTIE DE L'AMPLIFICATEUR AU DISPOSITIF 70 PENDANT LES INTERVALLES D'ECHANTILLONNAGE ET LES DECOUPLER PENDANT LES INTERVALLES DE BLOCAGE. L'INVENTION S'APPLIQUE NOTAMMENT A LA TELEVISION EN COULEUR.

Description

249089d La présente invention concerne un agencement particulièrement

adapté à l'échantillonnage d'une caractéristique de signaux électriques de faible niveau d'une façon diminuant la distorsion de l'échantillon de sortie due à des effets tels des décalages et des non- linéarités pouvant être subis dans le processus de

l'échantillonnage de signaux électriques.

Dans des systèmes de traitement de signaux comme un téléviseur pour le traitement d'un signal composé de télévision, il est nécessaire d'échantillonner l'information contenue dans les signaux traités par le

système. Il est souvent nécessaire de prévoir une amplifi-

cation sensible dans le processus d'échantillonnage afin d'obtenir un échantillon de l'information ayant un niveau suffisant pour pouvoir être efficacement utilisé par des

circuits destinés à traiter l'échantillon de l'information.

Cette condition est évidente, par exemple, dans un système pour contrôler automatiquement la polarisation d'un tube-image dans un téléviseur couleur comme cela est révélé dans le brevet U.S. NO 4 277 798 du 7 Juillet 1981 au nom de W. Hinn et intitulé "AUTOMATIC KINESCOPE BIASING SYSTEM WITH INCREASED INTERFERENCE IMMUNITY". Dans ce système, il.est nécessaire d'échantillonner l'amplitude (variable) d'une petite impulsion ayant une amplitude crête à crête de quelques millivolts, afin de développer un signal de contrôle ou de commande capable de contrôler automatiquement la polarisation du tube-image sur une

gamme de plusieurs volts.

L'échantillonnage doit être de préférence accompli

de façon que ces décalages associés au processus d'échantil-

lonnage ne déforment pas l'échantillon de sortie. En particulier, dans un réseau d'échantillonnage avec une quantité importante de gain, l'amplification des décalages

d'échantillonnage doit être évitée pour empêcher l'échan-

tillon de sortie d'être sérieusement déformé ou obscurci

par les décalages amplifiés.

Quand de petits signaux sont échantillonnés, le réseau d'échantillonnage doit donner une quantité importante d'amplification afin de développer un échantillon de sortie d'une grandeur suffisamment importante. Cette condition

est particulièrement évidente quand le réseau d'échantil-

lonnage est incorporé dans un système de contrôle asservi à boucle fermée qui est destiné à réduire la quantité de "glissement" de contrôle à un niveau petit ou négligeable de façon acceptable. Dans ce contexte, "glissement" indique la quantité dont un système asservi est incapable de totalement compenser ou de corriger un écart par rapport à une condition souhaitée du signal à l'état stable (c'est-à-dire la quantité dont l'erreur du système ne peut être totalement corrigée). Un gain très élevé de la boucle est typiquement requis pour réduire le "glissement" à

une quantité négligeable.

Un fonctionnement linéaire du réseau d'échantillon-

nage est également souhaitable afin d'éviter une distorsion de l'échanti11on de sortie. Cependant, des réseaux

d'échantillonnage à gain élévé sont typiquement sujets à.

diverses formes de fonctionnement non-linéaire du fait des non-linéarités inhérentes et en réponse à des signaux

parasites tels que le bruit, par exemple.

Dans certains systèmes d'échantillonnage de signaux, il est nécessaire ou avantageux d'employer une source de tension de référence dans le but de reréférencer le signal à échantillonner à un niveau de référence avant que le signal ne soit échantillonné. Dans un tel cas, il est souhaitable que l'échantillon de sortie soit insensible

aux variations de la tension de référence dues au glisse-

ment et aux effets de la température, par exemple.

En conséquence, selon les principes de l'invention, est révélé ici un réseau linéaire et de gain élevé pour reréférencer et échantillonner un signal, insensible aux décalages associés au processus d'échantillonnage, et insensible aux variations de la tension de référence, que l'on

emploie pour reréférencer le signal avant son échantil-

lonnage. 249089i Selon la présente invention, un circuit pour échantillonner un signal d'entrée ayant un intervalle de référence et un intervalle de signal comprenant une caractéristique à échantillonner comprend un amplificateur à transcondutance ayant une entrée de signaux et une sortie de signaux pour produire des courants-de sortie variant

selon les tensions des signaux appliqués à l'entrée.

