FR2551289A1 - Circuit de creusement dynamique non lineaire pour signaux video - Google Patents

Abstract

LA PRESENTE INVENTION CONCERNE UN CIRCUIT DE CREUSEMENT D'UN SIGNAL DYNAMIQUE. LE CIRCUIT EST CARACTERISE EN CE QU'IL COMPREND UN MOYEN DE TRANSLATION DU SIGNAL 33, 35, 36 SENSIBLE AUX SIGNAUX VIDEO D'UNE SOURCE 11 ET PRESENTANT UNE CARACTERISTIQUE DE CONTROLE NON LINEAIRE POUR PRODUIRE A UNE SORTIE DE CELUI-CI UN SIGNAL DE REGLAGE AYANT UNE CARACTERISTIQUE DE CONTROLE SUR UNE PREMIERE GAMME DE NIVEAUX DU SIGNAL VIDEO ET UNE CARACTERISTIQUE DE CONTROLE DIFFERENTE SUR UNE SECONDE GAMME DE NIVEAUX DU SIGNAL VIDEO. LA PRESENTE INVENTION TROUVE APPLICATION DANS LES RECEPTEURS DE TELEVISION COULEUR.

Description

i La présente invention concerne un circuit de creusement de signaux

utilisé avec des systèmes d'accentuation d'un signal vidéo qui peuvent être utilisés dans des récepteurs de télévision couleur pour améliorer le détail des images reproduites En particulier, l'invention concerne un tel circuit pour réduire l'impact du bruit sur une image reproduite sans dégrader indûment le détail

d'une image reproduite.

Le creusement d'un signal sert à retirer un "creusement" proche de l'axe moyen du signal en traitant le signal par un circuit de translation ayant une caractéristique de transfert avec une "zone morte"pour des excursions proches de l'axe du signal Le creusement du signal est une fonction connue de traitement du signal utilisée occasionnellement pour des buts de réduction de bruit comme expliqué par exemple dans l'article de J P Rossi titré "Digital Techniques for Reducing Television Noise", apparaissant aux pages 134-140 du journal SMPTE de Mars 1978 L'ajustement automatique de la quanti20 té de creusement peut être réalisé sur une base dynamique comme montré par exemple dans le brevet américain NO 4 167 749 au nom de Burrus, o la quantité de creusement est variée comme fonction du niveau de bruit détecté dans un signal vidéo Dans un tel système la quantité de 25 creusement est relativement élevée lorsque le niveau de bruit détecté est élevé pour améliorer ainsi le rapport signal- bruit Réciproquement, moins de creusement est réalisé lorsque le niveau de bruit détecté est faible,

pour minimiser ainsi la perturbation des variations 30 d'amplitude dudit signal souhaité.

Dans le brevet américain NI 4 441 121 au nom de L A Harwood, et al, délivré le 3 Avril 1984 et titré "Adjustable Coring Circuit", un système d'accentuation horizontale du signal vidéo pour un récepteur de télé35 vision est décrit o un dispositif est inclus pour produire un creusement ajustable ou réglable d'une composante d'un signal d'accentuation horizontale à ajouter à la composante de luminance d'un signal vidéo dans des buts d'amélioration de détail -Le creusement d'une telle composante de signal d'accentuation diminue la probabilité qu'une augmentation non souhaitée de bruit de fond accompagne l'amélioration de détail d'image souhaitée. Dans le brevet américain N 4 437 124 au nom de L Cochran, délivré le 13 Mars 1984 et titré "Dynamic Coring Circuit", il est décrit une approche pour un contrôle linéaire du creusement de la composante d'accen10 tuation horizontale dans un système du type décrit dans le brevet d'Harwood susmentionné Selon l'approche proposée par Cochran, une variation de la quantité de creusement (c'est-à-dire la profondeur de creusement) est régulée linéairement comme fonction du niveau du contenu de basse 15 fréquence des signaux de luminance à accentuer, entre des limites d'image du noir et du blanc Lesens du contrôle dynamique linéaire proposé par Cochran est tel qu'un

creusement maximum est effectué à la limite d'image du noir et un creusement minimum est effectué à la limite 20 d'image du blanc.

