EP3895311A1 - Schutzschaltung für einen halbleiterschalter - Google Patents

Schutzschaltung für einen halbleiterschalter

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Publication number
EP3895311A1
EP3895311A1 EP20710429.0A EP20710429A EP3895311A1 EP 3895311 A1 EP3895311 A1 EP 3895311A1 EP 20710429 A EP20710429 A EP 20710429A EP 3895311 A1 EP3895311 A1 EP 3895311A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
gate
resistor
switch
bipolar transistor
semiconductor switch
Prior art date
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Pending
Application number
EP20710429.0A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Norbert Stadter
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Publication of EP3895311A1 publication Critical patent/EP3895311A1/de
Pending legal-status Critical Current

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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0812—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • H03K17/08128—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in composite switches
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    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/567—Circuits characterised by the use of more than one type of semiconductor device, e.g. BIMOS, composite devices such as IGBT
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    • H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors
    • H03K17/602—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors in integrated circuits

Definitions

  • the invention relates to a protective circuit for a semiconductor switch with a gate controllable by a gate driver and a circuit arrangement with such a protective circuit.
  • the gate of a semiconductor switch denotes the control connection of the semiconductor switch.
  • the invention is primarily used to protect a voltage-controlled semi-conductor switch, for example a bipolar transistor with an insulated gate electrode (IGBT) or a metal-oxide-semiconductor field effect transistor (MOSFET), which has a gate voltage or a gate potential applied to the gate is controlled. If the power loss is too high, for example in the event of a short circuit, the semiconductor switch can be damaged or destroyed. To avoid such damage, it must be ensured that, for example in the event of a short circuit, the gate voltage does not rise significantly above its specified switch-on value (compliance with the so-called "safe operating area"). Otherwise, the rise in the gate voltage can lead to an excessively high current through the semiconductor switch, for example an excessively high collector current in the case of an IGBT or drain current in the case of a MOSFET, and excessively increase the power loss.
  • a voltage-controlled semi-conductor switch for example a bipolar
  • a voltage at a load connection of the semiconductor switch for example the collector voltage in the case of an IGBT or the drain voltage in the case of a MOSFET, can be detected and monitored by means of a high-voltage diode or an operational amplifier.
  • a current through the semiconductor switch for example with a shunt or a current transformer, can be detected and monitored.
  • DE 37 23 786 A1 discloses an arrangement for automatic overcurrent shutdown of insulated gate or field effect transistors, in which a thyristor with an anode-side connection to the gate lead between the gate and emitter leads of the insulated gate or field effect transistor or the series connection of two transistors with collector connection of the first transistor, which simulates a thyristor in its switching function, is connected to the gate lead.
  • a Zener diode with a cathode-side connection to the gate lead is connected and inserted into the gate lead or a lead for applying a positive gate Emitter voltage is a diode connected to the gate on the cathode side.
  • the invention is based on the object of specifying an improved protective circuit for a semiconductor switch with a gate controllable by a gate driver and a circuit arrangement with such a protective circuit.
  • the object is achieved by a protective circuit having the features of claim 1 and a circuit arrangement having the features of claim 5.
  • a protective circuit according to the invention for a semiconductor switch with a gate controllable by a gate driver is connected to the gate in parallel with the gate driver.
  • the protection circuit comprises a clamping diode, an npn bipolar transistor, a pnp bipolar transistor, a Capacitor and (at least) three resistors.
  • the collector of the npn bipolar transistor is connected to the base of the pnp bipolar transistor.
  • the base of the npn bipolar transistor is connected to the collector of the pnp bipolar transistor.
  • the emitter of the pnp bipolar transistor is connected to the cathode of the clamping diode.
  • a first resistor is connected in parallel to the base-emitter path of the npn bipolar transistor.
  • a first pole of a second resistor is connected to the base of the pnp bipolar transistor.
  • the capacitor is connected in parallel to the base-emitter path of the pnp-bipolar transistor.
  • a third resistor is either connected in parallel to the base-emitter junction of the pnp bipolar transistor, or a first pole of the third resistor is connected to the emitter of the pnp bipolar transistor and the second pole of the third resistor is connected to the second Pole of the second resistor connected.
  • a protective circuit according to the invention serves to protect a semiconductor switch against excessive power losses.
  • Kernkom components of the protective circuit are two bipolar transistors interconnected to form a thyristor structure and a clamping diaphragm whose cathode is connected to this thyristor structure.
  • the protection circuit is connected to the gate of the semiconductor switch in parallel with a gate driver via the clamping diode. This enables the thyristor structure to be ignited via the clamping diode if the gate voltage of the semiconductor switch rises too sharply and the semiconductor switch is threatened with desaturation. By igniting the thyristor structure, the semiconductor switch can be switched off temporarily or permanently, or the gate voltage and a short-circuit current through the semiconductor switch can be reduced.
  • the invention realizes a simple protective scarf device with very inexpensive components (two bipolar transistors, resistors, a clamping diode, a capacitor and possibly other simple components) that only require a small amount of space.
  • the protective circuit thus enables in particular cost-effective protection of the semiconductor Switch without complex access to the collector voltage or the collector current.
  • One embodiment of the protective circuit provides a fourth resistor which is connected to the anode of the clamping diode.
  • This configuration of the protective circuit enables a reduction in the gate voltage and a short-circuit current flowing through the semiconductor switch by connecting a fourth resistor between the anode of the clamping diode and the gate of the semiconductor switch.
  • the reduction in the short-circuit current makes it possible to use a semiconductor switch with a low saturation voltage, in which a short-circuit time cannot be controlled without reducing the short-circuit current.
  • the semiconductor switch can withstand a short-circuit for a longer period of time without damage, so that during this period of time another monitoring circuit can initiate the shutdown of the semiconductor switch.
  • Another embodiment of the protective circuit provides an additional diode, the cathode of which is connected either directly or via a fifth resistor to the emitter of the pnp bipolar transistor and the cathode of the clamping diode.
  • a gate driver driving the gate can be relieved by applying a driving voltage of the gate driver to the anode of the additional diode.
  • the clamping diode is a Schottky diode.
  • a Schottky diode is particularly suitable because of its short switching times
  • a circuit arrangement according to the invention comprises a semiconductor switch with a gate, a gate driver for driving the gate and a protective circuit according to the invention which is connected to the gate in parallel with the gate.
  • the gate driver has an electronic switching unit that can be controlled by a driver voltage of the gate driver on, with which the gate for switching on the semiconductor switch via a switch-on gate resistor with a switch-on potential and for switching off the semiconductor switch via a switch-off gate resistor with a switch-off potential is the verbun.
  • the emitter of the npn bipolar transistor is connected to the switch-off potential and the second pole of the second resistor is connected to the switch-on potential.
  • the protective circuit is connected in parallel to the components of the gate driver between the switch-on potential and the switch-off potential.
  • the anode of the clamping diode is connected to the gate directly or via a fourth resistor.
  • the short-circuit current through the semiconductor switch can be reduced in particular by the fourth resistor in particular.
  • Another embodiment of the circuit arrangement provides an additional diode, the cathode of which is connected directly or via a fifth resistor to the emitter of the pnp bipolar transistor and the cathode of the clamping diode, and the driver voltage is applied to the anode.
  • the gate driver can be relieved by the additional diode.
  • the switch-on gate resistor and the switch-off gate resistor are identical. As a result, the number of components in the circuit arrangement can be reduced by using the same gate resistor to switch the semiconductor switch on and off.
  • a ballast diode is connected between the switch-on gate resistor and the gate driver, the cathode of which is connected to the switch-on gate resistor.
  • the semiconductor switch is a bipolar transistor with an insulated gate electrode (IGBT) or a metal-oxide-semiconductor field-effect transistor (MOSFET).
  • IGBT insulated gate electrode
  • MOSFET metal-oxide-semiconductor field-effect transistor
  • the electronic switching unit of the gate driver has a counter-clock output stage with output stage bipolar transistors or an output stage with complementary output stage metal-oxide-semiconductor field effect transistors.
  • FIG 1 shown circuit arrangement in the event that the Semiconductor switch reaches its desaturation limit after being switched on for a second time
  • FIG. 7 shows a third exemplary embodiment of a circuit arrangement according to the invention
  • FIG. 7 shown circuit arrangement in the event that the semiconductor switch reaches its desaturation limit after being switched on
  • FIG. 9 shows a fourth exemplary embodiment of a circuit arrangement according to the invention.
  • FIG. 10 shows the time curves of currents and voltages of the in
  • FIG. 9 shows the circuit arrangement in the case that the semiconductor switch comes to its desaturation limit with two successive switching phases.
  • the circuit arrangement 1 shows a first embodiment of a circuit arrangement according to the invention 1.
  • the circuit arrangement 1 comprises a semiconductor switch 3 with a gate 5, a Ga te driver 7 for driving the gate 5 and a first exemplary embodiment of a protective circuit according to the invention 9.
  • the semiconductor switch 3 this Embodiment is an IGBT.
  • the gate driver 7 has an electronic switching unit 11 which is connected to the gate 5 via a gate resistor RI.
  • the gate resistor RI serves as a switch-on gate resistance when the semiconductor switch 3 is switched on and as a switch-off gate resistance when the semiconductor switch 3 is switched off.
  • the gate 5 is connected via the gate resistor RI to turn on the semiconductor switch 3 with a switch-on potential and to switch off the semiconductor switch with a switch-off potential.
  • the switch-on potential is generated by a switch-on voltage source VI.
  • the switch-off potential is generated by a switch-off voltage source V2.
  • the electronic switching unit 11 is controlled by a drive voltage.
  • the driver voltage is applied from a driver voltage source V3 via a driver resistor R3 to a control input 10 of the electronic switching unit 11.
  • the voltage sources VI, V2, V3 are each DC voltage sources.
  • the protection circuit 9 comprises a clamping diode D2, a pnp bipolar transistor Q3, an npn bipolar transistor Q4, a capacitor CI, a first resistor R5, a second resistor R2, a third resistor R4 and an additional diode Dl.
  • the collector of the npn bipolar transistor Q4 is connected to the base of the pnp bipolar transistor Q3.
  • the base of the npn bipolar transistor Q4 is connected to the collector of the pnp bipolar transistor Q3.
  • the pnp bipolar transistor Q3 and the npn bipolar transistor Q4 are thus interconnected to form a thyristor structure.
