CN101313465B - 次谐波激励的混频器 - Google Patents

次谐波激励的混频器 Download PDF

Info

Publication number
CN101313465B
CN101313465B CN2005800521188A CN200580052118A CN101313465B CN 101313465 B CN101313465 B CN 101313465B CN 2005800521188 A CN2005800521188 A CN 2005800521188A CN 200580052118 A CN200580052118 A CN 200580052118A CN 101313465 B CN101313465 B CN 101313465B
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
transistor
mixer arrangement
mixer
arrangement
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN2005800521188A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101313465A (zh
Inventor
H·雅各布森
M·鲍
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Clastres LLC
Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Original Assignee
Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB filed Critical Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Publication of CN101313465A publication Critical patent/CN101313465A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101313465B publication Critical patent/CN101313465B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes
    • H03D7/125—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes with field effect transistors

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)
  • Metal-Oxide And Bipolar Metal-Oxide Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
  • Soil Conditioners And Soil-Stabilizing Materials (AREA)

Abstract

本发明涉及一种包括晶体管配置和晶体管端子的次谐波激励的变频混频器装置(10i)，其中，所述晶体管端子用于本机振荡器(LO)信号的加入、射频(RF)信号的加入和中频(IF)信号的取出。所述晶体管配置包含至少一个NMOS晶体管(2i)和至少一个PMOS晶体管(1i)，所述至少一个NMOS晶体管(2i)的漏极与所述至少一个PMOS晶体管(1i)的漏极互连，其中，所述至少一个PMOS晶体管(1i)的栅极与所述至少一个NMOS晶体管(2i)的栅极互连。

