CN111181493A - 一种毫米波双频带双模式混频器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种毫米波双频带双模式混频器，其包括跨导级、共栅级、下层吉尔伯特单元、上层吉尔伯特单元、四路正交功分器、输出匹配及差分转单端网络、第一开关和第二开关；其中，共栅级和下层吉尔伯特单元的偏置电压分别由第一开关和第二开关控制；当控制电压为0时，共栅级导通，下层吉尔伯特单元关闭，该混频器工作在基波混频模式；当控制电压为1时，共栅级关闭，下层吉尔伯特单元处于临界导通状态，该混频器工作在谐波混频模式；通过基波混频和谐波混频之间的模式切换，该混频器可以实现毫米波双频带应用。

Description

一种毫米波双频带双模式混频器

技术领域

本发明属于微波毫米波技术领域，涉及一种毫米波双频带混频器，尤其涉及一种能在基波混频模式和谐波混频模式之间切换使用的毫米波双频带双模式混频器。

背景技术

随着第五代移动通信(5G)的应用场景和市场需求不断增多，毫米波无线通信系统正朝着多频带、多模式、低成本、高集成度等方向发展。为了使同一毫米波芯片支持多个频段和多种模式的应用，通常需要在每个频段单独设计一套射频前端，并将它们在版图中并行排列。采用这种设计方法的缺点是芯片中射频组件(比如低噪声放大器、功率放大器、压控振荡器和混频器等)的数量与所需频段的数量成正比，不可避免地增加了芯片的成本、面积和功耗。为了缓解上述问题，要求部分甚至所有射频组件都能够在多个频带之间共用。作为毫米波多频带系统中的重要组件，毫米波多频带混频器的设计和制作至关重要。

当前的双频带混频器通常工作在基波混频模式，在此基础上通过由电感和电容等集总元件搭建的双频带阻抗匹配网络实现双频带混频。由于双频带应用中两个频段之间的频率间隔较大，该类双频带混频器往往需要分别覆盖高、低频段的两个或多个本振源，增加了系统的面积、功耗和复杂度。还有一种方法是有效利用本振的基波和谐波分量，通过控制本振的基波分量或谐波分量与输入信号进行混频，实现在本振的基波频段和谐波频段的双频带应用。尽管这种方法减少了本振源的数量、降低了毫米波高频段的本振设计难度，但由于本振的基波频率和谐波频率相隔一个倍频程，这对本振驱动放大器的带宽、输出功率和功耗等综合指标提出了极高的要求；在实际应用中往往需要使用分别覆盖高、低频段的两个本振驱动放大器对它们进行放大，消耗了额外的面积和功耗。

因此，需要发明一种新型的毫米波双频带混频器，不仅能减少本振源数量、降低毫米波高频段本振设计难度，还能显著降低本振驱动放大器的带宽和功耗设计要求，这对于减小系统的面积、功耗和成本具有重要的作用。

发明内容

本发明提供一种可在基波混频模式和谐波混频模式之间切换使用的毫米波双频带混频器，有效地减少了本振源的数量、降低了本振放大器和毫米波高频段本振源的设计难度，有利于减小系统芯片的面积、功耗和成本。

本发明采用如下技术方案：

一种毫米波双频带双模式混频器，包括跨导级、共栅级、下层吉尔伯特单元、上层吉尔伯特单元、四路正交功分器、输出匹配及差分转单端网络、第一开关、第二开关。其中，共栅级和下层吉尔伯特单元的偏置电压分别由第一开关和第二开关控制；跨导级为共源结构，其栅极接差分输入信号；共栅级的源极与跨导级的漏极、下层吉尔伯特单元的源极连接，漏极与下层吉尔伯特单元的漏极、上层吉尔伯特单元的源极连接；输出匹配及差分转单端网络与上层吉尔伯特单元的漏极连接；下层吉尔伯特单元的栅极、上层吉尔伯特单元的栅极分别与四路正交功分器输出的正交差分本振信号LOI和LOQ连接；V_G1和V_G3分别为跨导级和共栅级的饱和偏置电压，V_G2和V_G4分别为下层吉尔伯特单元和上层吉尔伯特单元的临界导通电压。