Un système de contrôle du creusement dynamique ici décrit correspond à un perfectionnement du système de Cochran o le sens du contrôle de creusement est tel qu'une plus grande quantité de creusement est associée avec les parties du noir d'une scène à reproduireque celle associée avec des parties lumineuses de celle-ci Selon les principes de la présente invention, le système de contrôle de creusement décrit présente une caractéristique de contrôle non linéaire Le système décrit présente une caractéris30 tique de contrôle de creusement sur une première gamme de niveaux du signal vidéo entre la limite d'image du blanc et un niveau de seuil dans la direction d'image du noir Une caractéristique de contrôle différente est présentée sur une second gamme de niveaux du signal vidéo 35 entre le niveau de seuil et la limite d'image du noir pour restreindre la quantité de creusement produite lorsque la limite du noir est approchée Il a été trouvé

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que des scènes relativement sombres reproduites par un récepteur de télévision incorporant le système décrit sont perçues par les téléspectateurs comme ayant un détail

d'image amélioré.

L'invention sera mieux comprise, et d'autres

buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci apparaîtront plus clairement au cours de la description explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple 10 illustrant un mode de réalisation de l'invention et dans

lesquels: la figure 1 représente une partie d'un récepteur de télévision comprenant un dispositif de creusement de signal et un circuit de contrôle de creusement associé 15 selon la présente invention; la figure 2 représente une onde de signal utile dans la compréhension du fonctionnement du circuit de contrôle de creusement de la figure 1; et

la figure 3 représente des détails d'un circuit 20 additionnel d'éléments du système illustré en figure 1.

En figure 1, les signaux de luminance d'une source 11 sont couplés via une borne d'entrée I d'un système d'accentuation à une borne d'entrée L d'une ligne à retard 12 Les signaux apparaissant à la borne L et les 25 signaux apparaissant à la borne de sortie L' de la ligne à retard 12 sont appliqués comme entrées à un générateur 15 du signal d'accentuation creusé de façon réglable qui peut, par exemple, comprendre un dispositif du type décrit dans le brevet américain susmentionné N 4 441 121 30 au nom de L A Harwood, et al. Avec l'extrémité d'entrée de la ligne à retard 12 terminée convenablement par une impédance adaptant effectivement l'impédance caractéristique de la ligne à retard, et avec l'extrémité de sortie de la ligne à retard 12 35 sans terminaison pour obtenir un effet réflectif, les entrées de signal au générateur d'accentuation 15 comprennent le signal de luminance retardé d'une fois (à partir

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de la borne L') et la somme d'un signal de luminance non retardé et d'un signal de luminance retardé de deux fois (à partir de la borne L) Avec le retard imparti par la ligne à retard 12 choisi pour égaliser une moitié de période à une fréquence choisie dans la partie haute fréquence du spectre occupé par le signal de luminance, la différence entre les signaux respectifs aux bornes L et L' correspond à un signal d'accentuation horizontale approprié pour addition au signal de luminance pour améliorer son détail d'image horizontal La composante d'accentuation du signal de luminance est représentative du contenu haute fréquence du signal de luminance Le générateur de signal d'accentuation 15 forme un signal d'accentuation correspondant à une telle différence de signal Cependant, celle-ci est sujette au retrait de son creusement proche de l'axe à une profondeur dépendant de la grandeur de la tension de contrôle ou de commande CC de profondeur du creusement appliquée à une entrée de contrôle du réseau 15 La tension de contrôle du creusement 20 CC est produite à partir d'une source de tension de contrôle 20 du niveau de creusement comme il sera décrit ci-dessous. Le générateur d'accentuation 15 produit un signal d'accentuation creusé similaire émis en push- pull(inversé 25 mutuellement) vers un réseau de translation 14 du signal contrôlé en gain Le réseau 14 translate les signaux d'accentuation creusés avec un gain (ou atténuation)

déterminé par une tension PC de contrôle d'accentuation.