  • the first resistor R5 is connected in parallel to the base-emitter path of the npn bipolar transistor Q4.
  • a first pole R2_l of the second resistor R2 is connected to the base of the pnp bipolar transistor Q3.
  • the second pole R2_2 of the second resistor R2 is connected to the switch-on potential den, that is to say with the positive pole of the switch-on voltage source VI.
  • the capacitor CI and the third resistor R4 are connected in parallel to the base-emitter path of the pnp bipolar transistor Q3.
  • the cathode of the clamp diode D2 is connected to the emitter of the pnp bipolar transistor Q3.
  • the anode of the clamping diode D2 is connected to the gate 5 of the semiconductor switch 3.
  • the cathode of the additional diode Dl is connected to the emitter of the pnp bipolar transistor Q3 and the cathode of the clamping diode D2.
  • the driver voltage is applied to the anode of the additional diode Dl, that is, the anode of the additional diode Dl is connected to the control input 10 of the electronic switching unit 11.
  • the protection circuit 9 is connected in parallel to the gate driver 7 between the control input 10 of the gate driver 7 and the gate 5.
  • the electronic switching unit 11 has a push-pull output stage 13 with output stage bipolar transistors Q1, Q2.
  • the clamping diode D2 is a Schottky diode.
  • the gate resistor RI has, for example, a resistance of 10 W.
  • the driver resistor R3 has, for example, a resistance of 470 W.
  • the first resistor R5 has, for example, a resistance of 200 W.
  • the second resistor R2 has, for example, a resistance of 1 kW.
  • the third resistor R4 has a resistance value of 10 kW, for example.
  • the capacitor CI has, for example, a capacity of 1 nF.
  • FIG 2 shows courses of currents II, 12 and voltages Ul
  • the curves were generated with a simulation in which the semiconductor switch 3, as shown in FIG. 1, is connected to a half-bridge diode D3 and a leakage inductance L2 to form a half-bridge and a load connected to the half-bridge is connected to a load inductance LI and a load voltage source V4 was simulated.
  • the load voltage source V4 is a DC voltage source.
  • the anode of the half-bridge diode D3 is connected to the collector of the semiconductor switch 3, the load inductance LI is connected in parallel to the half-bridge diode D3, the leakage inductance L2 is between the parallel connection of the half-bridge diode D3 and the load inductance LI and the positive pole of the load voltage source V4 switched, and the negative pole of the load voltage source V4 is connected to the emitter of the semiconductor switch 3 a related party.
  • the emitter of the semiconductor switch 3 is connected to the ne negative poles of the voltage sources VI and V3 and the positive pole of the voltage source V2, that is to say is at the same ground potential as these poles.
  • the voltages Ul, U2, U3 are each related to the ground potential, where Ul is the drive signal of the gate driver 7, that is, the voltage generated by the driver voltage source V3 relative to the ground potential, U2 the gate voltage applied to the gate 5 ge opposite is the earth potential and U3 is the collector voltage applied to the collector of the semiconductor switch 3 in relation to the earth potential.
  • the simulation was for a gate resistor RI of 10 W, a driver resistor R3 of 470 W, a first resistor R5 of 200 W, a second resistor R2 of 1 HW, a third resistor R4 of 10 HW, a capacitor CI with the capacitance 1 nF, a load inductance LI of 5 mH and a leakage inductance L2 of 200 nH.
  • a driver signal U1 of the gate driver 7 is increased from a switch-off value -8 V to a switch-on value 15 V to switch on the semiconductor switch 3.
  • a gate voltage U2 applied to gate 5 rises from a switch-off gate voltage value which roughly corresponds to the switch-off value of the driver signal Ul, and a reaction current II flowing through the gate resistor RI is formed, which is shown in Figure 2 with an inverted sign.
  • the gate voltage U2 rises, the voltage at the collector of the semiconductor ters 3 applied collector voltage U3 from 0.6 kV to almost 0 V and a collector current 12 flows between the collector and the emitter of the semiconductor switch 3 and increases linearly due to the load inductance LI.
  • the amount of the reaction current II increases after the change in the driver signal Ul and then decreases again when the gate voltage U2 rises.
  • the reaction current II changes its direction (or its sign), since the Millerka capacity of the semiconductor switch 3 is charged and the reaction current II flows back into the gate 5.
  • the collector current 12 increases, the semiconductor switch 3 reaches its desaturation limit about 5.8 ps after the start of the simulation and the collector voltage U3 begins to rise again (slowly at first). Due to the Miller capacitance of the semiconductor switch 3, the gate voltage U2 rises above the switch-on value 15 V of the driver signal Ul and the amount of the reaction current II flowing back into the gate 5 increases.
  • the thyristor structure formed by the pnp bipolar transistor Q3 and the npn bipolar transistor Q4 is finally triggered via the clamping diode D2, whereby the gate voltage U2 approaches the switch-off gate voltage value, which Reaction current II and the collector current 12 drop back to zero, the collector voltage U3 assumes its output value 0.6 kV and the semiconductor scarf ter 3 is switched off.
  • FIG. 3 shows, analogous to FIG. 2, the time curves of the currents II, 12 and voltages Ul, U2, U3 of the circuit arrangement 1 shown in FIG. 1 in the event that the semiconductor switch 3 reaches its desaturation limit after a second switch-on.
  • the curves were generated with a simulation in which, in contrast to the simulation shown in FIG. 2, the load inductance LI has the inductance value 150 pH. Apart from that, the simulation is based on the same parameters as the simulation shown in FIG.
  • the semiconductor switch 3 is switched on about 4 gs after the start of the simulation by the driver signal Ul of the Ga te driver 7 is increased from the switch-off value -8 V to the switch-on value 15 V, and about 29 gs after the start of the simulation again switched off by lowering the driver signal Ul like that to the switch-off value -8 V.
  • the gate voltage U2 rises only insignificantly above the switch-on value 15 V, so that the thyristor structure formed by the pnp bipolar transistor Q3 and the npn bipolar transistor Q4 is not ignited.
  • the semiconductor switch 3 is switched on a second time.
  • the collector current I2 rises quickly after switching on to approximately the same value as at the end of the first switch-on phase, and the gate voltage U2 rises more clearly above the switch-on value 15 V than in the first switch-on phase, whereby the reaction current II flows back into the gate 5, the thyristor structure formed by the pnp bipolar transistor Q3 and the npn bipolar transistor Q4 ignites after about 64 gs and the semiconductor switch 3 is switched off.
  • FIGS. 2 and 3 show that the one shown in FIG
  • Protective circuit 9 disconnects the semiconductor switch 3 by igniting the thyristor structure formed by the pnp bipolar transistor Q3 and the npn bipolar transistor Q4 when the driver signal Ul is at the switch-on value 15 V for as long as the semiconductor switch 3 reaches its desaturation limit.
  • FIG. 4 shows a second embodiment of a circuit arrangement 1 according to the invention.
  • the circuit arrangement 1 differs from the circuit arrangement 1 shown in FIG. 1 only in that the protective circuit 9 has a fourth resistor in addition to the components of the protective circuit 9 shown in FIG R7 and a fifth resistance was R6.
  • a first pole R7_l of the fourth resistor R7 is connected to the anode of the clamping diode D2.
  • the second pole R7_2 of the fourth resistor R7 is connected to the gate 5 and the gate-side pole of the gate resistor RI.
  • a first pole R6_l of the fifth resistor R6 is connected to the cathode of the additional diode Dl.
  • the second pole R6_2 of the fifth resistor R6 is connected to the emitter of the pnp bipolar transistor Q3 and the cathode of the clamping diode D2.
  • FIG. 5 shows the time curves of the currents II, 12 and voltages U1, U2, U3 of the circuit arrangement 1 shown in FIG. 4 in a simulation which is analogous to the simulation shown in FIG.
  • the simulation shown in FIG. 5 was for a gate resistor RI of 10 W, a driver resistor R3 of 470 W, a second resistor R2 of 1] ⁇ W, a third resistor R4 of 10] ⁇ W, a capacitor CI with a capacity of 1 nF, a load inductance LI of 5 mH and a leakage inductance L2 of 200 nH carried out.
  • the simulation shown in FIG. 5 was carried out for a first resistor R5 of 1 EW and with a fourth resistor R7 of 470 W and a fifth resistor R6 of 2.2 EW.
  • the driver signal U1 of the gate driver 7 is increased from a switch-off value -8 V to a switch-on value 20 V in order to switch on the semiconductor switch 3.
  • the gate voltage U2 then rises and a reaction current II flowing through the gate resistor RI is formed.
  • the collector voltage U3 falls from 0.6 kV to almost 0V and it forms a between the collector and the emitter of the semiconductor switch 3, the collector current 12 flow, which increases linearly due to the load inductivity LI.
  • the amount of the reaction current II increases after the change in the driver signal Ul and then decreases again when the gate voltage U2 rises.
  • the reaction stream II changes its flow direction (or its sign), since the Millerka capacity of the semiconductor switch 3 is charged and the reaction current II flows back into the gate 5.
  • the collector current 12 increases, the semiconductor switch 3 reaches its desaturation limit about 6 ps after the start of the simulation and the collector voltage U3 begins to rise again. Due to the Miller capacitance of the semiconductor switch 3, the gate voltage U2 rises above the switch-on value 20 V of the driver signal Ul and the amount of the reaction current II flowing back into the gate 5 increases.
  • the thyristor structure formed by the pnp bipolar transistor Q3 and the npn bipolar transistor Q4 is ignited via the clamping diode D2. Due to the resistors R6, R7 added in relation to the protective circuit 9 shown in FIG. 1, the semiconductor switch 3 is not switched off after the ignition of the bi-polar transistors Q3, Q4, however, in contrast to FIG. 2, but the gate voltage U2 is reduced to about 15 V, whereby the collector current 12 is reduced to a short circuit current of about 160 A.
  • FIG. 6 shows the curves over time of the currents II, 12 and voltages U1, U2, U3 of the circuit arrangement 1 shown in FIG. 4 in a simulation which is analogous to the simulation shown in FIG.
  • the curves were generated with a simulation in which, in contrast to the simulation shown in FIG. 4, the load inductance LI has the inductance value 150 pH.
  • the simulation is based on the same parameters as the simulation shown in FIG.
