DE102009036623B4

DE102009036623B4 - Triggerschaltung und Gleichrichter, insbesondere für ein einen piezoelektrischen Mikrogenerator aufweisendes, energieautarkes Mikrosystem

Info

Publication number: DE102009036623B4
Application number: DE102009036623A
Authority: DE
Inventors: Alexander Frey; Djordje Marinkovic
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 2009-08-07
Filing date: 2009-08-07
Publication date: 2011-05-12
Anticipated expiration: 2029-08-08
Also published as: JP2013501442A; WO2011015415A3; US20120133419A1; EP2462695A2; DE102009036623A1; CN102474250A; WO2011015415A2

Abstract

Vorrichtung, bei der
eine Source-Drain-Strecke eines eine Stromquelle erzeugenden ersten Feldeffekttransistors (M1) eines ersten Typs zu einer Source-Drain-Strecke eines eine Stromquelle erzeugenden zweiten Feldeffekttransistors (M2) eines zweiten Typs zwischen einer Eingangsspannung (Vin) und einer dritten elektrischen Spannung elektrisch in Serie geschaltet ist, wobei ein erster Anschluss des ersten Feldeffekttransistors (M1) und ein erster Anschluss des zweiten Feldeffekttransistors (M2) an ein Gate eines einen Schalter erzeugenden dritten Feldeffekttransistors (M3) des zweiten Typs elektrisch angeschlossen sind und an einer Source-Drain-Strecke des dritten Feldeffekttransistors (M3) die Eingangsspannung (Vin) und eine Ausgangsspannung (Vout) elektrisch anliegen,
dadurch gekennzeichnet, dass die Arbeitspunkte des ersten und zweiten Feldeffekttransistors (M1, M2) jeweils so eingestellt sind, dass wenn die Eingangsspannung (Vin) unterhalb eines Schwellenwertes ist, der eine Feldeffekttransistor (M2; M1) in einem aktiven Bereich einen größeren Strom bereitstellt als der andere und umgekehrt (M1; M2), wenn die Eingangsspannung (Vin) oberhalb des Schwellenwertes ist, wobei ein Feldeffekttransistor in...

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine elektronische Vorrichtung zum Durchschalten einer elektrischen Leistung zu einem elektrischen Verbraucher, wobei eine zur Verfügung gestellte Wechselspannung zuerst gleichgerichtet werden kann. Eine Quelle für eine zur Verfügung gestellte elektrische Leistung kann beispielsweise ein Mikrogenerator sein, der eine Wechselspannung mit einer in Reihe geschalteten Kapazität bereit stellt.
Ein energieautarkes Mikrosystem enthält in der Regel einen oder mehrere Mikrogeneratoren, einen Gleichrichter, ein Energiespeicherelement und einen oder mehrere Sensoren. Normalerweise enthält das Mikrosystem auch einen Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler, einen RF-Block und mehrere zusätzliche Schaltungen. Ein Mikrogenerator liefert eine Leistung im Mikrowatt- oder Milliwattbereich. Als Speicherelemente können Kondensatoren, Superkondensatoren oder Akkus verwendet werden.
Ein energieautarkes System kann folgende Elemente aufweisen: eine Ladungspumpe und einen Oszillator, die die Funktion einer Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlung auf einem Chip haben. Ein passiver Gleichrichter lädt das Energiespeicherelement, das beispielsweise ein Kondensator ist, auf. Dieser Schaltungsblock ist unentbehrlich während einer sogenannten Anlaufphase, die ebenso als Start-up Phase bezeichnet werden kann. Dieser Schaltungsblock verursacht allerdings einen nachteiligen Spannungsabfall und hat eine schlechte Effizienz. Deswegen ist der passive Gleichrichter ein Engpass für das gesamte System.
Eine Trigger-Schaltung wird benötigt, um zu detektieren, ob der Spannungspegel und die gespeicherte Energie auf dem Speicherkondensator groß genug sind, um weitere, insbesondere aktive, Teile des Systems aktivieren zu können. Der überwachte Spannungspegel muss folgende zwei Kriterien erfüllen: erstens: der Oszillator und die Ladungspumpe können im vorgesehenen Spannungsbereich arbeiten; zweitens: auf dem Kondensator muss es genug gespeicherte Energie geben, um die Anlaufphase der Ladungspumpe zu ermöglichen.
Eine Anforderung an die Trigger-Schaltung ist, dass sie einerseits als klassische Start-Up-Schaltung, dies betrifft ein detektieren der Versorgungsspannung, und gleichzeitig als An-Aus-Schaltung arbeiten soll. Für Mikrogeneratorspannungen, die deutlich unter dem CMOS-Versorgungspegel liegen, sind herkömmliche Lösungen nicht möglich, da herkömmliche Schaltungsblöcke, wie beispielsweise ein klassischer Komparator, beispielsweise in Folge einer niedrigen Versorgungsspannung nicht arbeiten. Eine weitere Anforderung an eine Trigger-Schaltung ist ein geringer Leistungsverbrauch. Er sollte im Vergleich zu einem Systemleistungsverbrauch gering sein. Eine weitere Anforderung ist die Schaltgeschwindigkeit, das heißt die von der Trigger-Schaltung benötigte Zeit, um den Rest des Systems zu aktivieren. Diese Zeit ist in direktem Zusammenhang mit der Energie zu sehen, die für diese Operation benötigt wird. Wenn der Übergang zu lange dauert, reicht die Energie unter Umständen nicht aus, um die Anlaufphase des Systems zu unterstützen. Die Schaltzeit sollte also möglichst klein sein. Schließlich ist die Möglichkeit einer Spannungsschwelleneinstellung für die Trigger-Schaltung wünschenswert. Verschiedene Mikrogeneratoren und Systemkonzepte liefern unterschiedliche Spannungspegel. Die Trigger-Schaltung sollte die Möglichkeit haben, entsprechende Spannungspegel durch ihre Architektur fest zulegen.
Im Mikrowattbereich wurden bis jetzt lediglich vergleichsweise einfache Systeme realisiert, deren Architektur unterschiedlich ist. Die Unterschiede liegen in der Art des Mikrogenerators, in dessen Spannungsamplitude, der Art des Gleichrichters und des Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers. Manche Systeme benötigten keine Start-Up-Schaltung, auf Grund der großen Spannungsamplituden am Eingang. Diese Systeme sind in der Regel im mesoskopischen Bereich und liefern Leistungen im Milliwattbereich. Andere Systeme benutzen off-Chip Komponenten, insbesondere Spulen, für die Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlung, nutzen passive Dioden für Start-up Vorgänge und setzten entsprechende Anforderungen an Spannungsamplituden am Eingang [1]. Bisher eingesetzte passive Gleichrichter basieren einerseits auf einer oder mehreren MOSFET-Dioden mit entsprechendem Spannungsabfall und schlechter Effizienz. Andererseits wurden technologisch aufwendige und teuere Lösungen vorgeschlagen, die auf einer Prozessmodifikation oder einem Programmieren von Floating Gate Transistoren beruhen. Eine Prozessmodifikation kann die Verwendung von Low-threshold/-Zero-threshold-Transistoren beruhen, die kein Standard in der CMOS-Technologie sind. Ein Programmieren von Floating Gate Transistoren erfordert einen zusätzlichen Schritt und damit einen zusätzlichen Aufwand [2].
Die US 5,867,013 offenbart eine Anlaufschaltung für eine Bandlückenbezugsschaltung. Dabei umfasst eine Schaltung eine Bandlückenbezugsschaltung und eine Anlaufschaltung, die zwischen einem Ausgang und einem Eingang der Bandlückenbezugsschaltung gekoppelt ist. Wenn der Ausgang der Bandlückenbezugsschaltung unterhalb eines Anlaufspannungs-Schwellenwertes ist, stellt die Anlaufschaltung eine erste Spannung an dem Eingang der Bandlückenbezugsschaltung bereit, die im Gegenzug bewirkt, dass die Bandlückenbezugsschaltung eine gewünschte Spannung am Ausgang erzeugt. Wenn die gewünschte Spannung erreicht wurde, das heißt, eine Spannung entsprechend einem Anlaufsspannungs-Schwellenwert, schaltet sich die Anlaufschaltung ab und beeinflusst nicht den normalen Betrieb der Bandlückenbezugsschaltung.