Les signaux push-pull émis du translateur 14 sont addition30 nés dans un combineur 16 avec les signaux push-pull émis d'un amplificateur de luminance 13 L'amplificateur 13

répond aux signaux de luminance retardés de la borne L'.

Les versions push-pull d'un signal de luminance accentué du combineur 16 sont appliquées à un amplificateur 17 du signal de luminance accentué L'amplificateur 17 convertit

les entrées du signal de luminance d'accentuation pushpull sous forme dissymétrique à une borne de sortie T 0.

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Les signaux de la borne TO peuvent être transmis, par exemple, au circuit de matriçage d'un récepteur de télévision couleur pour une combinaison avec des signaux de différence de couleurs respectifs pour produire plusieurs signaux représentatifs d'une image couleur pour une application à un tube-image de reproduction d'une image couleur. Le signal de sortie de l'amplificateur 17 est également appliqué à l'entrée d'un amplificateur passe-bande 10 18 dans des buts de contrôle d'accentuation automatique L'amplificateur 18 illustrativement présente une bande passante de 1 M Hz centrée autour d'une fréquence d'approximativement 2 M Hz, et produit les composantes du signal de luminance accentué tombant dans sa bande passante à un 15 détecteur d'accentuation 19 Le détecteur 19 produit une tension PC de contrôle d'accentuation proportionnelle à l'anplitude des composantes de bande passante produites,

pour contrôler la grandeur des signaux d'accentuation appiqu Ss au coimbineur 16 dans un sens s'opposant aux 20 changements dans l'amplitude des composantes produites.

Le fonctionnement d'un tel système de contrôle d'accentuation automatique et des exemples de circuits pour accomplir les fonctions des éléments 13, 14, 16, 17, 18 et 19 sont

décrits dans le brevet américain N 4 399 460 au nom de 25 L A Harwood, et al, délivré le 16 Août 1983.

Les signaux de luminance apparaissant à la borne d'entrée I sont également appliqués à une entrée de la source 20 de -tension de contrôle de niveau de creusement représentée sous forme de circuit schématique Comme indiqué par la forme d'onde, un tel signal de luminance d'entrée comprend illustrativement une composante d'impulsion de synchronisation allant négative suivie d'une image allant positive représentative de la composante"échelonnée" dans une direction allant vers le blanc La profondeur du 35 creusement de la sortie du signal d'accentuation du générateur de signal d'accentuation 15 est contrôlée selon l'amplitude du contenu basse fréquence des signaux de luminance de la source 11 après traitement par la source de contrôle de creusement 20 pour produire le signal de

contrôle de creusement CC à la sortie de la source 20.

Dans ce but, la source 20 comprend un amplificateur d'inversion passe-bas comme il sera décrit Pour le sens souhaité du réglage de creusement dynamique du signal d'accentuation du générateur 15, le signal de sortie CC filtré passe-bas de la source 20 est tel qu'un changement dans la sortie de la source 20 dans une direction du noir 10 provoque une augmentation dans la profondeur de creusement, tandis qu'un changement dans la sortie de la source 20 dans une direction du blanc diminue la profondeur de creusement. Selon les principes de la présente invention, la 15 source de contrôle 20 présente une caractéristique de transfert non linéaire o les signaux de luminance sont traités avec un gain de signal pour les signaux de luminance entre la limite d'amplitude d'image du blanc et un niveau d'amplitude de seuil dans la direction du noir, 20 et avec un autre, différent, gain du signal pour les signaux de luminance entre le niveau d'amplitude de seuil et la limite d'amplitude d'image du noir De fait, le signal de contrôle CC de la source 20 présente une

caractéristique non linéaire correspondante.