  • the semiconductor switch 3 is switched on about 4 ps after the start of the simulation by the driver signal Ul of the Ga te driver 7 is increased from the switch-off value -8 V to the switch-on value 20 V, and about 29 ps after the start of the simulation again switched off by lowering the driver signal Ul like that to the switch-off value -8 V.
  • the gate voltage U2 rises only insignificantly above the switch-on value 20 V, so that the of the pnp bipolar transistor Q3 and the npn bipolar transistor Q4 formed thyristor structure does not ignite.
  • the semiconductor switch 3 is switched on a second time.
  • the collector current I2 rises quickly after switching on to approximately the same value as at the end of the first switch-on phase, and the gate voltage U2 rises more clearly above the switch-on value 20 V than in the first switch-on phase, whereby the reaction current II flows back into the gate 5 and the thyristor structure formed by the pnp bipolar transistor Q3 and the npn bipolar transistor Q4 ignites after about 81 ps.
  • the gate voltage U2 drops to approximately 15 V after the bipolar transistors Q3, Q4 have been triggered, as a result of which the collector current I2 is reduced to a short-circuit current of approximately 160 A.
  • FIG. 5 Figures 5 and 6 show that the one shown in FIG.
  • Protection circuit 9 causes reductions in the gate voltage U2 and the collector current 12 when the semiconductor switch 3 is threatened with desaturation.
  • the reduced collector current 12 can then be switched off with a slower monitoring circuit, which includes, for example, a current measurement with electrical isolation and an analog-digital conversion.
  • FIG. 7 shows a third embodiment of a circuit arrangement 1 according to the invention.
  • the circuit arrangement 1 differs from the circuit arrangement 1 shown in FIG. 1 only in that the third resistor R4 is not connected in parallel to the capacitor CI, but that a first pole R4_l of the third resistor R4 is connected to the emitter of the pnp bipolar transistor Q3 and the second pole R4_2 of the third resistor R4 is connected to the second pole R2_2 of the second resistor R2 and is therefore at the switch-on potential.
  • FIG. 8 shows the time curves of the currents II, 12 and voltages U1, U2, U3 of the circuit arrangement 1 shown in FIG. 7 in a simulation that is analogous to the simulation shown in FIG. As in the simulation shown in FIG.
  • the simulation shown in FIG. 8 was for a gate resistor RI of 10 W, a driver resistor R3 of 470 W, a first resistor R5 of 200 W, a second resistor R2 of 1] ⁇ W, a load inductance LI of 5 mH and a
  • Leakage inductance L2 of 200 nH carried out.
  • the simulation shown in FIG. 8 was carried out for a third resistor R4 of 2.2 kW and a capacitor CI with a capacitance of 2 nF.
  • the driver signal U1 of the gate driver 7 is increased from a switch-off value of -8 V to a switch-on value of 15 V in order to switch on the semiconductor switch 3.
  • the gate voltage U2 then rises and a reaction current II flowing through the gate resistor RI is formed.
  • the collector voltage U3 falls from 0.6 kV to almost 0V and it forms a between the collector and the emitter of the semiconductor switch 3, the collector current 12 flow, which increases linearly due to the load inductivity LI.
  • the amount of the reaction current II increases after the change in the driver signal Ul and then decreases again when the gate voltage U2 rises.
  • the reaction current II changes its direction (or its sign), since the Millerka capacity of the semiconductor switch 3 is charged and the reaction current II flows back into the gate 5.
  • the semiconductor switch 3 reaches its desaturation limit. Due to the Miller capacitance of the semiconductor switch 3, the gate voltage U2 rises above the switching value 15 V of the driver signal Ul and the amount of the reaction current II flowing back into the gate 5 increases.
  • the thyristor structure formed by the pnp bipolar transistor Q3 and the npn bipolar transistor Q4 ignites via the clamping diode D2, the gate voltage U2 drops to the negative switch-off gate voltage value and the semiconductor switch 3 is switched off.
  • the third resistor R4 ensures a permanent holding current for the bipolar transistors Q3, Q4 of the protective circuit 9, so that the gate voltage U2 remains negative, even if the driver signal Ul to the switch-off value -8 V and then to the switch-on value 15 V is set.
  • FIG. 8 shows that the protective circuit 9 shown in FIG. 7 causes the semiconductor switch 3 to be permanently switched off by igniting the bipolar transistors Q3, Q4 of the protective circuit 9 when the semiconductor switch 3 reaches its desaturation limit.
  • FIG. 9 shows a fourth embodiment of a circuit arrangement 1 according to the invention.
  • the circuit arrangement 1 differs from the circuit arrangement 1 shown in FIG. 1 on the one hand by a fourth resistor R7, which is between the anode of the clamping diode D2 and the gate 5 of the semiconductor switch 3 is connected, and on the other hand by the design of the electronic switching unit 11 and its connection to the gate 5.
  • the electronic switching unit 11 has an output stage 14 with complementary output stage MOSFETs Ml to M4 instead of a counter clock output stage 13 with output stage bipolar transistors Ql, Q2.
  • a first output stage MOSFET Ml and a second output stage MOSFET M2 of output stage 14 are each designed as a p-channel MOSFET.
  • a third output stage MOSFET M3 and a fourth output stage MOSFET M4 of output stage 14 are each designed as an n-channel MOSFET.
  • the gate terminals of the first output stage MOSFET Ml and the third output stage MOSFET M3 are connected to the control input 10 of the electronic switching unit 11.
  • the drain connection of the first output stage MOSFET Ml is connected to the gate connection of the second output stage MOSFET M2 connected.
  • the drain connection of the third output stage MOSFET M3 is connected to the gate connection of the fourth output stage MOSFET M4.
  • the source connections of the first output stage MOSFET Ml and of the second output stage MOSFET M2 are at the switch-on potential, that is to say these source connections are connected to the positive pole of the switch-on voltage source VI.
  • the source terminals of the third output stage MOSFET M3 and of the fourth output stage MOSFET M4 are on the switch-off potential, that is, these source terminals are connected to the negative pole of the switch-off voltage source V2.
  • the drain connection of the second output stage MOSFET M2 is connected to the gate 5 of the semiconductor switch 3 via an upstream switching diode D4 and a switch-on gate resistor R8, the anode of the upstream switching diode D4 being connected to the drain connection of the second output stage MOSFET M2 and the switch-on gate resistor R8 is connected between the cathode of the ballast diode D4 and the gate 5.
  • the drain connection of the fourth output stage MOSFET M4 is connected to the gate 5 of the semiconductor switch 3 via a switch-off gate resistor R9.
  • the drain connections of the first output stage MOSFET Ml and the third output stage MOSFET M3 are connected to one another via a connection resistor RIO.
  • FIG. 10 shows temporal profiles of the collector current 12, egg nes gate current 13 through the gate 5 and the voltages Ul,
  • the driver signal U1 of the gate driver 7 changes from a switch-off value -8 V to a switch-on value 20 V increased.
  • the gate voltage U2 then rises until it exceeds the switch-on value 20 V so clearly that the thyristor structure formed by the pnp bipolar transistor Q3 and the npn bipolar transistor Q4 of the protective circuit 9, the Ga te voltage U2 again drops to the switch-off gate voltage value of approximately -8 V and the semiconductor switch 3 is switched off.
  • the driver signal Ul is reset to the switch-off value -8 V and increased again to the switch-on value 20 V about 46 ps after the start of the simulation.
  • the gate voltage U2 once again exceeds the switch-on value 20 V so clearly that the thyristor structure formed by the pnp bipolar transistor Q3 and the npn bipolar transistor Q4 of the protective circuit 9 ignites and the semiconductor switch 3 turns on is switched off again.
  • the gate voltage U2 in the simulation shown in FIG. 10 does not remain negative after the second increase in the driver signal Ul to the switch-on value 20 V ("does not lock in"), but rises again, because the fourth resistor R4 is not connected as in FIG. 7 but as shown in FIG.
  • FIG. 10 shows that the protective circuit 9 shown in FIG. 9 causes a temporary shutdown of the semiconductor switch 3 for a switching cycle of the gate driver 7 by igniting the bi-polar transistors Q3, Q4 of the protective circuit 9 when the semiconductor switch 3 is on during the switching cycle Desaturation limit is coming. Furthermore, FIG 10 shows that an inventive protection circuit 9 also works in conjunction with a gate driver 7, which has an output stage 14 with complementary output stage MOSFET Ml to M4 instead of a push-pull stage 13 with output stage bipolar transistors Ql, Q2.
  • the exemplary embodiments described with reference to FIGS. 1 to 8 can also be implemented with a gate driver 7, analogous to the embodiment described with reference to FIGS. 9 and 10, which has an output stage 14 with complete Mental output stage MOSFET Ml to M4 instead of a push-pull stage 13 with output stage bipolar transistors Ql, Q2.
  • the exemplary embodiments shown in FIGS. 1 to 10 can also be modified in that a MOSFET is used as the semiconductor switch 3 instead of an IGBT.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schutzschaltung (9) für einen Halbleiterschalter (3). Die Schutzschaltung (9) umfasst eine Klemmdiode (D2), einen npn-Bipolartransistor (Q4), einen pnp-Bipolartransistor (Q3), einen Kondensator (C1) und mindestens drei Widerstände (R2, R4, R5). Die Bipolartransistoren (Q3, Q4) sind zu einer Thyristorstruktur verschaltet, die mit der Kathode der Klemmdiode (D2) verbunden ist. Ein erster Widerstand (R5) ist parallel zu der Basis–Emitter-Strecke des npn-Bipolartransist rs (Q4) geschaltet. Ein erster Pol eines zweiten Widerstands (R2) ist mit der Basis des pnp-Bipolar-transistors (Q3) verbunden. Der Kondensator (C1) ist parallel zu der Basis-Emitter-Strecke des pnp-Bipolartransistors (Q3) geschaltet. Ein dritter Widerstand (R4) ist entweder parallel zu der Basis-Emitter-Strecke des pnp-Bipolartransistors (Q3) geschaltet, oder ein erster Pol (R4_1) des dritten Widerstands (R4) ist mit dem Emitter des pnp-Bipolartransistors (Q3) verbunden und der zweite Pol (R4_2) des dritten Widerstands (R4) ist mit dem zweiten Pol (R2_2) des zweiten Widerstands (R2) verbunden.