Description

次谐波激励的混频器
技术领域
本发明涉及一种包含晶体管配置和晶体管端口的次谐波激励的变频混频器装置，其中，晶体管端口用于本机振荡信号的加入、射频信号的加入/取出和中频信号的取出/加入。
背景技术
混频器首先用于无线电系统，以实现频率偏移，并且实际上构成无线电系统中最关键的部件。已知不同种类的混频器。一种类型的混频器是所谓的次谐波激励的混频器。次谐波激励的混频器由本机振荡器(LO)信号驱动，其频率仅仅是用于基波混频器的本机振荡器的频率的一半或(更一般地说)几分之一，例如1/3、1/4。与其它诸如有源FET混频器和二极管混频器等混频器相比，具有吸引力的是它是具有较低的LO功率需求和较大频带宽度范围的混频器，并且非常适用于高线性的混频。次谐波激励的电阻式混频器具有优良的LO-RF和LO-IF隔离，这是由于LO频率分别与IF频率和RF频率不同(这尤其利于滤波)，并且在一些情况下还由于不同的LO信号。然而，这种结构需要有可能占用较大芯片面积的LO平衡转换器，或差分VCO。出于若干原因次谐波激励的混频器是有吸引力的，首先因为易于达到较低相位噪声的LO源，因为LO频率允许分频，例如传统的(非次谐波激励的)混频器的LO频率的一半。特别地，在毫米波范围中，不易实现较低相位噪声的LO源。在一些次谐波激励的混频器中，如上所述，必须使用平衡转换器或差分信号发生电路，以提供彼此之间相位相差180度的两个LO信号。这两个LO信号驱动在栅极端并联的两个FET元件。图1举例说明了这种变频次谐波无源混频器100，它构成现有技术的次谐波激励的混频器。图1表示带有互连的漏极的第一FET晶体管10和第二FET晶体管20。RF信号在互连的漏极处加入，且IF信号从互连的漏极取出，并且在RF输入端设有RF(带通)滤波器，且在IF输出端设有IF滤波器，以滤除RF成分和任何其它不需要的信号。两个LO信号驱动在栅极端并联的两个FET元件10、20，因此，这两个有源元件交替地工作在信号的半周期。平衡转换器210连接在栅极上。
H.Zirath的文章″次谐波激励的电阻式双HEMT混频器″(″Asubharmonically pumped resistive dual-HEMT-mixer″by H.Zirath，Proc.Of IEEE MTT-S，pp.875-878，1991)揭示了基于次谐波激励的高电子迁移率晶体管(HEMT)的电阻式混频器，它基于并联HEMT设置，其中LO以相同的振幅但相反的相位加到栅极。有利的是，LO频率仅仅是激励基波混频器所需频率的一半，并且抑制了AM-LO噪声，而且大大地分离了RF和LO频率，这有利于滤波器的构建。所说明的混频器基于并联HEMT设置，这表示混频元件基本上由两个HEMT构成，其源极和漏极分别连在一起。本机振荡器以相同的振幅但相反的相位加到两个栅极上。RF信号加到漏极上，并且由于随时间变化的沟道电导而发生频率混合。电导波形仅仅包括LO的偶次谐波。中频通过IF滤波器从漏极取出。
M.F.Lei等人的文章″微小W频带MMIC次谐波激励的电阻式混频器的设计与分析″(″Design and analysis of miniature W-band MMICsubharmonically pumped resistive mixer″by M.F.Lei，etal.，Proc.OfIEEE MTT-S，pp.235-238，2004)揭示了另一种次谐波激励的电阻式混频器。
然而，其中两个FET工作在三极管区的次谐波激励的混频器遭受较大的变频损耗问题，典型地大于10dB，这可能比许多种应用大得多。此外，片内平衡转换器或发生差分信号的电路消耗很大的芯片面积，这是极其不利的。因此，目前已知的次谐波激励的混频器首先存在耗费太大芯片面积以及具有较高的变频损耗的缺点，而且它们还可能存在线性问题。P.C.Yeh等人的文章″利用集总元件的高通/带通平衡转换器的紧凑型28GHz次谐波激励的电阻式混频器MMIC″(″Compact28-GHz subharmonically pumped resistive mixer MMIC using alumped-element high-pass/band-pass balun″by P.C.Yeh etal.，IEEEMicrowave and Wireless Component Letters，Vol.15，No.2，pp.62-64，Feb.2005)揭示了次谐波激励的电阻式混频器，其中，尽量减小不可缺少的平衡转换器的尺寸。因此，建议用集总元件平衡转换器代替由耦合的传输线构成的Marchand平衡转换器。集总元件平衡转换器由四个电感和三个电容制成。然而，这种平衡转换器仍旧占用混频器芯片面积的较大部分，另外还存在受限的频率带宽的缺点。
发明内容
因此，需要具有较低变频损耗的次谐波激励的变频混频器装置。而且，需要具有大频率带宽的次谐波激励的变频混频器装置。而且，需要能够制造得较小、且仅仅消耗较少芯片面积的混频器装置，并且是较便宜的且易于制造的。而且，需要具有较好线性的混频器装置。尤其需要可适用于所有频率的混频器装置，尤其是适用于微波频率也适用于毫米波频率的混频器装置。此外，还需要这样的混频器装置，它不要求如公知的次谐波激励的混频器要求的那么大的芯片面积。尤其需要不要求LO平衡转换器或差分VCO的混频器装置。