L'entrée à la source 20 comprend des signaux de luminance qui présentent illustrativement une polarité comme indiqué par la-forme d'onde, de manière que les composantes d'impulsion de synchronisation de déviation de celle-ci, plus sombres que le noir, s'étendent dans une 30 direction négative De tels signaux de luminance sont couplés via une capacité de blocage en continu 31 et une résistance en série 32 à la base d'entrée d'un transistor 33 agencé en configuration d'amplificateur inverseur à émetteur commun Une résistance de charge de sortie 34 35 est couplée au collecteur de sortie du transistor 33, et une résistance de polarisation 39 shunte le trajet baseémetteur du transistor 33 Une contre-réaction entre les collecteur et base du transistor 33 est prévue via un réseau en filtre ponté en T formé par des résistances en série 35, 36, une capacité 37 et la capacité parasite Cp collecteur-base du transistor 33 Le réseau de filtrage établit une caractéristique de filtrage passe-bas pour le transistor amplificateur 33, avec une fréquence de coupure à -3 d B d'approximativement 1,0 M Hz Une telle caractéristique passe-bas empêche efficacement les perturbations en anneau dans le signal de contrôle de creusement CC. Une diode 37 couplée à travers une résistance de contreréaction 35 dans le circuit collecteur-base du transistor 33 aide à établir la caractéristique de gain non linéaire du circuit translateur comprenant le transistor 33, entre les limites du blanc et du noir, comme suit. 15 Une résistance 38 produit un courant de polarisation à la jonction des résistances de contre-réaction 35 et 36, établissant ainsi une tension de polarisation de seuil pour la diode 37 La diode 37 est polarisée pour être non conductrice (c'est-à-dire polarisée en inverse) lorsque 20 les signaux de sortie du collecteur filtréspasse-bas du transistor 33 présentent des niveaux entre la limite du blanc et un niveau de seuil situé entre les limites du blanc et du noir de l'image La diode 37 devient polarisée en direct de façon augmentante et conductrice en réponse auxniveaux du signal de sortie du collecteur du transistor 33 entre le niveau de seuil et la limite du noir, modifiant ainsi le gain du transistor 33 L'effet produit par la diode 37 est montré à partir du signal représenté en

figure 2.

Le signal de la figure 2 correspond à une ligne d'image horizontale du signal de luminance apparaissant à la sortie collecteur d'inversion du signal du transistor 33 Le signal de luminance illustré comprend une composante d'impulsion de synchronisation positive qui 35 apparait durant les intervalles de suppression d'image, et une composante d'intervalle de l'image suivante comprenant un signal échelonné entre les limites d'image

du noir (plus positive) et du blanc (moins positive).

La diode 37 de la figure I reste non conductrice sur une première gamme de niveaux de signaux entre le niveau de limite du blanc et le niveau de seuil, qui correspond illustrativement à un niveau d'approximativement de 30 unités IRE-du signal de luminance Sur cette gamme de niveaux du signal, le transistor 33 présente une première caractéristique de gain relativement linéaire déterminée

par le rapport de la somme des valeurs des résistances 35 10 et 36 et de la valeur de la résistance 32.

La diode 37 est polarisée en direct en augmentant pour conduire sur une seconde gamme de niveaux du signal entre le niveau de seuil et la limite d'image du noir, modifiant ainsi la valeur de l'impédance de contreréaction 15 et modifiant de façon correspondante le gain du transistor 33 Dans ce dernier cas, le gain du signal du transistor 33 est réduit et les signaux de luminance de sortie sont compressés à cause de la conduction de la diode 37, qui shunte la résistance de contre-réaction 35 La diode 37 conduit dans sa région non linéaire "en genou" pour la plupart des niveaux du signal de luminance entre le niveau de seuil et la limite du noir, pendant laquelle période la diode 37 présente une tension de décalage entre

0,0 volt et approximativement + 0,5 volt.

Pour les niveaux du signal dans la région plus sombreque le noir, comme entourée par l'impulsion de synchronisation positive, la diode 37 conduit fortement

dans une région plus linéaire et effectue une action d'écrêtage, ainsi l'impulsion de synchronisation est 30 limitée en amplitude.

