EP2462695A2 - Triggerschaltung und gleichrichter, insbesondere für ein einen piezoelektrischen mikrogenerator aufweisendes, energieautarkes mikrosystem - Google Patents

Triggerschaltung und gleichrichter, insbesondere für ein einen piezoelektrischen mikrogenerator aufweisendes, energieautarkes mikrosystem

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EP2462695A2
EP2462695A2 EP10732912A EP10732912A EP2462695A2 EP 2462695 A2 EP2462695 A2 EP 2462695A2 EP 10732912 A EP10732912 A EP 10732912A EP 10732912 A EP10732912 A EP 10732912A EP 2462695 A2 EP2462695 A2 EP 2462695A2
Authority
EP
European Patent Office
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effect transistor
field effect
voltage
gate
terminal
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP10732912A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Alexander Frey
Djordje Marinkovic
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
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Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Publication of EP2462695A2 publication Critical patent/EP2462695A2/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/30—Modifications for providing a predetermined threshold before switching
    • H03K17/302—Modifications for providing a predetermined threshold before switching in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/22—Modifications for ensuring a predetermined initial state when the supply voltage has been applied
    • H03K17/223—Modifications for ensuring a predetermined initial state when the supply voltage has been applied in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0018—Special modifications or use of the back gate voltage of a FET

Definitions

  • Trigger circuit and rectifier in particular for a piezoelectric microgenerator exhibiting energy-rich microsystem
  • the present invention relates to an electronic device for switching an electrical power to an electrical load, wherein an AC voltage provided can first be rectified.
  • a source of electrical power provided may be, for example, a microgenerator providing an AC voltage with a series capacitance.
  • An energy self-sufficient microsystem usually contains one or more microgenerators, a rectifier, an energy storage element and one or more sensors. Normally, the microsystem also includes a DC-DC converter, an RF block and several additional ones
  • a microgenerator delivers a power in the micro-row or milliwatt range.
  • capacitors As memory elements capacitors, supercapacitors or batteries can be used.
  • An energy self-sufficient system may include the following elements: a charge pump and an oscillator, which have the function of DC-DC conversion on a chip.
  • a passive rectifier charges the energy storage element, which is a capacitor, for example.
  • This circuit block is indispensable during a so-called start-up phase, which can also be called a start-up phase.
  • This circuit block causes an adverse voltage drop and has a poor efficiency. That's why the passive rectifier is a bottleneck for the entire system.
  • a trigger circuit is needed to detect whether the voltage level and the stored energy on the storage capacitor are large enough to activate other, in particular active, parts of the system.
  • the monitored voltage level must meet the following two criteria: first, the oscillator and the charge pump can operate within the intended voltage range; second, there must be enough stored energy on the capacitor to allow the startup phase of the charge pump.
  • a requirement of the trigger circuit is that it should work on the one hand as a classic start-up circuit, this concerns a detection of the supply voltage, and at the same time as an on-off circuit.
  • CMOS supply level For microgenerator voltages that are well below the CMOS supply level, conventional solutions are not possible because conventional circuit blocks, such as a classical comparator, do not work due to, for example, a low supply voltage.
  • Another requirement for a trigger circuit is low power consumption. He should be in
  • the switching speed that is, the time required by the trigger circuit to activate the rest of the system. This time is directly related to the energy needed for this operation. If the transition takes too long, the energy may not be enough to support the startup phase of the system. The switching time should therefore be as small as possible. Finally, the possibility of a voltage threshold adjustment for the trigger circuit is desirable. Different microgenerators and system concepts provide different voltage levels. The trigger circuit should have the ability to set appropriate voltage levels through its architecture.
  • One process modification may be the use of low-threshold / zero-threshold transistors, which are not standard in CMOS technology.
  • a programming of floating gate transistors requires an additional step and thus an additional effort [2].
  • a rectifier can be provided which effectively delivers more output power in comparison with conventional solutions with the same output voltage and thus improves the rectifier efficiency during a start-up phase.
  • Trigger circuit and rectifier should be usable in particular in a self-powered microsystem having a piezoelectric microgenerator.
  • the invention is characterized in that a source-drain path of a first field effect transistor of a first type generating a source-drain path of a current generating second field effect transistor of a second type between an input voltage and a third electrical voltage are electrically connected in series, wherein a first terminal of the first field effect transistor and a first terminal of the second field effect transistor to a gate of a switch generating third field effect transistor of the second type are electrically connected and to a source-drain path of the third field effect transistor the input voltage and an output voltage are applied electrically.
  • the invention is characterized in that operating points of the first and second field effect transistors are each set such that when the input voltage is below a threshold value, one field effect transistor in one active area provides a larger current than the other, and vice versa, if the input voltage is above the Threshold is where a field effect transistor is in the active region when its drain-source voltage is greater than a saturation drain-source voltage.
  • a source-drain path may also be referred to as a channel of a field-effect transistor.
  • the invention describes a new architecture whose function is energy-efficient and reliable start-up of a system.
  • a first aspect deals with a trigger circuit that meets the requirements described in the task.
  • a second aspect of the invention is concerned with a solution going beyond a conventional approach of passive rectification as a whole, the invention is directed to an interface circuit between a power generator and a load that allows to minimize the critical input power for safe operation of the system ,
  • a basic idea for a trigger circuit or start-up circuit is a realization of a comparator-like behavior in order to detect an exceeding of a voltage threshold. Since a voltage threshold for such a system is in a low voltage range where a comparator design is problematic, the main function of the circuit is achieved by means of two mutually competing field-effect transistors. The rest of the start-up circuit allows voltage threshold adjustment, fast transient phases, and low power consumption.
  • the present invention enables reliable start-up behavior.
  • a critical input power that allows the system to start up is reduced.
  • a lower input voltage is needed to operate a system.
  • Power consumption is reduced.
  • a setting of a voltage threshold is possible.
  • a primary system behavior is not affected by a start-up circuit.
  • the operating point of the first field effect transistor can be adjusted in that a first capacitance and a second capacitance between the input voltage and the third electrical voltage can be electrically connected in series and at the electrical connection between the first and second capacitance, a gate the first field effect transistor and a first terminal of a current sink generating fourth field effect transistor of the first type be electrically connected, wherein a gate of the fourth field effect transistor to a second terminal of the fourth field effect transistor and the third electrical voltage can be electrically connected, and that the operating point of the second Field effect transistor can be set by a third capacitance between a gate of the second field effect transistor A first terminal of a current sink generating seventh field effect transistor of the first type can be electrically connected to the gate of the second field effect transistor, wherein a gate of the seventh field effect transistor to a second terminal of the seventh field effect transistor and the third electrical voltage can be electrically connected.
  • the output voltage can be electrically applied to a gate of a fifth field-effect transistor of the first type generating a switch, the third electrical voltage to a second terminal of the fifth field-effect transistor, and a first terminal of the fifth field-effect transistor to the gate of the third field-effect transistor be electrically connected.
  • the output voltage can be electrically applied to a gate of a sixth field effect transistor of the first type which generates a switch
  • the third electrical voltage can be applied to a second terminal of the sixth field effect transistor and a first terminal of the sixth field effect transistor to the gate of the first field effect transistor first field effect transistor to be electrically connected.
  • the third electrical voltage can be electrically applied to a gate of an eighth field effect transistor of the second field-effect transistor, the output voltage can be electrically applied to a second terminal of the eighth field-effect transistor, and a first terminal of the eighth field-effect transistor to the gate of the eighth field effect transistor second field effect transistor be electrically connected.
  • the operating point of the first field effect transistor (M1) can thereby be A second terminal of the first field effect transistor may be electrically connected to a first terminal of a twelfth field effect transistor of the first type, a bulk terminal of the first field effect transistor may be electrically connected to the third electrical voltage via a bulk terminal of the twelfth field effect transistor and to one Gate of the first field effect transistor, the input voltage can be applied, wherein the third electrical voltage can be applied to a second terminal of the twelfth field effect transistor and a gate of the twelfth field effect transistor is electrically connected to a first inverter and that the operating point of the second field effect transistor can be adjusted by that a gate of the second field effect transistor may be applied to the third electrical voltage.
  • a second inverter may be electrically connected between the first terminals of the first and second field-effect transistors on the one hand and the gate of the third field-effect transistor on the other hand.
  • the first inverter may have a thirteenth field-effect transistor of the first type, wherein the third voltage may be applied to a second terminal of the thirteenth field-effect transistor, a first terminal of the thirteenth field-effect transistor to a first terminal of a fourteenth field-effect transistor of the second type and the gate of the thirteenth field effect transistor may be electrically connected to a gate of the fourteenth field effect transistor and connected to the output voltage, wherein the input voltage may be applied to a second terminal of the fourteenth field effect transistor.
  • the second inverter may comprise a fifteenth field effect transistor of the first type, wherein the third voltage may be applied to a second terminal of the fifteenth field effect transistor, a first terminal of the fifteenth field effect transistor to a first terminal of a sixteenth field effect transistor of the second type and may be electrically connected to the gate of the third field effect transistor and a gate of the fifteenth field effect transistor to a gate of the sixteenth field effect transistor and to the first terminals of the first and second field effect transistor may be electrically connected, wherein the input voltage applied to a second terminal of the sixteenth field effect transistor can be.
  • a fourth capacitor may be electrically connected between the input voltage and the third electrical voltage.
  • a source-drain path of a diode-generating ninth field effect transistor of the first type can be electrically connected between the input voltage and a fourth electrical voltage, wherein a gate of the ninth field effect transistor is electrically connected to a first terminal of the ninth field effect transistor can be.
  • a source-drain path of a switch-generating tenth field-effect transistor of the second type may be electrically connected in parallel to the source-drain path of the ninth field-effect transistor.
  • the fourth electrical voltage can be applied to a minus input by the input voltage at a plus input. be set and an output to be electrically connected to a gate of the tenth field effect transistor.
  • the fourth electrical voltage and the third electrical voltage can be applied to a source-drain path of a switch-generating eleventh field-effect transistor of the first type.
  • the fourth electrical voltage in the case of a second operational amplifier generating an electronic comparator, can be applied to a minus input and the third electrical voltage can be applied to a plus input and an output can be electrically connected to a gate of the eleventh field-effect transistor.
  • the input voltage can be applied to the first and the second operational amplifier as the supply voltage.
  • a micro-generator can provide the fourth electrical voltage with respect to the third electrical voltage and the output voltage can be applied to an electrical load to be supplied.
  • the third electrical voltage may be ground.
  • mass is meant earth or zero potential.
  • the first terminal may be a drain and the second terminal may be a source of a field-effect transistor.
  • the first type may be an n-type and the second type a p-type of a field effect transistor.
  • the field effect transistors may be metal oxide semiconductors field effectors.
  • a device may have the following two states: blocking the source-drain paths of the third, fifth, sixth and eighth field effect transistors with the input voltage below the threshold value, wherein the current through a channel of the second field effect transistor is greater than that Current through a channel of the first field effect transistor; Passing the source-drain paths of the third, fifth, sixth and eighth field effect transistor with the input voltage above the threshold, that is, the input voltage is above a threshold, wherein the current through a channel of the first field effect transistor is greater than the current through a channel of second field effect transistor.
  • an alternative device may comprise the following two states: blocking the source-drain path of the third field effect transistor with the input voltage below the threshold, wherein the current through a channel of the first field effect transistor is greater than the current through a channel of second field effect transistor; or
  • the threshold value can be adjusted by means of a width-length ratio of the first and second field-effect transistor.
  • the threshold value can be determined by means of a ratio of the first capacitance. be set to the second capacity and / or by means of the third capacity.