因此，这里提供如上述的次谐波激励的变频混频器装置，其中，晶体管配置包括至少一个NMOS晶体管和至少一个PMOS晶体管，并且所述至少一个NMOS晶体管的漏极与所述PMOS晶体管的漏极互连。进一步地，所述PMOS晶体管和NMOS晶体管的栅极互连。在这种混频器装置中，不需要平衡转换器和差分信号发生(结合)电路。因此，混频器能够制造得更小，并且这里不如当要求(较大)平衡转换器时那样过分地耗用芯片面积。在具体实施例中，混频器包括下变频混频器。于是，中频(IF)信号特别地从互连的漏极取出。在可选地实施例中包括上变频混频器，在该例中RF信号特别地从互连的漏极取出。
在有利的实施方式中，其混频器装置是无源的。于是，NMOS的源极和PMOS的源极等同地偏置或接地。
在其它实施例中，其混频器装置是有源的，并且源极被独立地或(多少有些)不同地DC偏置。更具体地说，各晶体管(NMOS和PMOS)都在其源极和漏极之间具有DC电压差，结果是其源极被不同地偏置。
对于无源的实施例，相同的偏置分别加到NMOS和PMOS晶体管的源极或者都接地。如果例如在PMOS源极处有略微高的电压，那么微小的DC电流成分将流过那里，这意味着较小的变频损耗。然而，如果在NMOS和PMOS的源极之间没有电压，则基本上没有DC电流(或仅仅非常低的DC电流)流过。
在特别有利的实施例中，加入LO信号、加入或取出RF信号和取出或加入IF信号，使用了分开的晶体管端子。
在一具体实施例中，互连的漏极形成漏极晶体管端子，它在一实施例中适于提供IF信号(对于下变频混频器)的取出；另外，对于上变频混频器，用于取出RF信号。最特别的是，IF滤波器设置在共漏极晶体管端子处。应知，就消除和频信号和/或差频信号、或更一般而言的不需要的信号成分而论，这不是必需的，但是有利的。也就是IF滤波器可适于滤除例如除了所要的IF信号之外的所有信号。例如包含带有较高感应系数的电感或带有较大电阻或λ/4传输线的较大电阻的阻抗电路最好连接到互连的源极，该阻抗电路具有较高的AC阻抗和较低的DC阻抗。可选地或附加地，该阻抗电路还可包含阻抗匹配元件以例如提高增益。如果源极互连或如果信号在源极处加入，并形成分开的源极端子，以设置DC电平(例如接地或任何其它适当的电平)，特别需要这种阻抗电路。最好具有高的AC信号阻抗和低的DC阻抗。
在特定的实施方式中，其中，分开的晶体管端口分别用于LO信号的加入和RF信号、IF信号的加入/取出，一个晶体管端子设在互连的源极处，形成一个源极端子，并且本机振荡器信号可以例如加在所述源极端子处，因此形成LO信号端口。更具体地，栅极晶体管端子设在互连的栅极处，并且RF信号加在所述栅极端子处，因此形成RF信号端口，还是对于下变频混频器而言。可选的方案是，将设在互连的栅极处的栅极晶体管端子用于本机振荡器信号的加入。设在互连的源极处的源极端子也可用于RF信号的加入(取出)，因此形成RF信号端口。
在其它一些具体实施例中，源极端子形成多信号端子或双源极端子。于是，LO信号具体说可加到栅极端子上，而RF信号加到漏极端子上。更具体地说，对于下变频混频器，LO信号可加到漏极端子上，而IF信号可从同一漏极端子取出，而通常要求在每个端子支路上设一个滤波器。可选地，RF信号加在双源极端子上，IF信号从所述双源极端子取出，此情况下最好每个支路都设有滤波器。在第一种情况下，RF信号加在互连的栅极端子上，或者在第二种情况下，LO信号加在互连的栅极端子上。
所有这些实施例都涉及下变频混频器。IF信号端口和RF信号端口被互换。
更具体地说，对于无源实施方式源极被等同地偏置，或例如接地，或者对于有源实施方式源极被不同地偏置。在一特定实施例中，栅极偏置电路(例如栅极阻抗元件)连接在互连的栅极上。
根据一些有利的实施方式，滤波器连接在互连的栅极和/或连接在互连的漏极上，并且如果适用，可连接到互连的源极。不难明白，不是必须有滤波器，但是滤波器可设在一些位置，但不是所有位置等。不难明白，贯穿本申请，滤波器是指滤波器或阻抗匹配单元或这两者的结合。
在一些带双源极端子的具体实施方式中，LO滤波器或RF滤波器可设在双源极端子处，然而，还提供了中频(IF)滤波器，以分别在所加入的LO/RF信号和所取出的IF信号之间进行分离。除非另有说明，文中所述的配置均指下变频混频器。不难明白，如上述的那样，所有情况下的混频器装置都还能够用作上变频混频器，但是如果那样RF和IF端口就被互换。
具体而言，混频器装置实施为单片式微波集成电路(MMIC)。混频器尤其适合于处理微波频率中的RF和LO信号。它也可适合于处理毫米波频率范围中的RF和LO信号。然而，不难明白，它也可用于任何其它频率范围。
附图说明
下面参考附图对本发明进一步作非限定性描述，其中：
图1表示现有技术的变频次谐波激励的混频器，
图2表示下变频混频器的第一实施例，该下变频混频器具有用于RF信号、LO信号、IF信号的独立端口，
图3表示下变频混频器的第二实施例，该下变频混频器具有用于RF信号、LO信号、IF信号的独立端口，
图4表示下变频混频器的可选实施例，
图5表示下变频次谐波混频器的又一实施例，
图6表示上变频次谐波混频器的第一实施例，
图7表示上变频次谐波混频器的第二实施例，
图8表示在互连的漏极处具有双端子的下变频混频器的实施例，
图9表示在漏极处具有双端口的下变频混频器的可选实施例，
