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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine elektronische Vorrichtung zum
Durchschalten einer elektrischen Leistung zu einem elektrischen
Verbraucher, wobei eine zur Verfügung
gestellte Wechselspannung zuerst gleichgerichtet werden kann. Eine
Quelle für
eine zur Verfügung
gestellte elektrische Leistung kann beispielsweise ein Mikrogenerator
sein, der eine Wechselspannung mit einer in Reihe geschalteten Kapazität bereit
stellt.
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Ein
energieautarkes Mikrosystem enthält
in der Regel einen oder mehrere Mikrogeneratoren, einen Gleichrichter,
ein Energiespeicherelement und einen oder mehrere Sensoren. Normalerweise
enthält
das Mikrosystem auch einen Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler, einen RF-Block
und mehrere zusätzliche
Schaltungen. Ein Mikrogenerator liefert eine Leistung im Mikrowatt-
oder Milliwattbereich. Als Speicherelemente können Kondensatoren, Superkondensatoren
oder Akkus verwendet werden.
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Ein
energieautarkes System kann folgende Elemente aufweisen: eine Ladungspumpe
und einen Oszillator, die die Funktion einer Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlung
auf einem Chip haben. Ein passiver Gleichrichter lädt das Energiespeicherelement,
das beispielsweise ein Kondensator ist, auf. Dieser Schaltungsblock
ist unentbehrlich während
einer sogenannten Anlaufphase, die ebenso als Start-up Phase bezeichnet
werden kann. Dieser Schaltungsblock verursacht allerdings einen
nachteiligen Spannungsabfall und hat eine schlechte Effizienz. Deswegen
ist der passive Gleichrichter ein Engpass für das gesamte System.
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Eine
Trigger-Schaltung wird benötigt,
um zu detektieren, ob der Spannungspegel und die gespeicherte Energie
auf dem Speicherkondensator groß genug
sind, um weitere, insbesondere aktive, Teile des Systems aktivieren
zu können.
Der überwachte Spannungspegel
muss folgende zwei Kriterien erfüllen:
erstens: der Oszillator und die Ladungspumpe können im vorgesehenen Spannungsbereich
arbeiten; zweitens: auf dem Kondensator muss es genug gespeicherte
Energie geben, um die Anlaufphase der Ladungspumpe zu ermöglichen.
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Eine
Anforderung an die Trigger-Schaltung ist, dass sie einerseits als
klassische Start-Up-Schaltung, dies betrifft ein detektieren der
Versorgungsspannung, und gleichzeitig als An-Aus-Schaltung arbeiten soll. Für Mikrogeneratorspannungen,
die deutlich unter dem CMOS-Versorgungspegel liegen, sind herkömmliche
Lösungen
nicht möglich,
da herkömmliche
Schaltungsblöcke,
wie beispielsweise ein klassischer Komparator, beispielsweise in
Folge einer niedrigen Versorgungsspannung nicht arbeiten. Eine weitere
Anforderung an eine Trigger-Schaltung
ist ein geringer Leistungsverbrauch. Er sollte im Vergleich zu einem
Systemleistungsverbrauch gering sein. Eine weitere Anforderung ist
die Schaltgeschwindigkeit, das heißt die von der Trigger-Schaltung
benötigte
Zeit, um den Rest des Systems zu aktivieren. Diese Zeit ist in direktem
Zusammenhang mit der Energie zu sehen, die für diese Operation benötigt wird. Wenn
der Übergang
zu lange dauert, reicht die Energie unter Umständen nicht aus, um die Anlaufphase des
Systems zu unterstützen.
Die Schaltzeit sollte also möglichst
klein sein. Schließlich
ist die Möglichkeit
einer Spannungsschwelleneinstellung für die Trigger-Schaltung wünschenswert.
Verschiedene Mikrogeneratoren und Systemkonzepte liefern unterschiedliche
Spannungspegel. Die Trigger-Schaltung sollte die Möglichkeit
haben, entsprechende Spannungspegel durch ihre Architektur fest
zulegen.
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Im
Mikrowattbereich wurden bis jetzt lediglich vergleichsweise einfache
Systeme realisiert, deren Architektur unterschiedlich ist. Die Unterschiede liegen
in der Art des Mikrogenerators, in dessen Spannungsamplitude, der
Art des Gleichrichters und des Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers.
Manche Systeme benötigten
keine Start-Up-Schaltung, auf Grund der großen Spannungsamplituden am
Eingang. Diese Systeme sind in der Regel im mesoskopischen Bereich
und liefern Leistungen im Milliwattbereich. Andere Systeme benutzen
off-Chip Komponenten, insbesondere Spulen, für die Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlung, nutzen
passive Dioden für
Start-up Vorgänge
und setzten entsprechende Anforderungen an Spannungsamplituden am
Eingang [1]. Bisher eingesetzte passive Gleichrichter basieren einerseits
auf einer oder mehreren MOSFET-Dioden mit entsprechendem Spannungsabfall und
schlechter Effizienz. Andererseits wurden technologisch aufwendige
und teuere Lösungen
vorgeschlagen, die auf einer Prozessmodifikation oder einem Programmieren
von Floating Gate Transistoren beruhen. Eine Prozessmodifikation
kann die Verwendung von Lowthreshold/Zero-threshold-Transistoren beruhen,
die kein Standard in der CMOS-Technologie sind. Ein Programmieren
von Floating Gate Transistoren erfordert einen zusätzlichen
Schritt und damit einen zusätzlichen
Aufwand [2].
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Es
ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine Triggerschaltung zur
Detektierung eines ausreichend großen Spannungspegels und zur
Bereitstellung einer ausreichenden Ausgangsleistung bereit zu stellen,
wobei die Triggerschaltung zudem als Ein-Aus-Schaltung arbeiten,
einen geringen Leistungsverbrauch und eine kurze Schaltzeit aufweisen und
eine Schaltspannungsschwelle veränderlich
einstellbar sein soll. Zudem kann ein Gleichrichter bereitgestellt
werden, der im Vergleich zu herkömmlichen
Lösungen
bei gleicher Ausgangsspannung wirksam mehr Ausgangsleistung liefert
und damit die Gleichrichtereffizienz während einer Anlaufphase verbessert.
Triggerschaltung und Gleichrichter sollen insbesondere bei einem
einen piezoelektrischen Mikrogenerator aufweisenden, energieautarken
Mikrosystem verwendbar sein.
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Die
Aufgabe wird durch eine Vorrichtung gemäß dem Hauptanspruch gelöst.