当开关组(第一开关和第二开关)的控制电压V_C＝1时，共栅级关闭，下层吉尔伯特单元处于临界导通状态；输入信号在下层吉尔伯特单元和上层吉尔伯特单元中依次与本振LOI和LOQ进行混频；由于LOI和LOQ的相位差为90度，上述两级混频可以等效为谐波混频。当开关组的控制电压V_C＝0时，共栅级导通，下层吉尔伯特单元的栅极电压为0；当LOI的电压幅度V_LOI小于跨导级的漏级电压V_DT和晶体管的阈值电压V_TH之和，即V_LOI<V_DT+V_TH时，下层吉尔伯特单元中的晶体管始终处于关闭状态，输入信号通过导通的共栅级进入上层吉尔伯特单元与LOQ进行混频，实现了基波混频。由此可见，通过改变开关组的控制电压V_C，可以使混频器在基波混频模式和谐波混频模式之间切换，从而可以在本振的基波频段和谐波频段实现双频带应用。

本发明具有如下优点：

1)本发明可以在两个毫米波频段和两种混频模式之间切换，扩展了混频器的带宽和应用范围；

2)该混频器在基波混频和谐波混频之间的模式切换，减小了所需本振的频率覆盖范围，降低了本振源和本振驱动放大器的设计难度，有利于降低系统的面积和功耗；

3)该混频器在基波混频和谐波混频之间的模式切换仅通过一个控制电压和开关组进行控制，使用简单、方便。

附图说明

图1是毫米波双频带双模式混频器的电路原理图；

图2(a)/(b)分别是本发明在基波/谐波混频模式下的开关函数示意图；

图3是本发明在基波/谐波混频模式下的变频增益随本振功率变化的测试结果；

图4是本发明在基波/谐波混频模式下的变频增益的测试结果。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

如图1所示，本发明提供的一种毫米波双频带双模式混频器，包括跨导级1、共栅级2、下层吉尔伯特单元3、上层吉尔伯特单元4、四路正交功分器5、输出匹配及差分转单端网络6，第一开关SW₁、第二开关SW₂；

所述跨导级1包括晶体管M₁-M₂，共栅级2包括晶体管M₃-M₄和电容C₁，下层吉尔伯特单元3包括晶体管M₅-M₈，上层吉尔伯特单元4包括晶体管M₉-M₁₂。电路具体连接关系如下：跨导级1中的第一晶体管M₁和第二晶体管M₂以共源差分对的形式连接，它们的源极接地，栅极作为中频信号的差分输入端口，第一偏置电压V_G1通过电阻R₁-R₂馈入；共栅级2中的第三晶体管M₃的源极与第一晶体管M₁的漏极、第五晶体管M₅的源极、第六晶体管M₆的源极连接，第三晶体管M₃的漏极与第五晶体管M₅的漏极、第七晶体管M₇的漏级、第九晶体管M₉的源极、第十晶体管M₁₀的源极连接，第四晶体管M₄的源极与第二晶体管M₂的漏极、第七晶体管M₇的源极、第八晶体管M₈的源极连接，第四晶体管M₄的漏极与第六晶体管M₆的漏极、第八晶体管M₈的漏极、第十一晶体管M₁₁的源极、第十二晶体管M₁₂的源极连接，第三晶体管M₃的栅极与第四晶体管M₄的栅极、电容C₁的一端、第一开关SW₁的不动端连接，电容C₁的另一端和第一开关SW₁的第一动端接地，第一开关SW₁的第二动端与第三偏置电压V_G3连接；下层吉尔伯特单元3中第五晶体管M₅的栅极与第八晶体管M₈的栅极、四路正交功分器5的0°端口、第四电阻R₄的一端连接，第六晶体管M₆的栅极与第七晶体管M₇的栅极、四路正交功分器5的180°端口、第三电阻R₃的一端连接，第三电阻R₃的另一端与第四电阻R₄的另一端、第二开关SW₂的不动端连接，第二开关SW₂的第一动端与第二偏置电压V_G2连接，第二开关SW₂的第二动端接地；上层吉尔伯特单元4中第九晶体管M₉的栅极与第十二晶体管M₁₂的栅极、四路正交功分器5的90°端口、第六电阻R₆的一端连接，第十晶体管M₁₀的栅极与第十一晶体管M₁₁的栅极、四路正交功分器5的270°端口、第五电阻R₅的一端连接，第五电阻R₅的另一端与第六电阻R₆的另一端、第四偏置电压V_G4连接；输出匹配及差分转单端网络6的N1端口与第九晶体管M₉的漏极、第十一晶体管M₁₁的漏极连接，N2端口与第十晶体管M₁₀的漏极、第十二晶体管M₁₂的漏极连接，N3端口与电源电压V_CC连接，N4端口输出射频信号。

