EP2569859A1 - Subharmonischer mischer - Google Patents

Subharmonischer mischer

Info

Publication number
EP2569859A1
EP2569859A1 EP11721283A EP11721283A EP2569859A1 EP 2569859 A1 EP2569859 A1 EP 2569859A1 EP 11721283 A EP11721283 A EP 11721283A EP 11721283 A EP11721283 A EP 11721283A EP 2569859 A1 EP2569859 A1 EP 2569859A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
local oscillator
signal
effect transistor
mixer
drain
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP11721283A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Hartmut Roskos
Alvydas Lisauskas
Sebastian Boppel
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Goethe Universitaet Frankfurt am Main
Original Assignee
Goethe Universitaet Frankfurt am Main
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Goethe Universitaet Frankfurt am Main filed Critical Goethe Universitaet Frankfurt am Main
Publication of EP2569859A1 publication Critical patent/EP2569859A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes
    • H03D7/125—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes with field effect transistors

Definitions

  • the present invention relates to an electronic mixer for generating a mixed signal by mixing a local oscillator signal with a useful signal having at least one field effect transistor having at least one gate, at least one source and at least one drain, a Nutzsignaleingang for feeding the useful signal having a useful frequency and a local oscillator signal input to Feeding the local oscillator signal, which is adapted to receive a local oscillator signal in the operation of the mixer whose local oscillator frequency is equal to an integer fraction of the useful frequency increased or decreased by the mixing frequency and a signal output to which the mixed signal is applied during operation of the mixer.
  • the present invention further relates to a method for generating a mixed signal by mixing a local oscillator signal with a useful signal in at least one field effect transistor having at least one gate, at least one source and at least one drain, with the step generating the local oscillator signal with a local oscillator frequency, wherein the Local oscillator frequency is equal to an integer fraction of the frequency of use increased or decreased by the mixing frequency.
  • heterodyne receivers for efficient detection of electromagnetic signals, heterodyne receivers, in particular heterodyne receivers, have been used for a long time, in which the electromagnetic signal to be detected, which is referred to below as the useful signal, is connected to a local, ie. H.
  • the useful signal On or in the mixer itself generated signal, which is hereinafter referred to as local oscillator signal is mixed.
  • the mixed signal then has a mixing frequency which is equal to the difference frequency between the frequency of the useful signal, which is referred to below as the useful frequency, and the frequency of the local oscillator signal, which is hereinafter referred to as local oscillator frequency is.
  • the amplitude of the mixed signal is a measure of the amplitude of the useful signal.
  • the signal referred to in the present application as the mixing signal with the mixing frequency as the output of the mixer is often referred to in the literature as intermediate frequency signal with the intermediate frequency.
  • the terahertz frequency range or submillimeter wavelength range which is roughly defined as 100 gigahertz (GHz) to 10 terahertz (THz), is one of the last "dark" regions of the electromagnetic spectrum.
  • Technically usable detectors are not commercially available in this frequency range or only at low frequencies.
  • the mixing efficiency of field effect transistors which are often used for mixing a useful signal with a local oscillator signal, drops sharply towards higher useful frequencies.
  • the efficiency of the mixers depends on the power of the local oscillator signal. Powerful local oscillator sources are not available at high terahertz frequencies or only with great technical and financial effort. Therefore, it is known from the prior art to use a local oscillator which generates a local oscillator signal whose local oscillator frequency is equal to an integer fraction of the useful frequency increased or decreased by the mixing frequency. Such a mixing method is called subharmonic mixing.
  • a mixed product is produced at the difference of an integer multiple of the local oscillator frequency and the useful frequency.
  • the efficiency of the subharmonic mixing is significantly lower than the mixing efficiency when coupling the fundamental with the same power in the mixer element, in particular the field effect transistor.
  • an electronic mixer for generating a mixed signal by mixing a local oscillator signal with a useful signal having at least one field effect transistor having at least one gate, at least one source and at least one drain, a Nutzsignaleingang for feeding the desired signal with a useful frequency a local oscillator signal input for inputting the local oscillator signal arranged to receive, during operation of the mixer, a local oscillator signal whose local oscillator frequency is an integer fraction of the useful frequency of the desired signal plus or minus a mixing frequency of the composite signal, and a signal output to which, during operation of the mixer Mischer the mixed signal is applied, wherein the mixer is arranged so that during operation of the mixer for generating a gate-source voltage and / or a drain-soce voltage at least one gate of the field effect Transis gate and / or the drain and / or the source receive the useful signal from the Nutzsignaleingang, wherein the mixer is arranged so that in the operation of the mixer for generating a gate-source
  • the decisive idea for improving a mixer based on a field-effect transistor is to simultaneously couple the local oscillator signal into the gate and into the drain, or alternatively simultaneously into the gate and the source of the field-effect transistor.
  • the local oscillator signal contributes to the gate-source voltage and the drain-source voltage.
  • a field-effect transistor FET
  • FET field-effect transistor
  • this is understood to mean all voltage-controlled unipolar transistors falling within the category of those skilled in the art.
  • most field effect transistors have symmetrical properties with respect to source and drain, so that the designation source and drain depends exclusively on the wiring of the element.
  • the coupling of the desired signal and / or the local oscillator signal takes place in the source or the drain of the transistor. If it is stated in the following description that the coupling of the signals takes place in the drain, this is only for the sake of linguistic simplification and better linguistic understanding.
  • coupling of the signals into the source of the transistor is possible with appropriate wiring.
  • the signals to be mixed, the wanted signal and the local oscillator signal both in at least one of the gates and in the drain of the field effect transistor coupled.
  • the field effect transistor is a multi-rate field-effect transistor, i. a field effect transistor having a plurality of gates. In such an embodiment, it is sufficient to apply at least one of the gates to the useful signal and at least one of the gates to the local oscillator signal. In one embodiment, it is possible to apply at least one of the gates of the multigate field effect transistor both to the useful signal and to the local oscillator signal, as is the case with a field effect transistor with only one gate.
  • embodiments are possible in which more than one useful signal and more than one local oscillator signal are coupled into the mixer or more than one Nutzsignaleingang and more than one Lokaloszillatorsignaleingang are provided.
  • the useful signal input and / or the local oscillator signal input are formed by an antenna.
  • the local oscillator signal input is connected to a local oscillator for generating the local oscillator signal, wherein the local oscillator is set up to generate a local oscillator signal during operation of the mixer whose local oscillator frequency is an integer fraction of the one reduced or increased by a mixing frequency of the composite signal Useful frequency of the desired signal is.
  • the mixer has, in one embodiment, at least one phase-shifting element.
  • Phase-shifting elements are known from the prior art in very different embodiments.
  • phase shifts for example, by delay lines that introduce a delay difference and thus a phase shift between two signal paths realize.
  • electronic components can be used, but also so-called geometric phase shifters, which are able due to their topological properties in a position to change the phase angle of a signal.
  • a phase-shifting element is understood as meaning all those elements which introduce a phase shift between the signals present at their input and output or which provide signal components at two different outputs which have a relative phase shift relative to one another.
  • these include, in particular, inverters, multipliers.
  • phase-shifting element in the sense of the present invention.
  • the field effect transistor itself can also assume the function of the phase-shifting element, for example using plasmonic signal propagation.
  • a subharmonic mixer in the sense of the present application is understood to mean a mixing process in which the local oscillator signal has a local oscillator frequency which is an integral fraction of the useful frequency reduced or increased by the mixing frequency.
  • v RF is the useful frequency of the useful signal RF and v iF is the frequency of the mixing signal IF, which is regarded as the output product of the mixer, n is an integer and denotes the harmonic of the Lokalosziliatorfrequenz that must be generated in the mixer to a mixed product to give the frequency v iF .
  • the useful frequency v RF of the useful signal is in the so-called terahertz frequency range, ie for the purposes of the present application in a frequency range from 100 GHz to 10 THz.
  • the mixed signal being an easy-to-process mixing frequency V
  • F is suitably in a range of DC to 100 GHz and preferably in a range of 1 MHz to 1 GHz.
  • the phase shift between the signal components at the gate and drain of the useful signal and / or the local oscillator signal is 180 ° or ⁇ in one embodiment.
  • a phase shift of 180 ° causes a maximum increase in mixing efficiency.
  • the change in the mixing efficiency 2 is ⁇ -periodic. That a relative phase shift of 180 ° leads to the same result as a relative phase shift of 540 °.
  • the second harmonic mixing efficiency improves by 2.475, in the third Harmonic by 3.75 and the fourth harmonic by 5.48.
  • the local oscillator signal can be provided with a correspondingly reduced power at the local oscillator frequency VLO.
  • the field effect transistor is operated in a non-classical regime as a so-called plasma field effect transistor above its transistor limit frequency.
  • the useful frequency of the useful signal v RF is greater than the transistor limit frequency.
  • the mixer has at least one splitter and at least one combiner, wherein the splitter and the combiner are arranged so that the gate of the field effect transistor and the drain of the field effect transistor receive both the useful signal and the local oscillator signal during operation of the mixer.
  • a splitter is understood to mean a component which is able to distribute a signal input to at least two signal outputs.
  • a combiner is understood to mean a component which is able to combine at least two signal inputs to one signal output.
  • a splitter and combiner can be formed from a point on a circuit where at least two lines meet and unite into one. Whether such a point is a splitter or a combiner, then decides depending on the signal direction.
  • splitter and combiner may also be formed by a single element having at least two input ports and at least two output ports (a so-called 2x2 coupler).
  • the mixer comprises a first splitter, a second splitter, a first phase-shifting element, a second phase-shifting element, a first combiner and a second combiner, wherein the first splitter is set to receive the useful signal from picks up the payload signal input and outputs the payload signal to the gate and the drain, the second splitter being arranged to receive, during operation of the mixer, the local oscillator signal from the local oscillator signal input and output the local oscillator signal to the gate and drain, the first phase shifting element is arranged between the first splitter and the gate of the field effect transistor or between the first splitter and the drain of the field effect transistor and wherein the first phase shifting element is arranged so that it between the signal received by the gate of the field effect transistor and the drain of Feldeffe kttransistors recorded a phase shift, preferably of 180 °, inserts, wherein the second phase-shifting element is arranged between the second splitter and the gate of the field-effect transistor or between the first splitter and the drain of
  • Such an arrangement has the advantage that the first and second phase-shifting elements are arranged in each case in sections of the circuit which are traversed either only by the useful signal or only by the local oscillator signal, so that the phase-shifting elements are optimized for the local oscillator frequency or the user frequency can be and the two phase-shifting elements do not affect the other signal.
  • the mixer has exactly one phase-shifting element, the phase-shifting element being arranged so that during operation of the mixer both the useful signal and the local oscillator signal and both the useful signal and the local oscillator signal to the gate or to the drain of the Outputs field effect transistor, and wherein the phase-shifting element is arranged so that during operation of the mixer a phase shift, preferably of 180 °, both between the signal received by the gate of the field effect transistor and the useful signal received by the drain of the field effect transistor and between the local oscillator signal recorded in the gate of the field effect transistor and the local oscillator signal recorded by the drain of the field effect transistor are inserted.
  • a phase shift preferably of 180 °
  • Such an arrangement in which the useful signal and the local oscillator signal are first superimposed on a combiner and then split on two separate lines for supply to the gate and the drain, has the advantage that it manages with only a single phase-shifting element.
  • phase-shifting element a delay path while the mixer receives a local oscillator signal having a local oscillator frequency, which is an odd integral fraction of the mixing frequency increased or decreased useful frequency of the desired signal. If the delay path is selected as a phase-shifting element so that it inserts a phase shift of 180 ° for the useful frequency v RF , as it is optimal for increasing the efficiency, the phase is also shifted by approximately 180 ° for the odd subharmonic ,
  • the preferably single phase-shifting element is a transformer with at least two coils.
  • one of the coils in one embodiment the primary coil, is connected to the drain of the field effect transistor and the other coil, in one embodiment the secondary coil, to the gate of the field effect transistor.
  • one of the coils is connected to the signal inputs for the useful signal and the local oscillator signal. Due to the inherent properties of the transformer this provides as a splitter not only for a division of the useful signal and the local oscillator signal on the gate and drain of the field effect transistor, but also for the inventive phase shift between the signal components of the useful signal to the gate and drain and between the signal components of the local oscillator signal to gate and drain.
  • the transformer also serves for impedance matching.
  • this is designed with a primary coil and two secondary coils.
  • the primary coil is connected to the signal inputs for the useful signal and the local oscillator signal, while the first secondary coil is connected to the gate of the field effect transistor and the second secondary coil is connected to the drain of the field effect transistor.
  • the mixer comprises a first and a second splitter, a first phase-shifting element with two output terminals and a first and a second field-effect transistor, wherein the first phase-shifting element is arranged and arranged such that it is the useful signal during operation of the mixer and / or the local oscillator signal receives and introduces a phase shift of preferably 180 ° between the signal components of the desired signal and / or local oscillator signal at its two output terminals, wherein the first splitter is arranged so that it is the useful signal and / or the local oscillator signal of receives an output terminal of the first phase-shifting element and outputs the useful signal and / or the local oscillator signal at a first and a second output, wherein the second splitter is arranged so that it is the useful signal and / or the local oscillator during operation of the mixer orsignal from an output terminal of the first phase-shifting element receives and the useful signal and / or the Outputs local oscillator signal at a
  • the first phase-shifting element is formed by a differential antenna. This serves as Nutzsignaleingang and / or local oscillator input, since it receives the useful signal and / or the local oscillator signal.
  • the first phase-shifting element is a differential antenna that receives both the wanted signal and the local oscillator signal. Then both signal components of the useful signal and of the local oscillator signal are present at the two output terminals, which are each phase-shifted by 180 ° relative to one another.
  • Examples of such a differential antenna are in particular a Halbwellenfaltdipolanten- ne, a loop antenna and a patch antenna.