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Gemäß einem
ersten Aspekt zeichnet sich die Erfindung dadurch aus das eine Source-Drain-Strecke
eines eine Stromquelle erzeugenden ersten Feldeffekttransistors
eines ersten Typs zu einer Source-Drain-Strecke eines eine Stromquelle erzeugenden
zweiten Feldeffekttransistors eines zweiten Typs zwischen einer
Eingangsspannung und einer dritten elektrischen Spannung elektrisch
in Serie geschaltet sind, wobei ein erster Anschluss des ersten
Feldeffekttransistors und ein erster Anschluss des zweiten Feldeffekttransistors
an ein Gate eines einen Schalter erzeugenden dritten Feldeffekttransistors
des zweiten Typs elektrisch angeschlossen sind und an einer Source-Drain-Strecke
des dritten Feldeffekttransistors die Eingangsspannung und eine Ausgangsspannung
elektrisch anliegen. Die Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass
Arbeitspunkte des ersten und zweiten Feldeffekttransistors jeweils so
eingestellt sind, dass wenn die Eingangsspannung unterhalb eines
Schwellenwertes ist, der eine Feldeffekttransistor in einem aktiven
Bereich einen größeren Strom
bereitstellt als der andere und umgekehrt, wenn die Eingangsspannung
oberhalb des Schwellenwertes ist, wobei ein Feldeffekttransistor
in dem aktiven Bereich ist, wenn dessen Drain-Source-Spannung größer als
eine Sättigungs-Drain-Source-Spannung
ist.
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Eine
Source-Drain-Strecke kann ebenso als ein Kanal eines Feldeffekttransistors
bezeichnet werden.
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Die
Erfindung beschreibt eine neue Architektur, deren Funktion energieeffizientes
und zuverlässiges
Hochfahren eines Systems ist. Ein erster Aspekt behandelt eine Trigger-Schaltung,
die den in der Aufgabenstellung beschriebenen Anforderungen genügt. Ein
zweiter Aspekt der Erfindung beschäftigt sich mit einer über ein
konventionalen Ansatz einer passiven Gleichrichtung hinaus gehenden
Lösung insgesamt
zielt die Erfindung auf eine Schnittstellenschaltung zwischen einem
Energiegenerator und einem Verbraucher, die es erlaubt, die kritische
Eingangsleistung für
ein sicheres Funktionieren des Systems zu minimieren.
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Eine
Grundidee für
eine Trigger-Schaltung bzw. Start-Up-Schaltung ist eine Realisierung eines komparatorartigen
Verhaltens, um eine Überschreitung
einer Spannungsschwelle zu detektieren. Da eine Spannungsschwelle
für ein
derartiges System in einem niedrigen Spannungsbereich liegt, wo
ein Komparatordesign problematisch ist, wird die Hauptfunktion der
Schaltung mittels zweier gegenseitig konkurrierender Feldeffekttransistoren
erreicht. Der Rest der Start-Up-Schaltung ermöglicht eine Einstellung der
Spannungsschwelle, schnelle Übergangsphasen
und einen geringen Leistungsverbrauch.
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Die
vorliegende Erfindung ermöglicht
ein zuverlässiges
Anlauf- bzw. Start-Up-Verhalten. Eine kritische Eingangsleistung,
mit der das System hochfahren kann, ist reduziert. Es wird eine
geringere Eingangsspannung zum Betrieb eines Systems benötigt. Ein
Leistungsverbrauch ist verringert. Eine Einstellung einer Spannungsschwelle
ist möglich.
Ein primäres
Systemverhalten wird durch eine Start-Up-Schaltung nicht beeinflusst.
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Weitere
vorteilhafte Ausgestaltungen werden in Verbindung mit den Unteransprüchen beansprucht.
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Gemäß einer
vorteilhaften Ausgestaltung kann der Arbeitspunkt des ersten Feldeffekttransistors
dadurch eingestellt sein, dass eine erste Kapazität und eine
zweite Kapazität
zwischen der Eingangsspannung und der dritten elektrischen Spannung elektrisch
in Serie geschaltet sein können
und an der elektrischen Verbindung zwischen der ersten und zweiten
Kapazität
können
ein Gate des ersten Feldeffekttransistors und ein erster Anschluss
eines eine Stromsenke erzeugenden vierten Feldeffekttransistors
des ersten Typs elektrisch angeschlossen sein, wobei ein Gate des
vierten Feldeffekttransistors an einen zweiten Anschluss des vierten
Feldeffekttransistors und an die dritte elektrische Spannung elektrisch
angeschlossen sein kann, und dass der Arbeitspunkt des zweiten Feldeffekttransistors
dadurch eingestellt sein kann, dass eine dritte Kapazität zwischen
einem Gate des zweiten Feldeffekttransistors und der dritten elektrischen
Spannung elektrisch angeschlossen sein und an dem Gate des zweiten
Feldeffekttransistors kann ein erster Anschluss eines eine Stromsenke
erzeugenden siebten Feldeffekttransistors des ersten Typs elektrisch
angeschlossen sein, wobei ein Gate des siebten Feldeffekttransistors
an einen zweiten Anschluss des siebten Feldeffekttransistors und
die dritte elektrische Spannung elektrisch angeschlossen sein kann.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann an einen Gate eines einen
Schalter erzeugenden fünften
Feldeffekttransistors des ersten Typs die Ausgangsspannung elektrisch
angelegt sein, an einen zweiten Anschluss des fünften Feldeffekttransistors
die dritte elektrische Spannung angelegt sein und ein erster Anschluss
des fünften
Feldeffekttransistors an das Gate des dritten Feldeffekttransistors
elektrisch angeschlossen sein.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann an ein Gate eines einen
Schalter erzeugenden sechsten Feldeffekttransistors des ersten Typs
die Ausgangsspannung elektrisch angelegt sein, an einen zweiten
Anschluss des sechsten Feldeffekttransistors die dritte elektrische
Spannung angelegt sein und ein erster Anschluss des sechsten Feldeffekttransistors
an das Gate des ersten Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen
sein.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann an ein Gate eines ein
Schaltererzeugenden achten Feldeffekttransistors des zweiten Typs
die dritte elektrische Spannung elektrisch angelegt sein, an einen
zweiten Anschluss des achten Feldeffekttransistors die Ausgangsspannung
elektrisch angelegt sein und ein erster Anschluss des achten Feldeffekttransistors
an das Gate des zweiten Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen
sein.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann der Arbeitspunkt des ersten
Feldeffekttransistors (M1) dadurch eingestellt sein, dass ein zweiter
Anschluss des ersten Feldeffekttransistors an einen ersten Anschluss
eines zwölften
Feldeffekttransistors des ersten Typs elektrisch angeschlossen sein
kann, ein Bulkanschluss des ersten Feldeffekttransistors über einen
Bulkanschluss des zwölften Feldeffekttransistors
an der dritten elektrischen Spannung elektrisch angeschlossen sein
kann und an ein Gate des ersten Feldeffekttransistors die Eingangsspannung
anliegen kann, wobei an einen zweiten Anschluss des zwölften Feldeffekttransistors
die dritte elektrischen Spannung anliegen kann und ein Gate des
zwölften
Feldeffekttransistors an einen ersten Inverter elektrisch angeschlossen
ist und dass der Arbeitspunkt des zweiten Feldeffekttransistors dadurch