图10表示在漏极处具有双端口的上变频次谐波混频器的第三实施例，以及
图11表示本发明的次谐波激励的混频器的有源实施方式的第一实施例。
具体实施方式
图1表示在说明书的现有技术部分中已讨论过的现有技术的变频次谐波无源混频器。其中包括两个FET晶体管10、20，由频率是基波混频器的LO频率的一半的LO信号驱动。必须使用平衡转换器210，以提供两个彼此之间相位移位180°的LO信号，这两个LO信号驱动在栅极端子处并联的两个FET器件(或者，也可用差分VCO)。通过在漏极处的滤波器501加入RF信号，并且也在漏极处通过滤波器502取出IF信号。这种配置的缺点已经讨论过，因此不再考虑。
图2表示本发明的次谐波激励的变频混频器的第一实施例。该具体实施例表示用作下变频混频器的无源混频器101。自CMOS技术提供了开发工作在微波频率和毫米波频率下的低成本电路的可能性并除此以外提供了NMOS和PMOS以来，已经认识到其互补性能够用于在较小的芯片面积上构造具有较低变频损耗的次谐波激励的混频器，因为既不需要片内(或片外)平衡转换器也不需要差分信号生成电路。
在图2所示的次谐波激励的变频混频器101中，PMOS晶体管11和NMOS晶体管21的漏极互连或耦合，并且PMOS和NMOS各自的栅极也互连。在该实施例中LO信号加在源极上，极其有利的是，其变频损耗比LO信号加在栅极上时的变频损耗小。RF信号加在栅极上，并且出于DC偏置目的，阻抗元件Zg 31设在至栅极的连接线路上，其中，RF信号与该阻抗元件Zg 31并联地加入，以提供直流偏置。阻抗元件Zg 31还可包含阻抗匹配功能。因为混频器101用作无源混频器，那么以相同的方式偏置PMOS和NMOS晶体管11、21，这表示没有DC电流在它们之间流过或流过它们中任何一个。特别地，阻抗元件Zs 41设在源极连接线路上，以接地或设置DC电平(即替代接地)，可以偏置在其它电压处，这适用于所有实施例。特别地，对于AC阻抗元件Zs 41具有较高的阻抗而对于DC其具有较低的阻抗，且其可例如包括具有较高感应系数的电感或带有较高阻值的电阻。IF信号从互连的漏极取出。在该实施例中有不同的端口，每种信号一个端口，也即所有三种信号LO、RF、IF均使用单独的晶体管端子，这在改进端口之间的隔离和各端口可独立匹配方面非常有利。这对于本发明思想的实现并非必需，但它涉及到一种极其有利的实施方式。
在为源极提供DC接地的同时，在源极处的阻抗元件Zs 41用于将AC信号与地隔离。漏极还可以通过IF端口被DC接地，但这并非必需。当LO信号加于互连的源极时，即使漏极和源极都被DC接地，NMOS晶体管21在LO信号的下半振荡周期期间在瞬时漏-源电压为正时仍可部分地工作在饱和区。同时，PMOS晶体管11在LO信号的上半振荡周期期间可工作在饱和区。这对减少变频损耗极其有利。由于NMOS和PMOS晶体管的互补性，它们中的每个都将交替地工作半个LO周期，即使它们由相同的LO信号驱动。IF频率成分|ωL-ωR|会在漏极处被抵消，其中，ωL和ωR分别是LO信号和RF信号的角频率。另一IF频率成分|2ωL-ωR|将相长地加上，而这就是所要被取出的IF信号。在如图2所示的该一般实施例中没有滤波器，但是在其它有利的实施方式中，该所要的IF信号例如通过滤波器取出，例如图4所示。
由于PMOS和NMOS晶体管的漏极分别互连，基波的IF频率|ωL-ωR|相消。
图3表示带有PMOS晶体管12和NMOS晶体管22的另一种次谐波激励的变频混频器102。在该实施例中，IF信号也在互连的漏极处取出。而且在该实施例中，还在互连的源极处设有阻抗元件Zs 42，以将AC信号与地隔离，从而为源极提供DC接地或将DC电平设置在相应的电平上。出于示例性原因，这里表示的是电压偏置Vbs，尽管当然也可以是例如以上图2所示的接地。然而，此例中LO信号与阻抗元件Zg 32并联地加到栅极，这两个栅极也被互连并等同地偏置，这表示该混频器也是无源的。当LO信号加在栅极上时，晶体管12、22工作在三极管区，这使得次谐波激励的混频器的变频损耗比如图2中LO信号加在源极上时的变频损耗高。然而，还不需要耗费较大芯片面积的平衡转换器或任何差分信号发生电路。此外，这种配置要求比LO信号加在源极上的配置更低的LO功率。因此，相对于现有技术的次谐波激励的混频器，图3所示的变频次谐波激励的混频器102具有显著的优点。
图4表示与图2的实施例类似的无源的次谐波激励变频混频器的又一实施例103。这里LO信号也在互连的源极处输入，IF信号在互连的漏极取出，并且RF信号与阻抗元件Zg 33并联地输入到互连的栅极。这里也在源极处设有阻抗元件Zs 43，以将AC信号与地隔离并为源极设置DC电平。然而，此例中设有(如上文讨论的那样具有或没有阻抗匹配功能的)滤波器，更具体地说，在互连的源极端子处设有这里用于取出IF信号的滤波器63。尽管滤波器63实际上不是必需的，但它对于例如将不需要的混频器产物从所希望的信号分离是有利的。在这种情况下，还通过滤波器73加入LO信号，并且通过连接到栅极端子的滤波器53加入RF信号。
不难明白，可不包括一个或多个这些滤波器和/或阻抗匹配元件。