Selon l'action de compression du signal sur la seconde gamme de niveaux du signal, le signal de contrôle de creusement de sortie CC restreint de façon augmentante la quantité du creusement impartie au signal du générateur 35 d'accentuation 15 comme la limite d'image du noir s'approche du niveau de seuil, comparée à la quantité relativement plus grande du creusement de la région du noir qui résulterait autrement sans une telle compression Il a été trouvé que le traitement du signal vidéo selon le fonctionnement ci-dessus de la source de contrôle 20 conduit à des images vidéo reproduites qui sont perçues par les téléspectateurs comme ayant ul détail d'image amélioré, particulièrement pour des scènes sombres de moins qu'environ 30 unités IRE Il a également été trouvé que l'effet de bruit lorsque présent à cause de la quantité restreinte de creusement du signal pour des scène's de niveau bas n'est pas désagréable et est éclipsé par l'augmentation perçue du détail d'image lorsque le creusement du signal est restreint comme décrit pour des scènes de niveau bas Des observations ont montré que le dispositif de creusement du signal non linéaire décrit 15 produit une meilleure approximation de la sensibilité de l'oeil du téléspectateur par rapport au bruit et détail

d'image pour des scènes de niveau bas.

La source de tension de réglage de creusement 20 de la figure 1 comprend également un transistor PNP 40 20 qui comprend un réseau de blocage ou de verrouillage d'entrée de rétablissement en continu comme décrit en détail dans le brevet américain N 4 437 123 délivré le 13 Mars 1984 et ayant pour titre "Dynamically Controlled Horizontal Peaking System" Brièvement, l'entrée émetteur 25 et la sortie collecteur du transistor 40 sont respectivement reliées au circuit de sortie collecteur du transistor 33 et à l'entrée de la capacité de blocage en courant continu 31 Une tension de polarisation de référence pour le transistor 40 est appliquée à la base de celui-ci à 30 partir d'un réseau diviseur de tension comprenant les résistances 41 et 43 La capaciteé 31 isole le circuit comprenant la source de contrôle 20 des variations du niveau continu à la borne d'entrée I Le transistor de blocage 40 est périodiquement commandé en conduction par 35 les impulsions de synchronisation positives apparaissant au circuit collecteur du transistor 33 La charge à la capacité 31 estréajustée pendant cette période de conduction de manière que les crêtes d'amplitude de l'impulsion de synchronisation telles qu'apparaissant à la sortie de la source de contrôle 20 soient bloquées ou verrouillées à

un potentiel en rapport au potentiel de référence déter5 miné par les résistances 41 et 43 du diviseur de tension.

Le potentiel de référence est choisi de sorte que le signal de contrôle de sortie CC de la source 20 tel que développé en réponse à un signal d'entrée du niveau du noir introduise une profondeur souhaitée de creusement (par exemple de 6 %) Ainsi, l'action de verrouillage aide à établir une profondeur de creusement souhaitée pour des

scènes noires ou sombres.

L'amplitude de l'impulsion de synchronisation qui rend le transistor de blocage 40 conducteur peut varier 15 de façon non prédite pour plusieurs raisons, variant ainsi le niveau de conduction du transistor de blocage 40 et affectant de façon non souhaitable l'action de blocage du transistor 40 Cependant, des erreurs de blocage susceptibles autrement d'être introduites par des varia20 tions d'amplitude de l'impulsion de synchronisation sont significativement réduites par l'action de limitation de l'impulsion de synchronisation produite par l'opération de compression du signal de l'amplificateur de contreréaction comprenant le transistor 33, comme préalablement 25 discuté Ainsi, la compression de la région du noir et la fonction de limitation aident également à favoriser une restitution en courant continu et un blocage plus

précis et une erreur de creusement réduite.

Pour une temporisation optimum des variations dynamiques de la quantité de creusement, le retard total dans le trajet de contr Ole comprenant la source de contrôle doit effectivement adapter le retard du signal d'entrée retardé d'une fois au générateur de signal d'accentuation , par exemple, en choisissant une caractéristique de 35 retard appropriée pour le circuit de filtrage passe-bas

du réseau 20.