eingestellt sein kann, dass an ein Gate des zweiten Feldeffekttransistors
die dritte elektrische Spannung anliegen kann.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann zwischen den ersten Anschlüssen des ersten
und des zweiten Feldeffekttransistors einerseits und dem Gate des
dritten Feldeffekttransistors andererseits ein zweiter Inverter
elektrisch geschaltet sein.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann der erste Inverter einen
dreizehnten Feldeffekttransistor des ersten Typs aufweisen, wobei
an einen zweiten Anschluss des dreizehnten Feldeffekttransistors
die dritte elektrische Spannung anliegen kann, ein erster Anschluss
des dreizehnten Feldeffekttransistors an einen ersten Anschluss
eines vierzehnten Feldeffekttransistors des zweiten Typs und an
das Gate des zwölften
Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen sein kann und ein
Gate des dreizehnten Feldeffekttransistors an ein Gate des vierzehnten
Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen sein kann und an
die Ausgangsspannung gelegt sein kann, wobei die Eingangsspannung an
einen zweiten Anschluss des vierzehnten Feldeffekttransistors angelegt
sein kann.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann der zweite Inverter einen
fünfzehnten Feldeffekttransistor
des ersten Typs aufweisen, wobei an einen zweiten Anschluss des
fünfzehnten Feldeffekttransistors
die dritte elektrische Spannung angelegt sein kann, ein erster Anschluss
des fünfzehnten
Feldeffekttransistors an einen ersten Anschluss eines sechzehnten
Feldeffekttransistors des zweiten Typs und an das Gate des dritten
Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen sein kann und ein
Gate des fünfzehnten
Feldeffekttransistors an ein Gate des sechzehnten Feldeffekttransistors
und an die ersten Anschlüsse
des ersten und zweiten Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen
sein kann, wobei die Eingangsspannung an einen zweiten Anschluss
des sechzehnten Feldeffekttransistors angelegt sein kann.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann zwischen der Eingangsspannung
und der dritten elektrischen Spannung eine vierte Kapazität elektrisch
angeschlossen sein.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann eine Source-Drain-Strecke
eines eine Diode erzeugenden neunten Feldeffekttransistors des ersten
Typs elektrisch zwischen der Eingangsspannung und einer vierten
elektrischen Spannung geschaltet sein, wobei ein Gate des neunten
Feldeffekttransistors an einen ersten Anschluss des neunten Feldeffekttransistors
elektrisch angeschlossen sein kann.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann eine Source-Drain-Strecke
eines einen Schalter erzeugenden zehnten Feldeffekttransistors des
zweiten Typs elektrisch parallel zu der Source-Drain-Strecke des
neunten Feldeffekttransistors angeschlossen sein.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann bei einem ein elektronischen
Komparator erzeugenden ersten Operationsverstärker die vierte elektrische
Spannung an einen Minus-Eingang um
die Eingangsspannung an einem Plus-Eingang angelegt sein und ein
Ausgang an ein Gate des zehnten Feldeffekttransistors elektrisch
angeschlossen sein.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung können an eine Source-Drain-Strecke
eines einen Schalter erzeugenden elften Feldeffekttransistors des
ersten Typs die vierte elektrische Spannung und die dritte elektrische
Spannung angelegt sein.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann bei einem ein elektronischen
Komparator erzeugenden zweiten Operationsverstärker die vierte elektrische
Spannung an einen Minus-Eingang und die dritte elektrische Spannung
an einem Plus-Eingang angelegt sein und einen Ausgang an ein Gate
des elften Feldeffekttransistors elektrisch angeschlossen sein.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann an dem ersten und dem
zweiten Operationsverstärker
als Versorgungsspannung jeweils die Eingangsspannung anliegen.
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Gemäß eine weiteren
vorteilhaften Ausgestaltung kann ein Mikrogenerator die vierte elektrische
Spannung mit Bezug auf die dritte elektrische Spannung bereit stellen
und die Ausgangsspannung kann an eine elektrisch zu versorgende
Last angelegt sein.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann die dritte elektrische
Spannung Masse sein. Mit Masse ist Erde oder ebenso Nullpotenzial gemeint.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung können der erste Anschluss ein
Drain und der zweite Anschluss eine Source eines Feldeffektortransistors
sein.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung können der erste Typ ein n-Typ
und der zweite Typ ein p-Typ eines Feldeffekttransistors sein.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung können die Feldeffekttransistoren
Metall-Oxid-Semikonduktor-Feldeffektoren
sein.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann eine erfindungsgemäße Vorrichtung folgende
zwei Zustände
aufweisen: Sperren der Source-Drain-Strecken des dritten, fünften, sechsten und
achten Feldeffekttransistors mit der Eingangsspannung unter dem
Schwellenwert, wobei der Strom durch einen Kanal des zweiten Feldeffekttransistors
größer ist
als der Strom durch einen Kanal des ersten Feldeffekttransistors;
Leiten der Source-Drain-Strecken des dritten, fünften, sechsten und achten
Feldeffekttransistors mit der Eingangsspannung über dem Schwellenwert, das
heißt
die Eingangsspannung liegt über
einen Schwellenwert, wobei der Strom durch einen Kanal des ersten
Feldeffekttransistors größer ist
als der Strom durch einen Kanal des zweiten Feldeffekttransistors.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann eine alternative erfindungsgemäße Vorrichtung
folgende zwei Zustände
aufweisen: Sperren der Source-Drain-Strecke des dritten Feldeffekttransistors
mit der Eingangsspannung unter dem Schwellenwert, wobei der Strom
durch einen Kanal des ersten Feldeffekttransistors größer ist
als der Strom durch einen Kanal des zweiten Feldeffekttransistors;
oder Leiten der Source-Drain-Strecke des dritten Feldeffekttransistors
mit der Eingangsspannung über
dem Schwellenwert, wobei der Strom durch einen Kanal des zweiten
Feldeffekttransistors größer ist
als der Strom durch einen Kanal des ersten Feldeffekttransistors.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann der Schwellenwert mittels
eines Weiten-Längen-Verhältnisses
des ersten und zweiten Feldeffekttransistors eingestellt werden.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann der Schwellenwert mittels
eines Verhältnisses
der ersten Kapazität
zu der zweiten Kapazität
und/oder mittels der dritten Kapazität eingestellt werden.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann eine erfindungsgemäße Vorrichtung folgendermaßen schalten:
der erste Operationsverstärker
vergleicht die Größe der vierten
elektrischen Spannung mit der Größe der elektrischen
Eingangsspannung und schaltet den zehnten Feldeffekttransistor leitend,
wenn die vierte elektrische Spannung größer als die Eingangsspannung
ist.