Description

Beschreibung
Schutzschaltung für einen Halbleiterschalter
Die Erfindung betrifft eine Schutzschaltung für einen Halb leiterschalter mit einem durch einen Gate-Treiber ansteuerba ren Gate und eine Schaltungsanordnung mit einer derartigen SchutzSchaltung .
Mit dem Gate eines Halbleiterschalters wird der Steueran schluss des Halbleiterschalters bezeichnet. Die Erfindung dient vornehmlich dem Schutz eines spannungsgesteuerten Halb leiterschalters, beispielsweise eines Bipolartransistors mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT) oder eines Metall-Oxid- Halbleiter-Feldeffekttransistors (MOSFET) , der über eine an das Gate gelegte Gate-Spannung beziehungsweise ein Gate- Potential angesteuert wird. Bei einer zu hohen Verlustleis tung, beispielsweise im Falle eines Kurzschlusses, kann der Halbleiterschalter beschädigt oder zerstört werden. Zur Ver meidung solcher Schäden muss sichergestellt werden, dass, beispielsweise im Kurzschlussfall, die Gate-Spannung nicht deutlich über ihren spezifizierten Einschaltwert steigt (Ein haltung der so genannten "safe operating area") . Andernfalls kann der Anstieg der Gate-Spannung zu einem zu hohen Strom durch den Halbleiterschalter, beispielsweise einem zu hohen Kollektor-Strom im Fall eines IGBT beziehungsweise Drain- Strom im Fall eines MOSFET, führen und die Verlustleistung zu stark erhöhen.
Um eine Überhöhung der Verlustleistung zu verhindern, kann beispielsweise eine Spannung an einem Lastanschluss des Halb leiterschalters, beispielsweise die Kollektor-Spannung im Fall eines IGBT oder die Drain-Spannung im Fall eines MOSFET, mittels einer Hochspannungsdiode oder eines Operationsver stärkers erfasst und überwacht werden. Alternativ kann ein Strom durch den Halbleiterschalter, beispielsweise mit einem Shunt oder einem Stromwandler, erfasst und überwacht werden. Diese Methoden ermöglichen jedoch teilweise keine ausreichend schnelle Abschaltung des Halbleiterschalters, da Potential hürden überschritten werden müssen, sind aufwändig und kost spielig und/oder haben wegen Luft- und Kriechstrecken einen hohen Platzbedarf.
DE 37 23 786 Al offenbart eine Anordnung zur selbsttätigen Überstromabschaltung von Insulated-Gate- oder Feldeffekt- Transistoren, bei der zwischen die Gate- und Emitter- Zuleitungen des Insulated-Gate- oder Feldeffekt-Transistors ein Thyristor mit anodenseitigem Anschluss an die Gate- Zuleitung oder die einen Thyristor in seiner Schaltfunktion nachbildende Reihenschaltung zweier Transistoren mit Kollek tor-Anschluss des ersten Transistors an die Gate-Zuleitung geschaltet ist. Zwischen die Gate-Zuleitung und der Steuer elektrode des Thyristors respektive der Basis des zweiten Transistors der Transistoren-Reihenschaltung ist eine Zener diode mit kathodenseitigem Anschluss an die Gate-Zuleitung geschaltet und in die Gate-Zuleitung respektive einer Zulei tung zum Anlegen einer positiven Gate-Emitter-Spannung ist eine Diode mit kathodenseitigem Anschluss am Gate geschaltet.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Schutzschaltung für einen Halbleiterschalter mit einem durch einen Gate-Treiber ansteuerbaren Gate und eine Schaltungsan ordnung mit einer derartigen Schutzschaltung anzugeben.
Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Schutzschaltung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und eine Schaltungsanord nung mit den Merkmalen des Anspruchs 5 gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Eine erfindungsgemäße Schutzschaltung für einen Halbleiter schalter mit einem durch einen Gate-Treiber ansteuerbaren Ga te ist zu dem Gate-Treiber parallel geschaltet mit dem Gate verbunden. Die Schutzschaltung umfasst eine Klemmdiode, einen npn-Bipolartransistor, einen pnp-Bipolartransistor, einen Kondensator und (mindestens) drei Widerstände. Der Kollektor des npn-Bipolartransistors ist mit der Basis des pnp-Bipolar- transistors verbunden. Die Basis des npn-Bipolartransistors ist mit dem Kollektor des pnp-Bipolartransistors verbunden. Der Emitter des pnp-Bipolartransistors ist mit der Kathode der Klemmdiode verbunden. Ein erster Widerstand ist parallel zu der Basis-Emitter-Strecke des npn-Bipolartransistors ge schaltet. Ein erster Pol eines zweiten Widerstands ist mit der Basis des pnp-Bipolartransistors verbunden. Der Kondensa tor ist parallel zu der Basis-Emitter-Strecke des pnp-Bipo lartransistors geschaltet. Ein dritter Widerstand ist entwe der parallel zu der Basis-Emitter-Strecke des pnp-Bipolar transistors geschaltet, oder ein erster Pol des dritten Wi derstands ist mit dem Emitter des pnp-Bipolartransistors ver bunden und der zweite Pol des dritten Widerstands ist mit dem zweiten Pol des zweiten Widerstands verbunden.
Eine erfindungsgemäße Schutzschaltung dient dem Schutz eines Halbleiterschalters vor zu hohen Verlustleistungen. Kernkom ponenten der Schutzschaltung sind zwei zu einer Thyristor struktur verschaltete Bipolartransistoren und eine Klemmdio de, deren Kathode mit dieser Thyristorstruktur verbunden ist. Die Schutzschaltung wird parallel zu einem Gate-Treiber über die Klemmdiode mit dem Gate des Halbleiterschalters verbun den. Dadurch wird ermöglicht, dass die Thyristorstruktur über die Klemmdiode gezündet wird, wenn die Gate-Spannung des Halbleiterschalters zu stark ansteigt und eine Entsättigung des Halbleiterschalters droht. Durch die Zündung der Thyris torstruktur kann der Halbleiterschalter temporär oder dauer haft abgeschaltet werden oder die Gate-Spannung und ein Kurz schlussstrom durch den Halbleiterschalter können reduziert werden. Die Erfindung realisiert eine einfache Schutzschal tung mit sehr kostengünstigen Komponenten (zwei Bipolartran sistoren, Widerstände, eine Klemmdiode, ein Kondensator und eventuell weitere einfache Komponenten) , die einen nur gerin gen Platzbedarf haben. Die Schutzschaltung ermöglicht somit insbesondere einen kostengünstigen Schutz des Halbleiter- Schalters ohne einen aufwändigen Zugriff auf die Kollektor- Spannung oder den Kollektor-Strom.
Eine Ausgestaltung der Schutzschaltung sieht einen vierten Widerstand vor, der mit der Anode der Klemmdiode verbunden ist. Diese Ausgestaltung der Schutzschaltung ermöglicht eine Reduzierung der Gate-Spannung und eines durch den Halbleiter schalter fließenden Kurzschlussstroms, indem ein vierter Wi derstand zwischen die Anode der Klemmdiode und das Gate des Halbleiterschalters geschaltet wird. Die Reduzierung des Kurzschlussstroms ermöglicht, einen Halbleiterschalter mit einer niedrigen Sättigungsspannung einzusetzen, bei dem ohne eine Reduzierung des Kurzschlussstroms eine Kurzschlusszeit nicht beherrscht werden kann. Durch die Reduzierung des Kurz schlussstroms kann der Halbleiterschalter einen Kurzschluss eine längere Zeitdauer schadlos überstehen, so dass während dieser Zeitdauer eine andere Überwachungsschaltung die Ab schaltung des Halbleiterschalters einleiten kann.
Eine weitere Ausgestaltung der Schutzschaltung sieht eine Zu satzdiode vor, deren Kathode entweder direkt oder über einen fünften Widerstand mit dem Emitter des pnp-Bipolartransistors und der Kathode der Klemmdiode verbunden ist. Mit dieser Aus gestaltung der Schutzschaltung kann ein das Gate ansteuernder Gate-Treiber entlastet werden, indem eine Treiberspannung des Gate-Treibers an die Anode der Zusatzdiode gelegt wird.
Bei einer weiteren Ausgestaltung der Schutzschaltung ist die Klemmdiode eine Schottky-Diode . Eine Schottky-Diode eignet sich insbesondere durch ihre geringen Schaltzeiten als
Klemmdiode für die Schutzschaltung.
Eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung umfasst einen Halb leiterschalter mit einem Gate, einen Gate-Treiber zum Ansteu ern des Gates und eine erfindungsgemäße Schutzschaltung, die zu dem Gate-Treiber parallel geschaltet mit dem Gate verbun den ist. Der Gate-Treiber weist eine durch eine Treiberspan nung des Gate-Treibers steuerbare elektronische Schalteinheit auf, mit der das Gate zum Einschalten des Halbleiterschalters über einen Einschalt-Gatewiderstand mit einem Einschaltpoten tial und zum Ausschalten des Halbleiterschalters über einen Ausschalt-Gatewiderstand mit einem Ausschaltpotential verbun den wird. Die Vorteile der erfindungsgemäßen Schaltungsanord nung ergeben sich aus den oben bereits genannten Vorteilen einer erfindungsgemäßen Schutzschaltung.
Bei einer Ausgestaltung der Schaltungsanordnung ist der Emit ter des npn-Bipolartransistors mit dem Ausschaltpotential verbunden und der zweite Pol des zweiten Widerstands ist mit dem Einschaltpotential verbunden. Auf diese Weise wird die Schutzschaltung parallel zu den Komponenten des Gate-Treibers zwischen das Einschaltpotential und das Ausschaltpotential geschaltet .
Bei einer weiteren Ausgestaltung der Schaltungsanordnung ist die Anode der Klemmdiode direkt oder über einen vierten Wi derstand mit dem Gate verbunden. Wie bereits oben ausgeführt wurde, kann durch den vierten Widerstand insbesondere vor teilhaft der Kurzschlussstrom durch den Halbleiterschalter reduziert werden.
Eine weitere Ausgestaltung der Schaltungsanordnung sieht eine Zusatzdiode vor, deren Kathode direkt oder über einen fünften Widerstand mit dem Emitter des pnp-Bipolartransistors und der Kathode der Klemmdiode verbunden ist und an deren Anode die Treiberspannung liegt. Wie bereits oben ausgeführt wurde, kann durch die Zusatzdiode der Gate-Treiber entlastet werden.