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine Triggerschaltung zur Detektierung eines ausreichend großen Spannungspegels und zur Bereitstellung einer ausreichenden Ausgangsleistung bereit zu stellen, wobei die Triggerschaltung zudem als Ein-Aus-Schaltung arbeiten, einen geringen Leistungsverbrauch und eine kurze Schaltzeit aufweisen und eine Schaltspannungsschwelle veränderlich einstellbar sein soll. Zudem kann ein Gleichrichter bereitgestellt werden, der im Vergleich zu herkömmlichen Lösungen bei gleicher Ausgangsspannung wirksam mehr Ausgangsleistung liefert und damit die Gleichrichtereffizienz während einer Anlaufphase verbessert. Triggerschaltung und Gleichrichter sollen insbesondere bei einem einen piezoelektrischen Mikrogenerator aufweisenden, energieautarken Mikrosystem verwendbar sein.
Die Aufgabe wird durch eine Vorrichtung gemäß dem Hauptanspruch gelöst.
Gemäß einem ersten Aspekt zeichnet sich die Erfindung dadurch aus das eine Source-Drain-Strecke eines eine Stromquelle erzeugenden ersten Feldeffekttransistors eines ersten Typs zu einer Source-Drain-Strecke eines eine Stromquelle erzeugenden zweiten Feldeffekttransistors eines zweiten Typs zwischen einer Eingangsspannung und einer dritten elektrischen Spannung elektrisch in Serie geschaltet sind, wobei ein erster Anschluss des ersten Feldeffekttransistors und ein erster Anschluss des zweiten Feldeffekttransistors an ein Gate eines einen Schalter erzeugenden dritten Feldeffekttransistors des zweiten Typs elektrisch angeschlossen sind und an einer Source-Drain-Strecke des dritten Feldeffekttransistors die Eingangsspannung und eine Ausgangsspannung elektrisch anliegen. Die Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass Arbeitspunkte des ersten und zweiten Feldeffekttransistors jeweils so eingestellt sind, dass wenn die Eingangsspannung unterhalb eines Schwellenwertes ist, der eine Feldeffekttransistor in einem aktiven Bereich einen größeren Strom bereitstellt als der andere und umgekehrt, wenn die Eingangsspannung oberhalb des Schwellenwertes ist, wobei ein Feldeffekttransistor in dem aktiven Bereich ist, wenn dessen Drain-Source-Spannung größer als eine Sättigungs-Drain-Source-Spannung ist.
Eine Source-Drain-Strecke kann ebenso als ein Kanal eines Feldeffekttransistors bezeichnet werden.
Die Erfindung beschreibt eine neue Architektur, deren Funktion energieeffizientes und zuverlässiges Hochfahren eines Systems ist. Ein erster Aspekt behandelt eine Trigger-Schaltung, die den in der Aufgabenstellung beschriebenen Anforderungen genügt. Ein zweiter Aspekt der Erfindung beschäftigt sich mit einer über ein konventionalen Ansatz einer passiven Gleichrichtung hinaus gehenden Lösung insgesamt zielt die Erfindung auf eine Schnittstellenschaltung zwischen einem Energiegenerator und einem Verbraucher, die es erlaubt, die kritische Eingangsleistung für ein sicheres Funktionieren des Systems zu minimieren.
Eine Grundidee für eine Trigger-Schaltung bzw. Start-Up-Schaltung ist eine Realisierung eines komparatorartigen Verhaltens, um eine Überschreitung einer Spannungsschwelle zu detektieren. Da eine Spannungsschwelle für ein derartiges System in einem niedrigen Spannungsbereich liegt, wo ein Komparatordesign problematisch ist, wird die Hauptfunktion der Schaltung mittels zweier gegenseitig konkurrierender Feldeffekttransistoren erreicht. Der Rest der Start-Up-Schaltung ermöglicht eine Einstellung der Spannungsschwelle, schnelle Übergangsphasen und einen geringen Leistungsverbrauch.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht ein zuverlässiges Anlauf- bzw. Start-Up-Verhalten. Eine kritische Eingangsleistung, mit der das System hochfahren kann, ist reduziert. Es wird eine geringere Eingangsspannung zum Betrieb eines Systems benötigt. Ein Leistungsverbrauch ist verringert. Eine Einstellung einer Spannungsschwelle ist möglich. Ein primäres Systemverhalten wird durch eine Start-Up-Schaltung nicht beeinflusst.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen werden in Verbindung mit den Unteransprüchen beansprucht.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung kann der Arbeitspunkt des ersten Feldeffekttransistors dadurch eingestellt sein, dass eine erste Kapazität und eine zweite Kapazität zwischen der Eingangsspannung und der dritten elektrischen Spannung elektrisch in Serie geschaltet sein können und an der elektrischen Verbindung zwischen der ersten und zweiten Kapazität können ein Gate des ersten Feldeffekttransistors und ein erster Anschluss eines eine Stromsenke erzeugenden vierten Feldeffekttransistors des ersten Typs elektrisch angeschlossen sein, wobei ein Gate des vierten Feldeffekttransistors an einen zweiten Anschluss des vierten Feldeffekttransistors und an die dritte elektrische Spannung elektrisch angeschlossen sein kann, und dass der Arbeitspunkt des zweiten Feldeffekttransistors dadurch eingestellt sein kann, dass eine dritte Kapazität zwischen einem Gate des zweiten Feldeffekttransistors und der dritten elektrischen Spannung elektrisch angeschlossen sein und an dem Gate des zweiten Feldeffekttransistors kann ein erster Anschluss eines eine Stromsenke erzeugenden siebten Feldeffekttransistors des ersten Typs elektrisch angeschlossen sein, wobei ein Gate des siebten Feldeffekttransistors an einen zweiten Anschluss des siebten Feldeffekttransistors und die dritte elektrische Spannung elektrisch angeschlossen sein kann.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann an einen Gate eines einen Schalter erzeugenden fünften Feldeffekttransistors des ersten Typs die Ausgangsspannung elektrisch angelegt sein, an einen zweiten Anschluss des fünften Feldeffekttransistors die dritte elektrische Spannung angelegt sein und ein erster Anschluss des fünften Feldeffekttransistors an das Gate des dritten Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen sein.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann an ein Gate eines einen Schalter erzeugenden sechsten Feldeffekttransistors des ersten Typs die Ausgangsspannung elektrisch angelegt sein, an einen zweiten Anschluss des sechsten Feldeffekttransistors die dritte elektrische Spannung angelegt sein und ein erster Anschluss des sechsten Feldeffekttransistors an das Gate des ersten Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen sein.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann an ein Gate eines einen Schalter erzeugenden achten Feldeffekttransistors des zweiten Typs die dritte elektrische Spannung elektrisch angelegt sein, an einen zweiten Anschluss des achten Feldeffekttransistors die Ausgangsspannungelektrisch angelegt sein und ein erster Anschluss des achten Feldeffekttransistors an das Gate des zweiten Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen sein.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann der Arbeitspunkt des ersten Feldeffekttransistors (M1) dadurch eingestellt sein, dass ein zweiter Anschluss des ersten Feldeffekttransistors an einen ersten Anschluss eines zwölften Feldeffekttransistors des ersten Typs elektrisch angeschlossen sein kann, ein Bulkanschluss des ersten Feldeffekttransistors über einen Bulkanschluss des zwölften Feldeffekttransistors an der dritten elektrischen Spannung elektrisch angeschlossen sein kann und an ein Gate des ersten Feldeffekttransistors die Eingangsspannung anliegen kann, wobei an einen zweiten Anschluss des zwölften Feldeffekttransistors die dritte elektrischen Spannung anliegen kann und ein Gate des zwölften Feldeffekttransistors an einen ersten Inverter elektrisch angeschlossen ist und dass der Arbeitspunkt des zweiten Feldeffekttransistors dadurch eingestellt sein kann, dass an ein Gate des zweiten Feldeffekttransistors die dritte elektrische Spannung anliegen kann.