La figure 3 illustre un circuit schématique du générateur 15 du signal d'accentuation creusé de façon réglable de la figure 1, du type décrit dans le brevet américain N 4 441 121 de Harwood, avec la ligne à retard 12 et la source de contrôle 20 Les signaux de luminance de la borne d'entrée I sont appliqués via une capacité de blocage en courant continu 45 et une résistance 48 à la borne d'entrée L de la ligne à retard 12 Illustrativement, la ligne à retard 12 est un dispositif de bande large présentant une caractéristique de phase linéaire 10 sur la bande de fréquence occupée par les signaux de luminance (par exemple, s'étendant à 4,0 M Hz), et produit

un retard de signal d'approximativement 140 nanosecondes.

L'extrémité d'entrée de la ligne à retard 12 à la borne L est terminée (par exemple à l'aide de la résistance 48) 15 en une impédance adaptant effectivement son impédance caractéristique, tandis que l'extrémité de sortie de la ligne à retard (à la borne L') est sans terminaison pour obtenir un effet réflectif Les signaux apparaissant aux extrémités respectives de la ligne à retard 12 sont ainsi: (a) un signal de luminance retardé d'une fois à la borne L', et (b) la somme d'un signal de luminance non retardé et d'un signal de luminance retardé de deux fois à la borne L. La différence entre les signaux respectifs aux bornes L et L' correspond à un signal d'accentuation horizontale 25 approprié pour addition au signal de luminance pour améliorer son détail horizontal en accentuant ou augmentant efficacement les composantes de luminance haute fréquence, avec l'accentuation maximum apparaissant à approximativement

3,5 M Hz.

Le signal d'accentuation horizontale est amplifié linéairement par un amplificateur différentiel 50 comprenant des transistors 51, 53 couplés en émetteurs qui reçoivent respectivement les signaux d'entrée de base des bornes L' et L de la ligne à retard via les transistors 54 35 et 55 en émetteurs suiveurs Les collecteurs respectifs des transistors 51 et 53 sont couplés à une alimentation de potentiel de fonctionnement via des charges respectives

(non montrées) qui sont partagées par les sorties d'un étage amplificateur de limitation décrit subséquemment.

Les courants collecteurs respectifs des transistors 51 et 53 varient selon des versions en opposition de phase du signal d'accentuation. Le signal d'accentuation horizontale est amplifié non linéairement par un amplificateur différentiel d'écrêtage 60 comprenant les transistors couplés en émetteurs 61, 63 qui reçoivent respectivement les signaux 10 d'entrée de base des bornes L' et L de la ligne à retard via les transistors émetteurs suiveurs 54 et 55 Un transistor 65 sert comme source de courant aux transistors 61 et 63 L'amplificateur différentiel 60 sert comme étage d'entrée d'un amplificateur de limitation pour le signal 15 d'accentuation Les signaux d'accentuation en opposition de phase, avec des excursions maximum écrêtées au delà

d'un niveau de seuil prédéterminé apparaissent respectivement à travers des résistances de charge 67 et 69.

Un amplificateur différentiel 70, comprenant des 20 transistors couplés en émetteurs 71, 73, sert comme étage de sortie de l'amplificateur de limitation et produit également un écrêtage des signaux d'accentuation Les bases d'entrée des transistors 71 et 73 sont reliées respectivement aux collecteurs de sortie des transistors 25 61, 63 de l'étage d'entrée Un transistor 75 sert comme source de courant aux transistors 71 et 73 Les courants de sortie collecteurs des transistors 71, 73 de l'étage de sortie du limiteur sont respectivement combinés aux courants de sortie collecteurs des transistors 51, 53 de 30 l'amplificateur linéaire pour produire des courants Ip et I' de signal d'accentuation creusé en opposition de P phase. Une tension produite à travers les diodes polarisées en direct 77, 78 reliées en série, est appliquée à 35 travers les trajets base-émetteur reliés en série des transistors sources de courant 75 et 65 Le collecteur d'un transistor de contrôle ou de commande 81 est relié à la base du transistor source de courant 65, et a son trajet de courant collecteur-émetteur shuntant le trajet

base-émetteur du transistor source de courant 65.