Bei einer weiteren Ausgestaltung der Schaltungsanordnung sind der Einschalt-Gatewiderstand und der Ausschalt-Gatewiderstand identisch. Dadurch kann die Bauteilanzahl der Schaltungsan ordnung verringert werden, indem derselbe Gatewiderstand zum Einschalten und Ausschalten des Halbleiterschalters verwendet wird . Bei einer weiteren Ausgestaltung der Schaltungsanordnung ist zwischen den Einschalt-Gatewiderstand und den Gate-Treiber eine Vorschaltdiode geschaltet, deren Kathode mit dem Ein schalt-Gatewiderstand verbunden ist.
Bei weiteren Ausgestaltungen der Schaltungsanordnung ist der Halbleiterschalter ein Bipolartransistor mit isolierter Gate- Elektrode (IGBT) oder ein Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekt- transistor (MOSFET) . Diese Ausgestaltungen der Schaltungsan ordnung berücksichtigen, dass sowohl ein IGBT als auch ein MOSFET vorteilhaft durch eine erfindungsgemäße Schutzschal tung geschützt werden können.
Bei weiteren Ausgestaltungen der Schaltungsanordnung weist die elektronische Schalteinheit des Gate-Treibers eine Gegen taktendstufe mit Endstufen-Bipolartransistoren oder eine End stufe mit komplementären Endstufen-Metall-Oxid-Halbleiter- Feldeffekttransistoren auf. Diese Ausgestaltungen der Schal tungsanordnung berücksichtigen, dass eine erfindungsgemäße Schutzschaltung in Verbindung mit beiden genannten Typen von Gate-Treibern eingesetzt werden kann.
Die oben beschriebenen Eigenschaften, Merkmale und Vorteile dieser Erfindung sowie die Art und Weise, wie diese erreicht werden, werden klarer und deutlicher verständlich im Zusam menhang mit der folgenden Beschreibung von Ausführungsbei spielen, die im Zusammenhang mit den Zeichnungen näher erläu tert werden. Dabei zeigen:
FIG 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung,
FIG 2 zeitliche Verläufe von Strömen und Spannungen der in
FIG 1 gezeigten Schaltungsanordnung im Fall, dass der Halbleiterschalter nach dem Einschalten an seine Ent sättigungsgrenze kommt,
FIG 3 zeitliche Verläufe von Strömen und Spannungen der in
FIG 1 gezeigten Schaltungsanordnung im Fall, dass der Halbleiterschalter nach einem zweiten Einschalten an seine Entsättigungsgrenze kommt,
FIG 4 ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemä ßen Schaltungsanordnung,
FIG 5 zeitliche Verläufe von Strömen und Spannungen der in
FIG 4 gezeigten Schaltungsanordnung im Fall, dass der Halbleiterschalter nach dem Einschalten an seine Ent sättigungsgrenze kommt,
FIG 6 zeitliche Verläufe von Strömen und Spannungen der in
FIG 4 gezeigten Schaltungsanordnung im Fall, dass der Halbleiterschalter nach einem zweiten Einschalten an seine Entsättigungsgrenze kommt,
FIG 7 ein drittes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemä ßen Schaltungsanordnung,
FIG 8 zeitliche Verläufe von Strömen und Spannungen der in
FIG 7 gezeigten Schaltungsanordnung im Fall, dass der Halbleiterschalter nach dem Einschalten an seine Ent sättigungsgrenze kommt,
FIG 9 ein viertes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemä ßen Schaltungsanordnung,
FIG 10 zeitliche Verläufe von Strömen und Spannungen der in
FIG 9 gezeigten Schaltungsanordnung im Fall, dass der Halbleiterschalter bei zwei aufeinander folgenden Ein schaltphasen jeweils an seine Entsättigungsgrenze kommt .
Einander entsprechende Teile sind in den Figuren mit densel ben Bezugszeichen versehen.
FIG 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungs gemäßen Schaltungsanordnung 1. Die Schaltungsanordnung 1 um fasst einen Halbleiterschalter 3 mit einem Gate 5, einen Ga te-Treiber 7 zum Ansteuern des Gate 5 und ein erstes Ausfüh rungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schutzschaltung 9. Der Halbleiterschalter 3 dieses Ausführungsbeispiels ist ein IGBT . Der Gate-Treiber 7 weist eine elektronische Schalteinheit 11 auf, die über einen Gatewiderstand RI mit dem Gate 5 verbun den ist. Der Gatewiderstand RI dient als Einschalt-Gatewider- stand beim Einschalten des Halbleiterschalters 3 und als Aus- schalt-Gatewiderstand beim Ausschalten des Halbleiterschal ters 3.
Mit der elektronischen Schalteinheit 11 wird das Gate 5 über den Gatewiderstand RI zum Einschalten des Halbleiterschal ters 3 mit einem Einschaltpotential und zum Ausschalten des Halbleiterschalters mit einem Ausschaltpotential verbunden. Das Einschaltpotential wird von einer Einschaltspannungsquel- le VI erzeugt. Das Ausschaltpotential wird von einer Aus- schaltspannungsquelle V2 erzeugt. Die elektronische Schalt einheit 11 wird durch eine Treiberspannung gesteuert. Die Treiberspannung wird von einer Treiberspannungsquelle V3 über einen Treiberwiderstand R3 an einen Steuereingang 10 der elektronischen Schalteinheit 11 gelegt. Die Spannungsquellen VI, V2, V3 sind jeweils Gleichspannungsquellen.
Die Schutzschaltung 9 umfasst eine Klemmdiode D2, einen pnp- Bipolartransistor Q3, einen npn-Bipolartransistor Q4, einen Kondensator CI, einen ersten Widerstand R5, einen zweiten Wi derstand R2, einen dritten Widerstand R4 und eine Zusatzdio de Dl .
Der Kollektor des npn-Bipolartransistors Q4 ist mit der Basis des pnp-Bipolartransistors Q3 verbunden. Die Basis des npn- Bipolartransistors Q4 ist mit dem Kollektor des pnp-Bipolar- transistors Q3 verbunden. Damit sind der pnp-Bipolartransis- tor Q3 und der npn-Bipolartransistor Q4 zu einer Thyristor struktur verschaltet.
Der erste Widerstand R5 ist parallel zu der Basis-Emitter- Strecke des npn-Bipolartransistors Q4 geschaltet. Ein erster Pol R2_l des zweiten Widerstands R2 ist mit der Basis des pnp-Bipolartransistors Q3 verbunden. Der zweite Pol R2_2 des zweiten Widerstands R2 ist mit dem Einschaltpotential verbun- den, das heißt mit dem positiven Pol der Einschaltspannungs- quelle VI. Der Kondensator CI und der dritte Widerstand R4 sind parallel zu der Basis-Emitter-Strecke des pnp-Bipolar- transistors Q3 geschaltet.
Die Kathode der Klemmdiode D2 ist mit dem Emitter des pnp- Bipolartransistors Q3 verbunden. Die Anode der Klemmdiode D2 ist mit dem Gate 5 des Halbleiterschalters 3 verbunden. Die Kathode der Zusatzdiode Dl ist mit dem Emitter des pnp- Bipolartransistors Q3 und der Kathode der Klemmdiode D2 ver bunden. An der Anode der Zusatzdiode Dl liegt die Treiber spannung an, das heißt die Anode der Zusatzdiode Dl ist mit dem Steuereingang 10 der elektronischen Schalteinheit 11 ver bunden. Die Schutzschaltung 9 ist parallel zu dem Gate- Treiber 7 zwischen den Steuereingang 10 des Gate-Treibers 7 und das Gate 5 geschaltet.
Bei dem in FIG 1 gezeigten Ausführungsbeispiel weist die elektronische Schalteinheit 11 eine Gegentaktendstufe 13 mit Endstufen-Bipolartransistoren Ql, Q2 auf. Die Klemmdiode D2 ist eine Schottky-Diode . Der Gatewiderstand RI hat beispiels weise einen Widerstandswert von 10 W. Der Treiberwiderstand R3 hat beispielsweise einen Widerstandswert von 470 W. Der erste Widerstand R5 hat beispielsweise einen Widerstandswert von 200 W. Der zweite Widerstand R2 hat beispielsweise einen Widerstandswert von 1 kW. Der dritte Widerstand R4 hat bei spielsweise einen Widerstandswert von 10 kW. Der Kondensa tor CI hat beispielsweise eine Kapazität von 1 nF.
FIG 2 zeigt Verläufe von Strömen II, 12 und Spannungen Ul,
U2, U3 der in FIG 1 gezeigten Schaltungsanordnung 1 in Abhän gigkeit von einer Zeit t im Fall, dass der Halbleiterschal ter 3 nach dem Einschalten an seine Entsättigungsgrenze kommt. Die Verläufe wurden mit einer Simulation erzeugt, bei der der Halbleiterschalter 3 wie in FIG 1 gezeigt mit einer Halbbrückendiode D3 und einer Streuinduktivität L2 zu einer Halbbrücke verschaltet ist und eine mit der Halbbrücke ver bundene Last durch eine Lastinduktivität LI und eine Last- spannungsquelle V4 simuliert wurde. Die Lastspannungsquelle V4 ist eine Gleichspannungsquelle. Die Anode der Halbbrücken diode D3 ist mit dem Kollektor des Halbleiterschalters 3 ver bunden, die Lastinduktivität LI ist parallel zu der Halbbrü ckendiode D3 geschaltet, die Streuinduktivität L2 ist zwi schen die Parallelschaltung der Halbbrückendiode D3 und der Lastinduktivität LI und den positiven Pol der Lastspannungs- quelle V4 geschaltet, und der negative Pol der Lastspannungs- quelle V4 ist mit dem Emitter des Halbleiterschalters 3 ver bunden. Der Emitter des Halbleiterschalters 3 ist mit den ne gativen Polen der Spannungsquellen VI und V3 und dem positi ven Pol der Spannungsquelle V2 verbunden, das heißt liegt auf demselben Erdpotential wie diese Pole. Die Spannungen Ul, U2, U3 sind jeweils auf das Erdpotential bezogen, wobei Ul das Treibersignal des Gate-Treibers 7 ist, das heißt die von der Treiberspannungsquelle V3 gegenüber dem Erdpotential erzeugte Spannung, U2 die an dem Gate 5 anliegende Gate-Spannung ge genüber dem Erdpotential ist und U3 die an dem Kollektor des Halbleiterschalters 3 anliegende Kollektor-Spannung gegenüber dem Erdpotential ist.