  • a device can switch as follows: the first operational amplifier compares the magnitude of the fourth electrical voltage with the magnitude of the electrical input voltage and turns on the tenth field effect transistor when the fourth electrical voltage is greater than the input voltage.
  • the second operational amplifier can compare the magnitude of the fourth electrical voltage with the magnitude of the third electrical voltage and switch the eleventh field-effect transistor on when the fourth electrical voltage is less than the third electrical voltage.
  • Figure 1 shows a first embodiment of a
  • Figure 2 shows the characteristics of the first and second
  • Figure 3 shows an embodiment of a
  • Figure 4 is a block diagram of an input stage of a
  • Figure 5 is a block diagram of an energy self-sufficient system. 6 shows a second embodiment of a
  • FIG. 1 shows a first embodiment of an inventive device, in particular a trigger circuit 1.
  • Reference numeral 1 denotes a trigger circuit 1, as shown in Figure 5 as a block 1.
  • a source-drain path of a current source generating a first field effect transistor Ml of a first type is electrically connected in series to a source-drain path of a current source generating second field effect transistor M2 of a second type between an input voltage Vin and a third electrical voltage, wherein a first terminal of the first field effect transistor Ml and a first terminal of the second field effect transistor M2 is electrically connected to a gate of a third field effect transistor M3 of the second type generating a switch, and the input voltage Vin and an output voltage Vout are electrically applied to a source-drain path of the third field effect transistor M3, the operating points of the first and second field-effect transistor M1, M2 are each set so that when the input voltage Vin is below a threshold value, which is a field-effect transistor M2; Ml provides a larger current in one
  • the operating point of the first field effect transistor M1 is set by electrically connecting a first capacitance C1 and a second capacitance C2 between the input voltage Vin and the third electrical voltage in series, and a gate at the electrical connection between the first and second capacitances C1, C2 the first field effect transistor Ml and a first terminal of a current sink generating fourth field effect transistor M4 of the first type are electrically connected, wherein a gate of the fourth field effect transistor M4 is electrically connected to a second terminal of the fourth field effect transistor M4 and the third electrical voltage, and the operating point of the second field-effect transistor M2 is set by electrically connecting a third capacitance C3 between one gate of the second field-effect transistor M2 and the third electrical voltage, and inserting it at the gate of the second field-effect transistor M2 Connection of a seventh field effect generating a current sink Transistor M7 of the first type is electrically connected, wherein a gate of the seventh field effect transistor M7 to a second terminal of the seventh field effect transistor M
  • the output voltage Vout is electrically applied, to a second terminal of the fifth field effect transistor M5, the third electric voltage is applied, and a first terminal of the fifth field effect transistor M5 is applied to the gate of the third Field effect transistor M3 electrically connected.
  • the output voltage Vout is electrically applied to a second terminal of the sixth field effect transistor M6, the third electrical voltage is applied and a first terminal of the sixth field effect transistor (M6) is on the gate of the first field effect transistor Ml electrically connected.
  • the third electrical voltage is electrically applied to a second terminal of the eighth field effect transistor M8, the output voltage Vout is electrically applied and a first terminal of the eighth field effect transistor M8 is connected to the gate of the second field effect transistor M2 electrically connected.
  • FIG. 1 shows a realization of a basic idea according to the invention for the trigger circuit.
  • the transistors M1 and M2 regulate the voltage V and thus control the transistor M3, which has the function of a switch.
  • the capacitors C 1 and C 2, together with the transistor M 4, serve to set the operating point of the transistor M 1.
  • Capacitor C3 and the further transistor M7 are used to adjust the operating point or biasing of the transistor M2.
  • Transistors M6, M8, and capacitor C3 turn off the transistors M1 and M2 when the output voltage Vout is high enough.
  • the transistor M5 then takes over the biasing of transistor M3.
  • the transistors Ml and M2 are the core of the circuit. They are mutually competing, that is, the voltage V must meet the criteria of both characteristics.
  • the behavior is as follows: the transistor of larger dimensions and / or larger amount of the gate source voltage / Vgs / potentially the larger current must be reduced by means of smaller drain-source voltage Vds its current.
  • the idea is that the transistor M2 in a first phase is the “stronger” transistor, namely when the input voltage Vin is still less than the voltage threshold, and transistor M1 in the other second phase. With a corresponding dimensioning, this transition, which transistor is the "stronger one", occurs at the moment when the input voltage Vin has reached the desired voltage threshold. At this moment falls V and transistor M3 conducts.
  • Figure 2 shows the current of the first transistor M1 and the second transistor M2 as a function of the input voltage Vin, in the case when the drain-source voltage Vds is equal to the input voltage Vin.
  • Vin has the role of supply voltage here.
  • the line with the vertical lines corresponds to the first field effect transistor M1 and the other line corresponds to the second field effect transistor M2.
  • the different shape of the lines allows them to intersect in two points. The first intersection lies in the transition of area 2 to area 3, and the second intersection lies to the right in area 3 of the input voltage Vin. The difference between the two curves comes from different dimensioning and biasing or operating point setting.
  • the first field effect transistor M1 is dimensioned larger, but it receives only a part of the input voltage Vin, via the voltage divider of the first capacitor C1 and the second capacitor C2.
  • the second field effect transistor M2 is dimensioned such that for the smaller values of the input signals Voltage Vin dominated by the bulk current. This is area 1 in Figure 2. For slightly larger values of the input voltage Vin, the subtreshold current gradually becomes dominant. This is the range 2 in Figure 2. Finally, the input voltage Vin is greater than the threshold voltage of the second field effect transistor M2 and the transistor M2 is operating in saturation. This is the area 3 in FIG. 2.
  • the first field effect transistor M1 is dimensioned larger, at least its width / length ratio is greater than that of the second field effect transistor M2.
  • the setting from the voltage threshold can be provided by means of the width / length ratio of the transistors. This changes the level of the characteristic.
  • Another way of setting the voltage threshold is to provide the voltage divider ratio of the first capacitance C1 to the second capacitance C2.
  • FIG. 3 shows an embodiment of a rectifier circuit according to the invention.
  • a rectifier circuit may be electrically connected upstream of a trigger circuit according to the invention.
  • a new circuit for rectification during start-up of a system, combines two principles of rectification. Namely, a metal-oxide-semiconductor transistor that functions like a diode is connected in parallel to an active rectifier, which serves as a diode Supply which uses a currently available output voltage of the rectifier circuit.
  • Reference numeral 3 denotes a passive rectifier, as shown in Figure 5 as a block 3.
  • Reference numeral 9 designates an active rectifier as shown in FIG. 5 as block 9.
  • Reference numeral 7 denotes the microgenerator. This is also shown in Figure 5 as block 7.
  • a ninth field effect transistor M9 connected as a diode is electrically connected in parallel to an active rectifier circuit 9.
  • the elements of the active rectifier circuit are a tenth field-effect transistor MIO which can be switched by means of a first operational amplifier OP1 and an eleventh field-effect transistor MI1 which can be switched by means of a second operational amplifier OP2.
  • a buffer capacitor C4 is electrically connected between an output of the tenth field effect transistor MIO and a third voltage.
  • the principle of active rectification is applied to a microgenerator with a capacitive output, as shown in FIG. In Figure 3, such a microgenerator is shown on the left side within the dashed block.
  • the capacitive output of the microgenerator is shown as capacitance Cg.
  • the voltage source may provide various waveforms, depending on the microgenerator design.
  • the value of Cg is also design-dependent.
  • Cg is on the order of several tens of nF.
  • the buffer capacity C4 has a value considerably greater than Cg. This justifies an approximation of C4 as a DC source.
  • Two switches MIO and MIl have internal resistance values R and are realized as MOSFET field effect transistors.
  • the tenth field effect transistor MIO operates as a first switch Sl and the eleventh field effect transistor MIl operates as a second one
  • Switch S2 The basic idea behind active rectification is similar to the idea used in each switched-capacitor circuit: transition of charge through capacitances and switches, where proper timing provides a required charge flow.
  • the built-in microgenerator capacity Cg is used instead of conventional capacities realizations, the principle being the same.
  • the active rectifier operates in four phases.
  • the switch Sl is driven by the operational amplifier OP1 and is active when a fourth voltage Vx is greater than a voltage across the capacitor C4.
  • the switch S2 is controlled by the operational amplifier OP2 and is active when the fourth voltage Vx is less than zero.
  • the four phases of operation can be described as follows:
  • Phase 1 In phase 1, the switches Sl and S2 are open. The generator voltage rises from an initial 0 volts. The fourth voltage Vx follows directly the generator voltage Ug, since the voltage across the capacitor Cg remains at 0. During this phase, both switches S1 and S2 are inactive, so node Vx is floating, and there is no path for charging or discharging capacitance Cg.
  • Phase 2 The switch Sl is closed and the switch S2 is open.
  • This phase begins when the fourth voltage Vx the value of the voltage across the capacitor C4, which is the input voltage Vin, reaches, wherein a signal of the operational amplifier OPl activates the switch Sl.
  • Vx is constant and equal to Vin
  • the voltage on the capacitor Cg increases, so that a current i (t) flows through the circuit. This current brings charge through C4, providing output power. It is only in this phase that the buffer capacity C4 receives charge.
  • Phase 3 switch Sl and switch S2 are open. This phase begins when the current through the circuit drops to 0 and its direction changes. At this moment, the switch Sl is deactivated so that the node Vx flows again. Since there is no current path, the capacitance Cg remains charged, its voltage remains constant, and node Vx follows the source voltage Ug (t), with an offset that is from the value of the voltage across the capacitor Cg at a time t2 that is not OV , caused.
  • Phase 4 The switch Sl is open and the switch S2 is closed.
  • the switch S2 is activated and the phase 4 starts.
  • the fourth voltage Vx is now forced due to the voltage at the capacitor Cg falling and the current i (t) flowing, discharging the capacitance Cg.
  • the voltage Ug increases again and the current i (t) changes its direction, which is detected and consequently the switch S2 is deactivated. From this moment on, the 4-phase cycle starts again.
  • phase 4 provides a discharge of the capacitance Cg, effectively shorting the electrodes of the microgenerator so that the capacitance Cg can be recharged in phase 2, providing charge transport to the output.
  • the amount of charge transferred to the output is determined by the maximum voltage on the capacitance Cg.
  • FIG. 4 shows an exemplary embodiment of an input stage of an energy self-sufficient microsystem. Reliable startup is enabled by a trigger circuit 1, which may also be called a start-up circuit.
  • This trigger circuit 1 corresponds to a device according to Figure 1 or Figure 6.
  • the start-up circuit monitors the voltage on the capacitor C Puff e r / and if the voltage is greater than the voltage threshold indicated for the system, activates the start-up Circuit 1 shows the rest of the system, which is shown as C load and R load in FIG. From this moment on, the start-up circuit 1 consumes a negligible power, so that all the power that a passive rectifier 3 supplies is passed on to the load.
  • the ninth field effect transistor M9 represents a passive rectifier 3.
  • FIG. 4 shows a block diagram of an input stage of an energy self-sufficient system.
  • the voltage source Vg and an impedance block between the voltage source Vg and the passive rectifier 3 constitute a microgenerator.
  • FIG. 5 shows a block diagram of an energy self-sufficient system.
  • An energy storage block 5 between a passive rectifier 3 and a start-up circuit 1 represents a capacitor or a rechargeable battery.
  • a microgenerator 7 drives a power management circuit I.
  • the microgenerator 7 supplies a signal rectified by means of a passive rectifier 3 and an active rectifier 9 and a control circuit 11 belonging thereto becomes.