Sont également incorporés un dispositif de stockage de charge, un réseau de blocage relié à l'entrée de signaux de l'amplificateur et un réseau de commutation relié à la

sortie de l'amplificateur et au dispositif de stockage.

Le réseau de commutation est temporisé pour fonctionner en réponse à des signaux de temporisation contenant une composante d'intervalle de blocage correspondant à

l'intervalle du signal d'entrée et une composante d'inter-

valle d'échantillonnage correspondant à l'intervalle du signal du signal d'entrée. Les signaux de temporisation

servent à activer le réseau de blocage pendant les inter-

valles de obocage et à inactiver le réseau de blocage pendant

les intervalles d'échantillonnage. Les signaux de tempori-

sation rendent également le réseau de commutation opératif pour coupler les courants de sortie de l'amplificateur au dispositif de stockage de charge pendant les intervalles d'échantillonnage, et pour découpler la sortie de l'amplificateur du dispositifde stockage de charge pendant

les intervalles de blocage.

Selon une caractéristique de l'invention, le circuit d'échantillonnage est incorporé dans un système pour contrôler automatiquement le courant du niveau du noir conduit par un tube-image dans un téléviseur, afin de dériver un échantillon représentatif de la conduction

de courant du niveau du noir du tube-image.

L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci

apparaîtront plus clairement au cours de la description

explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple, illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels: - la figure 1 donne un schéma-bloc d'une partie d'un téléviseur couleur contenant un dispositif selon la présente invention; - la figure 2 montre un agencement de circuit d'une partie du téléviseur de la figure 1; - la figure 3 montre un agencement de circuit d'une autre partie du téléviseur de la figure 1, contenant un réseau d'échantillonnage selon la présente invention; - la figure 4 illustre des détails supplémentaires d'une partie du réseau d'échantillonnage que l'on peut voir sur la figure 3; - la figure 5 représente une forme d'onde utile

à la compréhension du fonctionnement du réseau d'échantil-

lonnage de la figure 3, le niveau de référence étant indiqué par R; et la figure 6 montre un autre agencement d'une

partie du circuit de la figure 3.

Sur la figure 1, des circuits 10 de traitement de signaux de télévision (comprenant par exemple des étages détecteur vidéo, amplificateur et de filtrage) appliquent des composantes séparées de luminance (Y) et de chrominance (C) d'un signal composé de télévision en couleur à un démodulateur-matrice 12. La matrice 12 produit des signaux de sortie de faible niveau représentatifs de l'image en couleur, r, g et b. Ces signaux sont amplifiés et autrement traités par des circuits dans les réseaux de traitement de signaux de cathode du tube-image 14a, 14b et 14c, respectivementqui appliquent des signaux d'image couleur amplifiés et à un haut niveau R, G et B aux électrodes de réglage d'intensité respectives 16a, 16b et 16c d'un tube-image 15. Dans cet exemple, le tube- image est du type à canons en ligneet auto-convergent avec une grille 18 excitée en commun associée à chacun des canons d'électrons comprenant les cathodes 16a, 16b et 16c.Comme les réseaux de traitement de signaux detatihde 14a, 14b et 14c sont semblables dans ce mode de réalisation, la

description qui suit du réseau14a s'applique également

auxréseatx14b et 14c.

Dans le réseau 14a, une porte verrouillée 20 (telle qu'un commutateur électronique analogique) couple et découple le signal r à la sortie de la matrice 12 à une entrée de signaux vidéo d'un étage d'attaque 21 du tubeimage en réponse à un signal de déclenchement VK produit par un générateur d'impulsions 28. L'étage d'attaque 21 contient un réseau amplificateur de signaux pour développer un signal de sortie R à haut niveau qui est appliqué à la cathode 16a du tube-image. La

cathode 16a est couplée à une entrée d'un réseau d'échan-

tillonnage 22. L'échantillonneur 22 est déclenché par un

signal de temporisation VC et par un signal de temporisa-

tion Vs (version de phase complémentaire du signal VC) également produit par le générateur d'impulsions 28, pour développer un signal de commande de sortie qui est appliqué à une entrée de commande ou de contrôle de polarisation de l'étage d'attaque 21 afin de modifier la polarisation des circuits amplificateurs dans l'étage d'attaque 21 pour contrôler le courant de niveau du noir conduit par

la cathode 16a, comme on le décrira.