Die Simulation wurde für einen Gatewiderstand RI von 10 W, einen Treiberwiderstand R3 von 470 W, einen ersten Wider stand R5 von 200 W, einen zweiten Widerstand R2 von 1 HW, ei nen dritten Widerstand R4 von 10 HW, einen Kondensator CI mit der Kapazität 1 nF, eine Lastinduktivität LI von 5 mH und ei ne Streuinduktivität L2 von 200 nH durchgeführt.
Etwa 4 ps nach dem Beginn der Simulation wird zum Einschalten des Halbleiterschalters 3 ein Treibersignal Ul des Gate-Trei- bers 7 von einem Ausschaltwert -8 V auf einen Einschaltwert 15 V erhöht. Als Folge davon steigt eine an dem Gate 5 anlie gende Gate-Spannung U2 von einem Ausschalt-Gate-Spannungs- wert, der etwa mit dem Ausschaltwert des Treibersignals Ul übereinstimmt, an und es bildet sich ein durch den Gatewider stand RI fließender Reaktionsstrom II, der in FIG 2 mit in vertiertem Vorzeichen dargestellt ist. Mit steigender Gate- Spannung U2 sinkt eine an dem Kollektor des Halbleiterschal- ters 3 anliegende Kollektor-Spannung U3 von 0, 6 kV auf nahezu 0 V und es bildet sich ein zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Halbleiterschalters 3 fließender Kollektor-Strom 12, der linear aufgrund der Lastinduktivität LI ansteigt.
Der Reaktionsstrom II nimmt betragsmäßig nach der Änderung des Treibersignals Ul zunächst zu und anschließend bei stei gender Gate-Spannung U2 wieder ab. Etwa 5,5 ps nach dem Be ginn der Simulation ändert der Reaktionsstrom II seine Rich tung (beziehungsweise sein Vorzeichen) , da sich die Millerka pazität des Halbleiterschalters 3 auflädt und der Reaktions strom II in das Gate 5 zurückfließt. Mit steigendem Kollek tor-Strom 12 kommt der Halbleiterschalter 3 etwa 5, 8 ps nach dem Beginn der Simulation an seine Entsättigungsgrenze und die Kollektor-Spannung U3 beginnt (zunächst langsam) wieder zu steigen. Aufgrund der Millerkapazität des Halbleiterschal ters 3 steigt die Gate-Spannung U2 über den Einschaltwert 15 V des Treibersignals Ul und der Betrag des in das Gate 5 zurückfließenden Reaktionsstroms II nimmt zu. Etwas später als 6 ps nach dem Beginn der Simulation wird schließlich über die Klemmdiode D2 die von dem pnp-Bipolartransistor Q3 und dem npn-Bipolartransistor Q4 gebildete Thyristorstruktur ge zündet, wodurch sich die Gate-Spannung U2 dem Ausschalt-Gate- Spannungswert annähert, der Reaktionsstrom II und der Kollek tor-Strom 12 wieder auf Null abfallen, die Kollektor-Spannung U3 ihren Ausgangswert 0, 6 kV annimmt und der Halbleiterschal ter 3 abgeschaltet wird.
FIG 3 zeigt analog zu FIG 2 zeitliche Verläufe der Ströme II, 12 und Spannungen Ul, U2, U3 der in FIG 1 gezeigten Schal tungsanordnung 1 im Fall, dass der Halbleiterschalter 3 nach einem zweiten Einschalten an seine Entsättigungsgrenze kommt. Die Verläufe wurden mit einer Simulation erzeugt, bei der im Unterschied zu der in FIG 2 gezeigten Simulation die Lastin duktivität LI den Induktivitätswert 150 pH aufweist. Davon abgesehen liegen der Simulation dieselben Parameter zugrunde wie der in FIG 2 gezeigten Simulation. Der Halbleiterschalter 3 wird etwa 4 gs nach dem Beginn der Simulation eingeschaltet, indem das Treibersignal Ul des Ga te-Treibers 7 von dem Ausschaltwert -8 V auf den Einschalt wert 15 V erhöht wird, und etwa 29 gs nach dem Beginn der Si mulation wieder abgeschaltet, indem das Treibersignal Ul wie der auf den Ausschaltwert -8 V gesenkt wird. Während dieser ersten Einschaltphase steigt die Gate-Spannung U2 nur unwe sentlich über den Einschaltwert 15 V, so dass die von dem pnp-Bipolartransistor Q3 und dem npn-Bipolartransistor Q4 ge bildete Thyristorstruktur nicht gezündet wird.
Etwa 44 gs nach dem Beginn der Simulation wird der Halb leiterschalter 3 ein zweites Mal eingeschaltet. In dieser zweiten Einschaltphase steigt der Kollektor-Strom 12 nach dem Einschalten schnell auf etwa den gleichen Wert wie am Ende der ersten Einschaltphase, und die Gate-Spannung U2 steigt deutlicher über den Einschaltwert 15 V als in der ersten Ein schaltphase, wodurch der Reaktionsstrom II in das Gate 5 zu rückfließt, die von dem pnp-Bipolartransistor Q3 und dem npn- Bipolartransistor Q4 gebildete Thyristorstruktur nach etwa 64 gs zündet und der Halbleiterschalter 3 abgeschaltet wird.
Die Figuren 2 und 3 zeigen, dass die in FIG 1 gezeigte
Schutzschaltung 9 eine Abschaltung des Halbleiterschalters 3 durch Zünden der von dem pnp-Bipolartransistor Q3 und dem npn-Bipolartransistor Q4 gebildeten Thyristorstruktur be wirkt, wenn das Treibersignal Ul solange auf dem Einschalt wert 15 V liegt, dass der Halbleiterschalter 3 an seine Ent sättigungsgrenze kommt.
FIG 4 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungs gemäßen Schaltungsanordnung 1. Die Schaltungsanordnung 1 un terscheidet sich von der in FIG 1 gezeigten Schaltungsanord nung 1 lediglich dadurch, dass die Schutzschaltung 9 zusätz lich zu den Komponenten der in FIG 1 gezeigten Schutzschal tung 9 einen vierten Widerstand R7 und einen fünften Wider stand R6 aufweist. Ein erster Pol R7_l des vierten Wider stands R7 ist mit der Anode der Klemmdiode D2 verbunden. Der zweite Pol R7_2 des vierten Widerstands R7 ist mit dem Gate 5 und dem gateseitigen Pol des Gate-Widerstands RI verbunden. Ein erster Pol R6_l des fünften Widerstands R6 ist mit der Kathode der Zusatzdiode Dl verbunden. Der zweite Pol R6_2 des fünften Widerstands R6 ist mit dem Emitter des pnp-Bipolar- transistors Q3 und der Kathode der Klemmdiode D2 verbunden.
FIG 5 zeigt zeitliche Verläufe der Ströme II, 12 und Spannun gen Ul, U2, U3 der in FIG 4 gezeigten Schaltungsanordnung 1 bei einer Simulation, die analog zu der in FIG 2 gezeigten Simulation ist. Wie bei der in FIG 2 gezeigten Simulation wurde die in FIG 5 gezeigte Simulation für einen Gatewider stand RI von 10 W, einen Treiberwiderstand R3 von 470 W, ei nen zweiten Widerstand R2 von 1 ]<W, einen dritten Widerstand R4 von 10 ]<W, einen Kondensator CI mit der Kapazität 1 nF, eine Lastinduktivität LI von 5 mH und eine Streuinduktivi tät L2 von 200 nH durchgeführt. Im Unterschied zu der in FIG 2 gezeigten Simulation wurde die in FIG 5 gezeigte Simulation für einen ersten Widerstand R5 von 1 EW und mit einem vierten Widerstand R7 von 470 W und einem fünften Widerstand R6 von 2,2 EW durchgeführt.
Etwa 4 ps nach dem Beginn der Simulation wird zum Einschalten des Halbleiterschalters 3 das Treibersignal Ul des Gate-Trei- bers 7 von einem Ausschaltwert -8 V auf einen Einschaltwert 20 V erhöht. Wie bei der in FIG 2 gezeigten Simulation steigt daraufhin die Gate-Spannung U2 an und es bildet sich ein durch den Gatewiderstand RI fließender Reaktionsstrom II. Mit steigender Gate-Spannung U2 sinkt die Kollektor-Spannung U3 von 0, 6 kV auf nahezu 0 V und es bildet sich ein zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Halbleiterschalters 3 fließen der Kollektor-Strom 12, der linear aufgrund der Lastindukti vität LI ansteigt.
Der Reaktionsstrom II nimmt betragsmäßig nach der Änderung des Treibersignals Ul zunächst zu und anschließend bei stei gender Gate-Spannung U2 wieder ab. Etwa 5,5 ps nach dem Be ginn der Simulation ändert der Reaktionsstrom II seine Rieh- tung (beziehungsweise sein Vorzeichen) , da sich die Millerka pazität des Halbleiterschalters 3 auflädt und der Reaktions- strom II in das Gate 5 zurückfließt. Mit steigendem Kollek tor-Strom 12 kommt der Halbleiterschalter 3 etwa 6 ps nach dem Beginn der Simulation an seine Entsättigungsgrenze und die Kollektor-Spannung U3 beginnt wieder anzusteigen. Auf grund der Millerkapazität des Halbleiterschalters 3 steigt die Gate-Spannung U2 über den Einschaltwert 20 V des Treiber signals Ul und der Betrag des in das Gate 5 zurückfließenden Reaktionsstroms II nimmt zu. Etwa 6,7 ps nach dem Beginn der Simulation wird über die Klemmdiode D2 die von dem pnp- Bipolartransistor Q3 und dem npn-Bipolartransistor Q4 gebil dete Thyristorstruktur gezündet. Durch die gegenüber der in FIG 1 gezeigten Schutzschaltung 9 hinzugefügten Widerstände R6, R7 wird der Halbleiterschalter 3 nach der Zündung der Bi polartransistoren Q3, Q4 jedoch im Unterschied zu FIG 2 nicht abgeschaltet, sondern die Gate-Spannung U2 wird auf etwa 15 V gesenkt, wodurch der Kollektor-Strom 12 auf einen Kurz schlussstrom von etwa 160 A reduziert wird.