Le signal de contrôle de creusement CC de la source 20 est appliqué via un transistor émetteur suiveur et une résistance 83 à la base d'entrée du transistor de commande 81, dont la jonction base-émetteur est shuntée par une diode 82 Des variations dans le niveau du signal

de contrôle de creusement positif CC varient la conduc10 tance du trajet collecteur-émetteur du transistor 81.

Le signal de contrôle variable CC est également appliqué à la base d'entrée d'un transistor de contrôle ou de commande PNP 79, dont l'émetteur de sortie est couplé à

la base d'entrée du transistor source de courant 75.

La jonction base-émetteur du transistor de commande 79 est polarisée en inverse sur une partie substantielle de la gamme de variations du signal de contrôle de creusement CC Dans de telles conditions, le transistor 79 n'a aucun effet sur le fonctionnement du circuit de creusement ajustable, qui fonctionne à la manière décrite dans le brevet américain N 4 441 121 de Harwood et résumée

immédiatement ci-dessous.

Le trajet base-émetteur du transistor 75 forme un diviseur de tension avec la combinaison parallèle de 25 (a) le trajet base-émetteur du transistor source de courant 65 et (b) le trajet collecteur-émetteur du transistor 81, pour effectuer une division de la tension de polarisation apparaissant à travers les diodes en

série 77, 78 Le rapport de division de tension dépend de 30 laconductance du transistor de contrôle 81.

Lorsque l'impédance shuntante présentée par le transistor de contrôle 81 diminue à cause d'une augmentation du signal de contrôle positif CC, la tension baseémetteur du transistor source de courant 65 diminue, 35 accompagnée d'une augmentation complémentaire de la

tension base-émetteur du transistor source de courant 75.

Réciproquement, les tensions de jonction base-émetteur des transistors 65 et 75 respectivement augmentent et diminuent de façon complémentaire lorsque le niveau du

signal de contrôle de creusement CC diminue.

Des variations du signal de contrôle de creusement CC introduisent ainsi des variations complémentaires dans les courants de fonctionnement des étages amplificateurs différentiels 60 et 70 en cascade, avec des variations complémentaires associées des gains respectifs des deux étages en cascade de l'amplificateur de limitation Avec des variations de l'impédance en courant continu présentée par le transistor de contrôle 81 ayant un effet négligeable sur la tension de polarisation apparaissant à travers les diodes 77, 78, le gain total de l'amplificateur de limitation, qui est proportionnel au produit des grandeurs des 15 courants de fonctionnement des étages 60 et 70, reste non perturbé lorsque la distribution de gain entre les étages 60 et 70 est variée Pour une précision de creusement, cette grandeur non perturbée du gain total est établie de manière que le gain du canal d'amplification 20 linéaire comprenant l'amplificateur 50 et le gain du canal d'amplification non linéaire comprenant les étages

de limitation 60 et 70, soient sensiblement identiques.

La quantité de creusement est réduite en réponse à une diminution en niveau du signal de réglage de creuse25 ment CC, qui augmente le gain del'étage d'entrée 60 et résulte dans l'étage de sortie 70 en un écrêtage de signal plus proche de l'axe du signal Réciproquement, la quantitédu creusement est augmentée en réponse à une augmentation en niveau du signal de réglage CC, ce qui diminue le gain 30 de l'étage d'entrée 60 et résulte en un écrêtage de

l'étage de sortie 70 plus éloigné de l'axe du signal.

Le rôle accompli par le transistor de réglage PNP 79 est confiné à l'extrémité de la gamme de réglage de creusement associée à un niveau minimum de creusement, 35 comme expliqué, par exemple, dans le brevet américain N 4 438 454 de R L Shanley ayant pour titre "Adjustable Coring Circuit Permitting Coring Extinction", délivré le mars 1984 Lorsque la grandeur du signal de réglage de creusement CC tombe suffisamment proche du potentiel de masse, la polarisation de la jonction base-émetteur

du transistor de réglage PNP 79 change de manière que le 5 transistor 79 devienne polarisé en direct pour conduire.