Le générateur d'impulsions 28 produit également une impulsion de tension de sortie VG pendant des intervalles périodiques o le courant de cathode du tube-image 15 doit être surveillé. Cette impulsion présente une polarité positive et une amplitude fixe (par exemple d'une gamme de 10 à 20 volts), et elle est appliquée à la grille 18 du tube-image pour polariser celle-ci en direct pendant les intervalles de surveillance. La sortie du générateur d'impulsions 28 qui produit le signal VG applique également une tension appropriée de polarisation pour la grille 18

en des temps autres que l'intervalle d'impulsion de grille.

Les signaux Vs, Vc, VK et VG à la sortie du générateur d'impulsions 28 sont synchronisés par rapport aux intervalles d'effacement de retour horizontal (ligne) et aux intervalles d'effacement de retour vertical (trame) du signal de télévision. Ces signaux sont produits pendant une période de temps après la fin de l'effacement de retour vertical, mais avant le début de l'intervalle d'image du signal de télévision contenant l'information d'image à afficher par le tube-image. En effet, ces signaux sont produits pendant une partie d'un intervalle de temps assez grand qui contient quelques lignes horizontales

pendant lesquelles est absente l'information de l'image.

Plus particulièrement, le signal VK rend la porte 20 non conductrice pendant un temps contenant un intervalle de référence ou "d'établissement" ayant une durée de l'ordre de quatre lignes horizontales pendant que le signal Vc est développé, et pendant un intervalle subséquent de surveillance de l'ordre de deux lignes horizontales o

les signaux VG et Vs sont développés.

Pendant l'intervalle de surveillance, le tube-image fonctionne comme un suiveur de cathode en réponse à l'impulsion de grille VG, et une version de même phase de l'impulsion de grille Và apparait à la cathode du

tube-image pendant l'intervalle de surveillance. L'ampli-

tude de l'impulsion induite de cathode est proportionnelle au niveau de conduction de courant de niveau du noir de la cathode et elle est atténuée de façon importante par

rapport à l'impulsion de grille du fait de la trans-

conductance directe relativement faible de la caractéris-

tique d'attaque de la grille des canons d'électron du tube-image. L'amplitude de l'impulsion induite à la sortie de la cathode est typiquement très faible, de l'ordre de

quelques millivolts dans cet exemple.

Comme VK inhibe la porte 20 pendant les intervalles de référence et de surveillance, la sortie de la matrice 12

est alors découplée de l'étage d'attaque 21 et du tube-

image 15. Le réseau d'échantillonnage 22 fonctionne en réponse aux signaux VC et Vs pour produire un échantillon amplifié de sortie représentatif de la grandeur de

l'impulsion de sortie de cathode induite dans le signal VG.

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L'échantillon à la sortie du réseau 22 est utilisé pour modifier le point de fonctionnement de polarisation de l'étage d'attaque 21, si nécessaire, dans une direction tendant à développer un niveau de polarisation (cathode) à la sortie de l'étage d'attaque 21, suffisant pour produire un niveau correct souhaité du courant du niveau du noir de la cathode par action en boucle fermée. La porte 20 est rendue conductrice en d'autres temps, pour permettre aux signaux de la matrice 12 d'être couplés au

tube-image par l'étage d'attaque 21.