图5表示次谐波激励的变频混频器的再一实施例104，该实施例基本上与图3的混频器102一致，其不同之处在于，滤波器64、74和54分别设在互连的漏极端子处、用于输入RF的互连的源极端子处和用于输入LO的互连的栅极端子处。该混频器还用于下变频。晶体管14、24和阻抗元件Zs 44、Zg 34与图3中的大体一致，并且该实施例的其它方面也与图3的相应方面类同。不难明白，并非所有滤波器在这里是必需的，但在互连的漏极处最好设有至少一个用于取出IF信号的滤波器。如上文提到的，阻抗元件和滤波器可以包括或不包括阻抗匹配元件。
图6表示适用于上变频的次谐波激励的变频混频器的第一实施例105。它实际上与图2的混频器一致，该混频器包括具有互连即短接的漏极、互连的栅极和互连的源极的PMOS晶体管15和NMOS晶体管25。这里，阻抗元件Zs 45也如在图2中那样设在互连的源极处，阻抗元件Zg 35也设在互连的栅极处，尽管这不是必需的。其不同之处在于，这里RF信号从漏极取出，IF信号在栅极处加入。LO信号在互连的源极处加入。有单独的晶体管端子各自用作LO端口、RF端口和IF端口。
图7表示与图5的实施例基本一致的上变频混频器106的又一实施例，因此包括PMOS晶体管16、NMOS晶体管26、源极阻抗元件Zs 46和栅极阻抗元件Zg 36。LO信号通过滤波器56输入到互连的栅极处，并且优选地，阻抗元件36以及用于IF取出和RF加入的晶体管端口已经分别切换成使得RF信号(本例中通过滤波器66)从互连的源极端子取出，而IF信号(本例中通过滤波器76)加入在互连的源极处端子上。如参考图5所讨论的，滤波器并非都是不可缺少的，但各种不同的实施方式是可能的，且它们中的一个或多个也可包括阻抗匹配元件。
图8中，举例说明了用于下变频的次谐波激励的变频混频器的可选的实施方式107。然而，在包括CMOS晶体管17和NMOS晶体管27的此实施例中，LO信号特别通过滤波器87输入到互连的源极端子处，并且通过滤波器67在漏极处取出IF信号。RF信号与阻抗元件Zg37并联地加入，它可任选和/或可能是滤波器，和/或是在互连的栅极处的阻抗匹配元件。因此，这里没有能够用于各信号的单独的晶体管端子，这表示端口之间的隔离略微次于参考上述实施例而介绍的端口之间的隔离，并且端口不能完全独立地匹配。另一方面，在这种情况下，更容易设置互连的源极的偏置电平；这里接地就足够了，并不需要信号。不难明白，还可以在RF输入端设置滤波器。滤波器87、67并非不可缺少，但它们优选用在带有作为双端口的端子的实施例中，以分别将各成分(这里是RF信号成分和IF信号成分)彼此分离，或更一般地说，将所要的信号从不需要的信号成分分离。
图9表示下变频次谐波激励的无源混频器的再一实施方式108，其中包括具有互连的漏极和互连的栅极的PMOS晶体管18和NMOS晶体管28。在该实施例中，LO信号与阻抗元件38并联地加到栅极上，源极如在上述图8中那样简单地接地，并且RF信号通过滤波器88加在互连的漏极上，而IF信号从互连的漏极取出，优选通过使用滤波器68来分离或滤除RF信号成分或(更一般地说)不需要的成分。
图10表示用于上变频的无源的次谐波激励的混频器109，其中包括其源极例如接地的PMOS晶体管19和NMOS晶体管29。在该实施例中，LO信号通过滤波器89输入到互连的漏极，并且RF信号通过滤波器69在互连的漏极处取出。这意味着共同的晶体管端子作为双端口用于这两种信号。不难明白，这些滤波器中的一个或多个是可选的。这里，IF信号通过滤波器59(可选)与阻抗元件39并联地加到互连的栅极上。该图仅为了说明：对于上变频，也可使用其一个端子用于两个不同信号的混频器。当然，也可以是其它变型。在这种情况下，若要将LO信号和RF信号适当地分离，则滤波器89、69是很重要的。
最后，在图11中表示有源的次谐波激励的变频混频器的实施方式。可认为PMOS和NMOS各自的电压偏置略微不同。如果例如电压在PMOS源极处略高，则流过的较小电流，从而变频损耗较低。
所示出的混频器装置1010包含PMOS晶体管110和NMOS晶体管210。晶体管110、210的漏极和源极均被互连。这里，电容1110设在不同偏置的源极之间。LO信号加到互连的不同偏置的源极上，并且IF信号通过滤波器610(可选，且具有或不具有阻抗匹配功能)取出。在该实施例中，每种信号有一个晶体管端子，虽然也可采用具有双信号端口的实施例。RF信号加在互连的栅极上。
偏置Vgp和Vgn可以不同或相同。如果Vgp＝Vgn，则不需要栅极之间的电容9101、9102。PMOS和NMOS晶体管的漏极偏置也可不同。如果那样，那么在两漏极节点之间需要至少一个电容，且各漏极节点都需要偏置阻抗元件。所有阻抗元件(这里是Zg 3101、Zg 3102、Zs410)都是阻挡RF信号但让DC信号通过的元件。这表示它们具有高的RF阻抗和有限的DC阻抗，例如包含大的电感或电阻。有源实施方式的优点是，可获得较高的增益即较低的损耗。另一方面，它比无源实施方式略微复杂，且消耗功率。
不难明白，有源实施方式也可用于上变频。
对于无源实施方式，互连的漏极、栅极和源极意味着它们是AC和DC互连的。在有源实施方式中，栅极通常仅仅是AC互连，尽管它们有时也可为DC互连。在无源实施方式中，互连的栅极涉及AC及DC互连。在有源实施方式中，源极通常仅为AC互连。对于有源和无源实施方式，互连的漏极表示它们是AC互连且最好还是DC互连的，尽管这不是必需的。然而，还可以有一些优选程度较低的实施方式。
当然，本发明不受限于具体举例说明的实施例，而可在所附的权利要求的范围内进行更改。