  • the rectified signal is fed to an energy storage block 5, which activates a trigger circuit 1 or a start-up circuit 1.
  • the trigger circuit 1 supplies a charge pump 13 and an oscillator 15 with electric power.
  • the charge pump 13 also controls the control circuit 11.
  • a trigger circuit according to FIG. 1 or FIG. 6 corresponds to the trigger circuit 1. This is preceded by a combination of a passive rectifier 3 and an active rectifier 9 according to FIG.
  • the capacitor C4 according to FIG. 3 can be the energy storage block 5 according to FIG.
  • FIG. 3 likewise shows a microgenerator 7 as a dashed block.
  • FIG. 6 shows a second exemplary embodiment of a trigger circuit 1 according to the invention or a start-up circuit or start-up phase circuit.
  • a source-drain path of a first field effect transistor Ml of a first type generating a current source is electrically connected in series with a source-drain path of a second field effect transistor M2 of a second type generating a current source between an input voltage Vin and a third electrical voltage.
  • a first terminal of the first field effect transistor Ml and a first terminal of the second field effect transistor M2 are electrically connected to a gate of a third field effect transistor M3 of the second type generating a switch and to a source-drain path of the third field effect transistor M3 the input voltage Vin and an output voltage Vout are electrically applied, wherein the operating points of the first and second field effect transistors Ml, M2 are each set so that when the input voltage Vin is below a threshold value, the field effect transistor M2; Ml provides a larger current in one active area than the other and vice versa Ml; M2, when the input voltage Vin is above the threshold, wherein a field effect transistor is in the active region when its drain-source voltage is greater than a saturation drain-source voltage.
  • the operating point of the first field effect transistor M1 is set by electrically connecting a second terminal of the first field effect transistor M1 to a first terminal of a twelfth field effect transistor M12 of the first type generating a switch, a bulk terminal of the first field effect transistor M1 via a bulk terminal of the twelfth field effect transistor M12 is electrically connected to the third electrical voltage and the input voltage Vin is applied to a gate of the first field effect transistor Ml, wherein the third electrical voltage is applied to a second terminal of the twelfth field effect transistor M12 and a gate of the twelfth field effect transistor M12 is electrically connected to a first inverter INVl is and that the operating point of the second field effect transistor M2 is set by the fact that applied to a gate of the second field effect transistor M2, the third electrical voltage.
  • the first inverter INV1 has a thirteenth field effect transistor M13 of the first type, the third voltage being applied to a second terminal of the thirteenth field effect transistor M13, a first terminal of the thirteenth field effect transistor M13 being connected to a first terminal of a fourteenth field effect transistor M14 of the second type is electrically connected to the gate of the twelfth field effect transistor M12 and a gate of the thirteenth field effect transistor M13 is electrically connected to a gate of the fourteenth field effect transistor M14 and connected to the output voltage Vout, the input voltage Vin being applied to a second terminal of the fourteenth field effect transistor M14.
  • the second inverter INV2 has a fifteenth field effect transistor M15 of the first type, to which a second terminal of the fifteenth field effect transistor M15 the A first terminal of the fifteenth field effect transistor M15 is electrically connected to a first terminal of a sixteenth field effect transistor M16 of the second type and to the gate of the third field effect transistor M3, and a gate of the fifteenth field effect transistor M15 is connected to a gate of the third field effect transistor M15 sixteenth field effect transistor M16 and to the first terminals of the first and second field effect transistors Ml, M2 is electrically connected, wherein the input voltage (Vin) is applied to a second terminal of the sixteenth field effect transistor M16.
  • Vin input voltage
  • the operation of the trigger circuit according to FIG. 6 can be described as follows.
  • the voltage at the gate of the twelfth field effect transistor M12 follows the input voltage Vin, since the third field effect transistor M3 is not active and the output voltage Vout is OV.
  • the voltage V at the first terminal (here drain) of the first and second field effect transistors M1 and M2 also follows the input voltage Vin.
  • the twelfth field effect transistor M12 turns on and sets the source of the first field effect transistor M1 to the third voltage (here ground).
  • the second field effect transistor M2 operates in the subthreshold range (Vthp> Vthn) and the first field effect transistor in the triode mode, which pulls the voltage V to the third voltage.
  • the second field effect transistor enters the saturation mode.
  • the second field effect transistor M2 becomes “stronger” than the first field effect transistor M1, so that the voltage V is pulled up and the triode mode occurs, whereas the first field effect transistor M1 enters the saturation mode, at which time the second inverter INV2 switches the third field effect transistor M3 operates as a serial switch between the input and the output
  • Vout reaches a high value
  • the gate voltage of the twelfth field effect transistor M12 turns off this M12, which prevents in that direct currents flow vertically through the second, first and twelfth field effect transistors M2, M1 and M12.
  • the gate voltage of the twelfth field effect transistor M12 has the additional function of providing a hysteresis behavior when the input voltage Vin decreases.
  • the correct sizing of Ml and M2 is critical to achieving the required switching voltage, allowing for a bandwidth due to variations. This circuit consumes negligible power during stationary operation and only several nW during the switching process.

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Abstract

Es ist Aufgabe eine Trigger-Schaltung zur Detektierung eines ausreichend großen Spannungspegels und zur Bereitstellung einer ausreichenden Ausgangsleistung bereit zustellen. Zudem kann ein Gleichrichter bereit gestellt werden, der im Vergleich zu herkömmlichen Lösungen bei gleicher Ausgangsspannung wirksam mehr Ausgangsleistung liefert. Trigger-Schaltung und Gleichrichter sollen insbesondere bei einem einen piezoelektrischen Mikrogenerator aufweisenden, energieautarken Mikrosystem verwendbar sein. Die Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass bei der Trigger-Schaltung zwei gegenseitig konkurrierende Feldeffekttransistoren verwendet werden. Bei der Gleichrichterschaltung wird ein Feldeffekttransistor, der wie eine Diode verschaltet ist, parallel zu einem aktiven Gleichrichter geschaltet.

Description

Beschreibung
Triggerschaltung und Gleichrichter, insbesondere für ein einen piezoelektrischen Mikrogenerator aufweisendes, energieau- tarkes Mikrosystem
Die vorliegende Erfindung betrifft eine elektronische Vorrichtung zum Durchschalten einer elektrischen Leistung zu einem elektrischen Verbraucher, wobei eine zur Verfügung ge- stellte Wechselspannung zuerst gleichgerichtet werden kann. Eine Quelle für eine zur Verfügung gestellte elektrische Leistung kann beispielsweise ein Mikrogenerator sein, der eine Wechselspannung mit einer in Reihe geschalteten Kapazität bereit stellt.
Ein energieautarkes Mikrosystem enthält in der Regel einen oder mehrere Mikrogeneratoren, einen Gleichrichter, ein Energiespeicherelement und einen oder mehrere Sensoren. Normalerweise enthält das Mikrosystem auch einen Gleichstrom- Gleichstrom-Wandler, einen RF-Block und mehrere zusätzliche
Schaltungen. Ein Mikrogenerator liefert eine Leistung im Mik- rowatt- oder Milliwattbereich. Als Speicherelemente können Kondensatoren, Superkondensatoren oder Akkus verwendet werden .
Ein energieautarkes System kann folgende Elemente aufweisen: eine Ladungspumpe und einen Oszillator, die die Funktion einer Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlung auf einem Chip haben. Ein passiver Gleichrichter lädt das Energiespeicherelement, das beispielsweise ein Kondensator ist, auf. Dieser Schaltungsblock ist unentbehrlich während einer sogenannten Anlaufphase, die ebenso als Start-up Phase bezeichnet werden kann. Dieser Schaltungsblock verursacht allerdings einen nachteiligen Spannungsabfall und hat eine schlechte Effi- zienz. Deswegen ist der passive Gleichrichter ein Engpass für das gesamte System. Eine Trigger-Schaltung wird benötigt, um zu detektieren, ob der Spannungspegel und die gespeicherte Energie auf dem Speicherkondensator groß genug sind, um weitere, insbesondere aktive, Teile des Systems aktivieren zu können. Der überwachte Spannungspegel muss folgende zwei Kriterien erfüllen: erstens: der Oszillator und die Ladungspumpe können im vorgesehenen Spannungsbereich arbeiten; zweitens: auf dem Kondensator muss es genug gespeicherte Energie geben, um die Anlaufphase der Ladungspumpe zu ermöglichen.
Eine Anforderung an die Trigger-Schaltung ist, dass sie einerseits als klassische Start-Up-Schaltung, dies betrifft ein detektieren der Versorgungsspannung, und gleichzeitig als An- Aus-Schaltung arbeiten soll. Für Mikrogeneratorspannungen, die deutlich unter dem CMOS-Versorgungspegel liegen, sind herkömmliche Lösungen nicht möglich, da herkömmliche Schaltungsblöcke, wie beispielsweise ein klassischer Komparator, beispielsweise in Folge einer niedrigen Versorgungsspannung nicht arbeiten. Eine weitere Anforderung an eine Trigger- Schaltung ist ein geringer Leistungsverbrauch. Er sollte im
Vergleich zu einem Systemleistungsverbrauch gering sein. Eine weitere Anforderung ist die Schaltgeschwindigkeit, das heißt die von der Trigger-Schaltung benötigte Zeit, um den Rest des Systems zu aktivieren. Diese Zeit ist in direktem Zusammen- hang mit der Energie zu sehen, die für diese Operation benötigt wird. Wenn der Übergang zu lange dauert, reicht die Energie unter Umständen nicht aus, um die Anlaufphase des Systems zu unterstützen. Die Schaltzeit sollte also möglichst klein sein. Schließlich ist die Möglichkeit einer Spannungs- Schwelleneinstellung für die Trigger-Schaltung wünschenswert. Verschiedene Mikrogeneratoren und Systemkonzepte liefern unterschiedliche Spannungspegel. Die Trigger-Schaltung sollte die Möglichkeit haben, entsprechende Spannungspegel durch ihre Architektur fest zulegen.
Im Mikrowattbereich wurden bis jetzt lediglich vergleichsweise einfache Systeme realisiert, deren Architektur unterschiedlich ist. Die Unterschiede liegen in der Art des Mikro- generators, in dessen Spannungsamplitude, der Art des Gleichrichters und des Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers. Manche Systeme benötigten keine Start-Up-Schaltung, auf Grund der großen Spannungsamplituden am Eingang. Diese Systeme sind in der Regel im mesoskopischen Bereich und liefern Leistungen im Milliwattbereich . Andere Systeme benutzen off-Chip Komponenten, insbesondere Spulen, für die Gleichstrom-Gleichstrom- Wandlung, nutzen passive Dioden für Start-up Vorgänge und setzten entsprechende Anforderungen an Spannungsamplituden am Eingang [1] . Bisher eingesetzte passive Gleichrichter basieren einerseits auf einer oder mehreren MOSFET-Dioden mit entsprechendem Spannungsabfall und schlechter Effizienz. Andererseits wurden technologisch aufwendige und teuere Lösungen vorgeschlagen, die auf einer Prozessmodifikation oder einem Programmieren von Floating Gate Transistoren beruhen. Eine Prozessmodifikation kann die Verwendung von Low- threshold/Zero-threshold-Transistoren beruhen, die kein Standard in der CMOS-Technologie sind. Ein Programmieren von Floating Gate Transistoren erfordert einen zusätzlichen Schritt und damit einen zusätzlichen Aufwand [2] .