La figure 2 montre des détails supplémentaires de l'étage d'attaque 21. L'étage d'attaque 21 comprend un transistor amplificateur 34 et un circuit de charge active contenant un transistor 35. Dans des conditions normales de traitement de signaux vidéo, le signal de couleur r est appliqué par une borne T1, la porte 20 et un circuit

d'entrée 30 à la base ou entrée du transistor amplifica-

teur 34. Une version amplifiée de l'entrée r est développée dans le circuit de collecteur du transistor 34, et elle est appliquée à la cathode 16a du tube-image par un réseau de couplage de sortie 40, une résistance 52 et une borne T2. Pendant l'intervalle de surveillance o le signal d'entrée r est découplé au moyen de la porte 20, une tension de polarisation représentative du niveau du noir est développée à la sortie de l'étage d'attaque 21,

et une impulsion induite de sortie de cathode représenta-

tive du niveau du courant du niveau du noir de la cathode apparaît à la borne T2. L'impulsion de sortie de cathode est détectée au moyen d'un diviseur de tension à haute impédance comprenant des résistances 55 et 56, et l'impulsion de sortie de cathode qui est détectée est

appliquée par une borne T3 à l'entrée du réseau d'échantil-

lonnage 22. La tension de contrôle à la sortie du réseau d'échantillonnage 22 est appliquée à la base du transistor amplificateur 34 par une borne T4. Dans cet exemple, la conduction de courant du niveau du noir de la cathode est modifiée pour augmenter et diminuer tandis que le courant 249089d de polarisation de base du transistor 34 augmente et diminue respectivement, en réponse à la tension de contrÈle

à la sortie du réseau d'échantillonnage 22.

La figure 3 montre le réseau d'échantillonnage 22 en plus de détail. Sur la figure 3, l'impulsion à la sortie de la cathode qui est couplée par la borne T3 est traitée par un circuit d'échantillonnage et de maintien qui contient un amplificateur à transconductance 65. L'amplificateur 65 produit un courant de sortie (IO) à une haute impédance

en fonction de la tension d'entrée (V.) et de la trans-

conductance (gm) de l'amplificateur (environ 5 x 10-3 siemens dans cet exemple) selon l'expression Io = Vi x gm L'amplificateur 65 comprend des transistors à émetteurs couplés 66 et 68 agencés en configuration d'amplificateur différentiel d'entrée et un réseau répéteur de courant ("miroir") comprenant un transistor 71 connecté en diode et un transistor 74 agencé dans le circuit de collecteur du transistor 68 comme on peut le voir. Une première source de courant constant comprenant un transistor polarisé en direct 69 et une impédance R applique un courant de fonctionnement I aux transistors 66 et 68. Une seconde source de courant constant comprenant un transistor polarisé en direct 75 et une impédance 2R

applique un courant de fonctionnement I/2 au transistor 74.

Une source de potentiel continu de référence Vref est appliquée à l'entrée directe de l'amplificateur 65 à la base du transistor 68. Le signal d'entrée à échantillonner (c'est-à-dire l'impulsion de sortie de cathode) est couplé par la borne T3 et un condensateur de blocage 84 à l'entrée

inverse de l'amplificateur 65 à la base du transistor 66.

Un réseau de commutation 68' est couplé au circuit de sortie de l'amplificateur 65 comprenant les transistors 74 et 75, à l'entrée de l'amplificateur 65 par la base du transistor 66, et à un condensateur de

stockage de charge de sortie répondant à la moyenne 70.

Le commutateur 68' présente des positions de blocage et 249089d d'échantillonnage. Un noeud de courant de sortie de l'amplificateur 65 correspond aux collecteurs interconnectés destransistors 74 et 75.Dans la position d'échantillonnage ( représentée), le commutateur 68' relie le condensateur de stockage 70 aux collecteurs des transistors de sortie 74 et 75 de l'amplificateur 65. En position de blocage, le condensateur 70 est découplé de l'amplificateur 65 et les collecteurs des transistors 74 et 75 sont couplés par le commutateur 68' au condensateur 84 par la base du transistor 66. En position de blocage, le commutateur 68' complète la boucle de contre-réaction en courant négatif du collecteur ou sortie du transistor 68 à la base ou entrée du transistor 66. La figure 4 montre des détails

supplémentaires du commutateur 68'.

Sur la figure 4, le réseau de commutation 68' est illustré comme comprenant des transistors du type PNP à émetteurs couplés 92, 94 et des transistors du type NPN à émetteurs couplés 96 et 98 agencés comme cela est représenté. Pendant les intervalles de surveillance t' quand les signaux d'entrée doivent être échantillonnés, les transistors 94 et 98 sont polarisés en direct et les transistors 92 et 96 sont polarisés en inverse, en réponse aux signaux de temporisation VC et Vs. Inversement, les transistors 92 et 96 sont polarisés en direct et les transistors 94 et 98 sont polarisés en inverse en réponse aux signaux Vc et Vs pendant les intervalles de référence

de blocage qui précèdent les intervalles d'échantillonnage.