由图1可知，共栅级2的栅极电压V_B和下层吉尔伯特单元3的栅极电压V_A分别由第一开关SW₁和第二开关SW₂控制。当V_C＝1时，V_A＝V_G2，V_B＝0；当V_C＝0时，V_A＝0，V_B＝V_G3。

首先定义共栅级2和下层吉尔伯特单元3的复合开关函数为S₁(t)，上层吉尔伯特单元4的开关函数为S₂(t)。由于跨导级1的作用是将输入电压转化为输出电流，并不参与混频过程，所以混频器的等效开关函数可以表示为S(t)＝S₁(t)S₂(t)。

当开关组的控制电压V_C＝1时，共栅级2关闭，下层吉尔伯特单元3处于临界导通状态，此时S₁(t)等于下层吉尔伯特单元3的开关函数。假设下层吉尔伯特单元3和上层吉尔伯特单元4中的晶体管均工作在理想开关状态，S₁(t)和S₂(t)在时域上分别表现为频率和相位对应于LOI和LOQ的方波。因为LOI和LOQ的相位差为90度，S₁(t)和S₂(t)在时域上会有四分之一个周期的偏移，所以两者相乘之后得到的S(t)的开关频率是本振频率的两倍，如图2(a)所示。因此，该混频器工作在谐波混频模式。

当开关组的控制电压V_C＝0时，共栅级2导通，下层吉尔伯特单元3的栅极电压为0。当LOI的电压幅度V_LOI小于跨导级1的漏级电压V_DT和晶体管的阈值电压V_TH之和，即V_LOI<V_DT+V_TH时，下层吉尔伯特单元3中的晶体管始终处于关闭状态(无法被LOI激活)，此时S₁(t)等于共栅级2的开关函数。因为共栅级2始终处于导通状态，所以S₁(t)在时域上表现为一条水平的直线，如图2(b)所示。与此同时，S₂(t)仍然为对应于LOQ的方波，所以S(t)的开关频率等于本振频率。因此，该混频器工作在基波混频模式。

需要注意的是，当混频器在基波混频模式工作时，必须满足V_LOI<V_DT+V_TH，即本振功率不可过大，否则下层吉尔伯特单元3中的晶体管会在部分时间导通，导致基波混频的效率急速下降。

综上所述，通过改变开关组的控制电压V_C，可以使混频器在基波混频模式和谐波混频模式之间切换，从而在本振的基波频段和谐波频段实现双频带应用。

图3是本发明在基波/谐波混频模式下变频增益随本振功率变化的测试结果。由图可见，当本振功率大于3dBm时，该混频器在两种模式下都能获得较好的变频增益；当本振功率继续升高到大于8dBm时，该混频器在基波混频模式下的变频增益迅速下降，而在谐波混频模式下的变频增益基本不变。

图4是本发明在基波/谐波混频模式下的变频增益的测试结果。该混频器在基波混频模式下的射频工作频带为17.5-32GHz，变频增益为2.5±1.5dB；在谐波混频模式下的射频工作频带为37-50GHz，变频增益为-0.5±1.5dB；以上两个频段覆盖了当前大部分国家和地区发布的5G毫米波频谱，因此本发明可获得多种5G毫米波应用。