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Gemäß einer
weiteren vorteilhaften Ausgestaltung kann der zweite Operationsverstärker die Größe der vierten
elektrischen Spannung mit der Größe der dritten
elektrischen Spannung vergleichen und den elften Feldeffekttransistor
leitend schalten, wenn die vierte elektrische Spannung kleiner als
die dritte elektrische Spannung ist.
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Weiter
vorteilhafte Ausgestaltungen werden in Verbindung mit den Figuren
näher beschrieben.
Es zeigen:
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1 ein
erstes Ausführungsbeispiel
einer erfindungsgemäßen Schaltung;
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2 die
Kennlinien des ersten und zweiten Feldeffekttransistors gemäß 1;
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3 ein
Ausführungsbeispiel
einer Gleichrichterschaltung;
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4 ein
Blockschaltbild einer Eingangsstufe eines energieautarken Systems;
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5 ein
Blockschaltbild eines energieautarken Systems.
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6 ein
zweites Ausführungsbeispiel
einer erfindungsgemäßen Schaltung.
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1 zeigt
ein erstes Ausführungsbeispiel einer
erfindungsgemäßen Vorrichtung,
insbesondere einer Trigger-Schaltung 1.
Bezugszeichen 1 kennzeichnet eine Trigger-Schaltung 1,
wie sie ebenso in 5 als Block 1 dargestellt
ist. Eine Source-Drain-Strecke eines eine Stromquelle erzeugenden
ersten Feldeffekttransistors M1 eines ersten Typs ist zu einer Source-Drain-Strecke
eines eine Stromquelle erzeugenden zweiten Feldeffekttransistors
M2 eines zweiten Typs zwischen einer Eingangsspannung Vin und einer
dritten elektrischen Spannung elektrisch in Serie geschaltet, wobei
ein erster Anschluss des ersten Feldeffekttransistors M1 und ein
erster Anschluss des zweiten Feldeffekttransistors M2 an ein Gate
eines einen Schalter erzeugenden dritten Feldeffekttransistors M3
des zweiten Typs elektrisch angeschlossen sind und an einer Source-Drain-Strecke
des dritten Feldeffekttransistors M3 die Eingangsspannung Vin und
eine Ausgangsspannung Vout elektrisch anliegen, wobei die Arbeitspunkte
des ersten und zweiten Feldeffekttransistors M1, M2 jeweils so eingestellt
sind, dass wenn die Eingangsspannung Vin unterhalb eines Schwellenwertes
ist, der eine Feldeffekttransistor M2; M1 in einem aktiven Bereich
einen größeren Strom
bereitstellt als der andere und umgekehrt M1; M2, wenn die Eingangsspannung
Vin oberhalb des Schwellenwertes ist, wobei ein Feldeffekttransistor
in dem aktiven Bereich ist, wenn dessen Drain-Source-Spannung größer als eine Sättigungs-Drain-Source
Spannung ist. Der Arbeitspunkt des ersten Feldeffekttransistors
M1 ist dadurch eingestellt, dass eine erste Kapazität C1 und
eine zweite Kapazität
C2 zwischen der Eingangsspannung Vin und der dritten elektrischen Spannung
elektrisch in Serie geschaltet sind und an der elektrischen Verbindung
zwischen der ersten und zweiten Kapazität C1, C2 ein Gate des ersten
Feldeffekttransistors M1 und ein erster Anschluss eines eine Stromsenke
erzeugenden vierten Feldeffekttransistors M4 des ersten Typs elektrisch
angeschlossen sind, wobei ein Gate des vierten Feldeffekttransistors
M4 an einen zweiten Anschluss des vierten Feldeffekttransistors
M4 und an die dritte elektrische Spannung elektrisch angeschlossen
ist, und der Arbeitspunkt des zweiten Feldeffekttransistors M2 ist
dadurch eingestellt, dass eine dritte Kapazität C3 zwischen einem Gate des
zweiten Feldeffekttransistors M2 und der dritten elektrischen Spannung
elektrisch angeschlossen ist und an dem Gate des zweiten Feldeffekttransistors
M2 ein erster Anschluss eines eine Stromsenke erzeugenden siebten Feldeffekttransistors
M7 des ersten Typs elektrisch angeschlossen ist, wobei ein Gate
des siebten Feldeffekttransistors M7 an einen zweiten Anschluss
des siebten Feldeffekttransistors M7 und die dritte elektrische
Spannung elektrisch angeschlossen ist. An ein Gate eines einen Schalter
erzeugenden fünften
Feldeffekttransistors M5 des ersten Typs ist die Ausgangsspannung
Vout elektrisch angelegt, an einen zweiten Anschluss des fünften Feldeffekttransistors M5
ist die dritte elektrische Spannung angelegt und ein erster Anschluss
des fünften
Feldeffekttransistors M5 ist an das Gate des dritten Feldeffekttransistors M3
elektrisch angeschlossen. An ein Gate eines einen Schalter erzeugenden
sechsten Feldeffekttransistors (M6) des ersten Typs ist die Ausgangsspannung
Vout elektrisch angelegt, an einen zweiten Anschluss des sechsten
Feldeffekttransistors M6 ist die dritte elektrische Spannung angelegt
und ein erster Anschluss des sechsten Feldeffekttransistors (M6)
ist an das Gate des ersten Feldeffekttransistors M1 elektrisch angeschlossen.