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann zwischen den ersten Anschlüssen des ersten und des zweiten Feldeffekttransistors einerseits und dem Gate des dritten Feldeffekttransistors andererseits ein zweiter Inverter elektrisch geschaltet sein.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann der erste Inverter einen dreizehnten Feldeffekttransistor des ersten Typs aufweisen, wobei an einen zweiten Anschluss des dreizehnten Feldeffekttransistors die dritte elektrische Spannung anliegen kann, ein erster Anschluss des dreizehnten Feldeffekttransistors an einen ersten Anschluss eines vierzehnten Feldeffekttransistors des zweiten Typs und an das Gate des zwölften Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen sein kann und ein Gate des dreizehnten Feldeffekttransistors an ein Gate des vierzehnten Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen sein kann und an die Ausgangsspannung gelegt sein kann, wobei die Eingangsspannung an einen zweiten Anschluss des vierzehnten Feldeffekttransistors angelegt sein kann.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann der zweite Inverter einen fünfzehnten Feldeffekttransistor des ersten Typs aufweisen, wobei an einen zweiten Anschluss des fünfzehnten Feldeffekttransistors die dritte elektrische Spannung angelegt sein kann, ein erster Anschluss des fünfzehnten Feldeffekttransistors an einen ersten Anschluss eines sechzehnten Feldeffekttransistors des zweiten Typs und an das Gate des dritten Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen sein kann und ein Gate des fünfzehnten Feldeffekttransistors an ein Gate des sechzehnten Feldeffekttransistors und an die ersten Anschlüsse des ersten und zweiten Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen sein kann, wobei die Eingangsspannung an einen zweiten Anschluss des sechzehnten Feldeffekttransistors angelegt sein kann.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann zwischen der Eingangsspannung und der dritten elektrischen Spannung eine vierte Kapazität elektrisch angeschlossen sein.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann eine Source-Drain-Strecke eines eine Diode erzeugenden neunten Feldeffekttransistors des ersten Typs elektrisch zwischen der Eingangsspannung und einer vierten elektrischen Spannung geschaltet sein, wobei ein Gate des neunten Feldeffekttransistors an einen ersten Anschluss des neunten Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen sein kann.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann eine Source-Drain-Strecke eines einen Schalter erzeugenden zehnten Feldeffekttransistors des zweiten Typs elektrisch parallel zu der Source-Drain-Strecke des neunten Feldeffekttransistors angeschlossen sein.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann bei einem ein elektronischen Komparator erzeugenden ersten Operationsverstärker die vierte elektrische Spannung an einen Minus-Eingang um die Eingangsspannung an einem Plus-Eingang angelegt sein und ein Ausgang an ein Gate des zehnten Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen sein.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung können an eine Source-Drain-Strecke eines einen Schalter erzeugenden elften Feldeffekttransistors des ersten Typs die vierte elektrische Spannung und die dritte elektrische Spannung angelegt sein.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann bei einem ein elektronischen Komparator erzeugenden zweiten Operationsverstärker die vierte elektrische Spannung an einen Minus-Eingang und die dritte elektrische Spannung an einem Plus-Eingang angelegt sein und einen Ausgang an ein Gate des elften Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen sein.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann an dem ersten und dem zweiten Operationsverstärker als Versorgungsspannung jeweils die Eingangsspannung anliegen.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann ein Mikrogenerator die vierte elektrische Spannung mit Bezug auf die dritte elektrische Spannung bereit stellen und die Ausgangsspannung kann an eine elektrisch zu versorgende Last angelegt sein.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann die dritte elektrische Spannung Masse sein. Mit Masse ist Erde oder ebenso Nullpotenzial gemeint.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung können der erste Anschluss ein Drain und der zweite Anschluss eine Source eines Feldeffektortransistors sein.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung können der erste Typ ein n-Typ und der zweite Typ ein p-Typ eines Feldeffekttransistors sein.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung können die Feldeffekttransistoren Metall-Oxid-Semikonduktor-Feldeffektoren sein.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann eine erfindungsgemäße Vorrichtung folgende zwei Zustände aufweisen: Sperren der Source-Drain-Strecken des dritten, fünften, sechsten und achten Feldeffekttransistors mit der Eingangsspannung unter dem Schwellenwert, wobei der Strom durch einen Kanal des zweiten Feldeffekttransistors größer ist als der Strom durch einen Kanal des ersten Feldeffekttransistors; Leiten der Source-Drain-Strecken des dritten, fünften, sechsten und achten Feldeffekttransistors mit der Eingangsspannung über dem Schwellenwert, das heißt die Eingangsspannung liegt über einen Schwellenwert, wobei der Strom durch einen Kanal des ersten Feldeffekttransistors größer ist als der Strom durch einen Kanal des zweiten Feldeffekttransistors.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann eine alternative erfindungsgemäße Vorrichtung folgende zwei Zustände aufweisen: Sperren der Source-Drain-Strecke des dritten Feldeffekttransistors mit der Eingangsspannung unter dem Schwellenwert, wobei der Strom durch einen Kanal des ersten Feldeffekttransistors größer ist als der Strom durch einen Kanal des zweiten Feldeffekttransistors; oder Leiten der Source-Drain-Strecke des dritten Feldeffekttransistors mit der Eingangsspannung über dem Schwellenwert, wobei der Strom durch einen Kanal des zweiten Feldeffekttransistors größer ist als der Strom durch einen Kanal des ersten Feldeffekttransistors.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann der Schwellenwert mittels eines Weiten-Längen-Verhältnisses des ersten und zweiten Feldeffekttransistors eingestellt werden.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann der Schwellenwert mittels eines Verhältnisses der ersten Kapazität zu der zweiten Kapazität und/oder mittels der dritten Kapazität eingestellt werden.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann eine erfindungsgemäße Vorrichtung folgendermaßen schalten: der erste Operationsverstärker vergleicht die Größe der vierten elektrischen Spannung mit der Größe der elektrischen Eingangsspannung und schaltet den zehnten Feldeffekttransistor leitend, wenn die vierte elektrische Spannung größer als die Eingangsspannung ist.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann der zweite Operationsverstärker die Größe der vierten elektrischen Spannung mit der Größe der dritten elektrischen Spannung vergleichen und den elften Feldeffekttransistor leitend schalten, wenn die vierte elektrische Spannung kleiner als die dritte elektrische Spannung ist.
Weiter vorteilhafte Ausgestaltungen werden in Verbindung mit den Figuren näher beschrieben. Es zeigen:
1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung;
2 die Kennlinien des ersten und zweiten Feldeffekttransistors gemäß 1;
3 ein Ausführungsbeispiel einer Gleichrichterschaltung;
4 ein Blockschaltbild einer Eingangsstufe eines energieautarken Systems;
5 ein Blockschaltbild eines energieautarken Systems.
6 ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung.