En se référant de nouveau à l'agencement de la figure 3, afin que l'échantillon développé au condensateur de stockage 70 représente avec précision des variations de l'amplitude de l'impulsion de sortie de cathode qui est échantillonnée, il est nécessaires d'établir un

niveau de référence pour le signal qui est échantillonné.

Cela est accompli pendant l'intervalle de référence de blocage précédant l'intervalle d'échantillonnage ou de surveillance. Pendant l'intervalle de référence de blocage, le collecteur ou sortie du transistor 68 est couplé au condensateur 84 à la base ou entrée du transistor 66 par le transistor 71 relié en diode, le transistor 74 et le commutateur 68' pour former un trajet de contre-réaction en courant négatif. Le condensateur de stockage de sortie est découplé de l'amplificateur 65 à ce moment. Le condensateur 84 est'chargé par les courants conduits par les transistors 68, 71 et 74 jusqu'à ce que les tensions de base des transistors 66 et 68 soient sensiblement égales (c'est-à-dire que la différence destensionsd'entrée à l'amplificateur 65 soit sensiblement nulle). A ce moment, le courant I, ayant pour source le transistor 69 se divise également entre les courants de collecteur des transistors 66 et 68, ainsi les courants de collecteur

des transistors 68 et 74 sont égaux au courant de collec-

teur (I/2) conduit par le transistor 75. Par conséquent, tout le courant de collecteur conduit par le transistor 74 s'écoule en tant que courant de collecteur dans le transistor 75. Le trajet en contre-réaction décrit s'établit à une condition de courant nul avant la fin de l'intervalle de blocage, moment auquel le transistor 75 "noie" tout le courant de collecteur conduit par le transistor 74 et un courant nul de contreréaction s'écoule

à la base du transistor 66 et par le condensateur 84.

Ainsi, par une action de contre-réaction de courant, la base ou entrée du transistor 66 est bloquée à un niveau de courant continu en fonction de Vref, en coopération avec le condensateur 84, pendant l'intervalle de référence de blocage. On peut voir l'effet de cette action de blocage d'entrée sur la forme d'onde de la figure 5,o l'impulsion de sortie de cathode de tendance positive se présentant pendant l'intervalle de surveillance tM présente une amplitude (variable) crête à crête àV par rapport à un niveau de référence développé en fonction de VF* Pendant l'intervalle subséquent de surveillance o le condensateur 70 est couplé à la sortie de

l'amplificateur 65 par-le commutateur 68', la charge pré-

existante au condensateur 70 reste inchangée à moins que

le signal d'entrée appliqué à la borne T et au condensa-

teur 84 soit suffisant pour modifier la polarisation équilibrée de base du transistor 66 établie pendant l'intervalle de référence de blocage qui précède. Par exemple, une augmentation de la tension de base du transistor 66 induite par une augmentation de l'amplitude de l'impulsion d'entrée à échantillonner provoque une diminution correspondante du courant de collecteur du transistor 68, et également du courant de collecteur des transistors 71 et 74 du fait de l'action de répétition ou de.miroir de courant. Le condensateur 70 se décharge alors par le- transistor 75 d'une quantité correspondant à la conduction diminuée de courant du transistor 74,

afin de réduire ainsi la tension au condensateur 70.

Dans ce cas, le transistor 75 agit comme un radiateur de courant par rapport à la décharge du condensateur 70. De même, une diminution de la tension de base du transistor d'entrée 66 provoque une augmentation correspondante du courant de collecteur du transistor de sortie 74. Le condensateur 70 se charge par le transistor 74 en réponse à cettekonduction accrue de courant, ainsi la tension au condensateur 70 augmente. Dans ce cas, le transistor 74 agit comme une source de courant par rapport à la charge

du condensateur 70.