FIG 6 zeigt zeitliche Verläufe der Ströme II, 12 und Spannun gen Ul, U2, U3 der in FIG 4 gezeigten Schaltungsanordnung 1 bei einer Simulation, die analog zu der in FIG 3 gezeigten Simulation ist. Die Verläufe wurden mit einer Simulation er zeugt, bei der im Unterschied zu der in FIG 4 gezeigten Simu lation die Lastinduktivität LI den Induktivitätswert 150 pH aufweist. Davon abgesehen liegen der Simulation dieselben Pa rameter zugrunde wie der in FIG 4 gezeigten Simulation.
Der Halbleiterschalter 3 wird etwa 4 ps nach dem Beginn der Simulation eingeschaltet, indem das Treibersignal Ul des Ga te-Treibers 7 von dem Ausschaltwert -8 V auf den Einschalt wert 20 V erhöht wird, und etwa 29 ps nach dem Beginn der Si mulation wieder abgeschaltet, indem das Treibersignal Ul wie der auf den Ausschaltwert -8 V gesenkt wird. Während dieser ersten Einschaltphase steigt die Gate-Spannung U2 nur unwe sentlich über den Einschaltwert 20 V, so dass die von dem pnp-Bipolartransistor Q3 und dem npn-Bipolartransistor Q4 ge bildete Thyristorstruktur nicht zündet.
Etwa 44 ps nach dem Beginn der Simulation wird der Halb leiterschalter 3 ein zweites Mal eingeschaltet. In dieser zweiten Einschaltphase steigt der Kollektor-Strom 12 nach dem Einschalten schnell auf etwa den gleichen Wert wie am Ende der ersten Einschaltphase, und die Gate-Spannung U2 steigt deutlicher über den Einschaltwert 20 V als in der ersten Ein schaltphase, wodurch der Reaktionsstrom II in das Gate 5 zu rückfließt und die von dem pnp-Bipolartransistor Q3 und dem npn-Bipolartransistor Q4 gebildete Thyristorstruktur nach et wa 81 ps zündet. Analog zu FIG 5 sinkt die Gate-Spannung U2 nach dem Zünden der Bipolartransistoren Q3, Q4 auf etwa 15 V, wodurch der Kollektor-Strom 12 auf einen Kurzschlussstrom von etwa 160 A reduziert wird.
Die Figuren 5 und 6 zeigen, dass die in FIG 4 gezeigte
Schutzschaltung 9 Reduzierungen der Gate-Spannung U2 und des Kollektor-Stroms 12 bewirkt, wenn eine Entsättigung des Halb leiterschalters 3 droht. Der reduzierte Kollektor-Strom 12 kann dann mit einer langsameren Überwachungsschaltung, die beispielsweise eine Strommessung mit einer Potentialtrennung und einer Analog-Digitalwandlung umfasst, abgeschaltet wer den .
FIG 7 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel einer erfindungs gemäßen Schaltungsanordnung 1. Die Schaltungsanordnung 1 un terscheidet sich von der in FIG 1 gezeigten Schaltungsanord nung 1 lediglich dadurch, dass der dritte Widerstand R4 nicht parallel zu dem Kondensator CI geschaltet ist, sondern dass ein erster Pol R4_l des dritten Widerstands R4 mit dem Emit ter des pnp-Bipolartransistors Q3 verbunden ist und der zwei te Pol R4_2 des dritten Widerstands R4 mit dem zweiten Pol R2_2 des zweiten Widerstands R2 verbunden ist und damit auf dem Einschaltpotential liegt. FIG 8 zeigt zeitliche Verläufe der Ströme II, 12 und Spannun gen Ul, U2, U3 der in FIG 7 gezeigten Schaltungsanordnung 1 bei einer Simulation, die analog zu der in FIG 2 gezeigten Simulation ist. Wie bei der in FIG 2 gezeigten Simulation wurde die in FIG 8 gezeigte Simulation für einen Gatewider stand RI von 10 W, einen Treiberwiderstand R3 von 470 W, ei nen ersten Widerstand R5 von 200 W, einen zweiten Widerstand R2 von 1 ]<W, eine Lastinduktivität LI von 5 mH und eine
Streuinduktivität L2 von 200 nH durchgeführt. Im Unterschied zu der in FIG 2 gezeigten Simulation wurde die in FIG 8 ge zeigte Simulation für einen dritten Widerstand R4 von 2,2 kW und einen Kondensator CI mit einer Kapazität von 2 nF durch geführt .
Etwa 4 ps nach dem Beginn der Simulation wird zum Einschalten des Halbleiterschalters 3 das Treibersignal Ul des Gate-Trei- bers 7 von einem Ausschaltwert -8 V auf einen Einschaltwert 15 V erhöht. Wie bei der in FIG 2 gezeigten Simulation steigt daraufhin die Gate-Spannung U2 an und es bildet sich ein durch den Gatewiderstand RI fließender Reaktionsstrom II. Mit steigender Gate-Spannung U2 sinkt die Kollektor-Spannung U3 von 0, 6 kV auf nahezu 0 V und es bildet sich ein zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Halbleiterschalters 3 fließen der Kollektor-Strom 12, der linear aufgrund der Lastindukti vität LI ansteigt.
Der Reaktionsstrom II nimmt betragsmäßig nach der Änderung des Treibersignals Ul zunächst zu und anschließend bei stei gender Gate-Spannung U2 wieder ab. Etwa 5,5 ps nach dem Be ginn der Simulation ändert der Reaktionsstrom II seine Rich tung (beziehungsweise sein Vorzeichen) , da sich die Millerka pazität des Halbleiterschalters 3 auflädt und der Reaktions strom II in das Gate 5 zurückfließt. Etwa 5,8 ps nach dem Be ginn der Simulation kommt der Halbleiterschalter 3 an seine Entsättigungsgrenze. Aufgrund der Millerkapazität des Halb leiterschalters 3 steigt die Gate-Spannung U2 über den Ein schaltwert 15 V des Treibersignals Ul und der Betrag des in das Gate 5 zurückfließenden Reaktionsstroms II nimmt zu. Etwa 6 ps nach dem Beginn der Simulation zündet über die Klemmdio de D2 die von dem pnp-Bipolartransistor Q3 und dem npn- Bipolartransistor Q4 gebildete Thyristorstruktur, die Gate- Spannung U2 fällt auf den negativen Ausschalt-Gate-Spannungs- wert ab und der Halbleiterschalter 3 wird abgeschaltet. Der dritte Widerstand R4 sorgt für einen dauerhaften Haltestrom für die Bipolartransistoren Q3, Q4 der Schutzschaltung 9, so dass die Gate-Spannung U2 negativ bleibt, auch wenn das Trei bersignal Ul auf den Ausschaltwert -8 V und anschließend wie der auf den Einschaltwert 15 V gesetzt wird.
FIG 8 zeigt, dass die in FIG 7 gezeigte Schutzschaltung 9 ei ne dauerhafte Abschaltung des Halbleiterschalters 3 durch das Zünden der Bipolartransistoren Q3, Q4 der Schutzschaltung 9 bewirkt, wenn der Halbleiterschalter 3 an seine Entsätti gungsgrenze kommt.
FIG 9 zeigt ein viertes Ausführungsbeispiel einer erfindungs gemäßen Schaltungsanordnung 1. Die Schaltungsanordnung 1 un terscheidet sich von der in FIG 1 gezeigten Schaltungsanord nung 1 zum einen durch einen vierten Widerstand R7, der zwi schen die Anode der Klemmdiode D2 und das Gate 5 des Halb leiterschalters 3 geschaltet ist, und zum anderen durch die Ausführung der elektronischen Schalteinheit 11 und deren Ver bindung mit dem Gate 5.
Die elektronische Schalteinheit 11 weist eine Endstufe 14 mit komplementären Endstufen-MOSFET Ml bis M4 statt einer Gegen taktendstufe 13 mit Endstufen-Bipolartransistoren Ql, Q2 auf. Ein erster Endstufen-MOSFET Ml und ein zweiter Endstufen- MOSFET M2 der Endstufe 14 sind jeweils als ein p-Kanal-MOSFET ausgebildet. Ein dritter Endstufen-MOSFET M3 und ein vierter Endstufen-MOSFET M4 der Endstufe 14 sind jeweils als ein n- Kanal-MOSFET ausgebildet. Die Gate-Anschlüsse des ersten End stufen-MOSFET Ml und des dritten Endstufen-MOSFET M3 sind mit dem Steuereingang 10 der elektronischen Schalteinheit 11 ver bunden. Der Drain-Anschluss des ersten Endstufen-MOSFET Ml ist mit dem Gate-Anschluss des zweiten Endstufen-MOSFET M2 verbunden. Der Drain-Anschluss des dritten Endstufen-MOSFET M3 ist mit dem Gate-Anschluss des vierten Endstufen-MOSFET M4 verbunden. Die Source-Anschlüsse des ersten Endstufen-MOSFET Ml und des zweiten Endstufen-MOSFET M2 liegen auf dem Ein- schaltpotential , das heißt diese Source-Anschlüsse sind mit dem positiven Pol der Einschaltspannungsquelle VI verbunden. Die Source-Anschlüsse des dritten Endstufen-MOSFET M3 und des vierten Endstufen-MOSFET M4 liegen auf dem Ausschaltpotenti al, das heißt diese Source-Anschlüsse sind mit dem negativen Pol der Ausschaltspannungsquelle V2 verbunden. Der Drain- Anschluss des zweiten Endstufen-MOSFET M2 ist über eine Vor schaltdiode D4 und einen Einschalt-Gatewiderstand R8 mit dem Gate 5 des Halbleiterschalters 3 verbunden, wobei die Anode der Vorschaltdiode D4 mit dem Drain-Anschluss des zweiten Endstufen-MOSFET M2 verbunden ist und der Einschalt-Gate widerstand R8 zwischen die Kathode der Vorschaltdiode D4 und das Gate 5 geschaltet ist. Der Drain-Anschluss des vierten Endstufen-MOSFET M4 ist über einen Ausschalt-Gatewiderstand R9 mit dem Gate 5 des Halbleiterschalters 3 verbunden. Die Drain-Anschlüsse des ersten Endstufen-MOSFET Ml und des drit ten Endstufen-MOSFET M3 sind über einen Verbindungswiderstand RIO miteinander verbunden.
FIG 10 zeigt zeitliche Verläufe des Kollektor-Stroms 12, ei nes Gate-Stroms 13 durch das Gate 5 und der Spannungen Ul,
U2, U3 der in FIG 9 gezeigten Schaltungsanordnung 1 bei einer Simulation für einen Einschalt-Gatewiderstand R8 und einen Ausschalt-Gatewiderstand R9 von jeweils 10 W, einen Treiber widerstand R3 von 470 W, einen ersten Widerstand R5 von 1 bW, einen zweiten Widerstand R2 von 470 W, einen dritten Wider stand R4 von 10 bW, einen vierten Widerstand R7 von 100 W, einen Verbindungswiderstand RIO von 50 W, einen Kondensator CI mit einer Kapazität von 2 nF, eine Lastinduktivität LI von 100 mH und eine Streuinduktivität L2 von 200 nH.
Etwa 1 ps nach dem Beginn der Simulation wird zum Einschalten des Halbleiterschalters 3 das Treibersignal Ul des Gate-Trei- bers 7 von einem Ausschaltwert -8 V auf einen Einschaltwert 20 V erhöht. Analog zu der in FIG 2 gezeigten Simulation steigt daraufhin die Gate-Spannung U2 an bis sie den Ein schaltwert 20 V so deutlich überschreitet, dass die von dem pnp-Bipolartransistor Q3 und dem npn-Bipolartransistor Q4 der Schutzschaltung 9 gebildete Thyristorstruktur zündet, die Ga te-Spannung U2 wieder auf den Ausschalt-Gate-Spannungswert von etwa -8 V abfällt und der Halbleiterschalter 3 abgeschal tet wird. Etwa 31 ps nach dem Beginn der Simulation wird das Treibersignal Ul auf den Ausschaltwert -8 V zurückgesetzt und etwa 46 ps nach dem Beginn der Simulation wieder auf den Ein schaltwert 20 V erhöht. Etwa 59 ps nach dem Beginn der Simu lation überschreitet die Gate-Spannung U2 ein weiteres Mal den Einschaltwert 20 V so deutlich, dass die von dem pnp- Bipolartransistor Q3 und dem npn-Bipolartransistor Q4 der Schutzschaltung 9 gebildete Thyristorstruktur zündet und der Halbleiterschalter 3 ein weiteres Mal abgeschaltet wird. Im Unterschied zu der in FIG 8 gezeigten Simulation bleibt die Gate-Spannung U2 bei der in FIG 10 gezeigten Simulation nach dem zweiten Erhöhen des Treibersignal Ul auf den Einschalt wert 20 V nicht negativ ("rastet nicht ein"), sondern steigt wieder an, weil der vierte Widerstand R4 nicht wie in FIG 7 sondern gemäß FIG 9 geschaltet ist.
FIG 10 zeigt, dass die in FIG 9 gezeigte Schutzschaltung 9 eine temporäre Abschaltung des Halbleiterschalters 3 für ei nen Schaltzyklus des Gate-Treibers 7 durch das Zünden der Bi polartransistoren Q3, Q4 der Schutzschaltung 9 bewirkt, wenn der Halbleiterschalter 3 während des Schaltzyklus an seine Entsättigungsgrenze kommt. Ferner zeigt FIG 10, dass eine er findungsgemäße Schutzschaltung 9 auch in Verbindung mit einem Gate-Treiber 7 funktioniert, der eine Endstufe 14 mit komple mentären Endstufen-MOSFET Ml bis M4 statt eine Gegentaktend stufe 13 mit Endstufen-Bipolartransistoren Ql, Q2 aufweist.
Die anhand der Figuren 1 bis 8 beschriebenen Ausführungsbei spiele können analog zu dem anhand der Figuren 9 und 10 be schriebenen Ausführungsbeispiel ebenfalls mit einem Gate- Treiber 7 ausgeführt werden, der eine Endstufe 14 mit komple- mentären Endstufen-MOSFET Ml bis M4 statt eine Gegentaktend stufe 13 mit Endstufen-Bipolartransistoren Ql, Q2 aufweist. Die in den Figuren 1 bis 10 gezeigten Ausführungsbeispiele können ferner abgewandelt werden, indem statt eines IGBT ein MOSFET als Halbleiterschalter 3 verwendet wird.
Obwohl die Erfindung im Detail durch bevorzugte Ausführungs beispiele näher illustriert und beschrieben wurde, so ist die Erfindung nicht durch die offenbarten Beispiele eingeschränkt und andere Variationen können vom Fachmann hieraus abgeleitet werden, ohne den Schutzumfang der Erfindung zu verlassen.

Claims

Patentansprüche
1. Schutzschaltung (9) für einen Halbleiterschalter (3) mit einem durch einen Gate-Treiber (7) ansteuerbaren Gate (5), wobei die Schutzschaltung (9) zu dem Gate-Treiber (7) paral lel geschaltet mit dem Gate (5) verbunden ist, die Schutz schaltung (9) umfassend
- eine Klemmdiode (D2),
- einen npn-Bipolartransistor (Q4),
- einen pnp-Bipolartransistor (Q3),
- einen Kondensator (CI),
- einen ersten Widerstand (R5) ,
- einen zweiten Widerstand (R2) und
- einen dritten Widerstand (R4), wobei
- der Kollektor des npn-Bipolartransistors (Q4) mit der Basis des pnp-Bipolartransistors (Q3) verbunden ist,
- die Basis des npn-Bipolartransistors (Q4) mit dem Kollektor des pnp-Bipolartransistors (Q3) verbunden ist,
- der Emitter des pnp-Bipolartransistors (Q3) mit der Kathode der Klemmdiode (D2) verbunden ist,
- der erste Widerstand (R5) parallel zu der Basis-Emitter- Strecke des npn-Bipolartransistors (Q4) geschaltet ist,
- ein erster Pol des zweiten Widerstands (R2) mit der Basis des pnp-Bipolartransistors (Q3) verbunden ist,
- der Kondensator (CI) parallel zu der Basis-Emitter-Strecke des pnp-Bipolartransistors (Q3) geschaltet ist, und
- der dritte Widerstand (R4) entweder parallel zu der Basis- Emitter-Strecke des pnp-Bipolartransistors (Q3) geschaltet ist oder
- ein erster Pol (R4_l) des dritten Widerstands (R4) mit dem Emitter des pnp-Bipolartransistors (Q3) verbunden ist und der zweite Pol (R4_2) des dritten Widerstands (R4) mit dem zweiten Pol (R2_2) des zweiten Widerstands (R2) verbunden ist .
2. Schutzschaltung (9) nach Anspruch 1 mit einem vierten Wi derstand (R7), der mit der Anode der Klemmdiode (D2) verbun den ist.
3. Schutzschaltung (9) nach Anspruch 1 oder 2 mit einer Zu- satzdiode (Dl), deren Kathode entweder direkt oder über einen fünften Widerstand (R6) mit dem Emitter des pnp-Bipolartran- sistors (Q3) und der Kathode der Klemmdiode (D2) verbunden ist .
4. Schutzschaltung (9) nach einem der vorhergehenden Ansprü che, wobei die Klemmdiode (D2) eine Schottky-Diode ist.
5. Schaltungsanordnung (1), umfassend
- einen Halbleiterschalter (3) mit einem Gate (5),
- einen Gate-Treiber (7) zum Ansteuern des Gate (5), wobei der Gate-Treiber (7) eine durch eine Treiberspannung des Gate-Treibers (7) steuerbare elektronische Schaltein heit (11) aufweist, mit der das Gate (5) zum Einschalten des Halbleiterschalters (3) über einen Einschalt- Gatewiderstand (RI, R8) mit einem Einschaltpotential und zum Ausschalten des Halbleiterschalters (3) über einen Aus- schalt-Gatewiderstand (R1,R9) mit einem Ausschaltpotential verbunden wird, und
- eine Schutzschaltung (9) nach einem der vorhergehenden An sprüche, die zu dem Gate-Treiber (7) parallel geschaltet mit dem Gate (5) verbunden ist.
6. Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 5, wobei der Emitter des npn-Bipolartransistors (Q4) mit dem Ausschaltpotential verbunden ist und der zweite Pol (R2_2) des zweiten Wider stands (R2) mit dem Einschaltpotential verbunden ist.
7. Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 5 oder 6, wobei die Anode der Klemmdiode (D2) mit dem Gate (5) verbunden ist.
8. Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 5 oder 6, wobei die Anode der Klemmdiode (D2) über einen vierten Widerstand (R7) mit dem Gate (5) verbunden ist.
9. Schaltungsanordnung (1) nach einem der Ansprüche 5 bis 8 mit einer Zusatzdiode (Dl), deren Kathode mit dem Emitter des pnp-Bipolartransistors (Q3) und der Kathode der Klemmdio de (D2) verbunden ist und an deren Anode die Treiberspannung liegt .
10. Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 8 mit einer Zusatz diode (Dl), deren Kathode über einen fünften Widerstand (R6) mit dem Emitter des pnp-Bipolartransistors (Q3) und der Ka thode der Klemmdiode (D2) verbunden ist und an deren Anode die Treiberspannung liegt.
11. Schaltungsanordnung (1) nach einem der Ansprüche 5 bis 10, wobei der Einschalt-Gatewiderstand (RI) und der Aus- schalt-Gatewiderstand (RI) identisch sind.
12. Schaltungsanordnung (1) nach einem der Ansprüche 5 bis 10, wobei zwischen den Einschalt-Gatewiderstand (R8) und den Gate-Treiber (7) eine Vorschaltdiode (D4) geschaltet ist, de ren Kathode mit dem Einschalt-Gatewiderstand (R8) verbunden ist .
13. Schaltungsanordnung (1) nach einem der Ansprüche 5 bis
12, wobei der Halbleiterschalter (3) ein Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode oder ein Metall-Oxid-Halblei- ter-Feldeffekttransistor ist.
14. Schaltungsanordnung (1) nach einem der Ansprüche 5 bis
13, wobei die elektronische Schalteinheit (11) des Gate-Trei- bers (7) eine Gegentaktendstufe (13) mit Endstufen-Bipolar- transistoren (Q1,Q2) aufweist.
15. Schaltungsanordnung (1) nach einem der Ansprüche 5 bis 13, wobei die elektronische Schalteinheit (11) des Gate- Treibers (7) eine Endstufe (14) mit komplementären Endstufen- Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (Ml bis M4 ) aufweist .
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