Pour des niveaux du signal de réglage CC en dessous d'approximativement de + 0,7 volt, le transistor 79 est rendu conducteur, et pour des niveaux du signal de contrôle CC en dessous d'approximativement de + 0,5 volt, 10 la conduction du transistor 79 est suffisante pour commander la coupure des transistors sources de courant 75 et 65, désactivant ainsi l'étage amplificateur de limitation et étouffant totalement l'action de creusement Le circuit de creusement ajustable est pourvu ainsi d'un 15 niveau de creusement nul pour une extrême de la gamme

de réglage du creusement.

Des informations additionnelles concernant le fonctionnement du générateur 15 du signal d'accentuation creusé de façon réglable comme montré en figure 3 se trouvent dans le brevet américain susmentionné NO 4 437 124

au nom de L Cochran.

R E V E N D I C AT I O N S

1. Circuit de creusement d'un signal dynamique dans un système de traitement d'un signal vidéo du type comprenant une source ( 11) de signaux vidéo représentatifs du contenu d'une image entre des extrêmes sombre et lumineuse, ledit circuit comprenant: un moyen ( 15), relié à ladite source, pour produire une version creusée d'un signal représentatif du contenu haute fréquence des signaux vidéo en réponse à un 10 signal de contrôle de creusement appliqué à une entrée de contrôle dudit moyen de production; et un moyen de contrôle ( 20), avec une entrée reliée à ladite source et une sortie reliée à ladite entrée de contrôle (CC) dudit moyen de production ( 15), pour produire à ladite entrée de contrôle un signal de contrôle selon la grandeur des signaux vidéo de ladite source, ledit signal de contrôle présentant une direction amenant ledit moyen de production à produire une quantité plus grande de creusement des signaux vidéo représentative du contenu d'une image sombre que pour des signaux vidéo représentative du contenu de l'image lumineuse; caractérisé en ce que ledit moyen de contrôle comprend: un moyen de translation du signal ( 33, 35, 36) sensible aux signaux vidéo de la source et présentant une 25 caractéristique de contrôle non linéaire pour produire à une sortie de celui-ci le signal de contrôle avec une caractéristique de contrôle sur une première gamme de niveaux du signal vidéo entre une extrême d'image lumineuse et un niveau de seuil dans la direction d'une extrême 30 d'image sombre, et une caractéristique de contrôle différente sur une seconde gamme des niveaux du signal vidéo entre le niveau de seuil et l'extrême d'image sombre pour restreindre la quantité de creusement produite lorsque

l'extrême d'image sombre est approchée.

2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de translation précité comprend un moyen ( 35, 36) compressant l'amplitude du signal de

contrôle de sortie précité sur la seconde gamme précitée.

3 Circuit selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que le moyen de translation précité

présente une caractéristique de transfert passe-bas.

4. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce que le moyen de translation précité comprend un amplificateur ( 33) avec un réseau de contre-réaction ( 35, 36) associé à celui-ci pour déterminer le gain dudit amplificateur; et en ce qu'un dispositif de conduction de seuil ( 37) est relié au réseau de contre-réaction, ledit dispositif de seuil présentant un état conducteur pour 15 produire un gain d'amplification sur la première gamme précitée des niveaux du signal vidéo, et présentant un autre état conducteur pour produire un gain d'amplification différent sur la seconde gamme précitée des niveaux

du signal vidéo.

5 Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de traitement du signal vidéo précité est agencé dans un récepteur de télévision, la source précitée de signaux vidéo est représentative de variations de la luminance d'une image entre des extrêmes d'image 25 sombre et lumineuse, le circuit de creusement du signal précité est un système d'accentuation d'image horizontale contrôlé dynamiquement, le moyen de production ( 15) précité produit un signal d'accentuation horizontale creusé de façon ajustable, produisant le creusement du signal d'accentuation horizontale dans une quantité dépendant de la grandeur du signal de réglage de creusement; le moyen de contrôle ayant une caractéristique de transfert passebas avec une caractéristique de contrôle pour amener un creusement plus grand du signal d'accentuation aux signaux 35 de luminance avec un contenu d'image sombre et un creusement relativement moindre aux signaux de luminance avec

un contenu d'image lumineuse ou claire.