L'échantillon de tension développé au condensateur

pendant les intervalles de surveillance est propor-

tionnel à la différence entre le niveau de référence de blocage, et l'amplitude de l'impulsion de sortie de cathode qui représente le niveau de la conduction de courant du niveau du noir de la cathode. La tension stockée au condensateur est appliquée par un réseau tampon à gain unitaire 85 (ayant par exemple une haute impédance d'entrée de l'ordre

de 109 ohms) à une entrée d'un comparateur différentiel 87.

Une tension de référence correspondant à VREF, par exemple, est appliquée à une autre entrée du comparateur 87. Le comparateur 87 répond aux tensions d'entrée pour produire un signal de contrôle à une sortie inverse, représentant la différence entre la tension de référence d'entrée et l'échantillon de tension du condensateur 70. Cette tension de contrôle est appliquée par une borne T4 à l'étage d'attaque vidéo 21 (figure 2)pour contrôler sa polarisation dans une direction tendant à compenser une conduction excessivement élevée ou faible de courant du niveau du noir

au moyen d'une action asservie en boucle fermée.

Le système d'échantillonnage décrit comprenant l'amplificateur à transconductance 65 présente plusieurs

avantages importants.

Des variations du niveau de la tension de référence VREF d'un intervalle de blocage à l'autre ne nuisent pas à la précision de l'échantillon développé au condensateur

de sortie 70 pendant les intervalles d'échantillonnage.

En d'autres termes, les courants de sortie d'amplificateur (correspondantauxcourantsconduitspar les transistors de sortie 74 et 75 pour charger et décharger le condensateur 70) suivent de façon prévisible les variations du signal d'entrée, et restent proportionnels au produit de la transconductance (gm) de l'amplificateur et de la tension d'entrée, même si VREF varie d'un intervalle de référence au suivant. Ce résultat est obtenu parce que le courant de contre-réaction s'écoulant pendant les intervalles de blocage s'établit à une condition équilibrée de courant

nul (comme on l'a décrit), ainsi le courant de contre-

réaction et le courant net à la sortie de l'amplificateur sont nuls avant la fin de l'intervalle de référence de

blocage. Ainsi, immédiatement avant le début de l'inter-

valle d'échantillonnage, les courants conduits par les transistorsd'entrée 66 et 68 sont égaux et tout le courant de collecteur du transistor de sortie 74 est conduit par le transistor de sortie 75. Par conséquent, il n'y a pas d'écoulement net de courant de sortie vers ou au loin du condensateur de sortie 70 au début de l'intervalle d'échantillonnage même si VREF change en valeur d'un intervalle de référence au suivant, à moins que le signal d'entrée ne change pour produire un déséquilibre de tension d'entrée avec un déséquilibre correspondant

du courant de sortie.

L'échantillon développé au condensateur de sortie est non-affecté par des décalages de tension associés à l'amplificateur 65 et au commutateur 68'. Par exemple, pendant les intervalles de référence de blocage, la condition d'équilibre de courant nul précédemment décrite sert à annuler les effets des décalages. Pendant les intervalles d'échantillonnage, tout décalage de tension associé au commutateur 68' (ainsi que tout décalage detension développé entre la sortie de l'amplificateur 65 et le condensateur 70) n'a pas d'effet sur l'échantillon de sortie, car l'échantillon développé au condensateur 70 est fonction des courants de sortie conduits par les transistors de sortie 74 et 75, comme on l'a décrit,

plutôt que d'être fonction d'une tension de sortie.

Le système de contrôle en boucle fermée décrit comprenant l'amplificateur 65 présente un gain suffisamment élevé pour réduire un "glissement" de contrôle de la boucle

à une quantité négligeable, même si le gain de trans-

conductance (gm) de l'amplificateur 65 n'est pas particu-

lièrement important. Même avec ce gain élevé, produit par l'amplificateur 65, celui-ci présente une fonction linéaire de transfert en présence de signaux parasites d'entrée tels que le bruit. Dans cet exemple, l'amplificateur 65 est destiné à amplifier un signal d'entrée à une grandeur de l'ordre de quelques millivolts. La caractéristique de transfert reste linéaire et l'échantillon de sortie n'est pas déformé même en présence de niveaux relativement élevés de bruit d'entrée (par exemple de l'ordre de quelques dizaines de millivolts), ceci pouvant comprendre un bruit blanc, un bruit thermique et un bruit de déviation à la fréquence horizontale. Il est peu probable que ces hautes niveaux de bruit puissent provoquer un dépassement de la gamme dynamique de l'amplificateur 65 par saturation des dispositifsde sortie, ou provoquErun dépassement de la capacité de courant de sortie de l'amplificateur 65. Par exemple, un bruit d'entrée de l'ordre de 20 millivolts produit un courant de sortie de l'amplificateur d'un milliampère, qui est bien dans la capacité de courant

de sortie de l'amplificateur 65.