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine Triggerschaltung zur Detektierung eines ausreichend großen Spannungspegels und zur Bereitstellung einer ausreichenden Ausgangsleis- tung bereit zu stellen, wobei die Triggerschaltung zudem als Ein-Aus-Schaltung arbeiten, einen geringen Leistungsverbrauch und eine kurze Schaltzeit aufweisen und eine Schaltspannungs- schwelle veränderlich einstellbar sein soll. Zudem kann ein Gleichrichter bereitgestellt werden, der im Vergleich zu her- kömmlichen Lösungen bei gleicher Ausgangsspannung wirksam mehr Ausgangsleistung liefert und damit die Gleichrichtereffizienz während einer Anlaufphase verbessert. Triggerschaltung und Gleichrichter sollen insbesondere bei einem einen piezoelektrischen Mikrogenerator aufweisenden, energieautar- ken Mikrosystem verwendbar sein.
Die Aufgabe wird durch eine Vorrichtung gemäß dem Hauptanspruch gelöst. Gemäß einem ersten Aspekt zeichnet sich die Erfindung dadurch aus das eine Source-Drain-Strecke eines eine Stromquelle erzeugenden ersten Feldeffekttransistors eines ersten Typs zu einer Source-Drain-Strecke eines eine Stromquelle erzeugenden zweiten Feldeffekttransistors eines zweiten Typs zwischen einer Eingangsspannung und einer dritten elektrischen Spannung elektrisch in Serie geschaltet sind, wobei ein erster An- schluss des ersten Feldeffekttransistors und ein erster An- schluss des zweiten Feldeffekttransistors an ein Gate eines einen Schalter erzeugenden dritten Feldeffekttransistors des zweiten Typs elektrisch angeschlossen sind und an einer Source-Drain-Strecke des dritten Feldeffekttransistors die Eingangsspannung und eine Ausgangsspannung elektrisch anliegen. Die Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass Arbeitspunkte des ersten und zweiten Feldeffekttransistors jeweils so eingestellt sind, dass wenn die Eingangsspannung unterhalb eines Schwellenwertes ist, der eine Feldeffekttransistor in einem aktiven Bereich einen größeren Strom bereitstellt als der andere und umgekehrt, wenn die Eingangsspannung oberhalb des Schwellenwertes ist, wobei ein Feldeffekttransistor in dem aktiven Bereich ist, wenn dessen Drain-Source-Spannung größer als eine Sättigungs-Drain-Source-Spannung ist.
Eine Source-Drain-Strecke kann ebenso als ein Kanal eines Feldeffekttransistors bezeichnet werden.
Die Erfindung beschreibt eine neue Architektur, deren Funktion energieeffizientes und zuverlässiges Hochfahren eines Systems ist. Ein erster Aspekt behandelt eine Trigger-Schaltung, die den in der Aufgabenstellung beschriebenen Anforderungen genügt. Ein zweiter Aspekt der Erfindung beschäftigt sich mit einer über ein konventionalen Ansatz einer passiven Gleichrichtung hinaus gehenden Lösung insgesamt zielt die Erfindung auf eine Schnittstellenschaltung zwischen einem Energiegene- rator und einem Verbraucher, die es erlaubt, die kritische Eingangsleistung für ein sicheres Funktionieren des Systems zu minimieren. Eine Grundidee für eine Trigger-Schaltung bzw. Start-Up- Schaltung ist eine Realisierung eines komparatorartigen Verhaltens, um eine Überschreitung einer Spannungsschwelle zu detektieren. Da eine Spannungsschwelle für ein derartiges System in einem niedrigen Spannungsbereich liegt, wo ein Kom- paratordesign problematisch ist, wird die Hauptfunktion der Schaltung mittels zweier gegenseitig konkurrierender Feldeffekttransistoren erreicht. Der Rest der Start-Up-Schaltung ermöglicht eine Einstellung der Spannungsschwelle, schnelle Übergangsphasen und einen geringen Leistungsverbrauch.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht ein zuverlässiges Anlauf- bzw. Start-Up-Verhalten . Eine kritische Eingangsleistung, mit der das System hochfahren kann, ist reduziert. Es wird eine geringere Eingangsspannung zum Betrieb eines Systems benötigt. Ein Leistungsverbrauch ist verringert. Eine Einstellung einer Spannungsschwelle ist möglich. Ein primäres Systemverhalten wird durch eine Start-Up-Schaltung nicht be- einflusst .
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen werden in Verbindung mit den Unteransprüchen beansprucht.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung kann der Arbeitspunkt des ersten Feldeffekttransistors dadurch eingestellt sein, dass eine erste Kapazität und eine zweite Kapazität zwischen der Eingangsspannung und der dritten elektrischen Spannung elektrisch in Serie geschaltet sein können und an der elektrischen Verbindung zwischen der ersten und zweiten Kapazität können ein Gate des ersten Feldeffekttransistors und ein erster Anschluss eines eine Stromsenke erzeugenden vierten Feldeffekttransistors des ersten Typs elektrisch angeschlossen sein, wobei ein Gate des vierten Feldeffekttransistors an einen zweiten Anschluss des vierten Feldeffekttransistors und an die dritte elektrische Spannung elektrisch angeschlossen sein kann, und dass der Arbeitspunkt des zweiten Feldeffekttransistors dadurch eingestellt sein kann, dass eine dritte Kapazität zwischen einem Gate des zweiten Feldeffekttransis- tors und der dritten elektrischen Spannung elektrisch angeschlossen sein und an dem Gate des zweiten Feldeffekttransistors kann ein erster Anschluss eines eine Stromsenke erzeugenden siebten Feldeffekttransistors des ersten Typs elekt- risch angeschlossen sein, wobei ein Gate des siebten Feldeffekttransistors an einen zweiten Anschluss des siebten Feldeffekttransistors und die dritte elektrische Spannung elektrisch angeschlossen sein kann. Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann an einen Gate eines einen Schalter erzeugenden fünften Feldeffekttransistors des ersten Typs die Ausgangsspannung elektrisch angelegt sein, an einen zweiten Anschluss des fünften Feldeffekttransistors die dritte elektrische Spannung angelegt sein und ein erster Anschluss des fünften Feldeffekttransistors an das Gate des dritten Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen sein.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann an ein Gate eines einen Schalter erzeugenden sechsten Feldeffekttransistors des ersten Typs die Ausgangsspannung elektrisch angelegt sein, an einen zweiten Anschluss des sechsten Feldeffekttransistors die dritte elektrische Spannung angelegt sein und ein erster Anschluss des sechsten Feldeffekttransis- tors an das Gate des ersten Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen sein.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann an ein Gate eines ein Schaltererzeugenden achten Feldeffekttransis- tors des zweiten Typs die dritte elektrische Spannung elektrisch angelegt sein, an einen zweiten Anschluss des achten Feldeffekttransistors die Ausgangsspannung elektrisch angelegt sein und ein erster Anschluss des achten Feldeffekttransistors an das Gate des zweiten Feldeffekttransistors elekt- risch angeschlossen sein.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann der Arbeitspunkt des ersten Feldeffekttransistors (Ml) dadurch ein- gestellt sein, dass ein zweiter Anschluss des ersten Feldeffekttransistors an einen ersten Anschluss eines zwölften Feldeffekttransistors des ersten Typs elektrisch angeschlossen sein kann, ein Bulkanschluss des ersten Feldeffekttran- sistors über einen Bulkanschluss des zwölften Feldeffekttransistors an der dritten elektrischen Spannung elektrisch angeschlossen sein kann und an ein Gate des ersten Feldeffekttransistors die Eingangsspannung anliegen kann, wobei an einen zweiten Anschluss des zwölften Feldeffekttransistors die dritte elektrischen Spannung anliegen kann und ein Gate des zwölften Feldeffekttransistors an einen ersten Inverter elektrisch angeschlossen ist und dass der Arbeitspunkt des zweiten Feldeffekttransistors dadurch eingestellt sein kann, dass an ein Gate des zweiten Feldeffekttransistors die dritte elektrische Spannung anliegen kann.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann zwischen den ersten Anschlüssen des ersten und des zweiten Feldeffekttransistors einerseits und dem Gate des dritten Feldef- fekttransistors andererseits ein zweiter Inverter elektrisch geschaltet sein.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann der erste Inverter einen dreizehnten Feldeffekttransistor des ersten Typs aufweisen, wobei an einen zweiten Anschluss des dreizehnten Feldeffekttransistors die dritte elektrische Spannung anliegen kann, ein erster Anschluss des dreizehnten Feldeffekttransistors an einen ersten Anschluss eines vierzehnten Feldeffekttransistors des zweiten Typs und an das Ga- te des zwölften Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen sein kann und ein Gate des dreizehnten Feldeffekttransistors an ein Gate des vierzehnten Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen sein kann und an die Ausgangsspannung gelegt sein kann, wobei die Eingangsspannung an einen zweiten Anschluss des vierzehnten Feldeffekttransistors angelegt sein kann . Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann der zweite Inverter einen fünfzehnten Feldeffekttransistor des ersten Typs aufweisen, wobei an einen zweiten Anschluss des fünfzehnten Feldeffekttransistors die dritte elektrische Spannung angelegt sein kann, ein erster Anschluss des fünfzehnten Feldeffekttransistors an einen ersten Anschluss eines sechzehnten Feldeffekttransistors des zweiten Typs und an das Gate des dritten Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen sein kann und ein Gate des fünfzehnten Feldeffekttransis- tors an ein Gate des sechzehnten Feldeffekttransistors und an die ersten Anschlüsse des ersten und zweiten Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen sein kann, wobei die Eingangsspannung an einen zweiten Anschluss des sechzehnten Feldeffekttransistors angelegt sein kann.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann zwischen der Eingangsspannung und der dritten elektrischen Spannung eine vierte Kapazität elektrisch angeschlossen sein. Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann eine Source-Drain-Strecke eines eine Diode erzeugenden neunten Feldeffekttransistors des ersten Typs elektrisch zwischen der Eingangsspannung und einer vierten elektrischen Spannung geschaltet sein, wobei ein Gate des neunten Feldeffekttransis- tors an einen ersten Anschluss des neunten Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen sein kann.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann eine Source-Drain-Strecke eines einen Schalter erzeugenden zehnten Feldeffekttransistors des zweiten Typs elektrisch parallel zu der Source-Drain-Strecke des neunten Feldeffekttransistors angeschlossen sein.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann bei ei- nem ein elektronischen Komparator erzeugenden ersten Operationsverstärker die vierte elektrische Spannung an einen Minus- Eingang um die Eingangsspannung an einem Plus-Eingang ange- legt sein und ein Ausgang an ein Gate des zehnten Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen sein.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung können an eine Source-Drain-Strecke eines einen Schalter erzeugenden elften Feldeffekttransistors des ersten Typs die vierte elektrische Spannung und die dritte elektrische Spannung angelegt sein. Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann bei einem ein elektronischen Komparator erzeugenden zweiten Operationsverstärker die vierte elektrische Spannung an einen Minus-Eingang und die dritte elektrische Spannung an einem Plus-Eingang angelegt sein und einen Ausgang an ein Gate des elften Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen sein.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann an dem ersten und dem zweiten Operationsverstärker als Versorgungsspannung jeweils die Eingangsspannung anliegen.