  • the antenna types mentioned are antennas, at their Antennenfußddlingen or terminals the received useful signal in push-pull, d. H. is output with a phase shift of 180 °.
  • the mixer according to the invention has a first and a second phase-shifting element, wherein the first phase-shifting element is formed by a differential antenna as a Nutzsignaleingang and wherein the second phase-shifting element is formed by a differential antenna as a local oscillator signal input.
  • the antenna is designed such that it receives the useful signal free-jet and receives the local oscillator signal from the local oscillator via an electrical connection line, through the antenna looped through the connection or Foot points of the antenna outputs.
  • the local oscillator signal fed into the mixer in this way is output at the connection points of the differential antenna in phase. In this sense, then acts the differential antenna for the local oscillator signal as a splitter. If the supply of the local oscillator signal takes place symmetrically in the differential antenna, then the local oscillator signal is in common mode, ie without phase shift at the output terminals of the antenna. With asymmetric feed, a phase shift between the signal components at the two output terminals can be achieved.
  • the gate of the field effect transistor is biased with a DC voltage.
  • the mixer preferably has a bias voltage source, which in one embodiment is connected via a bias tee to the gate of the field effect transistor.
  • a method for generating a mixed signal by mixing a local oscillator signal with a useful signal in at least one field effect transistor comprising at least one gate, at least one source and at least one drain comprising the steps of: generating the local oscillator signal with a local oscillator frequency, wherein the local oscillator frequency is an integer fraction of the useful frequency of the useful signal plus or minus a mixing frequency of the mixed signal, feeding the useful signal having a useful frequency in at least one gate and / or the drain of the field effect transistor, feeding the local oscillator signal in at least one gate and the drain the same field effect transistor, inserting a phase shift between 0 ° and 360 ° between the local oscillator signal at the gate and the local oscillator signal at the drain of the field effect transistor.
  • the useful signal is fed both into at least one gate and into the drain of the field effect transistor. It is advantageous, but not necessary, to introduce a phase shift both between the useful signal at the gate and the useful signal at the drain of the field effect transistor and between the local oscillator signal at the gate and the local oscillator signal at the drain of the field effect transistor. In this way, an optimal increase in mixing efficiency in subharmonic mixing can be achieved.
  • the phase shift is 180 °.
  • a phase shift of 180 ° is an optimum increase in efficiency of the mixing process, regardless of whether one considers an optimization of the phase shift between the signal components of the useful signal or the signal components of the local oscillator signal.
  • Figure 1 shows an electronic mixer of the prior art.
  • Figure 2 shows a first embodiment of the electronic mixer.
  • FIG. 3 shows a graph in which the increase in the mixing efficiency is plotted against the phase shift between the signal components of the local oscillator signal at the gate and drain of the field effect transistor.
  • FIG. 4 shows a graph in which the increase in the mixing efficiency is plotted against the phase shift between the signal components of the useful signal at the gate and drain of the field effect transistor.
  • FIG. 5 shows a graph in which the increase in the mixing efficiency is plotted against the phase shifts between the signal components of the useful signal and the local oscillator signal at the gate and drain of the field effect transistor.
  • FIG. 6 shows a graph in which the increase in the mixing efficiency versus the distribution of the power of the local oscillator signal to the gate and drain of the field effect transistor is plotted.
  • FIG. 7 shows a graph in which the increase in the mixing efficiency versus the distribution of the power of the useful signal to the gate and drain of the field effect transistor is plotted.
  • FIG. 8 shows a second embodiment of the electronic mixer according to the invention.
  • FIG. 9 shows a further embodiment of the electronic mixer according to the invention.
  • FIG. 10 shows an example of a differential antenna from the mixer of FIG. 9.
  • FIG. 11 shows a variant of the mixer according to the invention from FIG. 9.
  • FIG. 12 shows a variant of the mixer according to the invention from FIG. 8.
  • FIG. 13 shows a two-frequency antenna for the embodiment of the invention
  • Figure 1 shows a mixer circuit of the prior art.
  • the core of the mixer is a field effect transistor 1 with a gate G, a drain D and a source S.
  • a high frequency signal RF with a signal voltage U RF and a local oscillator signal LO with a local oscillator voltage U L o are mixed together to form a mixed signal IF with a signal voltage U
  • the mixing frequency ⁇ ! ⁇ is equal to the difference between the useful frequency v RF of the high frequency signal RF and the local oscillator frequency v L0 of the local oscillator signal LO.
  • the radio-frequency signal RF is the useful signal, ie the amplitude of this signal is to be detected with the aid of the detection device, as shown in FIG. 1 for the prior art and in the further figures according to the invention.
  • the high frequency signal RF is applied to the drain D of the field effect transistor 1, so that the high frequency signal generates a drain-source voltage U D s.
  • the local oscillator signal LO generated by the local oscillator 2 is applied to the gate G of the field effect transistor 1, so that it causes a gate-source voltage U G s in the field effect transistor 1.
  • the drain-source voltage Uos is given as follows
  • U D s U RF ⁇ sin (U ) RF ⁇ t), where Ü) RF is the angular frequency associated with the useful frequency v RF .
  • the gate-source voltage U G s is given by the following expression
  • U G s U L0 ⁇ sin (U> LO t), where U ) LO is the angular frequency associated with the local oscillator frequency v L0 .
  • the local oscillator frequency v L o is a frequency equal to an integer fraction of the mixing frequency v ! F increased or decreased useful frequency VRF is. Apart from the shift around the mixing frequency V
  • the amplitudes of the mixed signals generated by the mixers according to the invention are normalized to these amplitudes of the mixed signals, and the normalized variable is referred to as an increase in the mixing efficiency.
  • the gate is biased by a bias voltage source 3, which is connected via a bias tee to the supply line of the local oscillator 2 to the gate G, with a DC voltage.
  • FIG. 2 shows an electronic mixer for mixing a wanted signal RF with a local oscillator signal LO in a field effect transistor 1 with a gate G, a drain D and a source S.
  • a local oscillator 2 which is part of the Mixer is available.
  • the useful signal RF with a voltage amplitude U RF is received by means of an antenna 4 shown symbolically in FIG. 2 and fed by the antenna into the mixer.
  • a useful signal RF with a useful frequency of 300 GHz is considered by way of example. It is a mixed signal IF with a mixing frequency of V
  • the local oscillator 2 provides a local oscillator frequency at the fourth subharmonic of the useful frequency reduced by the mixing frequency.
  • the aim of the mixer circuit according to the invention shown in Figure 2 is now to feed the useful signal RF and the local oscillator signal LO both in the gate G and in the drain D. At the same time a phase shift is to be inserted between the signal components of the useful signal RF to gate G and drain D of the field effect transistor 1, as well as between the signal components of the local oscillator signal LO, which are applied to the gate and drain of the field effect transistor 1.
  • the antenna 4 is connected to a first splitter 5, which splits the useful signal RF into two signal components, of which the first is connected via a first phase shifter 6 and a first combiner 7 to the drain D of the field effect transistor 1.
  • the second output of the first splitter 5 is connected via a second combiner 8 to the gate G of the field effect transistor 1.
  • the local oscillator 2 is connected to a second splitter 9, which also divides the local oscillator signal LO into two outputs.
  • the one output of the splitter 9 is connected via a second phase shifter 10 to the first combiner 7, so that the useful signal RF and the local oscillator signal LO superimposed on the first combiner 7 and provided at a common output of the combiner 7 for the drain D of the field effect transistor 1 become.
  • the second output of the second splitter 9 is connected to the second combiner 8, so that here also the useful signal RF and the local oscillator signal LO are superimposed on one another and provided to the gate G of the field effect transistor 1.
  • a bias voltage source 3 is provided which feeds a DC bias voltage into the gate G of the field-effect transistor 1 via a bias tee 11.
  • the gate-source AC voltage for the mixer arrangement according to the invention from FIG. 2 is calculated as follows.
  • U GS ⁇ U w ⁇ sin (? W * t) + fsll and the drain-source voltage obtained from the following expression
  • U DS V 1 -r * U IO sin ( ⁇ y A ( , ⁇ t + ⁇ ⁇ ⁇ ) + / l - s ⁇ U R ⁇ sin ( ⁇ y / y , ⁇ / + (p m; )).
  • r describes the proportion of local oscillator signal power applied to the gate such that 1-r is the local oscillator signal power at the drain.
  • s describes the portion of the wanted signal power which is applied to the gate, so that 1-s denotes the useful signal power at the drain.
  • ⁇ p L0 describes the phase shift of the signal components of the local oscillator signal at the gate and drain inserted by the second phase shifter 10.
  • ⁇ p RF describes the phase shift between the signal components of the useful signal RF, which are applied to the gate and drain.
  • FIG. 3 shows a graph in which the increase in the mixing efficiency with respect to the phase shift ⁇ p L0 is plotted between the signal components of the local oscillator signal at the gate and drain. It is obvious that an optimized mixing efficiency is achieved when the phase shift is ⁇ or 180 °.
  • FIG. 4 shows a graph in which the increase of the mixing efficiency against the phase shift cp RF between the signal components of the useful signal at the gate and drain is reproduced.
  • FIGS. 6 and 7 each show an increase in the mixing efficiency versus a variation of the factors r and s, respectively. It turns out that the optimal mixing efficiency is not the same as initially expect with an equal distribution of the available power of the local oscillator signal ( Figure 6) and the useful signal RF ( Figure 7) sets.
  • FIG. 8 shows an alternative embodiment of the mixer circuit which, unlike the embodiment of FIG. 2, manages with only a single combiner 20, a single splitter 21 and a single phase-shifting element 22.
  • the useful signal RF is provided by an antenna 4, and the local oscillator signal LO is generated by a local oscillator 2.
  • Both signals RF and LO are combined in the combiner 20 and superposed on each other, wherein the superimposed signal from the splitter on two paths, each containing signal components of the useful signal RF and the local oscillator signal LO, is divided.
  • the first output of the splitter 21 is connected to the drain of the field effect transistor 1, while the second output of the splitter 21 is connected to the gate of the field effect transistor 1.
  • the delay line 22 has to be set so that it is 180 ° relative to the signal component of the useful signal applied to the gate G of the field effect transistor 1 for the useful signal RF. If now the local oscillator frequency v L0 is chosen such that it is an odd integer fraction of the order of the mixing frequency V
  • FIG. 12 shows an embodiment of the mixer according to the invention which, like the embodiment of FIG. 8, requires only a single combiner.
  • the single splitter is formed by a transformer 60.
  • the combiner is not shown in the embodiment of Figure 12, but the local oscillator 2 and the antenna 4 are shown schematically as a single source 2, 4.
  • an antenna 4 "' is used, as shown in Figure 13. This forms the combiner and antenna replaces the schematic source 2, 4 for the useful signal RF and the local oscillator signal LO of Figure 12
  • the antenna 4 "'from FIG. 13 is a two-frequency antenna consisting of a metal layer as a mass plane, a dielectric and a metal patch 70 on the dielectric.
  • the metal patch 70 forms a patch antenna for the useful signal RF.
  • four square recesses 71, 72, 73, 74 are structured, i. in these areas, the metal layer on the dielectric is missing.
  • the recesses 71, 72, 73, 74 form four slot antennas in the metal layer for the local oscillator signal, so that at the points P1, P2, P3 and P4 respectively a superposition between the useful signal RF and the local oscillator signal LO tapped and in the circuit of Figure 12 can be fed.
  • the superimposition of useful signal RF and local oscillator signal LO is divided by means of a transformer 60 so that the high frequency signal RF and the local oscillator signal LO applied to both the gate G and the drain D of the field effect transistor 1.
  • the primary coil 61 of the transformer 60 is connected between the combiner and the drain of the field effect transistor 1, while the secondary coil 62 is connected between the gate bias voltage U g and the gate G of the field effect transistor 1. Between the primary coil 61 and the secondary coil 62 there is an electromagnetic coupling.
  • transformer 60 Due to the inherent properties of the transformer 60 this provides as a splitter not only for a division of the useful signal RF and the local oscillator signal LO on gate G and drain D of the field effect transistor 1, but also for the inventive phase shift between the signal components of the useful signal RF to gate G and drain D and between the signal components of the local oscillator signal LO to gate G and drain D.
  • Figure 9 shows a further alternative embodiment based on the specific characteristics of a differential antenna 4 '.
  • An exemplary embodiment of such a differential antenna 4 ' is shown in FIG.
  • the folded half-wavelength dipole antenna 4 'shown is chosen such that it is resonant with the useful signal having a useful frequency v RF incident on the antenna 4'.
  • the useful signal RF with a phase shift of ⁇ between the signal components at the terminal 4a 'and the terminal 4b' on.
  • the differential antenna 4 ' has a two-wire output.
  • the mixer circuit according to FIG. 9 has two field effect transistors 50, 51. While the gate G of the first transistor 50 outputs and supplies the signal portion of the useful signal coming from the terminal 4b 'of the antenna 4' is, the gate G of the second field effect transistor 51 is supplied with the signal portion of the useful signal, which is applied to the first output 4a 'of the differential antenna 4'. Just the opposite, the supply of the drain D of the two field effect transistors 50, 51 takes place with the useful signal. While the first output of the antenna 4a 'is connected to the drain of the first field effect transistor 50, the second output 4b' of the differential antenna 4 'is connected to the drain of the second field effect transistor 51.
  • a first splitter 52 is provided which is connected to the first terminal 4a 'of the differential antenna and splits the signals such that the first terminal 4a' of the antenna is connected both to the drain of the first field effect transistor 50 and to the first Gate of the second field effect transistor 51 is connected.
  • the second output 4b ' is connected to a second splitter 53, which in turn connects the second output 4b' of the differential antenna 4 'to the gate of the first field effect transistor 50 and the drain of the second field effect transistor 51.
  • a phase shift of 180 ° for the useful signal arises both between the gate and the drain of the first field effect transistor 50 and between the gate and the drain of the second field effect transistor 51.