La durée de l'intervalle d'échantillonnage (deux lignes horizontales dans cet exemple) est choisie pour correspondre à une période de temps o la valeur moyenne du bruit que l'on pourra rencontrer dans un environnement

de téléviseur est nulle. Un tel bruit ne produit sensible-

ment pas de distorsion de l'échantillon développé par le condensateur 70 du fait de l'action de formation de la moyenne du condensateur 70 et parce que celui-ci est attaqué en courant (chargé et déchargé) au moyen descourants de sortie de l'amplificateur 65. Ainsi, la charge moyenne stockée au condensateur 70 en réponse à un tel bruit pendant l'intervalle de surveillance ne présentera sensiblement pas de différence en comparaison à la charge stockée à laquelle on pourrait s'attendre en l'absence

du bruit.

La figure 6 montre une autre version du réseau d'échantillonnage de la figure 3. L'agencement de la figure 6 comprend un amplificateur à transconductance

comprenant des transistors 100 et 101 agencés en configu-

ration d'amplificateur Darlington à forte impédance d'entrée et à gain élevé. Les courants de collecteur des transistors 100 et 101 sont appliqués par une source de courant constant 105. Les signaux d'entrée à échantillonner sont appliqués à la base ou entrée du transistor 100 par un condensateur de blocage 107. Un commutateur électronique ne conduit que pendant les intervalles de référence de blocage en réponse au signal V. pour produire une tension de référence de blocage à la base ou entrée du transistor

100 selon le potentiel de sortie de collecteur des transis-

tors 100, 101. Un commutateur électronique 112 n'est conducteur que pendant les intervalles d'échantillonnage en réponse au signal V. pour coupler un condensateur de stockage 115 au collecteur ou sortie du transistor 101

afin de développer un échantillon au condensateur 115.

L'échantillon de sortie peut ensuite être traité comme le montre la figure 3.

Claims (12)

REVENDICATIONS

1.- Circuit pour échantillonner un signal d'entrée ayant un intervalle de référence et un intervalle de signal contenant une caractéristique à échantillonner, caractérisé par un amplificateur à transconductance (65) ayant une entrée et une sortie de signaux pour produire des courants de sortie variant selon les tensions appliquées à l'entrée; un dispositif à stockage de charge (70); un réseau de commutation (68') relié à la sortie dudit amplificateur et audit dispositif à stockage de charge; un réseau de blocage (84) relié à l'entrée dudit amplificateur; et une source ( 28) de signaux de temporisation comprenant une composante d'intervalle de blocage (VC) correspondant audit intervalle de référence du signal d'entrée et une composante d'intervalle d'échantillonnage (VS) correspondant audit intervalle de signal du signal d'entrée; lesdits signaux de temporisation activant ledit réseau de blocage pendant lesdits intervalles de blocage et inactivant ledit

réseau de blocage pendant lesdits intervalles d'échantil-

lonnage; et rendant ledit réseau de commutation opératif pour coupler les courants de sortie dudit amplificateur audit dispositif à stockage de charge pendant lesdits intervalles d'échantillonnage et pour découpler ladite sortie de l'amplificateur dudit dispositif à stockage de

charge pendant lesdits intervalles de blocage.

2.- Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le réseau de commutation (68') précité comporte un moyen sensible au signal de temporisation précité pour coupler la sortie de l'amplificateur précité à son entrée par un trajet en contre-réaction de courant négatif pendant

les intervalles de blocage précités.

3.- Circuit selon la revendication 2, caractérisé

en ce que l'amplificateur à transconductance (65) précité.

comporte de plus une entrée de référence (base 68) reliée à un potentiel de référence (VREF), ainsi une tension de référence de blocage est produite pour le réseau de blocage précité pendant les intervalles de blocage selon

le potentiel de référence.