An ein Gate eines einen Schalter erzeugenden achten Feldeffekttransistors M8
des zweiten Typs ist die dritte elektrische Spannung elektrisch
angelegt, an einen zweiten Anschluss des achten Feldeffekttransistors
M8 ist die Ausgangsspannung Vout elektrisch angelegt und ein erster
Anschluss des achten Feldeffekttransistors M8 ist an das Gate des
zweiten Feldeffekttransistors M2 elektrisch angeschlossen.
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1 zeigt
eine Realisierung einer erfindungsgemäßen Grundidee für die Trigger-Schaltung. Die
Transistoren M1 und M2 regulieren die Spannung V und kontrollieren
damit den Transistor M3, der die Funktion eines Schalters hat. Die
Kondensatoren C1 und C2, dienen zusammen mit dem Transistor M4 zur
Arbeitspunkteinstellung des Transistors M1. Kondensator C3 und der
weitere Transistor M7 dienen zum Arbeitspunkt einstellen bzw. biasing
des Transistors M2. Transistoren M6, M8, und Kondensator C3 sperren
die Transistoren M1 und M2, wenn die Ausgangsspannung Vout hoch
genug ist. Der Transistor M5 übernimmt
dann das Biasing von Transistor M3.
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Die
Transistoren M1 und M2 stellen den Kern der Schaltung dar. Sie sind
gegenseitig konkurrierend, das heißt die Spannung V muss die
Kriterien beider Kennlinien erfüllen.
Generell, wenn diese zwei Transistoren wie in 1 dargestellt
verbunden sind, und wenn durch diese der gleiche Strom fließt, ergibt sich
folgendes Verhalten: der Transistor der durch größere Dimensionen und/oder größeren Betrag
der Gatesource-Spannung /Vgs/ potenziell den größeren Strom liefern kann, muss
mittels kleinerer Drain-Source-Spannung Vds seinen Strom reduzieren.
Die Idee ist, dass der Transistor M2 in einer ersten Phase der ”stärkere” Transistor
ist und zwar wenn die Eingangsspannung Vin noch kleiner als die
Spannungsschwelle ist, und Transistor M1 in der anderen zweiten
Phase. Bei einer entsprechenden Dimensionierung kommt dieser Übergang,
welcher Transistor der ”stärkere” ist, im
Moment vor, wenn die Eingangsspannung Vin die gewünschte Spannungsschwelle erreicht
hat. In diesem Moment fällt
V und der Transistor M3 leitet.
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2 zeigt
den Strom des ersten Transistors M1 und des zweiten Transistors
M2 als Funktion von der Eingangsspannung Vin, und zwar im Fall wenn die
Drain-Source-Spannung Vds gleich der Eingangsspannung Vin ist. Vin
hat hier die Rolle der Versorgungsspannung. Die Linie mit den senkrechten Strichen
entspricht dem ersten Feldeffekttransistor M1 und die andere Linie
entspricht dem zweiten Feldeffekttransistor M2. Die unterschiedliche
Form der Linien ermöglicht,
dass sie sich in zwei Punkten schneiden können. Der erste Schnittpunkt
liegt im Übergang
des Bereichs 2 zu dem Bereich 3 und der zweite
Schnittpunkt liegt rechts daneben im Bereich 3 der Eingangsspannung
Vin. Der Unterschied zwischen den beiden Kennlinien stammt von unterschiedlicher
Dimensionierung und Biasing bzw. Arbeitspunkteinstellung. Der erste
Feldeffekttransistor M1 ist größer dimensioniert,
aber er bekommt lediglich einen Teil von der Eingangsspannung Vin,
und zwar über
den Spannungsteiler der ersten Kapazität C1 und der zweiten Kapazität C2. Der
zweite Feldeffekttransistor M2 ist so dimensioniert, dass für die kleineren
Werte der Eingangsspannung Vin der Bulkstrom dominiert. Dies ist
der Bereich 1 in der . Für etwas
größere Werte
von der Eingangsspannung Vin wird allmählich der Subtreshholdstrom dominierend.
Dies ist der Bereich 2 in 2. Letztendlich,
wird die Eingangsspannung Vin größer als die
Einsatzspannung des zweiten Feldeffekttransistors M2 und der Transistor
M2 arbeitet in Sättigung. Dies
ist der Bereich 3 in 2. Der erste
Feldeffekttransistor M1 ist größer dimensioniert,
zumindest ist sein Weiten/Längen-Verhältnis größer als
das von den zweiten Feldeffekttransistor M2. Dadurch ist seine Kennlinie
vorwiegend linear, das heißt
der Subtreshholdstrom dominiert, wobei der Graph hier halblogarithmisch
skaliert ist. Die Einstellung von der Spannungsschwelle, das heißt von dem
rechten Schnittpunkt, kann man mittels des Weiten/Längen-Verhältnisses
der Transistoren bereit stellen. Damit wird der Pegel der Kennlinie
geändert.
Eine weitere Möglichkeit
der Einstellung der Spannungsschwelle besteht in der Bereitstellung
des Spannungsteilerverhältnisses
der ersten Kapazität
C1 zur zweiten Kapazität
C2. Wenn die Eingangsspannung Vin groß genug ist und der dritte
Feldeffekttransistor M3 leitet, schalten der sechste Feldeffekttransistor M6
und der achte Feldeffekttransistor M8 den ersten Transistor M1 und
den zweiten Transistor M2 aus. Der fünfte Feldeffekttransistor M5 übernimmt
dann das Biasing des dritten Feldeffekttransistors M3. Folglich
bleibt von den drei Feldeffekttransistoren M1, M2 und M3 lediglich
der dritte Feldeffekttransistor M3 der einzige Transistor der leitet,
was letztendlich in niedrigen Verlusten resultiert.
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3 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
einer erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung.
Eine derartige Gleichrichterschaltung kann einer erfindungsgemäßen Trigger-Schaltung
elektrisch vorgeschaltet sein. Für
einen weiteren Aspekt der Erfindung, und zwar für eine Gleichrichtung während eines
Hochfahrens eines Systems, kombiniert eine neue Schaltung zwei Prinzipien
der Gleichrichtung. Und zwar ist ein Metall-Oxid-Semiconductor-Transistor, der wie eine Diode
funktioniert, parallel zu einem aktiven Gleichrichter geschaltet,
der als Versorgung die eine aktuell verfügbare Ausgangsspannung der
Gleichrichterschaltung nutzt. Da diese Ausgangsspannung während einer
Anlauf-Phase von Null beginnend ansteigt, fängt diese aktive Gleichrichter
ab dem Moment zu funktionieren an, wenn ein Spannungspegel ausreichend
ist. Zu Beginn arbeitet der aktive Gleichrichter nicht mit voller
Effizienz, kann aber trotzdem zusätzliche Ausgangsleistung liefern.