1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Vorrichtung, insbesondere einer Trigger-Schaltung 1. Bezugszeichen 1 kennzeichnet eine Trigger-Schaltung 1, wie sie ebenso in 5 als Block 1 dargestellt ist. Eine Source-Drain-Strecke eines eine Stromquelle erzeugenden ersten Feldeffekttransistors M1 eines ersten Typs ist zu einer Source-Drain-Strecke eines eine Stromquelle erzeugenden zweiten Feldeffekttransistors M2 eines zweiten Typs zwischen einer Eingangsspannung Vin und einer dritten elektrischen Spannung elektrisch in Serie geschaltet, wobei ein erster Anschluss des ersten Feldeffekttransistors M1 und ein erster Anschluss des zweiten Feldeffekttransistors M2 an ein Gate eines einen Schalter erzeugenden dritten Feldeffekttransistors M3 des zweiten Typs elektrisch angeschlossen sind und an einer Source-Drain-Strecke des dritten Feldeffekttransistors M3 die Eingangsspannung Vin und eine Ausgangsspannung Vout elektrisch anliegen, wobei die Arbeitspunkte des ersten und zweiten Feldeffekttransistors M1, M2 jeweils so eingestellt sind, dass wenn die Eingangsspannung Vin unterhalb eines Schwellenwertes ist, der eine Feldeffekttransistor M2; M1 in einem aktiven Bereich einen größeren Strom bereitstellt als der andere und umgekehrt M1; M2, wenn die Eingangsspannung Vin oberhalb des Schwellenwertes ist, wobei ein Feldeffekttransistor in dem aktiven Bereich ist, wenn dessen Drain-Source-Spannung größer als eine Sättigungs-Drain-Source-Spannung ist. Der Arbeitspunkt des ersten Feldeffekttransistors M1 ist dadurch eingestellt, dass eine erste Kapazität C1 und eine zweite Kapazität C2 zwischen der Eingangsspannung Vin und der dritten elektrischen Spannung elektrisch in Serie geschaltet sind und an der elektrischen Verbindung zwischen der ersten und zweiten Kapazität C1, C2 ein Gate des ersten Feldeffekttransistors M1 und ein erster Anschluss eines eine Stromsenke erzeugenden vierten Feldeffekttransistors M4 des ersten Typs elektrisch angeschlossen sind, wobei ein Gate des vierten Feldeffekttransistors M4 an einen zweiten Anschluss des vierten Feldeffekttransistors M4 und an die dritte elektrische Spannung elektrisch angeschlossen ist, und der Arbeitspunkt des zweiten Feldeffekttransistors M2 ist dadurch eingestellt, dass eine dritte Kapazität C3 zwischen einem Gate des zweiten Feldeffekttransistors M2 und der dritten elektrischen Spannung elektrisch angeschlossen ist und an dem Gate des zweiten Feldeffekttransistors M2 ein erster Anschluss eines eine Stromsenke erzeugenden siebten Feldeffekttransistors M7 des ersten Typs elektrisch angeschlossen ist, wobei ein Gate des siebten Feldeffekttransistors M7 an einen zweiten Anschluss des siebten Feldeffekttransistors M7 und die dritte elektrische Spannung elektrisch angeschlossen ist. An ein Gate eines einen Schalter erzeugenden fünften Feldeffekttransistors M5 des ersten Typs ist die Ausgangsspannung Vout elektrisch angelegt, an einen zweiten Anschluss des fünften Feldeffekttransistors M5 ist die dritte elektrische Spannung angelegt und ein erster Anschluss des fünften Feldeffekttransistors M5 ist an das Gate des dritten Feldeffekttransistors M3 elektrisch angeschlossen. An ein Gate eines einen Schalter erzeugenden sechsten Feldeffekttransistors (M6) des ersten Typs ist die Ausgangsspannung Vout elektrisch angelegt, an einen zweiten Anschluss des sechsten Feldeffekttransistors M6 ist die dritte elektrische Spannung angelegt und ein erster Anschluss des sechsten Feldeffekttransistors (M6) ist an das Gate des ersten Feldeffekttransistors M1 elektrisch angeschlossen. An ein Gate eines einen Schalter erzeugenden achten Feldeffekttransistors M8 des zweiten Typs ist die dritte elektrische Spannung elektrisch angelegt, an einen zweiten Anschluss des achten Feldeffekttransistors M8 ist die Ausgangsspannung Vout elektrisch angelegt und ein erster Anschluss des achten Feldeffekttransistors M8 ist an das Gate des zweiten Feldeffekttransistors M2 elektrisch angeschlossen.
1 zeigt eine Realisierung einer erfindungsgemäßen Grundidee für die Trigger-Schaltung. Die Transistoren M1 und M2 regulieren die Spannung V und kontrollieren damit den Transistor M3, der die Funktion eines Schalters hat. Die Kondensatoren C1 und C2, dienen zusammen mit dem Transistor M4 zur Arbeitspunkteinstellung des Transistors M1. Kondensator C3 und der weitere Transistor M7 dienen zum Arbeitspunkt einstellen bzw. biasing des Transistors M2. Transistoren M6, M8, und Kondensator C3 sperren die Transistoren M1 und M2, wenn die Ausgangsspannung Vout hoch genug ist. Der Transistor M5 übernimmt dann das Biasing von Transistor M3.
Die Transistoren M1 und M2 stellen den Kern der Schaltung dar. Sie sind gegenseitig konkurrierend, das heißt die Spannung V muss die Kriterien beider Kennlinien erfüllen. Generell, wenn diese zwei Transistoren wie in 1 dargestellt verbunden sind, und wenn durch diese der gleiche Strom fließt, ergibt sich folgendes Verhalten: der Transistor der durch größere Dimensionen und/oder größeren Betrag der Gatesource-Spannung /Vgs/ potenziell den größeren Strom liefern kann, muss mittels kleinerer Drain-Source-Spannung Vds seinen Strom reduzieren. Die Idee ist, dass der Transistor M2 in einer ersten Phase der ”stärkere” Transistor ist und zwar wenn die Eingangsspannung Vin noch kleiner als die Spannungsschwelle ist, und Transistor M1 in der anderen zweiten Phase. Bei einer entsprechenden Dimensionierung kommt dieser Übergang, welcher Transistor der ”stärkere” ist, im Moment vor, wenn die Eingangsspannung Vin die gewünschte Spannungsschwelle erreicht hat. In diesem Moment fällt V und der Transistor M3 leitet.
2 zeigt den Strom des ersten Transistors M1 und des zweiten Transistors M2 als Funktion von der Eingangsspannung Vin, und zwar im Fall wenn die Drain-Source-Spannung Vds gleich der Eingangsspannung Vin ist. Vin hat hier die Rolle der Versorgungsspannung. Die Linie mit den senkrechten Strichen entspricht dem ersten Feldeffekttransistor M1 und die andere Linie entspricht dem zweiten Feldeffekttransistor M2. Die unterschiedliche Form der Linien ermöglicht, dass sie sich in zwei Punkten schneiden können. Der erste Schnittpunkt liegt im Übergang des Bereichs 2 zu dem Bereich 3 und der zweite Schnittpunkt liegt rechts daneben im Bereich 3 der Eingangsspannung Vin. Der Unterschied zwischen den beiden Kennlinien stammt von unterschiedlicher Dimensionierung und Biasing bzw. Arbeitspunkteinstellung. Der erste Feldeffekttransistor M1 ist größer dimensioniert, aber er bekommt lediglich einen Teil von der Eingangsspannung Vin, und zwar über den Spannungsteiler der ersten Kapazität C1 und der zweiten Kapazität C2. Der zweite Feldeffekttransistor M2 ist so dimensioniert, dass für die kleineren Werte der Eingangsspannung Vin der Bulkstrom dominiert. Dies ist der Bereich 1 in der . Für etwas größere Werte von der Eingangsspannung Vin wird allmählich der Subtreshholdstrom dominierend. Dies ist der Bereich 2 in 2. Letztendlich, wird die Eingangsspannung Vin größer als die Einsatzspannung des zweiten Feldeffekttransistors M2 und der Transistor M2 arbeitet in Sättigung. Dies ist der Bereich 3 in 2. Der erste Feldeffekttransistor M1 ist größer dimensioniert, zumindest ist sein Weiten/Längen-Verhältnis größer als das von den zweiten Feldeffekttransistor M2. Dadurch ist seine Kennlinie vorwiegend linear, das heißt der Subtreshholdstrom dominiert, wobei der Graph hier halblogarithmisch skaliert ist. Die Einstellung von der Spannungsschwelle, das heißt von dem rechten Schnittpunkt, kann man mittels des Weiten/Längen-Verhältnisses der Transistoren bereit stellen. Damit wird der Pegel der Kennlinie geändert. Eine weitere Möglichkeit der Einstellung der Spannungsschwelle besteht in der Bereitstellung des Spannungsteilerverhältnisses der ersten Kapazität C1 zur zweiten Kapazität C2. Wenn die Eingangsspannung Vin groß genug ist und der dritte Feldeffekttransistor M3 leitet, schalten der sechste Feldeffekttransistor M6 und der achte Feldeffekttransistor M8 den ersten Transistor M1 und den zweiten Transistor M2 aus. Der fünfte Feldeffekttransistor M5 übernimmt dann das Biasing des dritten Feldeffekttransistors M3. Folglich bleibt von den drei Feldeffekttransistoren M1, M2 und M3 lediglich der dritte Feldeffekttransistor M3 der einzige Transistor der leitet, was letztendlich in niedrigen Verlusten resultiert.
3 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung. Eine derartige Gleichrichterschaltung kann einer erfindungsgemäßen Trigger-Schaltung elektrisch vorgeschaltet sein. Für einen weiteren Aspekt der Erfindung, und zwar für eine Gleichrichtung während eines Hochfahrens eines Systems, kombiniert eine neue Schaltung zwei Prinzipien der Gleichrichtung. Und zwar ist ein Metall-Oxid-Semiconductor-Transistor, der wie eine Diode funktioniert, parallel zu einem aktiven Gleichrichter geschaltet, der als Versorgung die eine aktuell verfügbare Ausgangsspannung der Gleichrichterschaltung nutzt. Da diese Ausgangsspannung während einer Anlauf-Phase von Null beginnend ansteigt, fängt dies aktive Gleichrichter ab dem Moment zu funktionieren an, wenn ein Spannungspegel ausreichend ist. Zu Beginn arbeitet der aktive Gleichrichter nicht mit voller Effizienz, kann aber trotzdem zusätzliche Ausgangsleistung liefern. Auf diese Art und Weise kann die vorgeschlagene Gleichrichterschaltung im Vergleich zu rein passiven, klassischen Lösung, bei gleicher Ausgangsspannung deutlich mehr Ausgangsleistung liefern. Damit ist eine Gleichrichtereffizienz während einer Anlauf- bzw. Start-up-Phase verbessert.
Bezugszeichen 3 kennzeichnet einen passiven Gleichrichter, wie er in 5 als Block 3 dargestellt ist. Bezugszeichen 9 bezeichnet einen aktiven Gleichrichter wie er in 5 als Block 9 dargestellt ist. Bezugszeichen 7 kennzeichnet den Mikrogenerator. Dieser ist ebenso in 5 als Block 7 dargestellt.
Gemäß 3 ist als passiver Gleichrichter 3 ein als eine Diode verschalteter neunter Feldeffekttransistor M9 elektrisch parallel zu einer aktiven Gleichrichterschaltung 9 geschaltet. Die Elemente der aktiven Gleichrichterschaltung sind ein zehnter Feldeffekttransistor M10, der mittels eines ersten Operationsverstärkers OP1 schaltbar ist und ein elfter Feldeffekttransistor M11, der mittels eines zweiten Operationsverstärkers OP2 schaltbar ist. Eine Pufferkapazität C4 ist zwischen einem Ausgang des zehnten Feldeffekttransistors M10 und einer dritten elektrischen Spannung elektrisch angeschlossen. Das Prinzip einer aktiven Gleichrichtung wird auf einen Mikrogenerator mit einem kapazitiven Ausgang angewendet, wie es in 3 dargestellt ist. In 3 ist auf der linken Seite innerhalb des gestrichelten Blocks ein derartiger Mikrogenerator dargestellt. Der kapazitive Ausgang des Mikrogenerators ist als Kapazität Cg dargestellt. Es wird ein vereinfachtes Modell eines piezoelektrischen Mikrogenerators hier verwendet, mit einer Spannungsquelle Ug (t) und einer seriellen Ausgangskapazität Cg. Die Spannungsquelle kann verschiedene Wellenformen bereit stellen, und zwar abhängig vom Mikrogeneratorentwurf. Der Wert von Cg ist ebenso designabhängig. Cg liegt in der Größenordnung von mehreren Zehnern von nF. Die Pufferkapazität C4 besitzt einen Wert der beträchtlich größer als Cg ist. Dies rechtfertigt eine Annährung von C4 als eine Gleichstromquelle. Zwei Schalter M10 und M11 haben interne Widerstandswerte R und sind als MOSFET-Feldeffekttransistoren verwirklicht. Der zehnte Feldeffekttransistor M10 arbeitet als ein erster Schalter S1 und der elfte Feldeffekttransistor M11 arbeitet als ein zweiter Schalter S2. Die Grundidee hinter der aktiven Gleichrichtung ist der Idee ähnlich, die in jeder Schaltung mit geschalteter Kapazität verwendet wird: Übergang von Ladung mittels Kapazitäten und Schaltern, wobei ein passender Zeitverlauf einen geforderten Ladungsfluss bereit stellt. Hier wird die eingebaute Mikrogeneratorkapazität Cg anstelle von herkömmlichen Verwirklichungen von Kapazitäten verwendet, wobei das Prinzip das Selbe ist. In dem stationären System arbeitet der aktive Gleichrichter in vier Phasen. Der Schalter S1 wird von dem Operationsverstärker OP1 angesteuert und ist aktiv, wenn eine vierte Spannung Vx größer als eine Spannung an der Kapazität C4 ist. Der Schalter S2 wird von dem Operationsverstärker OP2 gesteuert und ist aktiv, wenn die vierte Spannung Vx kleiner 0 ist. Die vier Phasen des Betriebs können folgendermaßen beschrieben werden:
Phase 1: In Phase 1 sind die Schalter S1 und S2 geöffnet. Die Generatorspannung steigt von anfänglichen 0 Volt an. Die vierte Spannung Vx folgt direkt der Generatorspannung Ug, da die Spannung über der Kapazität Cg auf 0 verbleibt. Während dieser Phase, sind beide Schalter S1 und S2 inaktiv, sodass der Knoten Vx fließend ist, und es existiert kein Pfad zum Laden oder Entladen der Kapazität Cg.
Phase 2: Der Schalter S1 ist geschlossen und der Schalter S2 ist offen. Diese Phase beginnt, wenn die vierte Spannung Vx den Wert von der Spannung an der Kapazität C4, die die Eingangsspannung Vin ist, erreicht, wobei ein Signal des Operationsverstärkers OP1 den Schalter S1 aktiviert. Während dieser Phase, bei der Vx konstant und gleich zu Vin ist, steigt die Spannung an der Kapazität Cg an, so dass ein Strom i (t) durch die Schaltung fließt. Dieser Strom bringt Ladung durch C4, sodass eine Ausgangsleistung bereit gestellt wird. Es ist lediglich in dieser Phase, dass die Pufferkapazität C4 Ladung erhält.
Phase 3: Schalter S1 und Schalter S2 sind geöffnet. Diese Phase beginnt wenn der Strom durch die Schaltung auf 0 abfällt, und seine Richtung verändert. In diesem Moment wird der Schalter S1 deaktiviert, sodass der Knoten Vx erneut fließt. Da kein Strompfad vorhanden ist, bleibt die Kapazität Cg geladen, deren Spannung bleibt konstant und Knoten Vx folgt der Quellenspannung Ug (t), mit einem Versatz, der von dem Wert der Spannung an der Kapazität Cg zu einem Zeitpunkt t2, die nicht 0 V ist, verursacht ist.
Phase 4: Der Schalter S1 ist geöffnet und der Schalter S2 ist geschlossen. Wenn die vierte Spannung Vx auf 0 abfällt und negativ wird, ist der Schalter S2 aktiviert und die Phase 4 beginnt. Die vierte Spannung Vx wird nun auf Grund gezwungen, die Spannung an der Kapazität Cg fällt und der Strom i (t) fließt, wobei die Kapazität Cg entladen wird. In diesem Moment steigt erneut die Spannung Ug an und der Strom i (t) verändert seine Richtung, was erfasst wird und folglich wird der Schalter S2 deaktiviert. Von diesem Moment an startet der 4-Phasen-Zyklus erneut.
Die letzte Phase ist notwendig, da die Kapazität Cg ohne die Phase 4 geladen bleiben würde. Dies würde einen Offset zwischen Ug und der vierten Spannung Vx erzeugen, sodass die Spitzenspannung bei der vierten Spannung Vx lediglich die Spannung an der Kapazität C4 sein würde, was nicht ausreichend wäre um den Schalter S1 zu schließen und den Stromfluss bereit zustellen. Der Generator würde in einer Offenen-Schaltung-Betriebsart die gesamte Zeit arbeiten. Phase 4 stellt eine Entladung der Kapazität Cg bereit, und zwar ein wirksames Kurzschließen der Elektroden des Mikrogenerators, sodass die Kapazität Cg erneut in Phase 2 geladen werden kann, was den Ladungstransport zu dem Ausgang bereit stellt. Die Ladungsmenge, die zu dem Ausgang übertragen wird wird bestimmt durch die maximale Spannung an der Kapazität Cg.
4 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Eingangsstufe eines energieautarken Mikrosystems. Zuverlässiges Hochfahren ist durch eine Trigger-Schaltung 1, die ebenso als Start-Up-Schaltung bezeichnet werden kann, ermöglicht. Diese Trigger-Schaltung 1 entspricht einer Vorrichtung gemäß 1 oder 6. Die Start-Up-Schaltung überwacht die Spannung auf dem Kondensator C_buffer, und wenn die Spannung größer als die fürs System angegebene Spannungsschwelle ist, aktiviert die Start-Up-Schaltung 1 den Rest des Systems, der als C_load und R_load in der 4 dargestellt ist. Ab diesem Moment verbraucht die Start-Up-Schaltung 1 eine vernachlässigbare Leistung, sodass die ganze Leistung, die ein passiver Gleichrichter 3 liefert, weiter an die Last übergeben wird. In 3 stellt der neunte Feldeffekttransistor M9 einen passiven Gleichrichter 3 dar. 4 zeigt ein Blockdiagramm einer Eingangsstufe eines energieautarken Systems. Die Spannungsquelle Vg und ein Impedanzblock zwischen der Spannungsquelle Vg und dem passiven Gleichrichter 3 stellen einen Mikrogenerator dar.
5 zeigt ein Blockdiagramm eines energieautarken Systems. Ein Energiespeicherungsblock 5 zwischen einem passiven Gleichrichter 3 und einer Start-up-Schaltung 1 stellt einen Kondensator oder einen Akku dar. Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung behandelt das Hochfahren eines wie in der dargestellten energieautarken Mikrosystems. Ein Mikrogenerator 7 steuert eine Leistungs-Verwaltungs-Schaltung I an. Der Mikrogenerator 7 liefert ein Signal, dass mittels eines passiven Gleichrichters 3 und eines aktiven Gleichrichters 9 und einer dazu gehörigen Kontrollschaltung 11 gleichgerichtet wird. Das gleichgerichtete Signal wird einem Energiespeicherungsblock 5 zugeführt, der eine Trigger-Schaltung 1 bzw. eine Start-Up-Schaltung 1 ansteuert. Die Trigger-Schaltung 1 versorgt eine Ladungspumpe 13 und einen Oszillator 15 mit elektrischer Leistung. Die Ladungspumpe 13 steuert ebenso die Kontrollschaltung 11 an. Mittels der Kontrollschaltung 11 wird der aktive Gleichrichter 9 angesteuert. Mittels der Leistungs-Verwaltungs-Schaltung I können eine zweite Ladungspumpe 17, ein Mikrokontroller 19, Sensoren 21 und eine Hochfrequenzschaltung RF 23 angesteuert werden. Gemäß der vorliegenden Erfindung entspricht eine Trigger-Schaltung gemäß 1 oder 6 der Trigger-Schaltung 1. Dieser ist eine Kombination aus einem passiven Gleichrichter 3 und einem aktiven Gleichrichter 9 entsprechend 3 vorgeschaltet. Dabei kann der Kondensator C4 gemäß 3 der Energiespeicherungsblock 5 gemäß 5 sein. In 3 ist ebenso ein Mikrogenerator 7 als gestrichelter Block dargestellt.
6 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Trigger-Schaltung 1 oder Start-up-Schaltung oder Anlaufphasen-Schaltung. Eine Source-Drain-Strecke eines eine Stromquelle erzeugenden ersten Feldeffekttransistors M1 eines ersten Typs ist zu einer Source-Drain-Strecke eines eine Stromquelle erzeugenden zweiten Feldeffekttransistors M2 eines zweiten Typs zwischen einer Eingangsspannung Vin und einer dritten elektrischen Spannung elektrisch in Serie geschaltet, wobei ein erster Anschluss des ersten Feldeffekttransistors M1 und ein erster Anschluss des zweiten Feldeffekttransistors M2 an ein Gate eines einen Schalter erzeugenden dritten Feldeffekttransistors M3 des zweiten Typs elektrisch angeschlossen sind und an einer Source-Drain-Strecke des dritten Feldeffekttransistors M3 die Eingangsspannung Vin und eine Ausgangsspannung Vout elektrisch anliegen, wobei die Arbeitspunkte des ersten und zweiten Feldeffekttransistors M1, M2 jeweils so eingestellt sind, dass wenn die Eingangsspannung Vin unterhalb eines Schwellenwertes ist, der eine Feldeffekttransistor M2; M1 in einem aktiven Bereich einen größeren Strom bereitstellt als der andere und umgekehrt M1; M2, wenn die Eingangsspannung Vin oberhalb des Schwellenwertes ist, wobei ein Feldeffekttransistor in dem aktiven Bereich ist, wenn dessen Drain-Source-Spannung größer als eine Sättigungs-Drain-Source-Spannung ist. Der Arbeitspunkt des ersten Feldeffekttransistors M1 ist dadurch eingestellt, dass ein zweiter Anschluss des ersten Feldeffekttransistors M1 an einen ersten Anschluss eines einen Schalter erzeugenden zwölften Feldeffekttransistors M12 des ersten Typs elektrisch angeschlossen ist, ein Bulkanschluss des ersten Feldeffekttransistors M1 über einen Bulkanschluss des zwölften Feldeffekttransistors M12 an der dritten elektrischen Spannung elektrisch angeschlossen ist und an ein Gate des ersten Feldeffekttransistors M1 die Eingangsspannung Vin anliegt, wobei an einen zweiten Anschluss des zwölften Feldeffekttransistors M12 die dritte elektrischen Spannung anliegt und ein Gate des zwölften Feldeffekttransistors M12 an einen ersten Inverter INV1 elektrisch angeschlossen ist und dass der Arbeitspunkt des zweiten Feldeffekttransistors M2 dadurch eingestellt ist, dass an ein Gate des zweiten Feldeffekttransistors M2 die dritte elektrische Spannung anliegt. Zwischen den ersten Anschlüssen des ersten und des zweiten Feldeffekttransistors M1, M2 und dem Gate des dritten Feldeffekttransistors M3 ist ein zweiter Inverter elektrisch geschaltet. Der erste Inverter INV1 weist einen dreizehnten Feldeffekttransistor M13 des ersten Typs auf, wobei an einen zweiten Anschluss des dreizehnten Feldeffekttransistors M13 die dritte elektrische Spannung angelegt ist, ein erster Anschluss des dreizehnten Feldeffekttransistors M13 ist an einen ersten Anschluss eines vierzehnten Feldeffekttransistors M14 des zweiten Typs und an das Gate des zwölften Feldeffekttransistors M12 elektrisch angeschlossen und ein Gate des dreizehnten Feldeffekttransistors M13 ist an ein Gate des vierzehnten Feldeffekttransistors M14 elektrisch angeschlossen und an die Ausgangsspannung Vout gelegt, wobei die Eingangsspannung Vin an einen zweiten Anschluss des vierzehnten Feldeffekttransistors M14 angelegt ist. Der zweite Inverter INV2 weist einen fünfzehnten Feldeffekttransistor M15 des ersten Typs auf, wobei an einen zweiten Anschluss des fünfzehnten Feldeffekttransistors M15 die dritte elektrische Spannung angelegt ist, ein erster Anschluss des fünfzehnten Feldeffekttransistors M15 an einen ersten Anschluss eines sechszehnten Feldeffekttransistors M16 des zweiten Typs und an das Gate des dritten Feldeffekttransistors M3 elektrisch angeschlossen ist und ein Gate des fünfzehnten Feldeffekttransistors M15 an ein Gate des sechzehnten Feldeffekttransistors M16 und an die ersten Anschlüsse des ersten und zweiten Feldeffekttransistors M1, M2 elektrisch angeschlossen ist, wobei die Eingangsspannung (Vin) an einen zweiten Anschluss des sechzehnten Feldeffekttransistors M16 angelegt ist.
Der Betrieb der Triggerschaltung gemäß 6 kann folgendermaßen beschrieben werden. Mit dem Anstieg von Vin beginnend von 0 V, folgt die Spannung am Gate des zwölften Feldeffekttransistors M12 der Eingangsspannung Vin, da der dritte Feldeffekttransistor M3 nicht aktiv ist und die Ausgangsspannung Vout 0 V ist. Die Spannung V am ersten Anschluss (hier Drain) des ersten und zweiten Feldeffekttransistors M1 und M2 folgt der Eingangsspannung Vin ebenfalls. Wenn die Eingangsspannung Vin den Wert ein NMOS-Threshold-Spannung Vthn erreicht, schaltet der zwölfte Feldeffekttransistor M12 ein und legt die Source des ersten Feldeffekttransistors M1 an die dritte Spannung (hier Masse). Der zweite Feldeffekttransistor M2 arbeitet im Subthreshold-Bereich (Vthp > Vthn) und der erste Feldeffekttransistor im Triodenmodus, was die Spannung V auf die dritte Spannung zieht. Wenn die Eingangsspannung Vin den Wert Vthp erreicht, tritt der zweite Feldeffekttransistor in den Sättigungsmodus ein. Bei einem gewissen Wert von Vin wird der zweite Feldeffekttransistor M2 „stärker” als der erste Feldeffekttransistor M1, so dass die Spannung V hochgezogen wird und der Triodenmodus eintritt, wohingegen der erste Feldeffekttransistor M1 in den Sättigungsmodus eintritt. Zu diesem Zeitpunkt schaltet der zweite Inverter INV2 den dritten Feldeffekttransistor M3 ein, der als ein serieller Schalter zwischen dem Eingang und dem Ausgang arbeitet. Erreicht Vout einen hohen Wert, schaltet die Gatespannung des zwölften Feldeffekttransistors M12 diesen M12 aus, was verhindert, dass direkte Ströme vertikal durch den zweiten, ersten und zwölften Feldeffekttransistor M2, M1 und M12 fließen. Des Weiteren hat die Gatespannung des zwölften Feldeffekttransistors M12 die zusätzliche Funktion, ein Hystereseverhalten bereitzustellen, wenn die Eingangsspannung Vin sinkt. Die korrekte Dimensionierung von M1 und M2 ist kritisch zum Erzielen der geforderten Schaltspannung, was eine Bandbreite infolge von Variationen erlaubt. Diese Schaltung verbraucht im stationären Betrieb vernachlässigbar Leistung und lediglich mehrere nW während des Schaltvorgangs.
Literaturangabe

[1] S. Xu, K. D. T. Ngo, T. Nishida, G. Chung, A. Sharma – Low Frequency Pulsed Resonant Converter for Energy Harvesting, IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 22, Nr. 1, January 2007, Page 63–67
[2] C. Peters, F. Henrici, M. Ortmanns, Y. Manoli: Highbandwidth floating gate CMOS rectifiers with reduced voltage drop, IEEE International Symposium an Circuits and Systems, 18–21, 2598–2601

Claims

Vorrichtung, bei der eine Source-Drain-Strecke eines eine Stromquelle erzeugenden ersten Feldeffekttransistors (M1) eines ersten Typs zu einer Source-Drain-Strecke eines eine Stromquelle erzeugenden zweiten Feldeffekttransistors (M2) eines zweiten Typs zwischen einer Eingangsspannung (Vin) und einer dritten elektrischen Spannung elektrisch in Serie geschaltet ist, wobei ein erster Anschluss des ersten Feldeffekttransistors (M1) und ein erster Anschluss des zweiten Feldeffekttransistors (M2) an ein Gate eines einen Schalter erzeugenden dritten Feldeffekttransistors (M3) des zweiten Typs elektrisch angeschlossen sind und an einer Source-Drain-Strecke des dritten Feldeffekttransistors (M3) die Eingangsspannung (Vin) und eine Ausgangsspannung (Vout) elektrisch anliegen, dadurch gekennzeichnet, dass die Arbeitspunkte des ersten und zweiten Feldeffekttransistors (M1, M2) jeweils so eingestellt sind, dass wenn die Eingangsspannung (Vin) unterhalb eines Schwellenwertes ist, der eine Feldeffekttransistor (M2; M1) in einem aktiven Bereich einen größeren Strom bereitstellt als der andere und umgekehrt (M1; M2), wenn die Eingangsspannung (Vin) oberhalb des Schwellenwertes ist, wobei ein Feldeffekttransistor in dem aktiven Bereich ist, wenn dessen Drain-Source-Spannung größer als eine Sättigungs-Drain-Source-Spannung ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Arbeitspunkt des ersten Feldeffekttransistors (M1) dadurch eingestellt ist, dass eine erste Kapazität (C1) und eine zweite Kapazität (C2) zwischen der Eingangsspannung (Vin) und der dritten elektrischen Spannung elektrisch in Serie geschaltet sind und an der elektrischen Verbindung zwischen der ersten und zweiten Kapazität (C1, C2) ein Gate des ersten Feldeffekttransistors (M1) und ein erster Anschluss eines eine Stromsenke erzeugenden vierten Feldeffekttransistors (M4) des ersten Typs elektrisch angeschlossen sind, wobei ein Gate des vierten Feldeffekttransistors (M4) an einen zweiten Anschluss des vierten Feldeffekttransistors (M4) und an die dritte elektrische Spannung elektrisch angeschlossen ist, und dass der Arbeitspunkt des zweiten Feldeffekttransistors (M2) dadurch eingestellt ist, dass eine dritte Kapazität (C3) zwischen einem Gate des zweiten Feldeffekttransistors (M2) und der dritten elektrischen Spannung elektrisch angeschlossen ist und an dem Gate des zweiten Feldeffekttransistors (M2) ein erster Anschluss eines eine Stromsenke erzeugenden siebten Feldeffekttransistors (M7) des ersten Typs elektrisch angeschlossen ist, wobei ein Gate des siebten Feldeffekttransistors (M7) an einen zweiten Anschluss des siebten Feldeffekttransistors (M7) und die dritte elektrische Spannung elektrisch angeschlossen ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass an ein Gate eines einen Schalter erzeugenden fünften Feldeffekttransistors (M5) des ersten Typs die Ausgangsspannung (Vout) elektrisch angelegt ist, an einen zweiten Anschluss des fünften Feldeffekttransistors (M5) die dritte elektrische Spannung angelegt ist und ein erster Anschluss des fünften Feldeffekttransistors (M5) an das Gate des dritten Feldeffekttransistors (M3) elektrisch angeschlossen ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass an ein Gate eines einen Schalter erzeugenden sechsten Feldeffekttransistors (M6) des ersten Typs die Ausgangsspannung (Vout) elektrisch angelegt ist, an einen zweiten Anschluss des sechsten Feldeffekttransistors (M6) die dritte elektrische Spannung angelegt ist und ein erster Anschluss des sechsten Feldeffekttransistors (M6) an das Gate des ersten Feldeffekttransistors (M1) elektrisch angeschlossen ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass an ein Gate eines einen Schalter erzeugenden achten Feldeffekttransistors (M8) des zweiten Typs die dritte elektrische Spannung elektrisch angelegt ist, an einen zweiten Anschluss des achten Feldeffekttransistors (M8) die Ausgangsspannung (Vout) elektrisch angelegt ist und ein erster Anschluss des achten Feldeffekttransistors (M8) an das Gate des zweiten Feldeffekttransistors (M2) elektrisch angeschlossen ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Arbeitspunkt des ersten Feldeffekttransistors (M1) dadurch eingestellt ist, dass ein zweiter Anschluss des ersten Feldeffekttransistors (M1) an einen ersten Anschluss eines einen Schalter erzeugenden zwölften Feldeffekttransistors (M12) des ersten Typs elektrisch angeschlossen ist, ein Bulkanschluss des ersten Feldeffekttransistors (M1) über einen Bulkanschluss des zwölften Feldeffekttransistors (M12) an der dritten elektrischen Spannung elektrisch angeschlossen ist und an ein Gate des ersten Feldeffekttransistors (M1) die Eingangsspannung (Vin) anliegt, wobei an einen zweiten Anschluss des zwölften Feldeffekttransistors (M12) die dritte elektrischen Spannung anliegt und ein Gate des zwölften Feldeffekttransistors (M12) an einen ersten Inverter (M13, M14) elektrisch angeschlossen ist und dass der Arbeitspunkt des zweiten Feldeffekttransistors (M2) dadurch eingestellt ist, dass an ein Gate des zweiten Feldeffekttransistors (M2) die dritte elektrische Spannung anliegt.
Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass. zwischen den ersten Anschlüssen des ersten und des zweiten Feldeffekttransistors (M1, M2) und dem Gate des dritten Feldeffekttransistors (M3) ein zweiter Inverter (M15, M16) elektrisch geschaltet ist.
Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Inverter (M13, M14)) einen dreizehnten Feldeffekttransistor (M13) des ersten Typs aufweist, wobei an einen zweiten Anschluss des dreizehnten Feldeffekttransistors (M13) die dritte elektrische Spannung angelegt ist, ein erster Anschluss des dreizehnten Feldeffekttransistors (M13) an einen ersten Anschluss eines vierzehnten Feldeffekttransistors (M14) des zweiten Typs und an das Gate des zwölften Feldeffekttransistors (M12) elektrisch angeschlossen ist und ein Gate des dreizehnten Feldeffekttransistors (M13) an ein Gate des vierzehnten Feldeffekttransistors (M14) elektrisch angeschlossen und an die Ausgangsspannung (Vout) gelegt ist, wobei die Eingangsspannung (Vin) an einen zweiten Anschluss des vierzehnten Feldeffekttransistors (M14) angelegt ist.
Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Inverter (M15, M16) einen fünfzehnten Feldeffekttransistor (M15) des ersten Typs aufweist, wobei an einen zweiten Anschluss des fünfzehnten Feldeffekttransistors (M15) die dritte elektrische Spannung angelegt ist, ein erster Anschluss des fünfzehnten Feldeffekttransistors (M15) an einen ersten Anschluss eines sechszehnten Feldeffekttransistors (M16) des zweiten Typs und an das Gate des dritten Feldeffekttransistors (M3) elektrisch angeschlossen ist und ein Gate des fünfzehnten Feldeffekttransistors (M15) an ein Gate des sechzehnten Feldeffekttransistors (M16) und an die ersten Anschlüsse des ersten und zweiten Feldeffekttransistors (M1, M2) elektrisch angeschlossen ist, wobei die Eingangsspannung (Vin) an einen zweiten Anschluss des sechzehnten Feldeffekttransistors (M16) angelegt ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der Eingangsspannung (Vin) und der dritten elektrischen Spannung eine vierte Kapazität (C4) elektrisch angeschlossen ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass eine Source-Drain-Strecke eines eine Diode erzeugenden neunten Feldeffekttransistors (M9) des ersten Typs elektrisch zwischen der Eingangsspannung (Vin) und einer vierten elektrischen Spannung (Vx) geschaltet ist, wobei ein Gate des neunten Feldeffekttransistors (M9) an einen ersten Anschluss des neunten Feldeffekttransistors (M9) elektrisch angeschlossen ist.
Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass eine Source-Drain-Strecke eines einen Schalter erzeugenden zehnten Feldeffekttransistors (M10) des zweiten Typs elektrisch parallel zu der Source-Drain-Strecke des neunten Feldeffekttransistors (M9) angeschlossen ist.
Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass bei einem einen elektronischen Komparator erzeugenden ersten Operationsverstärker (OP1) die vierte elektrische Spannung (Vx) an einen Minus-Eingang und die Eingangsspannung (Vin) an einen Plus-Eingang angelegt ist und ein Ausgang an ein Gate des zehnten Feldeffekttransistors (M10) elektrisch angeschlossen ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass an eine Source-Drain-Strecke eines einen Schalter erzeugenden elften Feldeffekttransistors (M11) des ersten Typs die vierte elektrische Spannung (Vx) und die dritte elektrische Spannung angelegt sind.
Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass bei einem einen elektronischen Komparator erzeugenden zweiten Operationsverstärker (OP2) die vierte elektrische Spannung (Vx) an einen Minus-Eingang und die dritte elektrische Spannung an einen Plus-Eingang angelegt ist und ein Ausgang an ein Gate des elften Feldeffekttransistors (M11) elektrisch angeschlossen ist.
Vorrichtung nach Anspruch 13 oder 15, dadurch gekennzeichnet, dass an dem ersten und dem zweiten Operationsverstärker (OP1, OP2) als Versorgungsspannung jeweils die Eingangsspannung (Vin) anliegt.
Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein Mikrogenerator die vierte elektrische Spannung (Vx) mit Bezug auf die dritte elektrische Spannung bereitstellt und die Ausgangsspannung (Vout) an eine elektrisch zu versorgende Last angelegt ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass die dritte elektrische Spannung Masse (V0) ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Anschluss ein Drain und der zweite Anschluss eine Source eines Feldeffekttransistors sind.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Typ ein n-Typ und der zweite Typ ein p-Typ eines Feldeffekttransistors sind.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass die Feldeffekttransistoren Metall-Oxid-Semiconductor-Feldeffekttransistoren sind.
Verfahren zum Schalten einer Vorrichtung nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch die Schritte Sperren der Source-Drain-Strecken des dritten, fünften, sechsten und achten Feldeffekttransistors mit der Eingangsspannung (Vin) unter dem Schwellenwert, wobei der Strom durch einen Kanal des zweiten Feldeffekttransistors (M2) größer ist als der Strom durch einen Kanal des ersten Feldeffekttransistors (M1); oder Leiten der Source-Drain-Strecken des dritten, fünften, sechsten und achten Feldeffekttransistors mit der Eingangsspannung (Vin) über dem Schwellenwert, wobei der Strom durch einen Kanal des ersten Feldeffekttransistors (M1) größer ist als der Strom durch einen Kanal des zweiten Feldeffekttransistors (M2).
Verfahren zum Schalten einer Vorrichtung nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch die Schritte Sperren der Source-Drain-Strecke des dritten Feldeffekttransistors (M3) mit der Eingangsspannung (Vin) unter dem Schwellenwert, wobei der Strom durch einen Kanal des ersten Feldeffekttransistors (M1) größer ist als der Strom durch einen Kanal des zweiten Feldeffekttransistors (M2); oder Leiten der Source-Drain-Strecke des dritten Feldeffekttransistors (M3) mit der Eingangsspannung (Vin) über dem Schwellenwert, wobei der Strom durch einen Kanal des zweiten Feldeffekttransistors (M2) größer ist als der Strom durch einen Kanal des ersten Feldeffekttransistors (M1).
Verfahren nach Anspruch 22 oder 23, dadurch gekennzeichnet, dass der Schwellenwert mittels Weiten/Längen-Verhältnisse des ersten und zweiten Feldeffekttransistors (M1, M2) eingestellt wird.
Verfahren nach Anspruch 22 oder 24, dadurch gekennzeichnet, dass der Schwellenwert mittels eines Verhältnisses der ersten Kapazität (C1) zu der zweiten Kapazität (C2) und mittels der dritten Kapazität (C3) eingestellt wird.
Verfahren zum Schalten einer Vorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Operationsverstärker (OP1) die Größe der vierten elektrischen Spannung (Vx) mit der Größe der elektrischen Eingangsspannung (Vin) vergleicht und den zehnten Feldeffekttransistor (M10) leitend schaltet, wenn die vierte elektrische Spannung (Vx) größer als die Eingangsspannung (Vin) ist.
Verfahren zum Schalten einer Vorrichtung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Operationsverstärker (OP2) die Größe der vierten elektrischen Spannung (Vx) mit der Größe der dritten elektrischen Spannung vergleicht und den elften Feldeffekttransistor (M11) leitend schaltet, wenn die vierte elektrische Spannung (Vx) kleiner als die dritte elektrische Spannung ist.