  • the antenna 4' acts as splitter for the local oscillator signal LO and at the output terminals 4a 'and 4b 'the antenna 4' is the local oscillator signal without phase shift between the two signal components.
  • the capacitances 54, 55 provided in front of the drains in the circuit of FIG. 9 serve as high pass filters to decouple the gate bias of the bias source 3 from the drains.
  • FIG. 11 shows a further embodiment of a mixer according to the invention.
  • the structure of the mixer of Figure 11 largely corresponds to that of the mixer of Figure 9.
  • the same elements are designated by the same reference numerals.
  • both the useful signal and the local oscillator signal are free-jet coupled into the mixer via the differential antenna 4 ", which is resonant to the differential antenna 4" both for the useful signal and for the local oscillator signal.
  • the differential antenna 4 "combines the following functions: It is useful signal input and local oscillator input. It is Kobinator for combining the useful signal and the local oscillator signal. It is a phase-shifting element for both the useful signal and the local oscillator signal.
  • both the useful signal RF and the local oscillator signal LO are at a phase shift of ⁇ between the signal components at the connection 4a" and at the connection 4b ".
  • the mixer circuit according to FIG. 11 also has two field-effect transistors 50, 51. While the gate G of the first transistor 50 is output with the signal components of the desired signal and the local oscillator signal which are output from the terminal 4b "of the antenna 4" is supplied, the gate G of the second field effect transistor 51 is supplied with the signal components of the desired signal and the local oscillator signal which are applied to the first output 4a "of the differential antenna 4". Just the opposite, the supply of the drains D of the two field effect transistors 50, 51 takes place with the useful signal and the local oscillator signal. While the first output of the antenna 4a "is connected to the drain of the first field effect transistor 50, the second output 4b" of the differential antenna 4 "is connected to the drain of the second field effect transistor 51.
  • a first splitter 52 is provided which is connected to the first terminal 4a "of the differential antenna and splits the signals such that the first terminal 4a" of the antenna is connected both to the drain of the first field effect transistor 50 and to the first Gate of second field effect transistor 51 is connected.
  • the second output 4b is connected to a second splitter 53, which in turn connects the second output 4b" of the differential antenna 4 "to the gate of the first field effect transistor 50 and the drain of the second field effect transistor 51.
  • a phase shift occurs of 180 ° for the useful signal and the local oscillator signal both between the gate and the drain of the first field effect transistor 50 and between the gate and the drain of the second field effect transistor 51.

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Abstract

In der Hochfrequenztechnik sind sogenannte subharmonische Mischer zum Mischen eines Nutzsignals mit einem Hochfrequenzsignal bekannt, für die ein Lokaloszillator verwendet wird, der ein Lokaloszillatorsignal erzeugt, dessen Lokaloszillatorfrequenz gleich einem ganzzahligen Bruchteil der um die Mischfrequenz erhöhten oder verringerten Nutzfrequenz ist. Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es nun, einen elektronischen Mischer bereitzustellen, der ein subharmonisches Mischen mit erhöhter Mischeffizienz ermöglicht. Dazu wird erfindungsgemäß ein elektronischer Mischer vorgeschlagen zum Erzeugen eines Mischsignals durch Mischen eines Lokaloszillatorsignals mit einem Nutzsignal mit mindestens einem Feldeffekttransistor, der mindestens ein Gate, mindestens eine Source und mindestens einen Drain aufweist, einem Nutzsignaleingang zum Einspeisen des Nutzsignals mit einer Nutzfrequenz, einem Lokaloszillatorsignaleingang zum Einspeisen des Lokaloszillatorsignals, der so eingerichtet ist, dass er im Betrieb des Mischers ein Lokaloszillatorsignal aufnimmt, dessen Lokaloszillatorfrequenz ein ganzzahliger Bruchteil der Nutzfrequenz des Nutzsignals zuzüglich oder abzüglich einer Mischfrequenz des Mischsignals ist, und einem Signalausgang, an dem im Betrieb des Mischers das Mischsignal anliegt, wobei der Mischer so eingerichtet ist, dass im Betrieb des Mischers zur Erzeugung einer Gate-Source-Spannung und/oder einer Drain-Source-Spannung mindestens ein Gate des Feldeffekttransistors und/oder der Drain und/oder die Source das Nutzsignal von dem Nutzsignaleingang aufnehmen, wobei der Mischer so eingerichtet ist, dass im Betrieb des Mischers zur Erzeugung einer Gate-Source-Spannung mindestens ein Gate des Feldeffekttransistors das Lokaloszillatorsignal von dem Lokaloszillatorsignaleingang aufnimmt, und wobei der Mischer so eingerichtet ist, dass im Betrieb des Mischers der Drain oder die Source des Feldeffekttransistors zur Erzeugung einer Drain-Source-Spannung das Lokaloszillatorsignal von dem Lokaloszillatorsignaleingang aufnimmt, und wobei der Mischer so eingerichtet ist, dass im Betrieb des Mischers zwischen dem von dem Gate des Feldeffekttransistors aufgenommenen Lokaloszillatorsignal und dem von dem Drain oder der Source des Feldeffekttransistors aufgenommenen Lokaloszillatorsignal eine Phasenverschiebung zwischen 0° und 360° eingefügt wird.

Description

Subharmonischer Mischer
Die vorliegende Erfindung betrifft einen elektronischen Mischer zum Erzeugen eines Mischsignals durch Mischen eines Lokaloszillatorsignals mit einem Nutzsignal mit mindestens einem Feldeffekttransistor, der mindestens ein Gate, mindestens eine Source und mindestens einen Drain aufweist, einem Nutzsignaleingang zum Einspeisen des Nutzsignals mit einer Nutzfrequenz und einem Lokaloszillatorsignaleingang zum Einspeisen des Lokaloszillatorsignals, der so eingerichtet ist, dass er im Betrieb des Mischers ein Lokaloszillatorsignal aufnimmt, dessen Lokaloszillatorfrequenz gleich einem ganzzahligen Bruchteil der um die Mischfrequenz erhöhten oder verringerten Nutzfrequenz ist und einem Signalausgang, an dem im Betrieb des Mischers das Mischsignal anliegt.
Die vorliegende Erfindung betrifft darüber hinaus ein Verfahren zum Erzeugen eines Mischsignals durch Mischen eines Lokaloszillatorsignals mit einem Nutzsignal in mindestens einem Feldeffekttransistor, der mindestens ein Gate, mindestens eine Source und mindestens einen Drain aufweist, mit dem Schritt Erzeugen des Lokaloszillatorsignals mit einer Lokaloszillatorfrequenz, wobei die Lokaloszillatorfrequenz gleich einem ganzzahligen Bruchteil der um die Mischfrequenz erhöhten oder verringerten Nutzfrequenz ist.
Zur effizienten Erfassung von elektromagnetischen Signalen werden seit langem Überlagerungsempfänger, insbesondere Heterodynempfänger, verwendet, bei denen das zu erfassende elektromagnetische Signal, das nachfolgend als Nutzsignal bezeichnet wird, mit einem lokal, d. h. am oder im Mischer selbst erzeugten Signal, das nachfolgend als Lokaloszillatorsignal bezeichnet wird, gemisch wird. Das Mischsignal weist dann eine Mischfrequenz auf, die gleich der Differenzfrequenz zwischen der Frequenz des Nutzsignals, diese wird nachfolgend als Nutzfrequenz bezeichnet, und der Frequenz des Lokaloszillatorsignals, diese wird nachfolgend als Lokaloszillatorfrequenz bezeichnet, ist. Die Amplitude des Mischsignals ist ein Maß für die Amplitude des Nutzsignals. Das in der vorliegenden Anmeldung als Mischsignal mit der Mischfrequenz bezeichnete Signal als Ausgang des Mischers, wird in der Literatur häufig auch Zwischenfrequenzsignal mit der Zwischenfrequenz genannt.
Der Terahertz-Frequenzbereich oder Submillimeter-Wellenlängenbereich, der grob von 100 Gigahertz (GHz) bis 10 Terahertz (THz) definiert ist, ist einer der letzten„dunklen" Bereiche des elektromagnetischen Spektrums. Technisch nutzbare Detektoren sind in diesem Frequenzbereich bisher nicht oder nur bei niedrigen Frequenzen kommerziell erhältlich. Insbesondere die Mischeffizienz von Feldeffekttransistoren, die häufig zum Mischen eines Nutzsignals mit einem Lokaloszillatorsignal verwendet werden, sinkt zu höheren Nutzfrequenzen hin stark ab.
Dabei hängt die Effizienz der Mischer aber auch von der zur Verfügung gestellten Leistung des Lokaloszillatorsignals ab. Leistungsstarke Lokaloszillatorquellen sind bei hohen Terahertz- Frequenzen nicht oder nur mit großem technischen und finanziellen Aufwand verfügbar. Daher ist es aus dem Stand der Technik bekannt, einen Lokaloszillator zu verwenden, der ein Lokaloszillatorsignal erzeugt, dessen Lokaloszillatorfrequenz gleich einem ganzzahligen Bruchteil der um die Mischfrequenz erhöhten oder verringerten Nutzfrequenz ist. Ein derartiges Mischverfahren wird als subharmonisches Mischen bezeichnet.
Ausgenutzt werden beim subharmonischen Mischen die nichtlinearen Eigenschaften des Mischerbauelements, so auch beim Feldeffekttransistor. Es wird ein Mischprodukt bei der Differenz eines ganzzahligen Vielfachen der Lokaloszillatorfrequenz und der Nutzfrequenz erzeugt.
Allerdings ist die Effizienz des subharmonischen Mischens deutlich geringer als die Mischeffizienz bei Einkopplung der Fundamentalen mit gleicher Leistung in das Mischerelement, insbesondere den Feldeffekttransistor.
Daher ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen elektronischen Mischer bereitzustellen, der ein subharmonisches Mischen mit erhöhter Mischeffizienz ermöglicht.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch das Bereitstellen eines elektronischen Mischers gelöst zum Erzeugen eines Mischsignals durch Mischen eines Lokaloszillatorsignals mit einem Nutzsignal mit mindestens einem Feldeffekttransistor, der mindestens ein Gate, mindestens eine Source und mindestens einen Drain aufweist, einem Nutzsignaleingang zum Einspeisen des Nutzsignals mit einer Nutzfrequenz, einem Lokaloszillatorsignaleingang zum Einspeisen des Lokaloszillatorsignals, der so eingerichtet ist, dass er im Betrieb des Mischers ein Lokaloszillatorsignal aufnimmt, dessen Lokaloszillatorfrequenz ein ganzzahliger Bruchteil der Nutzfrequenz des Nutzsignals zuzüglich oder abzüglich einer Mischfrequenz des Mischsignals ist, und einem Signalausgang, an dem im Betrieb des Mischers das Mischsignal anliegt, wobei der Mischer so eingerichtet ist, dass im Betrieb des Mischers zur Erzeugung einer Gate-Source-Spannung und/oder einer Drain-Souce-Spannung mindestens ein Gate des Feldeffekttransistors und/oder der Drain und/oder die Source das Nutzsignal von dem Nutzsignaleingang aufnehmen, wobei der Mischer so eingerichtet ist, dass im Betrieb des Mischers zur Erzeugung einer Gate-Source-Spannung mindestens ein Gate des Feldeffekttransistors das Lokaloszillatorsignal von dem Lokaloszillatorsignaleingang aufnimmt, und wobei der Mischer so eingerichtet ist, dass im Betrieb des Mischers der Drain oder die Source des Feldeffekttransistors zur Erzeugung einer Drain-Souce-Spannung das Lokaloszillatorsignal von dem Lokaloszillatorsignaleingang aufnimmt, und wobei der Mischer so eingerichtet ist, dass im Betrieb des Mischers zwischen dem von dem Gate des Feldeffekttransistors aufgenommenen Lokaloszillatorsignal und dem von dem Drain oder der Source des Feldeffekttransistors aufgenommenen Lokaloszillatorsignal eine Phasenverschiebung zwischen 0° und 360° eingefügt wird.
Die entscheidende Idee zur Verbesserung eines Mischers auf Basis eines Feldeffekttransistors lieg erfindungsgemäß darin, gleichzeitig das Lokaloszillatorsignal sowohl in das Gate als auch in den Drain oder alternativ gleichzeitig in das Gate und die Source des Feldeffekttransistors einzu- koppeln. Auf diese Weise trägt das Lokaloszillatorsignal zur Gate-Source-Spannung und zur Drain-Source-Spannung bei.
Eine solche gleichzeitige Einkopplung des Lokaloszillatorsignals in Gate und Drain genügt jedoch für eine Steigerung der Mischeffizienz nicht. Vielmehr muss eine Phasenverschiebung zwischen 0° und 360° zwischen den jeweils an Gate und Drain oder Source anliegenden Signalanteilen des Lokaloszillatorsignals eingefügt werden.
Wenn im Sinne der vorliegenden Anmeldung von einem Feldeffekttransistor (FET) die Rede ist, so werden darunter alle für den Fachmann unter diesen Begriff fallenden spannungsgesteuerten Unipolartransistoren verstanden. Dabei weisen die meisten Feldeffekttransistoren in Bezug auf Source und Drain symmetrische Eigenschaften auf, so dass die Bezeichnung Source und Drain ausschließlich von der Beschaltung des Elementes abhängt. Für die erfindungsgemäße Schaltung ist es dabei unerheblich, ob die Einkopplung des Nutzsignals und/oder des Lokaloszillatorsignals in die Source oder den Drain des Transistors erfolgt. Wenn in der folgenden Beschreibung dargelegt wird, dass die Einkopplung der Signale in den Drain erfolgt, so ist dient dies lediglich der sprachlichen Vereinfachung und dem besseren sprachlichen Verständnis. Alternativ zur Einkopplung in den Drain ist bei entsprechender Beschaltung auch eine Einkopplung der Signale in die Source des Transistors möglich.
Ist in der folgenden Beschreibung sowie den Ansprüchen davon die Rede, dass eine Einkopplung in das Gate und den Drain oder die Source erfolgt, so ist gemeint, das die Einkopplung sowohl in das Gate als auch in den Drain oder die Source erfolgt.
In einer Ausführungsform werden die zu mischenden Signale, Nutzsignal und Lokaloszillatorsignal, beide sowohl in mindestens eines der Gates als auch in den Drain des Feldeffekttransistors eingekoppelt. Dabei ist es in einer solchen Ausführungsform vorteilhaft, aber nicht zwingend, wenn Phasenverschiebungen zwischen 0° und 360° zwischen den jeweils an Gate und Drain anliegenden Signalanteilen sowohl des Nutzsignals als auch des Lokaloszillatorsignals eingefügt werden.
In einer Ausführungsform ist der Feldeffekttransistor ein Multigate-Feldeffekktransistor, d.h. eine Feldeffekttransistor mit einer Mehrzahl von Gates. In einer solchen Ausführungsform ist es ausreichend mindestens eines der Gates mit dem Nutzsignal und mindestens eines der Gates mit dem Lokolszillatorsignal zu beaufschlagen. Dabei ist es in einer Ausführungsform möglich mindestens eines der Gates des Multigate-Feldeffekttransistors sowohl mit dem Nutzsignal als auch mit dem Lokaloszillatorsignal zu beaufschlagen, so wie dies bei einem Feldeffekttransistor mit nur einem Gate der Fall ist.
Dabei sind insbesondere Ausführungsformen möglich, bei denen mehr als ein Nutzsignal und mehr als ein Lokaloszillatorsignal in den Mischer eingekoppelt werden bzw. mehr als ein Nutzsignaleingang und mehr als ein Lokaloszillatorsignaleingang vorgesehen sind.
In einer Ausführungsform des Mischers werden der Nutzsignaleingang und/oder der Lokaloszillatorsignaleingang von einer Antenne gebildet.
In einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Mischers ist der Lokaloszillatorsignaleingang mit einem Lokaloszillator zum Erzeugen des Lokaloszillatorsignals verbunden, wobei der Lokaloszillator so eingerichtet ist, dass er im Betrieb des Mischers ein Lokaloszillatorsignal erzeugt, dessen Lokaloszillatorfrequenz ein ganzzahliger Bruchteil der um eine Mischfrequenz des Mischsignals verringerten oder erhöhten Nutzfrequenz des Nutzsignals ist.
Um die Phasenverschiebung zwischen den Signalanteilen von Nutzsignal bzw. Lokaloszillatorsignal an Gate und Drain einzufügen weist der Mischer in einer Ausführungsform mindestens ein phaseschiebendes Element auf.
Phasenschiebende Elemente sind aus dem Stand der Technik in ganz unterschiedlichen Ausführungsformen bekannt. So lassen sich Phasenverschiebungen beispielsweise durch Verzögerungsstrecken, die einen Laufzeitunterschied und damit eine Phasenverschiebung zwischen zwei Signalpfaden einführen, realisieren. Alternativ dazu können elektronische Bauelemente verwendet werden, aber auch sogenannte geometrische Phasenschieber, die aufgrund ihrer topologi- schen Eigenschaften in der Lage sind, die Phasenlage eines Signals zu verändern. Unter einem phasenschiebenden Element im Sinne der vorliegenden Erfindung werden all diejenigen Elemente verstanden, die eine Phasenverschiebung zwischen den an ihrem Ein- und Ausgang anliegenden Signalen einfügen oder die an zwei verschiedenen Ausgängen Signalanteile bereitstellen, die eine relative Phasenverschiebung zueinander aufweisen. Dazu gehören neben den allgemein als phasenschiebend bezeichneten Elementen insbesondere auch Inverierer, Multiplizierer. Auch eine differenzielle Antenne, die an ihren Anschlusspunkten ein Signal im Gegentakt bereitstellt ist ein phasenschiebendes Element im Sinne der vorliegenden Erfindung. Auch der Feldeffekttransistor selbst kann in einer Ausführungsform die Funktion des phasenschiebenden Elements übernehmen, beispielsweise unter Verwendung plasmonischer Signalpropagation.
Unter einem subharmonischen Mischer im Sinne der vorliegenden Anmeldung wird ein Mischpro- zess verstanden, bei dem das Lokaloszillatorsignal eine Lokalosziliatorfrequenz aufweist, die ein ganzzahliger Bruchteil der um die Mischfrequenz reduzierten oder erhöhten Nutzfrequenz ist. Mathematisch ausgedrückt berechnet sich bei dem erfindungsgemäßen subharmonischen Mischen die Lokalosziliatorfrequenz vL0 des zur Verfügung zu stellenden Lokaloszillatorsignals wie folgt: LO = (VRF± VIF)— .
n
Dabei ist vRF die Nutzfrequenz des Nutzsignals RF und viF ist die Frequenz des Mischsignals IF, welches als Ausgangsprodukt des Mischers betrachtet wird, n ist eine ganze Zahl und bezeichnet die Harmonische der Lokalosziliatorfrequenz, die im Mischer generiert werden muss, um ein Mischprodukt bei der Frequenz viF zu ergeben.
In einer Ausführungsform der Erfindung liegt die Nutzfrequenz vRF des Nutzsignals im sogenannten Terahertz-Frequenzbereich, d. h. im Sinne der vorliegenden Anmeldung in einem Frequenzbereich von 100 GHz bis 10 THz.
Soll beispielsweise als Nutzsignal ein Terahertzsignal bei 300 GHz empfangen werden, wobei das Mischsignal eine einfach zu verarbeitende Mischfrequenz V|F von 100 MHz aufweist, so ist es zweckmäßig, wenn das Lokaloszillatorsignal eine Lokalosziliatorfrequenz bei der vierten Subharmonischen verschoben um die 100 MHz aufweist, d. h. vL0 = (300 GHz - 100 MHz) · -
4 Die Mischfrequenz V|F liegt zweckmäßigerweise in einem Bereich von DC bis 100 GHz und bevorzugt in einem Bereich von 1 MHz bis 1 GHz.
Während sich eine Steigerung der Effizienz bereits dann ergibt, wenn eine Phasenverschiebung nur zwischen den Signalanteilen an Gate und Drain entweder des Nutzsignals oder des Lokaloszillatorsignals eingefügt wird, ist es vorteilhaft, wenn in einer Ausführungsform zwischen den Signalanteilen an Gate und Drain sowohl des Nutzsignals als auch des Lokaloszillatorsignals eine Phasenverschiebung eingefügt wird.
Dabei beträgt die zwischen den Signalanteilen an Gate und Drain des Nutzsignals und/oder des Lokaloszillatorsignals eingefügte Phasenverschiebung in einer Ausführungsform 180° oder π. Eine Phasenverschiebung von 180° bewirkt eine maximale Steigerung der Mischeffizienz. Dabei ist die Änderung der Mischeffizienz 2 π-periodisch. D.h. eine relative Phasenverschiebung um 180° führt zum gleichen Ergebnis wie eine relative Phasenverschiebung um 540°.
Aus dem Stand der Technik ist es bekannt, zum Mischen eines Nutzsignals mit einer Nutzfrequenz im Terahertz-Frequenzbereich und einem Lokaloszillatorsignal das Nutzsignal in den Drain eines Feldeffekttransistors einzuspeisen und das Lokaloszillatorsignal in das Gate. Eine solche Anordnung ist in Figur 1 gezeigt. Auch in dieser klassischen Situation werden zumeist subharmonische der Nutzfrequenz als Lokaloszillatorfrequenz verwendet, um die Lokaloszillatorfrequenz bei preisgünstig verfügbaren Frequenzen betreiben zu können.
Unter der Annahme einer Aufteilung von Lokaloszillatorsignal und Nutzsignal von 50:50 auf Gate und Drain und einer Phasenverschiebung von 180° zwischen den jeweiligen Signalanteilen von Nutzsignal und Lokaloszillatorsignal an Gate und Drain, verbessert sich die Mischeffizienz bei der zweiten Harmonischen um 2,475, bei der dritten Harmonischen um 3,75 und bei der vierten Harmonischen um 5,48.
Mit anderen Worten ausgedrückt, kann aufgrund der Effizienzsteigerung durch die erfindungsgemäßen Phasenverschiebungen zwischen den jeweiligen Signalanteile an Gate und Drain das Lokaloszillatorsignal mit einer entsprechend verringerten Leistung bei der Lokaloszillatorfrequenz VLO bereitgestellt werden.
In einer Ausführungsform der Erfindung wird der Feldeffekttransistor in einem nicht-klassischen Regime als sogenannter Plasmafeldeffekttransistor oberhalb seiner Transistorgrenzfrequenz betrieben. D. h. die Nutzfrequenz des Nutzsignals vRF ist größer als die Transistorgrenzfrequenz. Bei einem Betrieb oberhalb der Transistorgrenzfrequenz arbeitet der Feldeffekttransistor nicht mehr als Verstärker, so dass in diesem Fall der erfindungsgemäße Mischer bzw. das Verfahren zum Mischen die deutlichste Steigerung der Mischeffizienz bewirkt. Dies schließt allerdings eine zusätzliche Steigerung der Mischeffizienz durch Anlegen einer DC Vorspannung nicht aus. Auch plasmonische Effekte können in diesem Regime zu einer Erhöhung der Mischeffizienz führen. Laufzeiteffekte spielen phasenbeeinflussend eine Rolle.
In einer Ausführungsform der Erfindung weist der Mischer mindestens einen Splitter und mindestens einen Kombinator auf, wobei der Splitter und der Kombinator so angeordnet sind, dass im Betrieb des Mischers das Gate des Feldeffekttransistors und der Drain des Feldeffekttransistors sowohl das Nutzsignal als auch das Lokaloszillatorsignal aufnehmen.
Dabei wird im Sinne der vorliegenden Erfindung unter einem Splitter ein Bauelement verstanden, welches in der Lage ist, einen Signaleingang auf mindestens zwei Signalausgänge zu verteilen. Unter einem Kombinator hingegen wird ein Bauelement verstanden, das in der Lage ist, mindestens zwei Signaleingänge auf einen Signalausgang zusammenzuführen.
Im einfachsten Fall jedoch können ein Splitter und ein Kombinator von einem Punkt einer Schaltung gebildet werden, an dem mindestens zwei Leitungen zusammentreffen und sich zu einer einzigen vereinen. Ob ein solcher Punkt ein Splitter oder ein Kombinator ist, entscheidet sich dann in Abhängigkeit von der Signalrichtung.
In einer Ausführungsform können auch Splitter und Kombinator von einem einzigen Element mit mindestens zwei Eingangsanschlüssen und mindestens zwei Ausgangsanschlüssen (einem sogenannten 2x2-Koppler) gebildet werden.
In einer Ausführungsform weist der Mischer einen ersten Splitter, einen zweiten Splitter, ein erstes phasenschiebendes Element, ein zweites phasenschiebendes Element, einen ersten Kombinator und einen zweiten Kombinator auf, wobei der erste Splitter so eingerichtet ist, dass er im Betrieb des Mischers das Nutzsignal von dem Nutzsignaleingang aufnimmt und das Nutzsignal an das Gate und den Drain ausgibt, wobei der zweite Splitter so eingerichtet ist, dass er im Betrieb des Mischers das Lokaloszillatorsignal von dem Lokaloszillatorsignaleingang aufnimmt und das Lokaloszillatorsignal an das Gate und den Drain ausgibt, wobei das erste phasenschiebende Element zwischen dem ersten Splitter und dem Gate des Feldeffekttransistors oder zwischen dem ersten Splitter und dem Drain des Feldeffekttransistors angeordnet ist und wobei das erste phasenschiebende Element so eingerichtet ist, dass es zwischen dem vom Gate des Feldeffekttransistors aufgenommenen Nutzssignal und dem vom Drain des Feldeffekttransistors aufgenommenen Nutzsignal eine Phasenverschiebung, vorzugsweise von 180°, einfügt, wobei das zweite phasenschiebende Element zwischen dem zweiten Splitter und dem Gate des Feldeffekttransistors oder zwischen dem ersten Splitter und dem Drain des Feldeffekttransistors angeordnet ist und wobei das zweite phasenschiebende Element so eingerichtet ist, dass es zwischen dem vom Gate des Feldeffekttransistors aufgenommenen Lokaloszillatorsignal und dem vom Drain des Feldeffekttransistors aufgenommenen Lokaloszillatorsignal eine Phasenverschiebung, vorzugsweise von 180°, einfügt, wobei der erste Kombinator so eingerichtet ist, dass er im Betrieb des Mischers das Nutzsignal von dem ersten Splitter und das Lokaloszillatorsignal von dem zweiten Splitter aufnimmt und das Nutzsignal und das Lokaloszillatorsignal an den Drain des Feldeffekttransistors ausgibt, und wobei der zweite Kombinator so eingerichtet ist, dass er im Betrieb des Mischers das Nutzsignal von dem ersten Splitter und das Lokaloszillatorsignal von dem zweiten Splitter aufnimmt und das Nutzsignal und das Lokaloszillatorsignal an den Drain des Feldeffekttransistors ausgibt.
Eine derartige Anordnung weist den Vorteil auf, dass die ersten und zweiten phasenschiebenden Elemente jeweils in Abschnitten der Schaltung angeordnet sind, die entweder nur von dem Nutzsignal oder nur von dem Lokaloszillatorsignal durchflössen werden, so dass die phasenschiebenden Elemente für die Lokaloszillatorfrequenz bzw. die Nutzfrequenz optimiert werden können und die beiden phasenschiebenden Elemente das jeweils andere Signal nicht beeinflussen.
In einer alternativen Ausführungsform weist der Mischer genau ein phasenschiebendes Element auf, wobei das phasenschiebende Element so angeordnet ist, dass es im Betrieb des Mischers sowohl das Nutzsignals als auch das Lokaloszillatorsignal und sowohl das Nutzsignal als auch das Lokaloszillatorsignal an das Gate oder an den Drain des Feldeffekttransistors ausgibt, und wobei das phasenschiebende Element so eingerichtet ist, dass es im Betrieb des Mischers eine Phasenverschiebung, vorzugsweise von 180°, sowohl zwischen dem von dem Gate des Feldeffekttransistors aufgenommen Nutzssignal und dem von dem Drain des Feldeffekttransistors aufgenommenen Nutzsignal als auch zwischen dem von dem Gate des Feldeffekttransistors aufgenommenen Lokaloszillatorsignal und dem von dem Drain des Feldeffekttransistors aufgenommenen Lokaloszillatorsignal einfügt.
Eine solche Anordnung, bei der das Nutzsignal und das Lokaloszillatorsignal zunächst an einem Kombinator überlagert und dann auf zwei voneinander getrennten Leitungen zur Zuführung an das Gate und den Drain aufgeteilt werden, weist den Vorteil auf, dass sie mit nur einem einzigen phasenschiebenden Element auskommt.
Als nachteilig erweist sich möglicherweise, dass bei einer willkürlichen Wahl der Nutzfrequenz vRF und der Lokaloszillatorfrequenz vLo beide Signale unterschiedliche Phasenverschiebungen durch das einzige phasenschiebende Element erfahren. In einer Ausführungsform der Erfindung wählt man daher für das phasenschiebende Element eine Verzögerungsstrecke während der Mischer ein Lokaloszillatorsignal mit einer Lokaloszillatorfrequenz aufnimmt, die ein ungerader ganzzahliger Bruchteil der um die Mischfrequenz erhöhten oder verringerten Nutzfrequenz des Nutzsignals ist. Ist dabei die Verzögerungsstrecke als phasenschiebendes Element so gewählt, dass sie für die Nutzfrequenz vRF gerade eine Phasenverschiebung von 180° einfügt, so wie sie für die Steigerung der Effizienz optimal ist, so wird auch für die ungerade Subharmonische die Phase um etwa 180° verschoben.
In einer Ausführungsform ist das vorzugsweise einzige phasenschiebende Element ein Transformator mit mindestens zwei Spulen. Dabei ist eine der Spulen, in einer Ausführungsform die Primärspule, mit dem Drain des Feldeffekttransistors und die andere Spule, in einer Ausführungsform die Sekundärspule, mit dem Gate des Feldeffekttransistors verbunden. Darüber hinaus ist eine der Spulen mit den Signaleingängen für das Nutzsignal und das Lokaloszillatorsignal verbunden. Aufgrund der inhärenten Eigenschaften des Transformators sorgt dieser als Splitter nicht nur für eine Aufteilung des Nutzsignals und des Lokaloszillatorsignals auf Gate und Drain des Feldeffekttransistors, sondern auch für die erfindungsgemäße Phasenverschiebung zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals an Gate und Drain sowie zwischen den Signalanteilen des Lokaloszillatorsignals an Gate und Drain.
In einer Ausführungsform dient der Transformator auch der Impedanzanpassung. Dazu ist dieser mit einer Primärspule und zwei Sekundärspulen ausgestaltet. Die Primärspule ist mit den Signaleingängen für das Nutzsignal und das Lokaloszillatorsignal verbunden, während die erste Sekundärspule mit dem Gate des Feldeffekttransistors verbunden ist und die zweite Sekundärspule mit dem Drain des Feldeffekttransistors verbunden ist.
In einer weiteren alternativen Ausführungsform weist der Mischer einen ersten und einen zweiten Splitter, ein erstes phasenschiebendes Element mit zwei Ausgangsanschlüssen und einen ersten und einen zweiten Feldeffekttransistor auf, wobei das erste phasenschiebende Element so angeordnet und eingerichtet ist, dass es im Betrieb des Mischers das Nutzsignal und/oder das Lokaloszillatorsignal aufnimmt und eine Phasenverschiebung von vorzugsweise 180° zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals und/oder Lokaloszillatorsignals an seinen zwei Ausgangsanschlüssen einfügt, wobei der erste Splitter so angeordnet ist, dass er im Betrieb des Mischers das Nutzsignal und/oder das Lokaloszillatorsignal von einem Ausgangsanschluss des ersten phasenschiebenden Elements aufnimmt und das Nutzsignal und/oder das Lokaloszillatorsignal an einem ersten und einem zweiten Ausgang ausgibt, wobei der zweite Splitter so angeordnet ist, dass er im Betrieb des Mischers das Nutzsignal und/oder das Lokaloszillatorsignal von einem Ausgangsanschluss des ersten phasenschiebenden Elements aufnimmt und das Nutzsignal und/oder das Lokaloszillatorsignal an einem ersten und einem zweiten Ausgang ausgibt, wobei der erste Feldeffekttransistor so angeordnet ist, dass im Betrieb des Mischers sein Gate das Nutzsignal (RF) und/oder das Lokaloszillatorsignal von dem zweiten Ausgang des zweiten Splitter aufnimmt und dass sein Drain das Nutzsignal und/oder das Lokaloszillatorsignal von dem ersten Ausgang des ersten Splitter aufnimmt, wobei der zweite Feldeffekttransistor so angeordnet ist, dass im Betrieb des Mischers sein Gate das Nutzsignal und/oder das Lokaloszillatorsignal von dem zweiten Ausgang des ersten Splitter aufnimmt und dass sein Drain das Nutzsignal und/oder das Lokaloszillatorsignal von dem ersten Ausgang des zweiten Splitter aufnimmt.
Bei einer solchen Ausführungsform ist es zweckmäßig, wenn das erste phasenschiebende Element von einer differentiellen Antenne gebildet wird. Diese dient gleichzeitig als Nutzsignaleingang und/oder Lokaloszillatoreingang, da sie das Nutzsignal und/oder das Lokaloszillatorsignal empfängt.
In einer Ausführungsform ist das erste phasenschiebende Element eine differentielle Antenne, die sowohl das Nutzsignal als auch das Lokaloszillatorsignal empfängt. Dann liegen an den beiden Ausgangsanschlüssen sowohl Signalanteile des Nutzsignals als auch des Lokaloszillatorsignals an, die jeweils zueinander um 180° phasenverschoben sind.
Beispiele für eine solche differentielle Antenne sind insbesondere eine Halbwellenfaltdipolanten- ne, eine Loop-Antenne und eine Patch-Antenne. Die genannten Antennentypen sind Antennen, an deren Antennenfußpunkten bzw. -anschlüssen das empfangene Nutzsignal im Gegentakt, d. h. mit einer Phasenverschiebung von 180° ausgegeben wird.
Zweigt man von jedem Ausgangsanschluss einer solchen differentiellen Antenne einen Signalanteil ab und gibt diesen überkreuzt auf das Gate eines der beiden Feldeffekttransistoren, während man den zweiten Signalanteil auf den Drain des jeweils anderen Feldeffekttransistors gibt, so liegen an Gate und Drain eines jeden der beiden Feldeffekttransistoren um 180° gegeneinander phasenverschobene Nutz- und/oder Lokaloszillatorsignale an.
In einer weiteren Ausführungsform weist der erfindungsgemäße Mischer ein erstes und ein zweites phasenschiebendes Element auf, wobei das erste phasenschiebende Element von einer differentiellen Antenne als Nutzsignaleingang gebildet wird und wobei das zweite phasenschiebende Element von einer differentiellen Antenne als Lokaloszillatorsignaleingang gebildet wird.
In einer alternativen Ausführungsform ist die Antenne so ausgestaltet, dass sie das Nutzsignal freistrahl empfängt und das Lokaloszillatorsignal von dem Lokaloszillator über eine elektrische Verbindungsleitung aufnimmt, durch die Antenne durchschleift und über die Anschluss- bzw. Fußpunkte der Antenne ausgibt. Das auf diese Weise in den Mischer eingespeiste Lokaloszillatorsignal wird an den Anschlusspunkten der differentiellen Antenne in Phase ausgegeben. In diesem Sinne wirkt dann die differentielle Antenne für das Lokaloszillatorsignal als Splitter. Erfolgt die Einspeisung des Lokaloszillatorsignals symmetrisch in die differentielle Antenne, so liegt das Lokaloszillatorsignal im Gleichtakt, d.h. ohne Phasenverschiebung an den Ausgangsanschlüssen der Antenne an. Bei asymmetrischer Einspeisung lässt sich eine Phasenverschiebung zwischen den Signalanteilen an den beiden Ausgangsanschlüssen erreichen.
In einer Ausführungsform der Erfindung ist das Gate des Feldeffekttransistors mit einer Gleichspannung vorgespannt. Dabei weist der Mischer vorzugsweise eine Vorspannungsquelle auf, welche in einer Ausführungsform über ein Bias-Tee mit dem Gate des Feldeffekttransistors verbunden ist.
Die oben genannte Aufgabe wird auch durch ein Verfahren zur Erzeugung eines Mischsignals durch Mischen eines Lokaloszillatorsignals mit einem Nutzsignal in mindestens einem Feldeffekttransistor, der mindestens ein Gate, mindestens eine Source und mindestens ein Drain aufweist, gelöst, das folgende Schritte aufweist: Erzeugen des Lokaloszillatorsignals mit einer Lokaloszillatorfrequenz, wobei die Lokaloszillatorfrequenz ein ganzzahliger Bruchteil der Nutzfrequenz des Nutzsignals zuzüglich oder abzüglich einer Mischfrequenz des Mischsignals ist, Einspeisen des Nutzsignals mit einer Nutzfrequenz in mindestens ein Gate und/oder den Drain des Feldeffekttransistors, Einspeisen des Lokaloszillatorsignals in mindestens ein Gate und den Drain des gleichen Feldeffekttransistors, Einfügen einer Phasenverschiebung zwischen 0° und 360° zwischen dem Lokaloszillatorsignal an dem Gate und dem Lokaloszillatorsignal an dem Drain des Feldeffekttransistors.
In einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird das Nutzsignal sowohl in mindestens ein Gate als auch in den Drain des Feldeffekttransistors eingespeist. Dabei ist es vorteilhaft, aber nicht notwendig, eine Phasenverschiebung sowohl zwischen dem Nutzsignal an dem Gate und dem Nutzsignal an dem Drain des Feldeffekttransistors als auch zwischen dem Lokaloszillatorsignal an dem Gate und dem Lokaloszillatorsignal an dem Drain des Feldeffekttransistors einzufügen. Auf diese Weise lässt sich eine optimale Steigerung der Mischeffizienz beim subharmonischen Mischen erzielen.
In einer weiteren Ausführungsform beträgt die Phasenverschiebung 180°. Bei einer Phasenverschiebung von 180° liegt ein Optimum der Effizienzsteigerung des Mischprozesses, unabhängig davon, ob man eine Optimierung der Phasenverschiebung zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals oder den Signalanteilen des Lokaloszillatorsignals betrachtet. Weitere Vorteile, Merkmale und Anwendungsmöglichkeiten der vorliegenden Erfindung werden anhand der folgenden Beschreibung, Ausführungsformen und der dazugehörigen Figuren deutlich.
Figur 1 zeigt einen elektronischen Mischer aus dem Stand der Technik.
Figur 2 zeigt eine erste Ausführungsform des elektronischen Mischers.
Figur 3 zeigt einen Graphen, in dem die Steigerung der Mischeffizienz gegen die Phasenverschiebung zwischen den Signalanteilen des Lokaloszillatorsignals an Gate und Drain des Feldeffekttransistors aufgetragen ist.
Figur 4 zeigt einen Graphen, in dem die Steigerung der Mischeffizienz gegen die Phasenverschiebung zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals an Gate und Drain des Feldeffekttransistors aufgetragen ist.
Figur 5 zeigt einen Graphen, in dem die Steigerung der Mischeffizienz gegen die Phasenverschiebungen zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals und des Lokaloszillatorsignals an Gate und Drain des Feldeffekttransistors aufgetragen ist.
Figur 6 zeigt einen Graphen, in dem die Steigerung der Mischeffizienz gegen die Aufteilung der Leistung des Lokaloszillatorsignals auf Gate und Drain des Feldeffekttransistors aufgetragen ist.
Figur 7 zeigt einen Graphen, in dem die Steigerung der Mischeffizienz gegen die Aufteilung der Leistung des Nutzsignals auf Gate und Drain des Feldeffekttransistors aufgetragen ist.
Figur 8 zeigt eine zweite Ausführungsform des erfindungsgemäßen elektronischen Mischers.
Figur 9 zeigt eine weitere Ausführungsform des erfindungsgemäßen elektronischen Mischers.
Figur 10 zeigt ein Beispiel für eine differentielle Antenne aus dem Mischer aus Figur 9.
Figur 1 1 zeigt eine Variante des erfindungsgemäßen Mischers aus Figur 9. Figur 12 zeigt eine Variante des erfindungsgemäßen Mischers aus Figur 8.
Figur 13 zeigt eine Zweifrequenzantenne für die Ausführungsform des erfindungsgemäßen
Mischers aus Figur 12.
Figur 1 zeigt einen Mischerschaltkreis aus dem Stand der Technik. Kernstück des Mischers ist ein Feldeffekttransistor 1 mit einem Gate G, einem Drain D und einer Source S. In dem Feldeffekttransistor 1 sollen ein Hochfrequenzsignal RF mit einer Signalspannung URF und ein Lokaloszillatorsignal LO mit einer Lokaloszillatorspannung ULo miteinander gemischt werden, um ein Mischsignal IF mit einer Signalspannung U|F zu erzeugen. Aufgrund der Mischeigenschaften des Feldeffekttransistors 1 ist die Mischfrequenz ν!Ρ gleich der Differenz zwischen der Nutzfrequenz vRF des Hochfrequenzsignals RF und der Lokaloszillatorfrequenz vL0 des Lokaloszillatorsignals LO. Im Sinne der Beschreibung und der Ansprüche ist das Hochfrequenzsignal RF das Nutzsignal, d. h. die Amplitude dieses Signals soll mit Hilfe der Detektionsvorrichtung, so wie sie in Figur 1 für den Stand der Technik und in den weiteren Figuren erfindungsgemäß dargestellt ist, erfasst werden.