本发明采用硅基互补金属氧化物半导体集成电路工艺实现。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种毫米波双频带双模式混频器，其特征在于：该混频器包括跨导级、共栅级、下层吉尔伯特单元、上层吉尔伯特单元、四路正交功分器、输出匹配及差分转单端网络、第一开关、第二开关；跨导级为共源结构，其栅极接差分输入信号；共栅级的源极与跨导级的漏极、下层吉尔伯特单元的源极连接，漏极与下层吉尔伯特单元的漏极、上层吉尔伯特单元的源极连接；输出匹配及差分转单端网络与上层吉尔伯特单元的漏极连接；下层吉尔伯特单元的栅极、上层吉尔伯特单元的栅极分别与四路正交功分器输出的正交差分本振信号LOI和LOQ连接；共栅级级和下层吉尔伯特单元的偏置电压分别由第一开关和第二开关控制。

2.根据权利要求1所述的一种毫米波双频带双模式混频器，其特征在于：

当第一开关和第二开关的控制电压V_C＝1时，共栅级关闭，下层吉尔伯特单元处于临界导通状态；输入信号在下层吉尔伯特单元和上层吉尔伯特单元中依次与正交差分本振LOI和LOQ进行混频；由于LOI和LOQ的相位差为90度，实现谐波混频；

当开关组的控制电压V_C＝0时，共栅级导通，下层吉尔伯特单元的栅极电压为0；当LOI的电压幅度V_LOI小于跨导级的漏级电压V_DT和晶体管的阈值电压V_TH之和，即V_LOI<V_DT+V_TH时，下层吉尔伯特单元中的晶体管始终处于关闭状态，输入信号通过导通的共栅级进入上层吉尔伯特单元与LOQ进行混频，实现基波混频。

3.根据权利要求1或2所述的一种毫米波双频带双模式混频器，其特征在于：所述跨导级包括晶体管M₁-M₂，共栅级包括晶体管M₃-M₄和电容C₁，下层吉尔伯特单元包括晶体管M₅-M₈，上层吉尔伯特单元包括晶体管M₉-M₁₂；

跨导级中的第一晶体管M₁和第二晶体管M₂以共源差分对的形式连接，它们的源极接地，栅极作为中频信号的差分输入端口，第一偏置电压V_G1通过电阻R₁-R₂馈入；共栅级中的第三晶体管M₃的源极与第一晶体管M₁的漏极、第五晶体管M₅的源极、第六晶体管M₆的源极连接，第三晶体管M₃的漏极与第五晶体管M₅的漏极、第七晶体管M₇的漏级、第九晶体管M₉的源极、第十晶体管M₁₀的源极连接，第四晶体管M₄的源极与第二晶体管M₂的漏极、第七晶体管M₇的源极、第八晶体管M₈的源极连接，第四晶体管M₄的漏极与第六晶体管M₆的漏极、第八晶体管M₈的漏极、第十一晶体管M₁₁的源极、第十二晶体管M₁₂的源极连接，第三晶体管M₃的栅极与第四晶体管M₄的栅极、电容C₁的一端、第一开关SW₁的不动端连接，电容C₁的另一端和第一开关SW₁的第一动端接地，第一开关SW₁的第二动端与第三偏置电压V_G3连接；下层吉尔伯特单元中第五晶体管M₅的栅极与第八晶体管M₈的栅极、四路正交功分器的0°端口、第四电阻R₄的一端连接，第六晶体管M₆的栅极与第七晶体管M₇的栅极、四路正交功分器的180°端口、第三电阻R₃的一端连接，第三电阻R₃的另一端与第四电阻R₄的另一端、第二开关SW₂的不动端连接，第二开关SW₂的第一动端与第二偏置电压V_G2连接，第二开关SW₂的第二动端接地；上层吉尔伯特单元中第九晶体管M₉的栅极与第十二晶体管M₁₂的栅极、四路正交功分器的90°端口、第六电阻R₆的一端连接，第十晶体管M₁₀的栅极与第十一晶体管M₁₁的栅极、四路正交功分器的270°端口、第五电阻R₅的一端连接，第五电阻R₅的另一端与第六电阻R₆的另一端、第四偏置电压V_G4连接；输出匹配及差分转单端网络的N1端口与第九晶体管M₉的漏极、第十一晶体管M₁₁的漏极连接，N2端口与第十晶体管M₁₀的漏极、第十二晶体管M₁₂的漏极连接，N3端口与电源电压V_CC连接，N4端口输出射频信号。

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