Claims (24)

1.一种次谐波激励的变频混频器装置(101；102；...；109；1010)，包括晶体管配置和用于加入本机振荡器(LO)信号、加入/取出射频(RF)信号和取出/加入中频(IF)信号的若干晶体管端子，所述晶体管配置包括至少一个NMOS晶体管(21；22，...；29；210)和至少一个PMOS晶体管(11；12，...；19；110)，所述至少一个NMOS晶体管(21；22，...；29；210)的漏极与所述至少一个PMOS晶体管(11；12，...；19；110)的漏极互连，并且所述至少一个PMOS晶体管(11；12，...；19；110)的栅极与所述至少一个NMOS晶体管(21；22，...；29；210)的栅极互连，其特征在于，
所述PMOS晶体管的源极与所述NMOS晶体管的源极互连，所述晶体管配置中包含三个单独的晶体管端子：栅极端子、源极端子和漏极端子，这些端子适合于分别作为LO信号、RF信号和IF信号中的各信号的独立端口。
2.如权利要求1所述的混频器装置(101；...；109；)，其特征在于，
所述混频器装置是无源的，即所述NMOS和PMOS晶体管(21；22，...；29；11；12，...；19)的源极是未偏置的，或是设有这样的偏置元件，它们相等地偏置所述NMOS和PMOS晶体管(21；22，...；29；11；12，...；19)的所述源极或使得在各PMOS和NMOS晶体管的所述源极和漏极之间无DC电压差。
3.如权利要求1所述的混频器装置(1010)，其特征在于，
所述混频器装置是有源的。
4.如权利要求3所述的混频器装置(1010)，其特征在于，
设有用于独立地偏置所述PMOS(110)和NMOS(210)晶体管的栅极的偏置元件。
5.如以上权利要求中任一项所述的混频器装置(101；102；103；104；107；108；1010)，其特征在于，
所述混频器装置适合于用作下变频混频器，并且适合于在所述互连的漏极处形成的、用作IF端口的所述晶体管端子处取出IF信号。
6.如权利要求5所述的混频器装置(101；103；1010)，其特征在于，
所述晶体管配置(11，21，13，23；110，210)的所述源极端子适合于用作加入LO信号的LO信号端口，并且所述栅极端子适合于用作RF信号端口。
7.至少如权利要求5所述的混频器装置(102；104)，其特征在于，
所述晶体管配置(12，22；14，24)的所述源极端子适合于用作RF信号端口，并且所述栅极端子适合于用作LO信号端口。
8.如以上权利要求1～4中任一项所述的混频器装置(101；...；109；1010)，其特征在于，
所述互连的栅极适合于形成栅极端子，并且所述栅极端子适合于用作单信号端口。
9.如权利要求1～4中任一项所述的混频器装置(101；103；107；1010)，其特征在于，
所述栅极端子适合于用作加入RF信号的RF信号端口。
10.如以上权利要求1～4中任一项所述的混频器装置(101；102；103；104；107；108；1010)，其特征在于，
信号滤波器(53，63，73；54，64，74；67，87；68，88；810)和/或阻抗匹配元件连接到一个或多个所述晶体管端子。
11.如权利要求1～4中任一项所述的混频器装置(101；102；103；104)，其特征在于，
阻抗元件(41；42；43；44；410)设在互连的源极处，所述阻抗元件适合于设置DC电平，并适合于从中分离AC信号，所述阻抗元件具有高的AC阻抗和低的DC阻抗，所述阻抗元件包括阻抗匹配元件。
12.如以上权利要求1～4中任一项所述的混频器装置，其特征在于，
在用作IF端口的端子处设有IF滤波器，它适合于从所想要的信号中滤除不需要的混频器产物。
13.如权利要求12所述的混频器装置，其特征在于，
所述IF滤波器包括低通滤波器。
14.如权利要求1～4中任一项所述的混频器装置，其特征在于，
所述混频器装置适合于用作上变频混频器(105，106；109)。
15.如权利要求14所述的混频器装置(105，106；109)，其特征在于，
在互连的漏极处形成晶体管端子，并且所述漏极端子适合于取出RF信号。
16.如权利要求1～4中任一项所述的混频器装置(105)，其特征在于，
所述栅极端子适合于用作加入IF信号的IF端口，并且所述源极端子适合于用作加入LO信号的LO端口。
17.如权利要求1～4中任一项所述的混频器装置(106)，其特征在于，
所述栅极端子适合于用作加入LO信号的LO端口，并且所述源极端子适合于用作加入IF信号的IF端口。
18.如权利要求14所述的混频器装置(105；106)，其特征在于，
阻抗元件连接到源极以设置DC电平，所述阻抗元件具有高的AC阻抗和低的DC阻抗，且含有阻抗匹配功能。
19.如权利要求14所述的混频器装置(105；106；109)，其特征在于，
滤波器(56，66，76；59，69，89)和/或阻抗匹配元件设在一个或多个端子处。
20.如以上权利要求1～4中任一项所述的混频器装置，其特征在于，
所述混频器装置实现为单片式微波集成电路(MMIC)。
21.如权利要求1～4中任一项所述的混频器装置，其特征在于，
所述混频器装置适合于处理微波频率范围内的RF和LO信号。
22.如权利要求1～4中任一项所述的混频器装置，其特征在于，
所述混频器装置适合于处理毫米波频率范围内的RF和LO信号。
23.如权利要求1所述的混频器装置(1010)，其特征在于，
设有这样的偏置元件，它们独立地或不同于所述NMOS晶体管(210)的源极地偏置所述PMOS晶体管(110)的源极，或只偏置所述PMOS晶体管(110)的源极或所述NMOS晶体管(210)的源极，或者源极被偏置成在各PMOS和NMOS晶体管(110；210)的漏极和源极之间有DC电压差。
24.如权利要求3所述的混频器装置(1010)，其特征在于，
设有用于不同地偏置所述PMOS(110)和NMOS(210)晶体管的栅极的偏置元件。
CN2005800521188A 2005-11-23 2005-11-23 次谐波激励的混频器 Expired - Fee Related CN101313465B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/EP2005/056165 WO2007059802A1 (en) 2005-11-23 2005-11-23 A subharmonically pumped mixer