4.- Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le réseau de blocage précité comprend un condensateur (84) agencé pour appliquer les signaux à

échantillonner à l'entrée de l'amplificateur précité.

5.- Circuit selon la revendication 4, caractérisé par un moyen (87) pour utiliser l'échantillon de tension; et un moyen tampon à forte impédance d'entrée (85) pour

coupler ledit échantillon audit moyen d'utilisation.

6.- Circuit selon l'une quelconque des revendica-

tions 1 ou 2, caractérisé en ce qu'il est dans un système comprenant un1 canal de traitement de signaux, en ce que l'entrée de l'amplificateur précité est reliée à un premier point (T3) dans ledit canal de traitement; et en ce que la sortie dudit amplificateur est couplée à un second point (T4) dans ledit canal dé traitement avant ledit premier

point pour former une boucle fermée de contrôle.

7.- -Circuit selon l'une quelconque des revendica-

tions 1 ou 2, caractérisé en ce que l'amplificateur à transconductance (65) précité comprend: des premier (66) et second (68) dispositifs actifs agencés en configuration d'entrée différentielle, ledit premier dispositif (66) ayant une électrode d'entrée reliée aux signaux à échantillonner, une électrode de sortie et une électrode commune; ledit second dispositif (68) ayant une électrode d'entrée couplée à un potentiel de référence (VREF), une électrode de sortie et une électrode commune reliée à l'électrode commune dudit premier dispositif; une première source de courant (69) couplée aux électrodes communes desdits premier et second dispositifs pour produire des courants de fonctionnement pour lesdits premier et second dispositifs; un réseau répéteur de courant (71, 74) couplé audit second dispositif pour reproduire les courants de sortie conduits par ledit second dispositif, ledit réseau répéteur de courant comprenant un troisième dispositif actif (74) ayant une sortie de courant; une seconde source de courant (75) reliée à la sortie de courant dudit troisième dispositif afin de produire des courants de

fonctionnement pour ledit troisième dispositif.

8.- Circuit selon la revendication 7, caractérisé en ce que la seconde source de courant (75) précitée produit un courant sensiblement égal au courant conduit par le second dispositif précité quand les tensions d'entrée desdits premier et second dispositifs sont

sensiblement égales.

9.- Circuit selon la revendication 7, caractérisé en ce que les signaux précités à échantillonner sont appliqués à l'entrée du premier dispositif précité par

un condensateur de blocage (84).

10.- Circuit selon la revendication 9, caractérisé en ce que le réseau de commutation (68') précité applique la sortie de courant du troisième dispositif (74) précité au condensateur de blocage (84) à l'entrée dudit premier dispositif, et découple ledit troisième dispositif dudit

dispositif de stockage de charge (70) pendant les inter-

valles de blocage; et en ce que le réseau de commutation (68') précité découple ledit troisième dispositif de l'entrée dudit premier dispositif et couple la sortie de courant dudit troisième dispositif audit dispositif de

stockage de charge pendant les intervalles d'échantil-

lonnage.

11.- Circuit selon la revendication 10, caractérisé en ce que les premier et second dispositifs précités comprennent respectivement des premier (66) et second (68) transistors ayant un trajet conducteur principal de courant défini par les électrodes de sortie et commune en ce que le troisième dispositif précité comprend un troisième transistor (74); en ce que la seconde source de courant précitée comprend un quatrième transistor (75) ayant un trajet conducteur de courant principal agencé en série et de polarisation semblable pour une conduction de courant par rapport au trajet conducteur de courant 249aE96 19, principal dudit troisième transistor; et en ce que le réseau de commutation (68?) précité couple ledit dispositif de stockage de charge (70) à un point entre le trajet conducteur principal de courant dudit troisième transistor et le trajet conducteur principal de courant dudit

quatrième transistor pendant les intervalles d'échantil-

lonnage.

12.- Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'amplificateur à transconductance (65) précité comprend: un amplificateur inverseur-comprenant un transistor (101) ayant une électrode d'entrée de signaux, des électrodes de sortie et commune définissant un trajet conducteur principal de courant dudit transistor; et une source (105) de courant sensiblement constant reliée à

ladite électrode de sortie.