Um den Feldeffekttransistor 1 aus Figur 1 als Mischer zu betreiben, wird das Hochfrequenzsignal RF auf den Drain D des Feldeffekttransistors 1 gegeben, so dass das Hochfrequenzsignal eine Drain-Source-Spannung UDs erzeugt. Dem hingegen wird das von dem Lokaloszillator 2 erzeugte Lokaloszillatorsignal LO auf das Gate G des Feldeffekttransistors 1 gegeben, so das es eine Ga- te-Source-Spannung UGs in dem Feldeffekttransistor 1 hervorruft. Die Drain-Source-Spannung Uos ist wie folgt gegeben
UDs = URF · sin (U)RF · t), wobei Ü)RF die zur Nutzfrequenz vRF zugehörige Kreisfrequenz ist. Dem gegenüber ist die Gate- Source-Spannung UGs durch den folgenden Ausdruck gegeben
UGs = UL0 ■ sin (U>LO t), wobei U)LO die zur Lokaloszillatorfrequenz vL0 zugehörige Kreisfrequenz ist.
Da Lokaloszillatoren bei den typischen hier zu betrachtenden Nutzfrequenzen im Terahertz- Frequenzbereich, d. h. zwischen 100 GHz und 10 THz nicht mit ausreichender Leistung zur Verfügung stehen, wird als Lokaloszillatorfrequenz vLo eine Frequenz gewählt, die gleich einem ganzzahligen Bruchteil der um die Mischfrequenz v!F erhöhten oder verringerten Nutzfrequenz VRF ist. Abgesehen von der Verschiebung um die Mischfrequenz V|F ist also die Lokaloszillatorfrequenz vLo eine Subharmonische der Nutzfrequenz vRF.
In der Kleinsignalnäherung ergeben sich folgende Amplituden für das Mischsignal der unterschiedlichen Harmonischen:
Auf diese Amplituden der Mischsignale werden im Folgenden die Amplituden der mit den erfindungsgemäßen Mischern erzeugten Mischsignale normiert und die normierte Größe wird als Steigerung der Mischeffizienz bezeichnet.
Um den Feldeffekttransistor 1 bei einem optimalen Arbeitspunkt betreiben zu können, wird das Gate mit Hilfe einer Vorspannungsquelle 3, die über ein Bias-Tee mit der Zuleitung des Lokaloszillators 2 zu dem Gate G verbunden ist, mit einer Gleichspannung vorgespannt.
Im Folgenden werden der Einfachheit halber gleiche Elemente, d. h. solche mit gleicher Funktion, mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet.
Figur 2 zeigt einen elektronischen Mischer zum Mischen eines Nutzsignals RF mit einem Lokaloszillatorsignal LO in einem Feldeffektransistor 1 mit einem Gate G, einem Drain D und einer Source S. Zur Erzeugung des Lokaloszillatorsignals LO mit der Lokaloszillatorfrequenz vLO steht ein Lokaloszillator 2, der Bestandteil des Mischers ist, zur Verfügung.
Das Nutzsignal RF mit einer Spannungsamplitude URF wird mit Hilfe einer symbolisch in Figur 2 dargestellten Antenne 4 empfangen und von der Antenne in den Mischer eingespeist. In der dargestellten Ausführungsform wird beispielhaft ein Nutzsignal RF mit einer Nutzfrequenz von 300 GHz betrachtet. Es soll ein Mischsignal IF mit einer Mischfrequenz von V|F von 150 MHz erzeugt werden. Dazu stellt der Lokaloszillator 2 eine Lokaloszillatorfrequenz bei der vierten Subharmonischen der um die Mischfrequenz reduzierten Nutzfrequenz bereit. Mathematisch ausgedrückt berechnet sich die Lokaloszillatorfrequenz wie folgt: vLo = (V F -VIF) · —
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Ziel der in Figur 2 dargestellten erfindungsgemäßen Mischerschaltung ist es nun, das Nutzsignal RF und das Lokaloszillatorsignal LO sowohl in das Gate G als auch in dem Drain D einzuspeisen. Gleichzeitig soll zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals RF an Gate G und Drain D des Feldeffekttransistors 1 eine Phasenverschiebung eingefügt werden, ebenso wie zwischen den Signalanteilen des Lokaloszillatorsignals LO, die an Gate und Drain des Feldeffekttransistors 1 anliegen.
Dazu ist die Antenne 4 mit einem ersten Splitter 5 verbunden, der das Nutzsignal RF in zwei Signalanteile aufspaltet, von den der erste über einen ersten Phasenschieber 6 und einen ersten Kombinator 7 mit dem Drain D des Feldeffekttransistors 1 verbunden ist. Der zweite Ausgang des ersten Splitter 5 ist über einen zweiten Kombinator 8 mit dem Gate G des Feldeffekttransistors 1 verbunden.
Der Lokaloszillator 2 ist mit einem zweiten Splitter 9 verbunden, der das Lokaloszillatorsignal LO ebenfalls auf zwei Ausgänge aufteilt. Der eine Ausgang des Splitters 9 ist über einen zweiten Phasenschieber 10 mit dem ersten Kombinator 7 verbunden, so dass an dem ersten Kombinator 7 das Nutzsignal RF und das Lokaloszillatorsignal LO überlagert und an einem gemeinsamen Ausgang des Kombinators 7 für den Drain D des Feldeffekttransistors 1 bereitgestellt werden.
Der zweite Ausgang des zweiten Splitters 9 ist mit dem zweiten Kombinator 8 verbunden, so dass hier ebenfalls das Nutzsignal RF und das Lokaloszillatorsignal LO einander überlagert und dem Gate G des Feldeffekttransistors 1 bereitgestellt werden.
Um wie zuvor den Feldeffekttransistor 1 an seinem optimalen Arbeitspunkt betreiben zu können, ist eine Vorspannungsquelle 3 vorgesehen, welche eine Gleichvorspannung über ein Bias-Tee 11 in das Gate G des Feldeffekttransistors 1 einspeist.
Die Gate-Source-AC-Spannung für die erfindungsgemäße Mischeranordnung aus Figur 2 berechnet sich wie folgt. UGS = · Uw · sin(ö?w, · t) + fsll und die Drain-Source-Spannung ergibt sich aus folgendem Ausdruck
UDS = Vl - r · UIO sin(<yA(, · t + φΙ Ο ) + /l - s■ U R ■ sin(<y/y, · / + (pm; ) .
Dabei beschreibt r den Anteil der Lokaloszillatorsignalleistung, die an das Gate angelegt wird, so dass 1-r die Lokaloszillatorsignalleistung am Drain ist. s beschreibt den Anteil der Nutzsignalleistung, die an das Gate angelegt wird, so dass 1-s die Nutzsignalleistung am Drain bezeichnet. <pL0 beschreibt die von dem zweiten Phasenschieber 10 eingefügte Phasenverschiebung der Signalanteile des Lokaloszillatorsignals an Gate und Drain. <pRF beschreibt die Phasenverschiebung zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals RF, die an Gate und Drain anliegen.
Der mathematische Grenzfall mit r=1 und s=0 beschreibt die Anordnung aus dem Stand der Technik, so wie sie in Figur 1 wiedergegeben ist.
Figur 3 zeigt einen Graphen, in dem die Steigerung der Mischeffizienz gegenüber der Phasenverschiebung <pL0 zwischen den Signalanteilen des Lokaloszillatorsignals an Gate und Drain aufgetragen ist. Es ist offensichtlich, dass eine optimierte Mischeffizienz dann erreicht wird, wenn die Phasenverschiebung π bzw. 180° beträgt.
Figur 4 zeigt dem gegenüber einen Graphen, in dem die Steigerung der Mischeffizienz gegen die Phasenverschiebung cpRF zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals an Gate und Drain wiedergegeben ist. Auch hier ergibt sich eine maximale Steigerung der Mischeffizienz bei einer Phasenverschiebung von π bzw. 180°.
Figur 5 zeigt einen Graphen, bei dem die Steigerung der Mischeffizient gegen eine Phasenverschiebung sowohl zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals RF an Gate und Drain als auch zwischen den Signalanteilen des Lokaloszillatorsignals LO an Gate und Drain aufgetragen ist, wobei <pRF = (pLo- Auch hier zeigt sich, dass es vorteilhaft ist, sowohl zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals RF als auch zwischen den Signalanteilen des Lokaloszillatorsignals LO eine Phasenverschiebung von jeweils π bzw. 180° einzufügen.
Die Figuren 6 und 7 zeigen jeweils eine Steigerung der Mischeffizienz gegenüber einer Variation der Faktoren r bzw. s. Es zeigt sich, dass sich die optimale Mischeffizienz nicht wie zunächst zu erwarten bei einer gleichen Aufteilung der verfügbaren Leistung des Lokaloszillatorsignal (Figur 6) bzw. des Nutzsignals RF (Figur 7) einstellt.
Während die optimale Phasenverschiebung für alle betrachteten Subharmonischen 1 bis 4 des Nutzsignals RF gleich ist, variiert das Optimum der Parameter r und s in Abhängigkeit davon, welche Subharmonische des Nutzsignals als Lokaloszillatorsignal verwendet wird. Benutzt man als Lokaloszillatorsignal eine Lokaloszillatorfrequenz bei der ersten Subharmonischen, so liegt das Optimum der Parameter bei r = s = 0,724, bei der zweiten Subharmonischen bei r = s = 0,609, bei der dritten Subharmonischen bei r = s = 0,555 und bei der vierten Subharmonischen bei r = s = 0,529. Lässt man die Ordnung der Subharmonischen gegen unendlich gehen, so gilt für das Optimum r = s = 0,5. Es zeigt sich jedoch, dass die Abweichung vom Optimum bei einer gleichmäßigen Aufteilung der Leistungen des Nutzsignals RF und des Lokaloszillatorsignals LO auf Gate und Drain, d. h. r = s - 0,5 auch bei den ersten bis vierten Subharmonischen nicht gravierend ist.
In Figur 8 ist eine alternative Ausführungsform des Mischerschaltkreises dargestellt, der im Gegensatz zu der Ausführungsform aus Figur 2 mit nur einem einzigen Kombinator 20, einem einzigen Splitter 21 und einem einzigen phasenschiebenden Element 22 auskommt.
Wie zuvor wird das Nutzsignal RF durch eine Antenne 4 bereitgestellt, und das Lokaloszillatorsignal LO wird von einem Lokaloszillator 2 erzeugt. Beide Signale RF und LO werden in dem Kombinator 20 zusammengeführt und einander überlagert, wobei das überlagerte Signal von dem Splitter auf zwei Pfade, die jeweils Signalanteile des Nutzsignals RF und des Lokaloszillatorsignals LO enthalten, aufgeteilt wird. Der erste Ausgang des Splitters 21 ist mit dem Drain des Feldeffekttransistors 1 verbunden, während der zweite Ausgang des Splitters 21 mit dem Gate des Feldeffekttransistors 1 verbunden ist. Um eine Phasenverschiebung sowohl zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals RF an Gate G und Drain D des Feldeffekttransistors 1 als auch zwischen den Signalanteilen des Lokaloszillatorsignals LO an Gate G und Drain D des Feldeffekttransistors 1 einzufügen, ist zwischen dem Splitter 21 und dem Drain D eine Verzögerungsstrecke 22 als phasenschiebendes Element vorgesehen. Wird die Verzögerungsstrecke so eingestellt, dass sie für das Nutzsignal eine beliebiges Phasenverschiebung zwischen 0 und 2π einfügt, so wird die gleiche Verzögerungsstrecke ebenfalls eine Phasenverschiebung zwischen 0 und 2π für das Lokaloszillatorsignal LO bewirken. Sollten allerdings beide Phasenverschiebungen π bzw. 180° betragen, so muss die Verzögerungsstrecke 22 gerade so eingestellt werden, dass sie für das Nutzsignal RF relativ zu dem an dem Gate G des Feldeffekttransistors 1 anliegenden Signalanteil des Nutzsignals 180° beträgt. Wird nun die Lokaloszillatorfrequenz vL0 so gewählt, dass sie ein ungerader ganzzahliger Bruchteil der um die Mischfrequenz V|F reduzierten Nutzfrequenz vRF ist, so fügt die Verzögerungsstrecke 22 auch für das Lokaloszillatorsignal LO eine Phasenverschiebung von π bzw. 180° ein.
Figur 12 zeigt eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Mischers, der wie die Ausführungsform aus Figur 8 mit nur einem einzigen Kombinator auskommt. Der einzige Splitter wird von einem Transformator 60 gebildet. Zur Vereinfachung ist der Kombinator bei der Ausführungsform aus Figur 12 nicht dargestellt, sondern der Lokaloszillator 2 sowie die Antenne 4 sind schematisch als eine einzige Quelle 2, 4 dargestellt.
In einer technischen Realisierung der Schaltung aus Figur 12 wird eine Antenne 4"' verwendet, so wie sie in Figur 13 dargstellt ist. Diese bildet den Kombinator und Antenne ersetzt die schematische Quelle 2, 4 für das Nutzsignal RF und das Lokaloszillatorsignal LO aus Figur 12. Bei der Antenne 4"' aus Figur 13 handelt es sich um eine Zweifrequenzantenne bestehend aus einer Metallschicht als Massenebene, einem Dielektrikum und einem Metallpatch 70 auf dem Diee- lektrikum. Das Metallpatch 70 bildet eine Patch-Antenne für das Nutzsignal RF. In das Metallpatch 70 sind vier quadratische Ausnehmungen 71 , 72, 73, 74 strukturiert, d.h. in diesen Bereichen fehlt die Metallschicht auf dem Dielektrikum. Die Ausnehmungen 71 , 72, 73, 74 bilden vier Schlitzantennen in der Metallschicht für das Lokaloszillatorsignal, so dass an den Punkten P1 , P2, P3 und P4 jeweils eine Überlagerung zwischen dem Nutzsignal RF und dem Lokaloszillatorsignal LO abgegriffen und in den Schaltkreis aus Figur 12 eingespeist werden kann.
Die Überlagerung aus Nutzsignal RF und Lokaloszillatorsignal LO wird mit Hilfe eines Transformators 60 so aufgeteilt, dass das Hochfrequenzsignal RF und das Lokaloszillatorsignal LO sowohl an dem Gate G als auch an dem Drain D des Feldeffekttransistors 1 anliegen. Dabei ist die Primärspule 61 des Transformators 60 zwischen den Kombinator und den Drain des Feldeffekttransistors 1 geschaltet, während die Sekundärspule 62 zwischen die Gatevorspannung Ug und das Gate G des Feldeffekttransistors 1 geschaltet ist. Zwischen der Primärspule 61 und der Sekundärspule 62 besteht eine elektromagnetische Kopplung.
Aufgrund der inhärenten Eigenschaften des Transformators 60 sorgt dieser als Splitter nicht nur für eine Aufteilung des Nutzsignals RF und des Lokaloszillatorsignals LO auf Gate G und Drain D des Feldeffekttransistors 1 , sondern auch für die erfindungsgemäße Phasenverschiebung zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals RF an Gate G und Drain D sowie zwischen den Signalanteilen des Lokaloszillatorsignals LO an Gate G und Drain D.
Figur 9 zeigt eine weitere alternative Ausführungsform, die auf den speziellen Eigenschaften einer differentiellen Antenne 4' beruht. Eine beispielhafte Ausführungsform einer solchen differentiellen Antenne 4' ist in Figur 10 dargestellt. Die gezeigte gefaltete Halbwellenlängendipolantenne 4' ist so gewählt, dass sie für das auf die Antenne 4' einfallende Nutzsignal mit einer Nutzfrequenz vRF resonant ist. An den Anschlusspunkten 4a' und 4b' liegt dann das Nutzsignal RF mit einer Phasenverschiebung von π zwischen den Signalanteilen am Anschluss 4a' und am Anschluss 4b' an. D. h. die differentielle Antenne 4' hat einen Zweidrahtausgang.
Im Gegensatz zu den Ausführungsformen aus Figuren 2 und 8 verfügt die Mischerschaltung gemäß Figur 9 über zwei Feldeffekttransistoren 50, 51. Während das Gate G des ersten Transistors 50 mit dem Signalanteil des Nutzsignals, der von dem Anschluss 4b' der Antenne 4' ausgegeben und versorgt wird, wird das Gate G des zweiten Feldeffekttransistors 51 mit dem Signalanteil des Nutzsignals, der am ersten Ausgang 4a' der differentiellen Antenne 4' anliegt, versorgt. Gerade umgekehrt erfolgt die Versorgung der Drains D der beiden Feldeffekttransistoren 50, 51 mit dem Nutzsignal. Während der erste Ausgang der Antenne 4a' mit dem Drain des ersten Feldeffekttransistors 50 verbunden ist, ist der zweite Ausgang 4b' der differentiellen Antenne 4' mit dem Drain des zweiten Feldeffekttransistors 51 verbunden.
Um dies zu erreichen, ist ein erster Splitter 52 vorgesehen, der mit dem ersten Anschluss 4a' der differentiellen Antenne verbunden ist und die Signale so aufteilt, dass der erste Anschluss 4a' der Antenne sowohl mit dem Drain des ersten Feldeffekttransistors 50 als auch mit dem Gate des zweiten Feldeffekttransistors 51 verbunden ist. In gleicher Weise ist der zweite Ausgang 4b' mit einem zweiten Splitter 53 verbunden, der wiederum den zweiten Ausgang 4b' der differentiellen Antenne 4' mit dem Gate des ersten Feldeffekttransistors 50 und dem Drain des zweiten Feldeffekttransistors 51 verbindet. Auf diese Weise entsteht eine Phasenverschiebung von 180° für das Nutzsignal sowohl zwischen dem Gate und dem Drain des ersten Feldeffekttransistors 50 als auch zwischen dem Gate und dem Drain des zweiten Feldeffekttransistors 51.
Speist man, wie in Figur 9 gezeigt, gleichzeitig das von dem Lokaloszillator 2 erzeugte Lokaloszillatorsignal LO am Symmetriepunkt 4c' der Antenne 4' in diese ein, so wirkt die Antenne 4' für das Lokaloszillatorsignal LO als Splitter und an den Ausgangsanschlüssen 4a' und 4b' der Antenne 4' liegt das Lokaloszillatorsignal ohne Phasenverschiebung zwischen den beiden Signalanteilen an.
Alternativ kann die Einspeisung des Lokaloszillatorsignals LO von dem Lokaloszillator 2 in die differentielle Antenne 4' asymmetrisch erfolgen, so dass aufgrund unterschiedlicher Laufzeiten des Lokaloszillatorsignals die Signalanteile an den Ausgangsanschlüssen 4a' und 4b' der Antenne 4' bereits eine Phasenverschiebung, vorzugsweise von 180°, zueinander aufweisen. In der Ausführungsform aus Figur 9 wirkt die differentielle Antenne 4' sowohl als phasenschiebendes Element für das Nutzsignal oder für das Nutzsignal und für das Lokaloszillatorsignal als auch als Kombinator für das Nutzsignal und das Lokaloszillatorsignal.
Die vor den Drains in der Schaltung aus Figur 9 vorgesehenen Kapazitäten 54, 55 dienen als Hochpassfilter, um die Gatevorspannung der Vorspannungsquelle 3 von den Drains zu entkoppeln.
Figur 11 zeigt eine weitere Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Mischers. Der Aufbau des Mischers aus Figur 11 entspricht weitgehend dem des Mischers aus Figur 9. Wie zuvor sind gleiche Elemente mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Allerdings werden sowohl das Nutzsignal als auch das Lokaloszillatorsignal freistrahl über die differentielle Antenne 4" in den Mischer eingekoppelt. Das zu ist die differentielle Antenne 4" sowohl für das Nutzsignal als auch für das Lokaloszillatorsignal resonant.
In dieser Ausführungsform vereinigt die differentielle Antenne 4" folgende Funktionen in sich: Sie ist Nutzsignaleingang und Lokaloszillatoreingang. Sie ist Kobinator zum Zusammenführen des Nutzsignals und des Lokaloszillatorsignals. Sie ist phasenschiebendes Element sowohl für das Nutzsignal als auch für das Lokaloszillatorsignal.
An den Anschlusspunkten 4a" und 4b" der Antenne 4" liegen sowohl das Nutzsignal RF als auch das Lokaloszillatorsignal LO mit einer Phasenverschiebung von π zwischen den Signalanteilen am Anschluss 4a" und am Anschluss 4b" an.
Wie zuvor die Schaltung aus Figur 9 verfügt auch die Mischerschaltung gemäß Figur 11 über zwei Feldeffekttransistoren 50, 51. Während das Gate G des ersten Transistors 50 mit den Signalanteilen des Nutzsignals und des Lokaloszillatorsignals, die von dem Anschluss 4b" der Antenne 4" ausgegeben werden, versorgt wird, wird das Gate G des zweiten Feldeffekttransistors 51 mit den Signalanteilen des Nutzsignals und des Lokaloszillatorsignals, die am ersten Ausgang 4a" der differentiellen Antenne 4" anliegen, versorgt. Gerade umgekehrt erfolgt die Versorgung der Drains D der beiden Feldeffekttransistoren 50, 51 mit dem Nutzsignal und dem Lokaloszillatorsignal. Während der erste Ausgang der Antenne 4a" mit dem Drain des ersten Feldeffekttransistors 50 verbunden ist, ist der zweite Ausgang 4b" der differentiellen Antenne 4" mit dem Drain des zweiten Feldeffekttransistors 51 verbunden.
Um dies zu erreichen, ist ein erster Splitter 52 vorgesehen, der mit dem ersten Anschluss 4a" der differentiellen Antenne verbunden ist und die Signale so aufteilt, dass der erste Anschluss 4a" der Antenne sowohl mit dem Drain des ersten Feldeffekttransistors 50 als auch mit dem Gate des zweiten Feldeffekttransistors 51 verbunden ist. In gleicher weise ist der zweite Ausgang 4b" mit einem zweiten Splitter 53 verbunden, der wiederum den zweiten Ausgang 4b" der differentiellen Antenne 4" mit dem Gate des ersten Feldeffekttransistors 50 und dem Drain des zweiten Feldeffekttransistors 51 verbindet. Auf diese Weise entsteht eine Phasenverschiebung von 180° für das Nutzsignal und das Lokaloszillatorsignal sowohl zwischen dem Gate und dem Drain des ersten Feldeffekttransistors 50 als auch zwischen dem Gate und dem Drain des zweiten Feldeffekttransistors 51.
Für Zwecke der ursprünglichen Offenbarung wird darauf hingewiesen, dass sämtliche Merkmale, wie sie sich aus der vorliegenden Beschreibung, den Zeichnungen und den Ansprüchen für einen Fachmann erschließen, auch wenn sie konkret nur im Zusammenhang mit bestimmten weiteren Merkmalen beschrieben wurden, sowohl einzeln als auch in beliebigen Zusammenstellungen mit anderen der hier offenbarten Merkmale oder Merkmalsgruppen kombinierbar sind, soweit dies nicht ausdrücklich ausgeschlossen wurde oder technische Gegebenheiten derartige Kombinationen unmöglich oder sinnlos machen. Auf die umfassende, explizite Darstellung sämtlicher denkbarer Merkmalskombinationen wird hier nur der Kürze und der Lesbarkeit der Beschreibung wegen verzichtet.
Während die Erfindung im Detail in den Zeichnungen und der vorangehenden Beschreibung dargestellt und beschrieben wurde, erfolgt diese Darstellung und Beschreibung lediglich beispielhaft und ist nicht als Beschränkung des Schutzbereiches gedacht, so wie er durch die Ansprüche definiert wird. Die Erfindung ist nicht auf die offenbarten Ausführungsformen beschränkt.
Abwandlungen der offenbarten Ausführungsformen sind für den Fachmann aus den Zeichnungen, der Beschreibung und den beigefügten Ansprüchen offensichtlich. In den Ansprüchen schließt das Wort„aufweisen" nicht andere Elemente oder Schritte aus, und der unbestimmte Artikel„eine" oder„ein" schließt eine Mehrzahl nicht aus. Die bloße Tatsache, dass bestimmte Merkmale in unterschiedlichen Ansprüchen beansprucht sind, schließt ihre Kombination nicht aus. Bezugszeichen in den Ansprüchen sind nicht als Beschränkung des Schutzbereiches gedacht. Bezuqszeichenliste:
Feldeffekttransistor
2 Lokaloszillator
3 Vorspannungsquelle
4 Antenne
4', 4" differentielle Antenne 4a', 4a" Anschlusspunkt
4b', 4b"Anschlusspunkt
4c' Symmetriepunkt
4"' Zweifrequenzantenne
5 erster Splitter
6 Phasenschieber
7 erster Kombinator
8 zweiter Kombinator
9 zweiter Splitter
10 Phasenschieber
11 Bias-Tee
12 Lokaloszillatorsignaleingang
20 Kombinator
21 Splitter
22 Verzögerungsstrecke
50 erster Feldeffekttransistor
51 zweiter Feldeffekttransistor
52 erster Splitter
53 zweiter Splitter
54 Kapazität
55 Kapazität
60 Transformator
61 Primärspule
62 Sekundärspule
70 Metallpatch
71-47 Ausnehmungen
P1-P4 Abgriffspunkte G Gate
D Drain
S Source
LO Lokaloszillatorsignal
UL0 Lokaloszillatorspannung
RF Hochfrequenzsignal
URF Nutzsignalspannung
IF Zwischenfrequenzsignal
U|F Signalausgang für das Zwischenfrequenzsignal
IF Mischsignal
V|F Mischfrequenz
RF Nutzfrequenz
LO Lokaloszillatorfrequenz
UDS Drain-Source-Spannung
UGS Gate-Source-Spannung

Claims

P a t e n t a n s p r ü c h e
Elektronischer Mischer zum Erzeugen eines Mischsignals (IF) durch Mischen eines Lokaloszillatorsignals (LO) mit einem Nutzsignal (RF) mit
mindestens einem Feldeffekttransistor (1 , 50, 51), der mindestens ein Gate (G), mindestens eine Source (S) und mindestens einen Drain (D) aufweist,
einem Nutzsignaleingang (4, 4', 4") zum Einspeisen des Nutzsignals (RF) mit einer Nutzfrequenz (vRF),
einem Lokaloszillatorsignaleingang (12) zum Einspeisen des Lokaloszillatorsignals (LO), der so eingerichtet ist, dass er im Betrieb des Mischers ein Lokaloszillatorsignal (LO) aufnimmt, dessen Lokaloszillatorfrequenz (vL0) ein ganzzahliger Bruchteil der um eine Mischfrequenz (viF) des Mischsignals (IF) verringerten oder erhöhten Nutzfrequenz (vRF) des Nutzsignals ist und
einem Signalausgang (U|F), an dem im Betrieb des Mischers das Mischsignal (IF) anliegt, dadurch gekennzeichnet, dass
der Mischer so eingerichtet ist, dass im Betrieb des Mischers zur Erzeugung einer Gate- Source-Spannung (UGs) und/oder einer Drain-Souce-Spannung mindestens ein Gate (G) des Feldeffekttransistors (1 , 50, 51) und/oder der Drain (D) und/oder die Source (S) das Nutzsignal (RF) von dem Nutzsignaleingang (4, 4') aufnehmen,
der Mischer so eingerichtet ist, dass im Betrieb des Mischers zur Erzeugung einer Gate- Source-Spannung (UGs) mindestens ein Gate (G) des Feldeffekttransistors (1 , 50, 51) das Lokaloszillatorsignal (LO) von dem Lokaloszillatorsignaleingang (12) aufnimmt, und dass der Mischer so eingerichtet ist, dass im Betrieb des Mischers der Drain (D) oder die Source (S) des Feldeffekttransistors (1 , 50, 51) zur Erzeugung einer Drain-Souce-Spannung das Lokaloszillatorsignal (LO) von dem Lokaloszillatorsignaleingang (12) aufnimmt, und wobei der Mischer so eingerichtet ist, dass im Betrieb des Mischers zwischen dem von dem Gate (G) des Feldeffekttransistors (1 , 50, 51) aufgenommenen Lokaloszillatorsignal (LO) und dem von dem Drain (D) oder der Source (S) des Feldeffekttransistors (1 , 50, 51) aufgenommenen Lokaloszillatorsignal (LO) eine Phasenverschiebung zwischen 0° und 360° eingefügt wird.
Mischer nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der Mischer so eingerichtet ist, dass im Betrieb des Mischers zur Erzeugung einer Gate-Source-Spannung (UGs) und einer Drain-Souce-Spannung mindestens ein Gate (G) des Feldeffekttransistors (1 , 50, 51) und der Drain (D) oder die Source (S) das Nutzsignal (RF) von dem Nutzsignaleingang (4, 4') aufnehmen, wobei der Mischer so eingerichtet ist, dass im Betrieb des Mischers sowohl zwischen dem von dem Gate (G) des Feldeffekttransistors (1) aufgenommenen Nutzssignal (RF) und dem von dem Drain (D) oder der Source (S) des Feldeffekttransis- tors (1) aufgenommenen Nutzsignal (RF) eine Phasenverschiebung zwischen 0° und 360°, vorzugsweise von 180°, eingefügt wird als auch zwischen dem von dem Gate (G) des Feldeffekttransistors (1) aufgenommenen Lokaloszillatorsignal (LO) und dem von dem Drain (D) oder der Source (S) des Feldeffekttransistors (1) aufgenommenen Lokaloszillatorsignal (LO) eine Phasenverschiebung zwischen 0° und 360°, vorzugsweise von 180°, eingefügt wird.
3. Mischer nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass er einen ersten Splitter (5), einen zweiten Splitter (9), ein erstes phasenschiebendes Element (6), ein zweites phasenschiebendes Element (10), einen ersten Kombinator (7) und einen zweiten Kom- binator (8) aufweist,
wobei der erste Splitter (5) so eingerichtet ist, dass er im Betrieb des Mischers das Nutzsignal (RF) von dem Nutzsignaleingang (4) aufnimmt und das Nutzsignal (RF) an das Gate (G) und den Drain (D) oder die Source (S) ausgibt,
wobei der zweite Splitter (9) so eingerichtet ist, dass er im Betrieb des Mischers das Lokaloszillatorsignal (LO) von dem Lokaloszillatorsignaleingang (12) aufnimmt und das Lokaloszillatorsignal (LO) an das Gate (G) und den Drain (D) oder die Source (S) ausgibt, wobei das erste phasenschiebende Element (6) zwischen dem ersten Splitter (5) und dem Gate (G) des Feldeffekttransistors (1) oder zwischen dem ersten Splitter (5) und dem Drain (D) oder der Source (S) des Feldeffekttransistors (1) angeordnet ist und wobei das erste phasenschiebende Element (5) so eingerichtet ist, dass es zwischen dem vom Gate (G) des Feldeffekttransistors (1) aufgenommenen Nutzssignal (RF) und dem von dem Drain (D) oder der Source (S) des Feldeffekttransistors (1) aufgenommenen Nutzsignal (RF) eine Phasenverschiebung, vorzugsweise von 180°, einfügt,
wobei das zweite phasenschiebende Element (10) zwischen dem zweiten Splitter (9) und dem Gate (G) des Feldeffekttransistors (1) oder zwischen dem zweiten Splitter (9) und dem Drain (D) oder der Source (S) des Feldeffekttransistors (1) angeordnet ist und wobei das zweite phasenschiebende Element so eingerichtet ist, dass es zwischen dem vom Gate (G) des Feldeffekttransistors (1) aufgenommenen Lokaloszillatorsignal (LO) und dem vom Drain (D) oder der Source (S) des Feldeffekttransistors (1) aufgenommenen Lokaloszillatorsignal (LO) eine Phasenverschiebung, vorzugsweise von 180°, einfügt, wobei der erste Kombinator (7) so eingerichtet ist, dass er im Betrieb des Mischers das Nutzsignal (RF) von dem ersten Splitter (5) und das Lokaloszillatorsignal (LO) von dem zweiten Splitter (9) aufnimmt und das Nutzsignal (RF) und das Lokaloszillatorsignal (LO) an den Drain (D) oder die Source des Feldeffekttransistors (1) ausgibt,
wobei der zweite Kombinator (8) so eingerichtet ist, dass er im Betrieb des Mischers das Nutzsignal (RF) von dem ersten Splitter (7) und das Lokaloszillatorsignal (LO) von dem zweiten Splitter (8) aufnimmt und das Nutzsignal (RF) und das Lokaloszillatorsignal (LO) an den Drain (D) oder die Source (S) des Feldeffekttransistors (1) ausgibt.
4. Mischer nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass er genau ein phasenschiebendes Element (22) aufweist,
wobei das phasenschiebende Element (22) so angeordnet ist, dass es im Betrieb des Mischers sowohl das Nutzsignal (RF) als auch das Lokaloszillatorsignal (LO) aufnimmt und sowohl das Nutzsignal (RF) als auch das Lokaloszillatorsignal (LO) an das Gate (G) oder an den Drain (D) oder die Source (S) des Feldeffekttransistors (1) ausgibt, und wobei das phasenschiebende Element (22) so eingerichtet ist, dass es im Betrieb des Mischers eine Phasenverschiebung, vorzugsweise von 180°, sowohl zwischen dem von dem Gate (G) des Feldeffekttransistors (1) aufgenommenen Nutzssignal (RF) und dem von dem Drain (D) oder der Source (S) des Feldeffekttransistors (1) aufgenommenen Nutzsignal (RF) als auch zwischen dem von dem Gate (G) des Feldeffekttransistors (1) aufgenommenen Lokaloszillatorsignal (LO) und dem von dem Drain (D) oder der Source (S) des Feldeffekttransistors (1) aufgenommenen Lokaloszillatorsignal (LO) einfügt.
5. Mischer nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das phasenschiebende Element ein Transformator (60) mit mindestens zwei Spulen (61 , 62) ist, wobei eine der Spulen (61) mit dem Drain (D) oder der Source (S) des Feldeffekttransistors (1) verbunden ist und die andere Spule (62) mit dem Gate (G) des Feldeffekttransistors (1) verbunden ist.
6. Mischer nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Lokaloszillatorsignaleingang (12) mit einem Lokaloszillator (2) zum Erzeugen des Lokaloszillatorsignals (LO) verbunden ist, wobei der Lokaloszillator (2) so eingerichtet ist, dass er im Betrieb des Mischers ein Lokaloszillatorsignal (LO) erzeugt, dessen Lokaloszillatorfrequenz (vLo) ein ganzzahliger Bruchteil, vorzugsweise ein ungerader ganzzahliger Bruchteil, der um eine Mischfrequenz (viF) des Mischsignals (IF) verringerten oder erhöhten Nutzfrequenz (vRF) des Nutzsignals (RF) ist.
7. Mischer nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass er einen ersten und einen zweiten Splitter (52, 53), ein erstes phasenschiebendes Element (4', 4") mit zwei Ausgangsanschlüssen (4a', 4a", 4b', 4b") und einen ersten und einen zweiten Feldeffekttransistor (50, 51) aufweist,
wobei das erste phasenschiebende Element (4', 4") so angeordnet und eingerichtet ist, dass es im Betrieb des Mischers das Nutzsignal (RF) und/oder das Lokaloszillatorsignal (LO) aufnimmt und eine Phasenverschiebung von vorzugsweise 180° zwischen den Sig- nalanteilen des Nutzsignals (RF) und/oder Lokaloszillatorsignals (LO) an seinen zwei Ausgangsanschlüssen (4a', 4a", 4b', 4b") einfügt,
wobei der erste Splitter (52) so angeordnet ist, dass er im Betrieb des Mischers das Nutzsignal (RF) und/oder das Lokaloszillatorsignal (LO) von einem Ausgangsanschluss (4a', 4a") des ersten phasenschiebenden Elements (4', 4") aufnimmt und das Nutzsignal (RF) und/oder das Lokaloszillatorsignal (LO) an einem ersten und einem zweiten Ausgang ausgibt,
wobei der zweite Splitter (53) so angeordnet ist, dass er im Betrieb des Mischers das Nutzsignal (RF) und/oder das Lokaloszillatorsignal (LO) von einem Ausgangsanschluss (4b', 4b") des ersten phasenschiebenden Elements (4', 4") aufnimmt und das Nutzsignal (RF) und/oder das Lokaloszillatorsignal (LO) an einem ersten und einem zweiten Ausgang ausgibt,
wobei der erste Feldeffekttransistor (50) so angeordnet ist, dass im Betrieb des Mischers sein Gate (G) das Nutzsignal (RF) und/oder das Lokaloszillatorsignal (LO) von dem zweiten Ausgang des zweiten Splitter (53) aufnimmt und dass sein Drain (D) oder seine Sour- ce (S) das Nutzsignal und/oder das Lokaloszillatorsignal (LO) von dem ersten Ausgang des ersten Splitter (52) aufnimmt,
wobei der zweite Feldeffekttransistor (51) so angeordnet ist, dass im Betrieb des Mischers sein Gate (G) das Nutzsignal (RF) und/oder das Lokaloszillatorsignal (LO) von dem zweiten Ausgang des ersten Splitter (52) aufnimmt und dass sein Drain (D) oder seine Source (S) das Nutzsignal (RF) und/oder das Lokaloszillatorsignal (LO) von dem ersten Ausgang des zweiten Splitter (53) aufnimmt.
8. Mischer nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass das das erste phasenschiebende Element von einer differentiellen Antenne (4', 4") gebildet ist.
9. Mischer nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Antenne (4") so angeordnet und eingerichtet ist, dass sie als Nutzsignaleingang und als Lokaloszillatoreingang sowohl das Nutzsignal (RF) als auch das Lokaloszillatorsignal (LO) aufnimmt, und dass sie im Betrieb des Mischers eine Phasenverschiebung von 180° zwischen den Signalanteilen des Nutzsignals (RF) und des Lokaloszillatorsignals (LO) an ihren zwei Ausgangsanschlüssen (4a", 4b") einfügt.
10. Mischer nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass er ein erstes und ein zweites phasenschiebendes Element aufweist, wobei das erste phasenschiebende Element von einer differentiellen Antenne als Nutzsignaleingang gebildet ist und wobei das zweite phasenschiebende Element von einer differentiellen Antenne als Lokaloszillatorsignaleingang gebildet ist.
11. Mischer nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass das erste phasenschiebende Element von einer differentiellen Antenne (4') gebildet ist, wobei die Antenne (4') mit dem Lokaloszillator (2) über eine elektrische Verbindungsleitung verbunden ist.
12. Mischer nach einem der Ansprüche 1 bis 11 , dadurch gekennzeichnet, dass das phasenschiebende Element eine Verzögerungsstrecke (22), ein elektronisches Verzögerungselement oder geometrischer Phasenschieber ist.
13. Mischer nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass er eine Vorspannungsquelle (3) zur Erzeugung einer Gleichspannung aufweist, wobei die Gleichspannung im Betrieb des Mischers an dem Gate (G) des Feldeffekttransistors (1) anliegt.
14. Verfahren zum Erzeugen eines Mischsignals (IF) durch Mischen eines Lokaloszillatorsignals (LO) mit einem Nutzsignal (RF) in mindestens einem Feldeffekttransistor (1), der mindestens ein Gate (G), mindestens eine Source (S) und mindestens einen Drain (D) aufweist, mit dem Schritt
Erzeugen des Lokaloszillatorsignals (LO) mit einer Lokaloszillatorfrequenz (vLo), wobei die Lokaloszillatorfrequenz (vLo) ein ganzzahliger Bruchteil der um die Mischfrequenz (viF) des Mischsignals (IF) verringerten oder erhöhten Nutzfrequenz (vRF) des Nutzsignals ist, dadurch gekennzeichnet, dass es zusätzlich die Schritte aufweist
Einspeisen des Nutzsignals mit einer Nutzfrequenz (vRF) in mindestens ein Gate (G) und/oder den Drain (D) und/oder die Source (S) des Feldeffekttransistors (1),
Einspeisen des Lokaloszillatorsignals (LO) in mindestens ein Gate (G) und den Drain (D) oder die Source (S) des gleichen Feldeffekttransistors (1 ) und
Einfügen einer Phasenverschiebung zwischen 0° und 360° zwischen dem Lokaloszillatorsignal (LO) an dem Gate (G) und dem Lokaloszillatorsignal (LO) an dem Drain (D) oder der Source des Feldeffekttransistors (1).
15. Verfahren zum Erzeugen eines Mischsignals (IF) nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass das Nutzsignals mit einer Nutzfrequenz (vRF) in mindestens ein Gate (G) und den Drain (D) oder die Source (S) des Feldeffekttransistors (1) eingespeist wird und eine Phasenverschiebung zwischen 0° und 360° sowohl zwischen dem Nutzsignal an dem Gate (G) und dem Nutzsignal an dem Drain (D) oder der Source (S) des Feldeffekttransistors (1) eingefügt wird als auch zwischen dem Lokaloszillatorsignal (LO) an dem Gate (G) und dem Lokaloszillatorsignal (LO) an dem Drain (D) oder der Source (S) des Feldeffekttransistors (1). Verfahren nach Anspruch 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenverschiebung 180° beträgt.
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