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101313465A CN101313465A (zh) 2008-11-26
CN101313465B true CN101313465B (zh) 2012-05-30

Family

ID=36676587

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2005800521188A Expired - Fee Related CN101313465B (zh) 2005-11-23 2005-11-23 次谐波激励的混频器

Country Status (8)

Country Link
US (1) US8249541B2 (zh)
EP (1) EP1952532B1 (zh)
KR (1) KR101154120B1 (zh)
CN (1) CN101313465B (zh)
AT (1) ATE426265T1 (zh)
DE (1) DE602005013437D1 (zh)
TW (1) TW200723673A (zh)
WO (1) WO2007059802A1 (zh)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7792215B2 (en) * 2006-04-14 2010-09-07 Korea Advanced Institute Of Science And Technology (Kaist) Direct-conversion receiver and sub-harmonic frequency mixer thereof
JP5573308B2 (ja) * 2010-04-01 2014-08-20 住友電気工業株式会社 電子回路
US8401512B2 (en) * 2010-04-08 2013-03-19 Viasat, Inc. Compact high linearity MMIC based FET resistive mixer
DE102010028987A1 (de) * 2010-05-14 2011-11-17 Johann Wolfgang Goethe-Universität Frankfurt am Main Subharmonischer Mischer
US8729968B2 (en) * 2011-05-09 2014-05-20 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Built-in self-test circuit for voltage controlled oscillators
JP5997596B2 (ja) * 2012-12-06 2016-09-28 住友電気工業株式会社 ミキサ
JP6839121B2 (ja) * 2018-03-19 2021-03-03 日本電信電話株式会社 ソース注入型ミキサ
KR102174291B1 (ko) * 2020-08-10 2020-11-04 부산대학교 산학협력단 하모닉 믹서