Gemäß eine weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann ein Mik- rogenerator die vierte elektrische Spannung mit Bezug auf die dritte elektrische Spannung bereit stellen und die Ausgangsspannung kann an eine elektrisch zu versorgende Last angelegt sein.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann die dritte elektrische Spannung Masse sein. Mit Masse ist Erde oder ebenso Nullpotenzial gemeint.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung können der erste Anschluss ein Drain und der zweite Anschluss eine Sour- ce eines Feldeffektortransistors sein. Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung können der erste Typ ein n-Typ und der zweite Typ ein p-Typ eines Feldeffekttransistors sein. Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung können die Feldeffekttransistoren Metall-Oxid-Semikonduktor- Feldeffektoren sein. Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann eine erfindungsgemäße Vorrichtung folgende zwei Zustände aufweisen: Sperren der Source-Drain-Strecken des dritten, fünften, sechsten und achten Feldeffekttransistors mit der Eingangsspannung unter dem Schwellenwert, wobei der Strom durch einen Kanal des zweiten Feldeffekttransistors größer ist als der Strom durch einen Kanal des ersten Feldeffekttransistors; Leiten der Source-Drain-Strecken des dritten, fünften, sechsten und achten Feldeffekttransistors mit der Eingangsspannung über dem Schwellenwert, das heißt die Eingangsspannung liegt über einen Schwellenwert, wobei der Strom durch einen Kanal des ersten Feldeffekttransistors größer ist als der Strom durch einen Kanal des zweiten Feldeffekttransistors.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann eine alternative erfindungsgemäße Vorrichtung folgende zwei Zustände aufweisen: Sperren der Source-Drain-Strecke des dritten Feldeffekttransistors mit der Eingangsspannung unter dem Schwellenwert, wobei der Strom durch einen Kanal des ersten Feldeffekttransistors größer ist als der Strom durch einen Kanal des zweiten Feldeffekttransistors; oder
Leiten der Source-Drain-Strecke des dritten Feldeffekttransistors mit der Eingangsspannung über dem Schwellenwert, wobei der Strom durch einen Kanal des zweiten Feldeffekttransistors größer ist als der Strom durch einen Kanal des ersten Feldeffekttransistors.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann der Schwellenwert mittels eines Weiten-Längen-Verhältnisses des ersten und zweiten Feldeffekttransistors eingestellt werden.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann der Schwellenwert mittels eines Verhältnisses der ersten Kapazi- tät zu der zweiten Kapazität und/oder mittels der dritten Kapazität eingestellt werden.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann eine erfindungsgemäße Vorrichtung folgendermaßen schalten: der erste Operationsverstärker vergleicht die Größe der vierten elektrischen Spannung mit der Größe der elektrischen Eingangsspannung und schaltet den zehnten Feldeffekttransistor leitend, wenn die vierte elektrische Spannung größer als die Eingangsspannung ist.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann der zweite Operationsverstärker die Größe der vierten elektrischen Spannung mit der Größe der dritten elektrischen Span- nung vergleichen und den elften Feldeffekttransistor leitend schalten, wenn die vierte elektrische Spannung kleiner als die dritte elektrische Spannung ist.
Weiter vorteilhafte Ausgestaltungen werden in Verbindung mit den Figuren näher beschrieben. Es zeigen:
Figur 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer
erfindungsgemäßen Schaltung;
Figur 2 die Kennlinien des ersten und zweiten
Feldeffekttransistors gemäß Figur 1 ;
Figur 3 ein Ausführungsbeispiel einer
GleichrichterSchaltung;
Figur 4 ein Blockschaltbild einer Eingangsstufe eines
energieautarken Systems;
Figur 5 ein Blockschaltbild eines energieautarken Systems. Figur 6 ein zweites Ausführungsbeispiel einer
erfindungsgemäßen Schaltung.
Figur 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfin- dungsgemäßen Vorrichtung, insbesondere einer Trigger- Schaltung 1. Bezugszeichen 1 kennzeichnet eine Trigger- Schaltung 1, wie sie ebenso in Figur 5 als Block 1 dargestellt ist. Eine Source-Drain-Strecke eines eine Stromquelle erzeugenden ersten Feldeffekttransistors Ml eines ersten Typs ist zu einer Source-Drain-Strecke eines eine Stromquelle erzeugenden zweiten Feldeffekttransistors M2 eines zweiten Typs zwischen einer Eingangsspannung Vin und einer dritten elekt- rischen Spannung elektrisch in Serie geschaltet, wobei ein erster Anschluss des ersten Feldeffekttransistors Ml und ein erster Anschluss des zweiten Feldeffekttransistors M2 an ein Gate eines einen Schalter erzeugenden dritten Feldeffekttransistors M3 des zweiten Typs elektrisch angeschlossen sind und an einer Source-Drain-Strecke des dritten Feldeffekttransistors M3 die Eingangsspannung Vin und eine Ausgangsspannung Vout elektrisch anliegen, wobei die Arbeitspunkte des ersten und zweiten Feldeffekttransistors Ml, M2 jeweils so eingestellt sind, dass wenn die Eingangsspannung Vin unterhalb ei- nes Schwellenwertes ist, der eine Feldeffekttransistor M2 ; Ml in einem aktiven Bereich einen größeren Strom bereitstellt als der andere und umgekehrt Ml; M2, wenn die Eingangsspannung Vin oberhalb des Schwellenwertes ist, wobei ein Feldeffekttransistor in dem aktiven Bereich ist, wenn dessen Drain- Source-Spannung größer als eine Sättigungs-Drain-Source-
Spannung ist. Der Arbeitspunkt des ersten Feldeffekttransistors Ml ist dadurch eingestellt, dass eine erste Kapazität Cl und eine zweite Kapazität C2 zwischen der Eingangsspannung Vin und der dritten elektrischen Spannung elektrisch in Serie geschaltet sind und an der elektrischen Verbindung zwischen der ersten und zweiten Kapazität Cl, C2 ein Gate des ersten Feldeffekttransistors Ml und ein erster Anschluss eines eine Stromsenke erzeugenden vierten Feldeffekttransistors M4 des ersten Typs elektrisch angeschlossen sind, wobei ein Gate des vierten Feldeffekttransistors M4 an einen zweiten Anschluss des vierten Feldeffekttransistors M4 und an die dritte elektrische Spannung elektrisch angeschlossen ist, und der Arbeitspunkt des zweiten Feldeffekttransistors M2 ist dadurch eingestellt, dass eine dritte Kapazität C3 zwischen einem Ga- te des zweiten Feldeffekttransistors M2 und der dritten elektrischen Spannung elektrisch angeschlossen ist und an dem Gate des zweiten Feldeffekttransistors M2 ein erster Anschluss eines eine Stromsenke erzeugenden siebten Feldeffekt- transistors M7 des ersten Typs elektrisch angeschlossen ist, wobei ein Gate des siebten Feldeffekttransistors M7 an einen zweiten Anschluss des siebten Feldeffekttransistors M7 und die dritte elektrische Spannung elektrisch angeschlossen ist. An ein Gate eines einen Schalter erzeugenden fünften Feldeffekttransistors M5 des ersten Typs ist die Ausgangsspannung Vout elektrisch angelegt, an einen zweiten Anschluss des fünften Feldeffekttransistors M5 ist die dritte elektrische Spannung angelegt und ein erster Anschluss des fünften FeId- effekttransistors M5 ist an das Gate des dritten Feldeffekttransistors M3 elektrisch angeschlossen. An ein Gate eines einen Schalter erzeugenden sechsten Feldeffekttransistors (M6) des ersten Typs ist die Ausgangsspannung Vout elektrisch angelegt, an einen zweiten Anschluss des sechsten Feldeffekt- transistors M6 ist die dritte elektrische Spannung angelegt und ein erster Anschluss des sechsten Feldeffekttransistors (M6) ist an das Gate des ersten Feldeffekttransistors Ml elektrisch angeschlossen. An ein Gate eines einen Schalter erzeugenden achten Feldeffekttransistors M8 des zweiten Typs ist die dritte elektrische Spannung elektrisch angelegt, an einen zweiten Anschluss des achten Feldeffekttransistors M8 ist die Ausgangsspannung Vout elektrisch angelegt und ein erster Anschluss des achten Feldeffekttransistors M8 ist an das Gate des zweiten Feldeffekttransistors M2 elektrisch an- geschlossen.
Figur 1 zeigt eine Realisierung einer erfindungsgemäßen Grundidee für die Trigger-Schaltung. Die Transistoren Ml und M2 regulieren die Spannung V und kontrollieren damit den Transistor M3, der die Funktion eines Schalters hat. Die Kondensatoren Cl und C2, dienen zusammen mit dem Transistor M4 zur Arbeitspunkteinstellung des Transistors Ml. Kondensator C3 und der weitere Transistor M7 dienen zum Arbeitspunkt einstellen bzw. biasing des Transistors M2. Transistoren M6, M8, und Kondensator C3 sperren die Transistoren Ml und M2, wenn die Ausgangsspannung Vout hoch genug ist. Der Transistor M5 übernimmt dann das Biasing von Transistor M3. Die Transistoren Ml und M2 stellen den Kern der Schaltung dar. Sie sind gegenseitig konkurrierend, das heißt die Spannung V muss die Kriterien beider Kennlinien erfüllen. Generell, wenn diese zwei Transistoren wie in Figur 1 dargestellt verbunden sind, und wenn durch diese der gleiche Strom fließt, ergibt sich folgendes Verhalten: der Transistor der durch größere Dimensionen und/oder größeren Betrag der Gate- source-Spannung /Vgs/ potenziell den größeren Strom liefern kann, muss mittels kleinerer Drain-Source-Spannung Vds seinen Strom reduzieren. Die Idee ist, dass der Transistor M2 in einer ersten Phase der "stärkere" Transistor ist und zwar wenn die Eingangsspannung Vin noch kleiner als die Spannungsschwelle ist, und Transistor Ml in der anderen zweiten Phase. Bei einer entsprechenden Dimensionierung kommt dieser Über- gang, welcher Transistor der "stärkere" ist, im Moment vor, wenn die Eingangsspannung Vin die gewünschte Spannungsschwelle erreicht hat. In diesem Moment fällt V und der Transistor M3 leitet. Figur 2 zeigt den Strom des ersten Transistors Ml und des zweiten Transistors M2 als Funktion von der Eingangsspannung Vin, und zwar im Fall wenn die Drain-Source-Spannung Vds gleich der Eingangsspannung Vin ist. Vin hat hier die Rolle der Versorgungsspannung. Die Linie mit den senkrechten Stri- chen entspricht dem ersten Feldeffekttransistor Ml und die andere Linie entspricht dem zweiten Feldeffekttransistor M2. Die unterschiedliche Form der Linien ermöglicht, dass sie sich in zwei Punkten schneiden können. Der erste Schnittpunkt liegt im Übergang des Bereichs 2 zu dem Bereich3 und der zweite Schnittpunkt liegt rechts daneben im Bereich 3 der Eingangsspannung Vin. Der Unterschied zwischen den beiden Kennlinien stammt von unterschiedlicher Dimensionierung und Biasing bzw. Arbeitspunkteinstellung. Der erste Feldeffekttransistor Ml ist größer dimensioniert, aber er bekommt Ie- diglich einen Teil von der Eingangsspannung Vin, und zwar über den Spannungsteiler der ersten Kapazität Cl und der zweiten Kapazität C2. Der zweite Feldeffekttransistor M2 ist so dimensioniert, dass für die kleineren Werte der Eingangs- Spannung Vin der Bulkstrom dominiert. Dies ist der Bereich 1 in der Abbildung 2. Für etwas größere Werte von der Eingangsspannung Vin wird allmählich der Subtreshholdstrom dominierend. Dies ist der Bereich 2 in Figur 2. Letztendlich, wird die Eingangsspannung Vin größer als die Einsatzspannung des zweiten Feldeffekttransistors M2 und der Transistor M2 arbeitet in Sättigung. Dies ist der Bereich 3 in Figur 2. Der erste Feldeffekttransistor Ml ist größer dimensioniert, zumindest ist sein Weiten/Längen-Verhältnis größer als das von den zweiten Feldeffekttransistor M2. Dadurch ist seine Kennlinie vorwiegend linear, das heißt der Subtreshholdstrom dominiert, wobei der Graph hier halblogarithmisch skaliert ist. Die Einstellung von der Spannungsschwelle, das heißt von dem rechten Schnittpunkt, kann man mittels des Weiten/Längen- Verhältnisses der Transistoren bereit stellen. Damit wird der Pegel der Kennlinie geändert. Eine weitere Möglichkeit der Einstellung der Spannungsschwelle besteht in der Bereitstellung des Spannungsteilerverhältnisses der ersten Kapazität Cl zur zweiten Kapazität C2. Wenn die Eingangsspannung Vin groß genug ist und der dritte Feldeffekttransistor M3 leitet, schalten der sechste Feldeffekttransistor M6 und der achte Feldeffekttransistor M8 den ersten Transistor Ml und den zweiten Transistor M2 aus. Der fünfte Feldeffekttransistor M5 übernimmt dann das Biasing des dritten Feldeffekttransistors M3. Folglich bleibt von den drei Feldeffekttransistoren Ml, M2 und M3 lediglich der dritte Feldeffekttransistor M3 der einzige Transistor der leitet, was letztendlich in niedrigen Verlusten resultiert. Figur 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung. Eine derartige Gleichrichterschaltung kann einer erfindungsgemäßen Trigger-Schaltung elektrisch vorgeschaltet sein. Für einen weiteren Aspekt der Erfindung, und zwar für eine Gleichrichtung während eines Hochfahrens eines Systems, kombiniert eine neue Schaltung zwei Prinzipien der Gleichrichtung. Und zwar ist ein Metall-Oxid- Semiconductor-Transistor, der wie eine Diode funktioniert, parallel zu einem aktiven Gleichrichter geschaltet, der als Versorgung die eine aktuell verfügbare Ausgangsspannung der Gleichrichterschaltung nutzt. Da diese Ausgangsspannung während einer Anlauf-Phase von Null beginnend ansteigt, fängt diese aktive Gleichrichter ab dem Moment zu funktionieren an, wenn ein Spannungspegel ausreichend ist. Zu Beginn arbeitet der aktive Gleichrichter nicht mit voller Effizienz, kann aber trotzdem zusätzliche Ausgangsleistung liefern. Auf diese Art und Weise kann die vorgeschlagene Gleichrichterschaltung im Vergleich zu rein passiven, klassischen Lösung, bei glei- eher Ausgangsspannung deutlich mehr Ausgangsleistung liefern. Damit ist eine Gleichrichtereffizienz während einer Anlaufbzw. Start-up-Phase verbessert.
Bezugszeichen 3 kennzeichnet einen passiven Gleichrichter, wie er in Figur 5 als Block 3 dargestellt ist. Bezugszeichen 9 bezeichnet einen aktiven Gleichrichter wie er in Figur 5 als Block 9 dargestellt ist. Bezugszeichen 7 kennzeichnet den Mikrogenerator . Dieser ist ebenso in Figur 5 als Block 7 dargestellt .
Gemäß Figur 3 ist als passiver Gleichrichter 3 ein als eine Diode verschalteter neunter Feldeffekttransistor M9 elektrisch parallel zu einer aktiven Gleichrichterschaltung 9 ge- schaltet. Die Elemente der aktiven Gleichrichterschaltung sind ein zehnter Feldeffekttransistor MIO, der mittels eines ersten Operationsverstärkers OPl schaltbar ist und ein elfter Feldeffekttransistor MIl, der mittels eines zweiten Operationsverstärkers OP2 schaltbar ist. Eine Pufferkapazität C4 ist zwischen einem Ausgang des zehnten Feldeffekttransistors MIO und einer dritten elektrischen Spannung elektrisch angeschlossen. Das Prinzip einer aktiven Gleichrichtung wird auf einen Mikrogenerator mit einem kapazitiven Ausgang angewendet, wie es in Figur 3 dargestellt ist. In Figur 3 ist auf der linken Seite innerhalb des gestrichelten Blocks ein derartiger Mikrogenerator dargestellt. Der kapazitive Ausgang des Mikrogenerators ist als Kapazität Cg dargestellt. Es wird ein vereinfachtes Modell eines piezoelektrischen Mikrogenera- tors hier verwendet, mit einer Spannungsquelle Ug (t) und einer seriellen Ausgangskapazität Cg. Die Spannungsquelle kann verschiedene Wellenformen bereit stellen, und zwar abhängig vom Mikrogeneratorentwurf . Der Wert von Cg ist ebenso design- abhängig. Cg liegt in der Größenordnung von mehreren Zehnern von nF. Die Pufferkapazität C4 besitzt einen Wert der beträchtlich größer als Cg ist. Dies rechtfertigt eine Annäh- rung von C4 als eine Gleichstromquelle. Zwei Schalter MIO und MIl haben interne Widerstandswerte R und sind als MOSFET- Feldeffekttransistoren verwirklicht. Der zehnte Feldeffekttransistor MIO arbeitet als ein erster Schalter Sl und der elfte Feldeffekttransistor MIl arbeitet als ein zweiter
Schalter S2. Die Grundidee hinter der aktiven Gleichrichtung ist der Idee ähnlich, die in jeder Schaltung mit geschalteter Kapazität verwendet wird: Übergang von Ladung mittels Kapazitäten und Schaltern, wobei ein passender Zeitverlauf einen geforderten Ladungsfluss bereit stellt. Hier wird die eingebaute Mikrogeneratorkapazität Cg anstelle von herkömmlichen Verwirklichungen von Kapazitäten verwendet, wobei das Prinzip das Selbe ist. In dem stationären System arbeitet der aktive Gleichrichter in vier Phasen. Der Schalter Sl wird von dem Operationsverstärker OPl angesteuert und ist aktiv, wenn eine vierte Spannung Vx größer als eine Spannung an der Kapazität C4 ist. Der Schalter S2 wird von dem Operationsverstärker OP2 gesteuert und ist aktiv, wenn die vierte Spannung Vx kleiner 0 ist. Die vier Phasen des Betriebs können folgendermaßen beschrieben werden:
Phase 1: In Phase 1 sind die Schalter Sl und S2 geöffnet. Die Generatorspannung steigt von anfänglichen 0 Volt an. Die vierte Spannung Vx folgt direkt der Generatorspannung Ug, da die Spannung über der Kapazität Cg auf 0 verbleibt. Während dieser Phase, sind beide Schalter Sl und S2 inaktiv, sodass der Knoten Vx fließend ist, und es existiert kein Pfad zum Laden oder Entladen der Kapazität Cg.
Phase 2: Der Schalter Sl ist geschlossen und der Schalter S2 ist offen. Diese Phase beginnt, wenn die vierte Spannung Vx den Wert von der Spannung an der Kapazität C4, die die Eingangsspannung Vin ist, erreicht, wobei ein Signal des Operationsverstärkers OPl den Schalter Sl aktiviert. Während dieser Phase, bei der Vx konstant und gleich zu Vin ist, steigt die Spannung an der Kapazität Cg an, so dass ein Strom i (t) durch die Schaltung fließt. Dieser Strom bringt Ladung durch C4, sodass eine Ausgangsleistung bereit gestellt wird. Es ist lediglich in dieser Phase, dass die Pufferkapazität C4 Ladung erhält .
Phase 3: Schalter Sl und Schalter S2 sind geöffnet. Diese Phase beginnt wenn der Strom durch die Schaltung auf 0 abfällt, und seine Richtung verändert. In diesem Moment wird der Schalter Sl deaktiviert, sodass der Knoten Vx erneut fließt. Da kein Strompfad vorhanden ist, bleibt die Kapazität Cg geladen, deren Spannung bleibt konstant und Knoten Vx folgt der Quellenspannung Ug (t) , mit einem Versatz, der von dem Wert der Spannung an der Kapazität Cg zu einem Zeitpunkt t2, die nicht OV ist, verursacht ist.
Phase 4: Der Schalter Sl ist geöffnet und der Schalter S2 ist geschlossen. Wenn die vierte Spannung Vx auf 0 abfällt und negativ wird, ist der Schalter S2 aktiviert und die Phase 4 beginnt. Die vierte Spannung Vx wird nun auf Grund gezwungen, die Spannung an der Kapazität Cg fällt und der Strom i (t) fließt, wobei die Kapazität Cg entladen wird. In diesem Moment steigt erneut die Spannung Ug an und der Strom i (t) verändert seine Richtung, was erfasst wird und folglich wird der Schalter S2 deaktiviert. Von diesem Moment an startet der 4-Phasen-Zyklus erneut.
Die letzte Phase ist notwendig, da die Kapazität Cg ohne die Phase 4 geladen bleiben würde. Dies würde einen Offset zwischen Ug und der vierten Spannung Vx erzeugen, sodass die Spitzenspannung bei der vierten Spannung Vx lediglich die Spannung an der Kapazität C4 sein würde, was nicht ausreichend wäre um den Schalter Sl zu schließen und den Stromfluss bereit zustellen. Der Generator würde in einer Offenen- Schaltung-Betriebsart die gesamte Zeit arbeiten. Phase 4 stellt eine Entladung der Kapazität Cg bereit, und zwar ein wirksames Kurzschließen der Elektroden des Mikrogenerators, sodass die Kapazität Cg erneut in Phase 2 geladen werden kann, was den Ladungstransport zu dem Ausgang bereit stellt. Die Ladungsmenge, die zu dem Ausgang übertragen wird, wird bestimmt durch die maximale Spannung an der Kapazität Cg.
Figur 4 zeigt ein Ausfuhrungsbeispiel einer Eingangsstufe ei- nes energieautarken Mikrosystems . Zuverlässiges Hochfahren ist durch eine Trigger-Schaltung 1, die ebenso als Start-Up- Schaltung bezeichnet werden kann, ermöglicht. Diese Trigger- Schaltung 1 entspricht einer Vorrichtung gemäß Figur 1 oder Figur 6. Die Start-Up-Schaltung überwacht die Spannung auf dem Kondensator CPuffer/ und wenn die Spannung großer als die fürs System angegebene Spannungsschwelle ist, aktiviert die Start-Up-Schaltung 1 den Rest des Systems, der als CLast und RLast in der Figur 4 dargestellt ist. Ab diesem Moment verbraucht die Start-Up-Schaltung 1 eine vernachlassigbare Leis- tung, sodass die ganze Leistung, die ein passiver Gleichrichter 3 liefert, weiter an die Last übergeben wird. In Figur 3 stellt der neunte Feldeffekttransistor M9 einen passiven Gleichrichter 3 dar. Figur 4 zeigt ein Blockdiagramm einer Eingangsstufe eines energieautarken Systems. Die Spannungs- quelle Vg und ein Impedanzblock zwischen der Spannungsquelle Vg und dem passiven Gleichrichter 3 stellen einen Mikrogene- rator dar.
Figur 5 zeigt ein Blockdiagramm eines energieautarken Sys- tems . Ein Energiespeicherungsblock 5 zwischen einem passiven Gleichrichter 3 und einer Start-up-Schaltung 1 stellt einen Kondensator oder einen Akku dar. Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung behandelt das Hochfahren eines wie in der Abbildung 5 dargestellten energieautarken Mikrosystems. Ein Mikrogene- rator 7 steuert eine Leistungs-Verwaltungs-Schaltung I an. Der Mikrogenerator 7 liefert ein Signal, dass mittels eines passiven Gleichrichters 3 und eines aktiven Gleichrichters 9 und einer dazu gehörigen Kontrollschaltung 11 gleichgerichtet wird. Das gleichgerichtete Signal wird einem Energiespeiche- rungsblock 5 zugeführt, der eine Trigger-Schaltung 1 bzw. eine Start-Up-Schaltung 1 ansteuert. Die Trigger-Schaltung 1 versorgt eine Ladungspumpe 13 und einen Oszillator 15 mit elektrischer Leistung. Die Ladungspumpe 13 steuert ebenso die Kontrollschaltung 11 an. Mittels der Kontrollschaltung 11 wird der aktive Gleichrichter 9 angesteuert. Mittels der Leistungs-Verwaltungs-Schaltung I können eine zweite Ladungspumpe 17, ein Mikrokontroller 19, Sensoren 21 und eine Hoch- frequenzschaltung RF 23 angesteuert werden. Gemäß der vorliegenden Erfindung entspricht eine Trigger-Schaltung gemäß Figur 1 oder Figur 6 der Trigger-Schaltung 1. Dieser ist eine Kombination aus einem passiven Gleichrichter 3 und einem aktiven Gleichrichter 9 entsprechend Figur 3 vorgeschaltet. Da- bei kann der Kondensator C4 gemäß Figur 3 der Energiespeiche- rungsblock 5 gemäß Figur 5 sein. In Figur 3 ist ebenso ein Mikrogenerator 7 als gestrichelter Block dargestellt.
Figur 6 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfin- dungsgemäßen Trigger-Schaltung 1 oder Start-up-Schaltung oder Anlaufphasen-Schaltung. Eine Source-Drain-Strecke eines eine Stromquelle erzeugenden ersten Feldeffekttransistors Ml eines ersten Typs ist zu einer Source-Drain-Strecke eines eine Stromquelle erzeugenden zweiten Feldeffekttransistors M2 ei- nes zweiten Typs zwischen einer Eingangsspannung Vin und einer dritten elektrischen Spannung elektrisch in Serie geschaltet, wobei ein erster Anschluss des ersten Feldeffekttransistors Ml und ein erster Anschluss des zweiten Feldeffekttransistors M2 an ein Gate eines einen Schalter erzeugen- den dritten Feldeffekttransistors M3 des zweiten Typs elektrisch angeschlossen sind und an einer Source-Drain-Strecke des dritten Feldeffekttransistors M3 die Eingangsspannung Vin und eine Ausgangsspannung Vout elektrisch anliegen, wobei die Arbeitspunkte des ersten und zweiten Feldeffekttransistors Ml, M2 jeweils so eingestellt sind, dass wenn die Eingangsspannung Vin unterhalb eines Schwellenwertes ist, der eine Feldeffekttransistor M2 ; Ml in einem aktiven Bereich einen größeren Strom bereitstellt als der andere und umgekehrt Ml; M2, wenn die Eingangsspannung Vin oberhalb des Schwellenwertes ist, wobei ein Feldeffekttransistor in dem aktiven Bereich ist, wenn dessen Drain-Source-Spannung größer als eine Sättigungs-Drain-Source-Spannung ist. Der Arbeitspunkt des ersten Feldeffekttransistors Ml ist dadurch eingestellt, dass ein zweiter Anschluss des ersten Feldeffekttransistors Ml an einen ersten Anschluss eines einen Schalter erzeugenden zwölften Feldeffekttransistors M12 des ersten Typs elektrisch angeschlossen ist, ein Bulkanschluss des ersten Feldeffekt- transistors Ml über einen Bulkanschluss des zwölften Feldeffekttransistors M12 an der dritten elektrischen Spannung elektrisch angeschlossen ist und an ein Gate des ersten Feldeffekttransistors Ml die Eingangsspannung Vin anliegt, wobei an einen zweiten Anschluss des zwölften Feldeffekttransistors M12 die dritte elektrischen Spannung anliegt und ein Gate des zwölften Feldeffekttransistors M12 an einen ersten Inverter INVl elektrisch angeschlossen ist und dass der Arbeitspunkt des zweiten Feldeffekttransistors M2 dadurch eingestellt ist, dass an ein Gate des zweiten Feldeffekttransistors M2 die dritte elektrische Spannung anliegt. Zwischen den ersten Anschlüssen des ersten und des zweiten Feldeffekttransistors Ml, M2 und dem Gate des dritten Feldeffekttransistors M3 ist ein zweiter Inverter elektrisch geschaltet. Der erste Inverter INVl weist einen dreizehnten Feldeffekttransistor M13 des ersten Typs auf, wobei an einen zweiten Anschluss des dreizehnten Feldeffekttransistors M13 die dritte elektrische Spannung angelegt ist, ein erster Anschluss des dreizehnten Feldeffekttransistors M13 ist an einen ersten Anschluss eines vierzehnten Feldeffekttransistors M14 des zweiten Typs und an das Gate des zwölften Feldeffekttransistors M12 elektrisch angeschlossen und ein Gate des dreizehnten Feldeffekttransistors M13 ist an ein Gate des vierzehnten Feldeffekttransistors M14 elektrisch angeschlossen und an die Ausgangsspannung Vout gelegt, wobei die Eingangsspannung Vin an einen zweiten Anschluss des vierzehnten Feldeffekttransistors M14 angelegt ist. Der zweite Inverter INV2 weist einen fünfzehnten Feldeffekttransistor M15 des ersten Typs auf, wobei an einen zweiten Anschluss des fünfzehnten Feldeffekttransistors M15 die dritte elektrische Spannung angelegt ist, ein erster An- schluss des fünfzehnten Feldeffekttransistors M15 an einen ersten Anschluss eines sechszehnten Feldeffekttransistors M16 des zweiten Typs und an das Gate des dritten Feldeffekttran- sistors M3 elektrisch angeschlossen ist und ein Gate des fünfzehnten Feldeffekttransistors M15 an ein Gate des sechzehnten Feldeffekttransistors M16 und an die ersten Anschlüsse des ersten und zweiten Feldeffekttransistors Ml, M2 elektrisch angeschlossen ist, wobei die Eingangsspannung (Vin) an einen zweiten Anschluss des sechzehnten Feldeffekttransistors M16 angelegt ist.
Der Betrieb der Triggerschaltung gemäß Figur 6 kann folgendermaßen beschrieben werden. Mit dem Anstieg von Vin begin- nend von OV, folgt die Spannung am Gate des zwölften Feldeffekttransistors M12 der Eingangsspannung Vin, da der dritte Feldeffekttransistor M3 nicht aktiv ist und die Ausgangsspannung Vout OV ist. Die Spannung V am ersten Anschluss (hier Drain) des ersten und zweiten Feldeffekttransistors Ml und M2 folgt der Eingangsspannung Vin ebenfalls. Wenn die Eingangsspannung Vin den Wert ein NMOS-Threshold-Spannung Vthn erreicht, schaltet der zwölfte Feldeffekttransistor M12 ein und legt die Source des ersten Feldeffekttransistors Ml an die dritte Spannung (hier Masse) . Der zweite Feldeffekttransistor M2 arbeitet im Subthreshold-Bereich (Vthp>Vthn) und der erste Feldeffekttransistor im Triodenmodus, was die Spannung V auf die dritte Spannung zieht. Wenn die Eingangsspannung Vin den Wert Vthp erreicht, tritt der zweite Feldeffekttransistor in den Sättigungsmodus ein. Bei einem gewissen Wert von Vin wird der zweite Feldeffekttransistor M2 „stärker" als der erste Feldeffekttransistor Ml, so dass die Spannung V hochgezogen wird und der Triodenmodus eintritt, wohingegen der erste Feldeffekttransistor Ml in den Sättigungsmodus eintritt. Zu diesem Zeitpunkt schaltet der zweite Inverter INV2 den drit- ten Feldeffekttransistor M3 ein, der als ein serieller Schalter zwischen dem Eingang und dem Ausgang arbeitet. Erreicht Vout einen hohen Wert, schaltet die Gatespannung des zwölften Feldeffekttransistors M12 diesen M12 aus, was verhindert, dass direkte Ströme vertikal durch den zweiten, ersten und zwölften Feldeffekttransistor M2, Ml und M12 fließen. Des Weiteren hat die Gatespannung des zwölften Feldeffekttransistors M12 die zusätzliche Funktion, ein Hystereseverhalten be- reitzustellen, wenn die Eingangsspannung Vin sinkt. Die korrekte Dimensionierung von Ml und M2 ist kritisch zum Erzielen der geforderten Schaltspannung, was eine Bandbreite infolge von Variationen erlaubt. Diese Schaltung verbraucht im stationären Betrieb vernachlässigbar Leistung und lediglich mehre- re nW während des Schaltvorgangs.
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Claims

Patentansprüche
1. Vorrichtung, bei der
eine Source-Drain-Strecke eines eine Stromquelle erzeugenden ersten Feldeffekttransistors (Ml) eines ersten Typs zu einer Source-Drain-Strecke eines eine Stromquelle erzeugenden zweiten Feldeffekttransistors (M2) eines zweiten Typs zwischen einer Eingangsspannung (Vin) und einer dritten elektrischen Spannung elektrisch in Serie geschaltet ist, wobei ein erster Anschluss des ersten Feldeffekttransistors (Ml) und ein erster Anschluss des zweiten Feldeffekttransistors (M2) an ein Gate eines einen Schalter erzeugenden dritten Feldeffekttransistors (M3) des zweiten Typs elektrisch angeschlossen sind und an einer Source-Drain-Strecke des dritten Feldeffekttran- sistors (M3) die Eingangsspannung (Vin) und eine Ausgangsspannung (Vout) elektrisch anliegen, wobei die Arbeitspunkte des ersten und zweiten Feldeffekttransistors (Ml, M2) jeweils so eingestellt sind, dass wenn die Eingangsspannung (Vin) unterhalb eines Schwellenwertes ist, der eine Feldeffekttran- sistor (M2; Ml) in einem aktiven Bereich einen größeren Strom bereitstellt als der andere und umgekehrt (Ml; M2), wenn die Eingangsspannung (Vin) oberhalb des Schwellenwertes ist, wobei ein Feldeffekttransistor in dem aktiven Bereich ist, wenn dessen Drain-Source-Spannung größer als eine Sättigungs- Drain-Source-Spannung ist.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, dass
der Arbeitspunkt des ersten Feldeffekttransistors (Ml) da- durch eingestellt ist, dass eine erste Kapazität (Cl) und eine zweite Kapazität (C2) zwischen der Eingangsspannung (Vin) und der dritten elektrischen Spannung elektrisch in Serie geschaltet sind und an der elektrischen Verbindung zwischen der ersten und zweiten Kapazität (Cl, C2) ein Gate des ersten Feldeffekttransistors (Ml) und ein erster Anschluss eines eine Stromsenke erzeugenden vierten Feldeffekttransistors (M4) des ersten Typs elektrisch angeschlossen sind, wobei ein Gate des vierten Feldeffekttransistors (M4) an einen zweiten An- Schluss des vierten Feldeffekttransistors (M4) und an die dritte elektrische Spannung elektrisch angeschlossen ist, und dass
der Arbeitspunkt des zweiten Feldeffekttransistors (M2) da- durch eingestellt ist, dass eine dritte Kapazität (C3) zwischen einem Gate des zweiten Feldeffekttransistors (M2) und der dritten elektrischen Spannung elektrisch angeschlossen ist und an dem Gate des zweiten Feldeffekttransistors (M2) ein erster Anschluss eines eine Stromsenke erzeugenden sieb- ten Feldeffekttransistors (M7) des ersten Typs elektrisch angeschlossen ist, wobei ein Gate des siebten Feldeffekttransistors (M7) an einen zweiten Anschluss des siebten Feldeffekttransistors (M7) und die dritte elektrische Spannung elektrisch angeschlossen ist.
3. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, dass
an ein Gate eines einen Schalter erzeugenden fünften Feldeffekttransistors (M5) des ersten Typs die Ausgangsspannung (Vout) elektrisch angelegt ist, an einen zweiten Anschluss des fünften Feldeffekttransistors (M5) die dritte elektrische Spannung angelegt ist und ein erster Anschluss des fünften Feldeffekttransistors (M5) an das Gate des dritten Feldeffekttransistors (M3) elektrisch angeschlossen ist.
4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
dadurch gekennzeichnet, dass
an ein Gate eines einen Schalter erzeugenden sechsten Feldeffekttransistors (M6) des ersten Typs die Ausgangsspannung (Vout) elektrisch angelegt ist, an einen zweiten Anschluss des sechsten Feldeffekttransistors (M6) die dritte elektrische Spannung angelegt ist und ein erster Anschluss des sechsten Feldeffekttransistors (M6) an das Gate des ersten Feldeffekttransistors (Ml) elektrisch angeschlossen ist.
5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4,
dadurch gekennzeichnet, dass
an ein Gate eines einen Schalter erzeugenden achten Feldef- fekttransistors (M8) des zweiten Typs die dritte elektrische Spannung elektrisch angelegt ist, an einen zweiten Anschluss des achten Feldeffekttransistors (M8) die Ausgangsspannung (Vout) elektrisch angelegt ist und ein erster Anschluss des achten Feldeffekttransistors (M8) an das Gate des zweiten Feldeffekttransistors (M2) elektrisch angeschlossen ist.
6. Vorrichtung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, dass
der Arbeitspunkt des ersten Feldeffekttransistors (Ml) dadurch eingestellt ist, dass ein zweiter Anschluss des ersten Feldeffekttransistors (Ml) an einen ersten Anschluss eines einen Schalter erzeugenden zwölften Feldeffekttransistors (M12) des ersten Typs elektrisch angeschlossen ist, ein BuI- kanschluss des ersten Feldeffekttransistors (Ml) über einen
Bulkanschluss des zwölften Feldeffekttransistors (M12) an der dritten elektrischen Spannung elektrisch angeschlossen ist und an ein Gate des ersten Feldeffekttransistors (Ml) die Eingangsspannung (Vin) anliegt, wobei an einen zweiten An- Schluss des zwölften Feldeffekttransistors (M12) die dritte elektrischen Spannung anliegt und ein Gate des zwölften Feldeffekttransistors (M12) an einen ersten Inverter (INVl) elektrisch angeschlossen ist und dass der Arbeitspunkt des zweiten Feldeffekttransistors (M2) dadurch eingestellt ist, dass an ein Gate des zweiten Feldeffekttransistors (M2) die dritte elektrische Spannung anliegt.
7. Vorrichtung nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet, dass
zwischen den ersten Anschlüssen des ersten und des zweiten
Feldeffekttransistors (Ml, M2) und dem Gate des dritten Feldeffekttransistors (M3) ein zweiter Inverter elektrisch geschaltet ist.
8. Vorrichtung nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet, dass
der erste Inverter (INVl) einen dreizehnten Feldeffekttransistor (M13) des ersten Typs aufweist, wobei an einen zweiten Anschluss des dreizehnten Feldeffekttransistors (M13) die dritte elektrische Spannung angelegt ist, ein erster Anschluss des dreizehnten Feldeffekttransistors (M13) an einen ersten Anschluss eines vierzehnten Feldeffekttransistors (M14) des zweiten Typs und an das Gate des zwölften Feldeffekttransistors (M12) elektrisch angeschlossen ist und ein Gate des dreizehnten Feldeffekttransistors (M13) an ein Gate des vierzehnten Feldeffekttransistors (M14) elektrisch angeschlossen und an die Ausgangsspannung (Vout) gelegt ist, wo- bei die Eingangsspannung (Vin) an einen zweiten Anschluss des vierzehnten Feldeffekttransistors (M14) angelegt ist.
9. Vorrichtung nach Anspruch 7,
dadurch gekennzeichnet, dass
der zweite Inverter (INV2) einen fünfzehnten Feldeffekttransistor (M15) des ersten Typs aufweist, wobei an einen zweiten Anschluss des fünfzehnten Feldeffekttransistors (M15) die dritte elektrische Spannung angelegt ist, ein erster Anschluss des fünfzehnten Feldeffekttransistors (M15) an einen ersten Anschluss eines sechszehnten Feldeffekttransistors (M16) des zweiten Typs und an das Gate des dritten Feldeffekttransistors (M3) elektrisch angeschlossen ist und ein Gate des fünfzehnten Feldeffekttransistors (M15) an ein Gate des sechzehnten Feldeffekttransistors (M16) und an die ersten Anschlüsse des ersten und zweiten Feldeffekttransistors (Ml, M2 ) elektrisch angeschlossen ist, wobei die Eingangsspannung (Vin) an einen zweiten Anschluss des sechzehnten Feldeffekttransistors (M16) angelegt ist.
10. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9,
dadurch gekennzeichnet, dass
zwischen der Eingangsspannung (Vin) und der dritten elektrischen Spannung eine vierte Kapazität (C4) elektrisch angeschlossen ist.
11. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 10,
dadurch gekennzeichnet, dass
eine Source-Drain-Strecke eines eine Diode erzeugenden neun- ten Feldeffekttransistors (M9) des ersten Typs elektrisch zwischen der Eingangsspannung (Vin) und einer vierten elektrischen Spannung (Vx) geschaltet ist, wobei ein Gate des neunten Feldeffekttransistors (M9) an einen ersten Anschluss des neunten Feldeffekttransistors (M9) elektrisch angeschlossen ist.
12. Vorrichtung nach Anspruch 11,
dadurch gekennzeichnet, dass
eine Source-Drain-Strecke eines einen Schalter erzeugenden zehnten Feldeffekttransistors (MIO) des zweiten Typs elektrisch parallel zu der Source-Drain-Strecke des neunten Feldeffekttransistors (M9) angeschlossen ist.
13. Vorrichtung nach Anspruch 12,
dadurch gekennzeichnet, dass
bei einem einen elektronischen Komparator erzeugenden ersten Operationsverstärker (OPl) die vierte elektrische Spannung (Vx) an einen Minus-Eingang und die Eingangsspannung (Vin) an einen Plus-Eingang angelegt ist und ein Ausgang an ein Gate des zehnten Feldeffekttransistors (MIO) elektrisch angeschlossen ist.
14. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 13,
dadurch gekennzeichnet, dass
an eine Source-Drain-Strecke eines einen Schalter erzeugenden elften Feldeffekttransistors (MIl) des ersten Typs die vierte elektrische Spannung (Vx) und die dritte elektrische Spannung angelegt sind.
15. Vorrichtung nach Anspruch 14,
dadurch gekennzeichnet, dass
bei einem einen elektronischen Komparator erzeugenden zweiten Operationsverstärker (OP2) die vierte elektrische Spannung (Vx) an einen Minus-Eingang und die dritte elektrische Spannung an einen Plus-Eingang angelegt ist und ein Ausgang an ein Gate des elften Feldeffekttransistors (MIl) elektrisch angeschlossen ist.
16. Vorrichtung nach Anspruch 13 oder 15,
dadurch gekennzeichnet, dass
an dem ersten und dem zweiten Operationsverstärker (OPl, OP2) als Versorgungsspannung jeweils die Eingangsspannung (Vin) anliegt .
17. Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass
ein Mikrogenerator die vierte elektrische Spannung (Vx) mit Bezug auf die dritte elektrische Spannung bereitstellt und die Ausgangsspannung (Vout) an eine elektrisch zu versorgende Last angelegt ist.
18. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 17,
dadurch gekennzeichnet, dass
die dritte elektrische Spannung Masse (VO) ist.
19. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 18,
dadurch gekennzeichnet, dass
der erste Anschluss ein Drain und der zweite Anschluss eine Source eines Feldeffekttransistors sind.
20. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 19,
dadurch gekennzeichnet, dass
der erste Typ ein n-Typ und der zweite Typ ein p-Typ eines Feldeffekttransistors sind.
21. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 20,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Feldeffekttransistoren Metall-Oxid-Semiconductor- Feldeffekttransistoren sind.
22. Verfahren zum Schalten einer Vorrichtung nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch die Schritte
Sperren der Source-Drain-Strecken des dritten, fünften, sechsten und achten Feldeffekttransistors mit der Eingangsspannung (Vin) unter dem Schwellenwert, wobei der Strom durch einen Kanal des zweiten Feldeffekttransistors (M2) größer ist als der Strom durch einen Kanal des ersten Feldeffekttransistors (Ml) ; oder
Leiten der Source-Drain-Strecken des dritten, fünften, sechs- ten und achten Feldeffekttransistors mit der Eingangsspannung (Vin) über dem Schwellenwert, wobei der Strom durch einen Kanal des ersten Feldeffekttransistors (Ml) größer ist als der Strom durch einen Kanal des zweiten Feldeffekttransistors (M2) .
23. Verfahren zum Schalten einer Vorrichtung nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch die Schritte
Sperren der Source-Drain-Strecke des dritten Feldeffekttransistors (M3) mit der Eingangsspannung (Vin) unter dem Schwel- lenwert, wobei der Strom durch einen Kanal des ersten Feldeffekttransistors (Ml) größer ist als der Strom durch einen Kanal des zweiten Feldeffekttransistors (M2); oder
Leiten der Source-Drain-Strecke des dritten Feldeffekttransistors (M3) mit der Eingangsspannung (Vin) über dem Schwel- lenwert, wobei der Strom durch einen Kanal des zweiten Feldeffekttransistors (M2) größer ist als der Strom durch einen Kanal des ersten Feldeffekttransistors (Ml).
24. Verfahren nach Anspruch 22 oder 23,
dadurch gekennzeichnet, dass
der Schwellenwert mittels Weiten/Längen-Verhältnisse des ersten und zweiten Feldeffekttransistors (Ml, M2) eingestellt wird.
25. Verfahren nach Anspruch 22 oder 24,
dadurch gekennzeichnet, dass
der Schwellenwert mittels eines Verhältnisses der ersten Kapazität (Cl) zu der zweiten Kapazität (C2) und mittels der dritten Kapazität (C3) eingestellt wird.
26. Verfahren zum Schalten einer Vorrichtung nach Anspruch
13, dadurch gekennzeichnet, dass
der erste Operationsverstärker (OPl) die Größe der vierten elektrischen Spannung (Vx) mit der Größe der elektrischen Eingangsspannung (Vin) vergleicht und den zehnten Feldeffekttransistor (MIO) leitend schaltet, wenn die vierte elektrische Spannung (Vx) größer als die Eingangsspannung (Vin) ist.
27. Verfahren zum Schalten einer Vorrichtung nach Anspruch 15,
dadurch gekennzeichnet, dass
der zweite Operationsverstärker (OP2) die Größe der vierten elektrischen Spannung (Vx) mit der Größe der dritten elektrischen Spannung vergleicht und den elften Feldeffekttransistor (MIl) leitend schaltet, wenn die vierte elektrische Spannung (Vx) kleiner als die dritte elektrische Spannung ist.
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