Auf diese Art und Weise kann die vorgeschlagene Gleichrichterschaltung
im Vergleich zu rein passiven, klassischen Lösung, bei gleicher Ausgangsspannung
deutlich mehr Ausgangsleistung liefern. Damit ist eine Gleichrichtereffizienz
während
einer Anlauf- bzw. Start-up-Phase
verbessert.
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Bezugszeichen 3 kennzeichnet
einen passiven Gleichrichter, wie er in 5 als Block 3 dargestellt
ist. Bezugszeichen 9 bezeichnet einen aktiven Gleichrichter
wie er in 5 als Block 9 dargestellt ist.
Bezugszeichen 7 kennzeichnet den Mikrogenerator. Dieser
ist ebenso in 5 als Block 7 dargestellt.
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Gemäß 3 ist
als passiver Gleichrichter 3 ein als eine Diode verschalteter
neunter Feldeffekttransistor M9 elektrisch parallel zu einer aktiven Gleichrichterschaltung 9 geschaltet.
Die Elemente der aktiven Gleichrichterschaltung sind ein zehnter Feldeffekttransistor
M10, der mittels eines ersten Operationsverstärkers OP1 schaltbar ist und
ein elfter Feldeffekttransistor M11, der mittels eines zweiten Operationsverstärkers OP2
schaltbar ist. Eine Pufferkapazität C4 ist zwischen einem Ausgang
des zehnten Feldeffekttransistors M10 und einer dritten elektrischen
Spannung elektrisch angeschlossen. Das Prinzip einer aktiven Gleichrichtung
wird auf einen Mikrogenerator mit einem kapazitiven Ausgang angewendet,
wie es in 3 dargestellt ist. In 3 ist auf
der linken Seite innerhalb des gestrichelten Blocks ein derartiger
Mikrogenerator dargestellt. Der kapazitive Ausgang des Mikrogenerators
ist als Kapazität
Cg dargestellt. Es wird ein vereinfachtes Modell eines piezoelektrischen
Mikrogenerators hier verwendet, mit einer Spannungsquelle Ug (t)
und einer seriellen Ausgangskapazität Cg. Die Spannungsquelle kann
verschiedene Wellenformen bereit stellen, und zwar abhängig vom
Mikrogeneratorentwurf. Der Wert von Cg ist ebenso designabhängig. Cg
liegt in der Größenordnung
von mehreren Zehnern von nF. Die Pufferkapazität C4 besitzt einen Wert der
beträchtlich
größer als
Cg ist. Dies rechtfertigt eine Annährung von C4 als eine Gleichstromquelle.
Zwei Schalter M10 und M11 haben interne Widerstandswerte R und sind
als MOSFET-Feldeffekttransistoren verwirklicht.
Der zehnte Feldeffekttransistor M10 arbeitet als ein erster Schalter
S1 und der elfte Feldeffekttransistor M11 arbeitet als ein zweiter
Schalter S2. Die Grundidee hinter der aktiven Gleichrichtung ist
der Idee ähnlich,
die in jeder Schaltung mit geschalteter Kapazität verwendet wird: Übergang
von Ladung mittels Kapazitäten
und Schaltern, wobei ein passender Zeitverlauf einen geforderten
Ladungsfluss bereit stellt. Hier wird die eingebaute Mikrogeneratorkapazität Cg anstelle
von herkömmlichen
Verwirklichungen von Kapazitäten
verwendet, wobei das Prinzip das Selbe ist. In dem stationären System
arbeitet der aktive Gleichrichter in vier Phasen. Der Schalter S1
wird von dem Operationsverstärker
OP1 angesteuert und ist aktiv, wenn eine vierte Spannung Vx größer als
eine Spannung an der Kapazität
C4 ist. Der Schalter S2 wird von dem Operationsverstärker OP2
gesteuert und ist aktiv, wenn die vierte Spannung Vx kleiner 0 ist.
Die vier Phasen des Betriebs können
folgendermaßen
beschrieben werden:
- Phase 1: In Phase 1 sind
die Schalter S1 und S2 geöffnet.
Die Generatorspannung steigt von anfänglichen 0 Volt an. Die vierte
Spannung Vx folgt direkt der Generatorspannung Ug, da die Spannung über der
Kapazität
Cg auf 0 verbleibt. Während
dieser Phase, sind beide Schalter S1 und S2 inaktiv, sodass der
Knoten Vx fließend
ist, und es existiert kein Pfad zum Laden oder Entladen der Kapazität Cg.
- Phase 2: Der Schalter S1 ist geschlossen und der Schalter S2
ist offen. Diese Phase beginnt, wenn die vierte Spannung Vx den
Wert von der Spannung an der Kapazität C4, die die Eingangsspannung
Vin ist, erreicht, wobei ein Signal des Operationsverstärkers OP1
den Schalter S1 aktiviert. Während
dieser Phase, bei der Vx konstant und gleich zu Vin ist, steigt
die Spannung an der Kapazität
Cg an, so dass ein Strom i (t) durch die Schaltung fließt. Dieser
Strom bringt Ladung durch C4, sodass eine Ausgangsleistung bereit
gestellt wird. Es ist lediglich in dieser Phase, dass die Pufferkapazität C4 Ladung
erhält.
- Phase 3: Schalter S1 und Schalter S2 sind geöffnet. Diese Phase beginnt
wenn der Strom durch die Schaltung auf 0 abfällt, und seine Richtung verändert. In
diesem Moment wird der Schalter S1 deaktiviert, sodass der Knoten
Vx erneut fließt.
Da kein Strompfad vorhanden ist, bleibt die Kapazität Cg geladen,
deren Spannung bleibt konstant und Knoten Vx folgt der Quellenspannung
Ug (t), mit einem Versatz, der von dem Wert der Spannung an der
Kapazität
Cg zu einem Zeitpunkt t2, die nicht 0V ist, verursacht ist.
- Phase 4: Der Schalter S1 ist geöffnet und der Schalter S2 ist
geschlossen. Wenn die vierte Spannung Vx auf 0 abfällt und
negativ wird, ist der Schalter S2 aktiviert und die Phase 4 beginnt.
Die vierte Spannung Vx wird nun auf Grund gezwungen, die Spannung
an der Kapazität
Cg fällt
und der Strom i (t) fließt,
wobei die Kapazität
Cg entladen wird. In diesem Moment steigt erneut die Spannung Ug
an und der Strom i (t) verändert
seine Richtung, was erfasst wird und folglich wird der Schalter
S2 deaktiviert. Von diesem Moment an startet der 4-Phasen-Zyklus
erneut.
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Die
letzte Phase ist notwendig, da die Kapazität Cg ohne die Phase 4 geladen
bleiben würde. Dies
würde einen
Offset zwischen Ug und der vierten Spannung Vx erzeugen, sodass
die Spitzenspannung bei der vierten Spannung Vx lediglich die Spannung
an der Kapazität
C4 sein würde,
was nicht ausreichend wäre
um den Schalter S1 zu schließen
und den Stromfluss bereit zustellen. Der Generator würde in einer
Offenen-Schaltung-Betriebsart
die gesamte Zeit arbeiten. Phase 4 stellt eine Entladung der Kapazität Cg bereit,
und zwar ein wirksames Kurzschließen der Elektroden des Mikrogenerators,
sodass die Kapazität
Cg erneut in Phase 2 geladen werden kann, was den Ladungstransport
zu dem Ausgang bereit stellt. Die Ladungsmenge, die zu dem Ausgang übertragen
wird wird bestimmt durch die maximale Spannung an der Kapazität Cg.
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4 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
einer Eingangsstufe eines energieautarken Mikrosystems. Zuverlässiges Hochfahren
ist durch eine Trigger-Schaltung 1, die ebenso als Start-Up-Schaltung bezeichnet
werden kann, ermöglicht.
Diese Trigger-Schaltung 1 entspricht
einer Vorrichtung gemäß 1 oder 6.
Die Start-Up-Schaltung überwacht die
Spannung auf dem Kondensator Cbuffer, und
wenn die Spannung größer als
die fürs
System angegebene Spannungsschwelle ist, aktiviert die Start-Up-Schaltung 1 den
Rest des Systems, der als Cload und Rload in der 4 dargestellt
ist. Ab diesem Moment verbraucht die Start-Up-Schaltung 1 eine vernachlässigbare
Leistung, sodass die ganze Leistung, die ein passiver Gleichrichter 3 liefert,
weiter an die Last übergeben
wird. In 3 stellt der neunte Feldeffekttransistor
M9 einen passiven Gleichrichter 3 dar. 4 zeigt
ein Blockdiagramm einer Eingangsstufe eines energieautarken Systems.
Die Spannungsquelle Vg und ein Impedanzblock zwischen der Spannungsquelle
Vg und dem passiven Gleichrichter 3 stellen einen Mikrogenerator
dar.
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5 zeigt
ein Blockdiagramm eines energieautarken Systems. Ein Energiespeicherungsblock 5 zwischen
einem passiven Gleichrichter 3 und einer Start-up-Schaltung 1 stellt
einen Kondensator oder einen Akku dar. Ein Aspekt der vorliegenden
Erfindung behandelt das Hochfahren eines wie in der dargestellten
energieautarken Mikrosystems. Ein Mikrogenerator 7 steuert
eine Leistungs-Verwaltungs-Schaltung I an. Der Mikrogenerator 7 liefert
ein Signal, dass mittels eines passiven Gleichrichters 3 und
eines aktiven Gleichrichters 9 und einer dazu gehörigen Kontrollschaltung 11 gleichgerichtet wird. Das
gleichgerichtete Signal wird einem Energiespeicherungsblock 5 zugeführt, der
eine Trigger-Schaltung 1 bzw. eine Start-Up-Schaltung 1 ansteuert.
Die Trigger-Schaltung 1 versorgt eine Ladungspumpe 13 und
einen Oszillator 15 mit elektrischer Leistung. Die Ladungspumpe 13 steuert
ebenso die Kontrollschaltung 11 an. Mittels der Kontrollschaltung 11 wird
der aktive Gleichrichter 9 angesteuert. Mittels der Leistungs-Verwaltungs-Schaltung I können eine
zweite Ladungspumpe 17, ein Mikrokontroller 19,
Sensoren 21 und eine Hochfrequenzschaltung RF 23 angesteuert
werden. Gemäß der vorliegenden
Erfindung entspricht eine Trigger-Schaltung gemäß 1 oder 6 der
Trigger-Schaltung 1. Dieser ist eine Kombination aus einem
passiven Gleichrichter 3 und einem aktiven Gleichrichter 9 entsprechend 3 vorgeschaltet.
Dabei kann der Kondensator C4 gemäß 3 der Energiespeicherungsblock 5 gemäß 5 sein.
In 3 ist ebenso ein Mikrogenerator 7 als
gestrichelter Block dargestellt.
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6 zeigt
ein zweites Ausführungsbeispiel einer
erfindungsgemäßen Trigger-Schaltung 1 oder Start-up-Schaltung
oder Anlaufphasen-Schaltung. Eine Source-Drain-Strecke eines eine
Stromquelle erzeugenden ersten Feldeffekttransistors M1 eines ersten
Typs ist zu einer Source-Drain-Strecke eines eine Stromquelle erzeugenden
zweiten Feldeffekttransistors M2 eines zweiten Typs zwischen einer Eingangsspannung
Vin und einer dritten elektrischen Spannung elektrisch in Serie
geschaltet, wobei ein erster Anschluss des ersten Feldeffekttransistors
M1 und ein erster Anschluss des zweiten Feldeffekttransistors M2
an ein Gate eines einen Schalter erzeugenden dritten Feldeffekttransistors
M3 des zweiten Typs elektrisch angeschlossen sind und an einer Source-Drain-Strecke
des dritten Feldeffekttransistors M3 die Eingangsspannung Vin und
eine Ausgangsspannung Vout elektrisch anliegen, wobei die Arbeitspunkte
des ersten und zweiten Feldeffekttransistors M1, M2 jeweils so eingestellt
sind, dass wenn die Eingangsspannung Vin unterhalb eines Schwellenwertes
ist, der eine Feldeffekttransistor M2; M1 in einem aktiven Bereich
einen größeren Strom
bereitstellt als der andere und umgekehrt M1; M2, wenn die Eingangsspannung
Vin oberhalb des Schwellenwertes ist, wobei ein Feldeffekttransistor
in dem aktiven Bereich ist, wenn dessen Drain-Source-Spannung größer als
eine Sättigungs-Drain-Source-Spannung ist.
Der Arbeitspunkt des ersten Feldeffekttransistors M1 ist dadurch
eingestellt, dass ein zweiter Anschluss des ersten Feldeffekttransistors
M1 an einen ersten Anschluss eines einen Schalter erzeugenden zwölften Feldeffekttransistors
M12 des ersten Typs elektrisch angeschlossen ist, ein Bulkanschluss
des ersten Feldeffekttransistors M1 über einen Bulkanschluss des
zwölften
Feldeffekttransistors M12 an der dritten elektrischen Spannung elektrisch
angeschlossen ist und an ein Gate des ersten Feldeffekttransistors
M1 die Eingangsspannung Vin anliegt, wobei an einen zweiten Anschluss
des zwölften
Feldeffekttransistors M12 die dritte elektrischen Spannung anliegt
und ein Gate des zwölften
Feldeffekttransistors M12 an einen ersten Inverter INV1 elektrisch
angeschlossen ist und dass der Arbeitspunkt des zweiten Feldeffekttransistors
M2 dadurch eingestellt ist, dass an ein Gate des zweiten Feldeffekttransistors
M2 die dritte elektrische Spannung anliegt. Zwischen den ersten
Anschlüssen
des ersten und des zweiten Feldeffekttransistors M1, M2 und dem Gate
des dritten Feldeffekttransistors M3 ist ein zweiter Inverter elektrisch
geschaltet. Der erste Inverter INV1 weist einen dreizehnten Feldeffekttransistor M13
des ersten Typs auf, wobei an einen zweiten Anschluss des dreizehnten
Feldeffekttransistors M13 die dritte elektrische Spannung angelegt
ist, ein erster Anschluss des dreizehnten Feldeffekttransistors M13
ist an einen ersten Anschluss eines vierzehnten Feldeffekttransistors
M14 des zweiten Typs und an das Gate des zwölften Feldeffekttransistors
M12 elektrisch angeschlossen und ein Gate des dreizehnten Feldeffekttransistors
M13 ist an ein Gate des vierzehnten Feldeffekttransistors M14 elektrisch
angeschlossen und an die Ausgangsspannung Vout gelegt, wobei die
Eingangsspannung Vin an einen zweiten Anschluss des vierzehnten
Feldeffekttransistors M14 angelegt ist. Der zweite Inverter INV2
weist einen fünfzehnten
Feldeffekttransistor M15 des ersten Typs auf, wobei an einen zweiten
Anschluss des fünfzehnten
Feldeffekttransistors M15 die dritte elektrische Spannung angelegt
ist, ein erster Anschluss des fünfzehnten
Feldeffekttransistors M15 an einen ersten Anschluss eines sechszehnten
Feldeffekttransistors M16 des zweiten Typs und an das Gate des dritten
Feldeffekttransistors M3 elektrisch angeschlossen ist und ein Gate
des fünfzehnten
Feldeffekttransistors M15 an ein Gate des sechzehnten Feldeffekttransistors
M16 und an die ersten Anschlüsse
des ersten und zweiten Feldeffekttransistors M1, M2 elektrisch angeschlossen
ist, wobei die Eingangsspannung (Vin) an einen zweiten Anschluss des
sechzehnten Feldeffekttransistors M16 angelegt ist.
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Der
Betrieb der Triggerschaltung gemäß 6 kann
folgendermaßen
beschrieben werden. Mit dem Anstieg von Vin beginnend von 0V, folgt
die Spannung am Gate des zwölften
Feldeffekttransistors M12 der Eingangsspannung Vin, da der dritte Feldeffekttransistor
M3 nicht aktiv ist und die Ausgangsspannung Vout 0V ist. Die Spannung
V am ersten Anschluss (hier Drain) des ersten und zweiten Feldeffekttransistors
M1 und M2 folgt der Eingangsspannung Vin ebenfalls. Wenn die Eingangsspannung
Vin den Wert ein NMOS-Threshold-Spannung Vthn erreicht, schaltet
der zwölfte
Feldeffekttransistor M12 ein und legt die Source des ersten Feldeffekttransistors
M1 an die dritte Spannung (hier Masse). Der zweite Feldeffekttransistor
M2 arbeitet im Subthreshold-Bereich (Vthp > Vthn) und der erste Feldeffekttransistor
im Triodenmodus, was die Spannung V auf die dritte Spannung zieht.
Wenn die Eingangsspannung Vin den Wert Vthp erreicht, tritt der zweite
Feldeffekttransistor in den Sättigungsmodus ein.
Bei einem gewissen Wert von Vin wird der zweite Feldeffekttransistor
M2 „stärker” als der
erste Feldeffekttransistor M1, so dass die Spannung V hochgezogen
wird und der Triodenmodus eintritt, wohingegen der erste Feldeffekttransistor
M1 in den Sättigungsmodus
eintritt. Zu diesem Zeitpunkt schaltet der zweite Inverter INV2
den dritten Feldeffekttransistor M3 ein, der als ein serieller Schalter
zwischen dem Eingang und dem Ausgang arbeitet. Erreicht Vout einen hohen
Wert, schaltet die Gatespannung des zwölften Feldeffekttransistors
M12 diesen M12 aus, was verhindert, dass direkte Ströme vertikal
durch den zweiten, ersten und zwölften
Feldeffekttransistor M2, M1 und M12 fließen. Des Weiteren hat die Gatespannung
des zwölften
Feldeffekttransistors M12 die zusätzliche Funktion, ein Hystereseverhalten
bereitzustellen, wenn die Eingangsspannung Vin sinkt. Die korrekte
Dimensionierung von M1 und M2 ist kritisch zum Erzielen der geforderten
Schaltspannung, was eine Bandbreite infolge von Variationen erlaubt.
Diese Schaltung verbraucht im stationären Betrieb vernachlässigbar
Leistung und lediglich mehrere nW während des Schaltvorgangs.
-
Literaturangabe
-
- [1] S. Xu, K. D. T. Ngo, T. Nishida, G. Chung, A.
Sharma – Low
Frequency Pulsed Resonant Converter for Energy Harvesting, IEEE
Transactions an Power Electronics, Vol. 22, Nr. 1, January 2007,
Page 63–67
- [2] C. Peters, F. Henrici, M. Ortmanns, Y. Manoli: Highbandwidth
floating gate CMOS rectifiers with reduced voltage drop, IEEE International
Symposium an Circuits and Systems, 18–21, 2598–2601