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2306820B (en) 1995-10-18 1999-11-10 Murata Manufacturing Co Mixer
US6901249B1 (en) 1999-06-02 2005-05-31 Northrop Grumman Corporation Complementary bipolar harmonic mixer
US6574457B1 (en) * 2000-03-15 2003-06-03 Nokia Mobile Phones Limited Two-transistor mixer
DE10245609B4 (de) * 2002-09-30 2014-01-02 Advanced Micro Devices, Inc. Mischvorrichtung
KR101034125B1 (ko) 2003-04-01 2011-05-13 텔레호낙티에볼라게트 엘엠 에릭슨(피유비엘) 수동 혼합기
US7570936B2 (en) * 2006-10-27 2009-08-04 Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. Sub-harmonically pumped mixer

Also Published As

Publication number Publication date
WO2007059802A1 (en) 2007-05-31
DE602005013437D1 (de) 2009-04-30
US8249541B2 (en) 2012-08-21
EP1952532A1 (en) 2008-08-06
KR20080097172A (ko) 2008-11-04
US20080287088A1 (en) 2008-11-20
KR101154120B1 (ko) 2012-06-11
TW200723673A (en) 2007-06-16
ATE426265T1 (de) 2009-04-15
EP1952532B1 (en) 2009-03-18
CN101313465A (zh) 2008-11-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101313465B (zh) 次谐波激励的混频器
US7580693B2 (en) Passive reflection mixer
US6810242B2 (en) Subharmonic mixer
EP2041864B1 (en) Multi-function passive frequency mixer
US8362820B2 (en) Semiconductor integrated circuit
EP2263308B1 (en) A combined mixer and balun design
KR19980079524A (ko) 주파수 더블러 및 믹서로서의 기능을 갖는 회로
JP4056739B2 (ja) 高調波ミクサ
JPH06334440A (ja) ダブルバランスミキサ回路
Zhu et al. A reconfigurable low-voltage and low-power millimeter-wave dual-band mixer in 65-nm CMOS
Hung et al. High-isolation millimeter-wave subharmonic monolithic mixer with modified quasi-circulator
Manjula et al. Design of low-power CMOS transceiver front end for 2.4-GHz WPAN applications
CN101083481B (zh) 双重本地振荡混合器及无线系统
US20060279444A1 (en) Transmitter using vertical BJT
TWI517551B (zh) 具低轉換損耗之奇數多倍頻裝置
Yeh et al. Review of millimeter-wave MMIC mixers
JP2004040768A (ja) 集中定数素子ハイブリッド
WO2014035342A1 (en) Harmonic frequency conversion circuit
WO2000027026A2 (en) Combined cmos mixer and circuit
JP4245342B2 (ja) ミクサ、受信装置及び送信装置
Sajeeb et al. A Widely Tunable Switched-Capacitor Balun Based on $ N $-Path Filters
Ziabakhsh et al. A CMOS down-conversion mixer with high linearity and low noise figure in 0.18-μm technology
CN111181493A (zh) 一种毫米波双频带双模式混频器
Su et al. 40-GHz CMOS subharmonic Gilbert mixer with quadrature injection-locked frequency divider
Jiang Design of single balanced millimeter-wave sub-harmonic mixer circuits

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
ASS Succession or assignment of patent right

Owner name: CLUSTER CO., LTD.

Free format text: FORMER OWNER: TELEFONAKTIEBOLAGET LM ERICSSON (SE) S-126 25 STOCKHOLM, SWEDEN

Effective date: 20150209

Owner name: AOPU DISI CELLULAR TECHNOLOGY CO., LTD.

Free format text: FORMER OWNER: CLUSTER CO., LTD.

Effective date: 20150209

C41 Transfer of patent application or patent right or utility model
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20150209

Address after: Texas, USA

Patentee after: Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ)

Address before: Delaware

Patentee before: Clastres LLC

Effective date of registration: 20150209

Address after: Delaware

Patentee after: Clastres LLC

Address before: Stockholm

Patentee before: Telefonaktiebolaget LM Ericsson

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20120530

Termination date: 20171123

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee