EP1935214A2 - Induktionsheizeinrichtung und zugehöriges betriebs- und topferkennungsverfahren - Google Patents

Induktionsheizeinrichtung und zugehöriges betriebs- und topferkennungsverfahren

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Publication number
EP1935214A2
EP1935214A2 EP06818258A EP06818258A EP1935214A2 EP 1935214 A2 EP1935214 A2 EP 1935214A2 EP 06818258 A EP06818258 A EP 06818258A EP 06818258 A EP06818258 A EP 06818258A EP 1935214 A2 EP1935214 A2 EP 1935214A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
voltage
low
resonant circuit
point
switching means
Prior art date
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Granted
Application number
EP06818258A
Other languages
English (en)
French (fr)
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EP1935214B1 (de
Inventor
Wilfried Schilling
Ralf Dorwarth
Martin Volk
Tobias SCHÖNHERR
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EGO Elektro Geratebau GmbH
Original Assignee
EGO Elektro Geratebau GmbH
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Filing date
Publication date
Application filed by EGO Elektro Geratebau GmbH filed Critical EGO Elektro Geratebau GmbH
Priority to PL06818258T priority Critical patent/PL1935214T3/pl
Publication of EP1935214A2 publication Critical patent/EP1935214A2/de
Application granted granted Critical
Publication of EP1935214B1 publication Critical patent/EP1935214B1/de
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
    • H05B6/02—Induction heating
    • H05B6/06—Control, e.g. of temperature, of power
    • H05B6/062—Control, e.g. of temperature, of power for cooking plates or the like
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B2213/00—Aspects relating both to resistive heating and to induction heating, covered by H05B3/00 and H05B6/00
    • H05B2213/05—Heating plates with pan detection means

Definitions

  • the invention relates to a method for operating an induction heating device according to the preamble of claim 1, a method for pan detection for an induction heating device according to the preamble of claim 9 and an induction heating device according to the preamble of claim 10.
  • Induction cooking appliances or induction cookers are becoming increasingly popular. Advantageous is their high efficiency and the rapid response to a change in the cooking level.
  • the disadvantage is the high price compared to glass ceramic hobs with radiant heaters.
  • Induction cooking appliances usually comprise one or more induction heating devices associated with a respective cooking area with an induction coil which is supplied with an alternating voltage or an alternating current, whereby eddy currents are induced in a cookware to be heated which is magnetically coupled to the induction coil.
  • the eddy currents cause heating of the cookware.
  • the mains input or AC line voltage is usually first rectified by means of a rectifier into a DC supply voltage or DC link voltage and then to generate the high-frequency drive voltage by means of one or more switching means, generally insulated gate bipolar. Transistors (IGBT), processed.
  • IGBT insulated gate bipolar. Transistors
  • a widespread in Europe converter variant forms a half-bridge circuit of two IGBTs, wherein the induction coil and two capacitors, which are connected in series between the intermediate circuit voltage and the reference potential, form a series resonant circuit.
  • the induction coil is connected to a connection to a connection point of the two capacitors and to its other connection to a connection point of the two IGBTs forming the half-bridge.
  • This converter version is powerful and reliable, but relatively expensive due to the two IGBTs required.
  • a variant optimized from a cost point of view uses only one switching means or an IGBT, wherein the induction coil and a capacitor form a parallel resonant circuit. Between the output terminals of the rectifier, parallel to the DC link capacitor, the parallel resonant circuit of induction coil and capacitor and the IGBT are connected in series.
  • this converter variant there is a risk that in unfavorable operating conditions, for example, when using unfavorable cookware, an overload of the components can be caused. This usually leads to a reduced service life of such induction heating devices.
  • the object of the invention is therefore to provide a method for operating an induction heater, a method for pan detection for an induction heater and an induction heater, in which the induction heaters have a converter with only one switching means or an IGBT and the operating conditions change allow a reliable and component-saving operation with high life of the induction heater.
  • the invention achieves this object by a method for operating an induction heater according to claim 1, a method for pan detection for an induction heater according to claim 9 and an induction heater according to claim 10.
  • the inventive method is used to operate an induction heating with an induction coil, a capacitor which is connected in parallel to the induction coil, wherein the induction coil and the capacitor form a parallel resonant circuit, and a controllable switching means, in series with the parallel resonant circuit between one of an AC line voltage generated DC link voltage and a reference potential is looped in and is controlled such that a vibration of the parallel resonant circuit is effected during a heating operation.
  • the maximum value is preferably less than 50V, more preferably less than 10V. This allows a particularly component-preserving and thus low-wear operation of the induction heater, since the switching means is switched on exactly when there is no or only a small voltage at the connection node of the parallel resonant circuit and the switching means.
  • the oscillating circuit is supplied with just enough energy during the charging or charging phase that the voltage at the connecting node of the parallel resonant circuit and the switching means in the subsequent oscillation cycle just swings back to the desired voltage value, ie in the low or high voltage Reversing point has the desired voltage level. If the on-time is set too short, the voltage at the node in the subsequent oscillation cycle is too high at the bottom, causing a current spike when the switch is turned on.
  • the reference voltage is preferably the ground potential.
  • all suitable voltage-resistant switching means can be used as the switching means, in particular, these are high-voltage-proof insulated gate bipolar transistors (IGBTs).
  • IGBTs high-voltage-proof insulated gate bipolar transistors
  • the switch-on time duration is determined or adjusted such that a low-point voltage in subsequent oscillation cycles is equal to the reference voltage. In this case, the switch-on of the switching means is virtually de-energized.
  • the switch-on time duration is increased in comparison with a switch-on time period of a preceding oscillation cycle when the low-point voltage exceeds a predetermined threshold value.
  • a stepwise adjustment or regulation of the low-point voltage can be achieved. If the low point voltage in one oscillation cycle n is too high, this means that too little energy was fed into the resonant circuit in one oscillation cycle n-1, i. the switch-on time was too short.
  • the switch-on period is therefore to be increased, for example, with a predetermined step size. If, in the oscillation cycle n + 1, the low-point voltage again exceeds the threshold value, the on-time is increased again.
  • the on-time can also be reduced from a low point voltage of OV in successive oscillation cycles until, for example, the low point voltage is slightly greater than OV but less than an adjustable threshold. In this way, a dynamic tracking of the switch-on time is possible if the resonant circuit parameters, for example, due to a displacement of a cooking vessel on a hotplate change.
  • the lowest point of the oscillation or of the respective oscillation cycles is determined by derivation or differentiation. Determining a voltage waveform at the connection node of the parallel resonant circuit and the switching means determined. By deriving the low point of the voltage curve or a vibration cycle can be easily determined, since there the value of the derivative is zero.
  • the low-point voltage is compared with a reference voltage and, depending on the result of the comparison, a comparison signal is generated which indicates whether the low-point voltage is greater or less than the reference voltage.
  • the reference voltage is generated as a function of the switching state of the switching means.
  • a cooking vessel is located on a cooking surface or heating zone associated with the induction heater, wherein a cooking vessel is detected when no low points of vibration cycles at the connection node of the parallel resonant circuit and the switching means can be determined in the area of a zero crossing of the mains AC voltage.
  • the damping of the resonant circuit depends strongly on whether a cooking vessel is in a heating zone of the induction heater or not. When a magnetically acting cooking vessel is placed on a cooking surface, the resonant circuit damping increases greatly, because the resonant circuit energy is removed, which is absorbed by the cooking vessel.
  • the DC link voltage decreases so much in the range of a zero crossing of the AC line voltage that no training with detectable low points more. Consequently, if no low points are detectable in the area of the zero crossing of the network, it can be deduced that a cooking vessel is present. This is possible continuously during an active heating operation.
  • the switching means is closed for a short time, whereby an oscillation of the parallel resonant circuit is excited.
  • the number of oscillation cycles occurring is determined by determining and counting low points of the oscillation at a connection node of the parallel resonant circuit and the switching means.
  • the presence of a cooking pot or pot is determined depending on whether the number of oscillation cycles falls below a predefinable threshold.
  • a resonant circuit damping is dependent on whether or not a cooking vessel is located in a heating zone of the induction heating device.
  • the resonant circuit damping increases sharply. In this case, no oscillation and hence no low points of the oscillation are detectable after just a few oscillation cycles or periods. If no cooking vessel is placed on a cooking surface, the vibration and thus also the low points of the vibration is much longer detectable, i. the number of counted or countable low points is much larger compared to the more damped oscillation with a cooking vessel. The number of counted low points can therefore be used as an indicator of the presence of a cooking vessel.
  • the induction heating device which is particularly suitable for carrying out one of the aforementioned methods, comprises , ,
  • an induction coil a capacitor, which is connected in parallel to the induction coil, wherein the induction coil and the capacitor form a parallel resonant circuit, and a controllable switching means, which is looped in series with the parallel resonant circuit between a DC link voltage and a reference voltage and is driven such that during a heating operation, a vibration of the parallel resonant circuit is effected.
  • a subsampling device for determining a low point of a vibration cycle at a connection node of the parallel resonant circuit and the switching device, a low-voltage detection device for detecting a low-point voltage at the low point of the oscillation cycle and a control device coupled to the low-point detection device and the low-point voltage determination device, which is set up such that the Switching means is turned on in the low point of the oscillation cycle for a turn-on, which is determined in dependence on the low-point voltage such that a low-point voltage in subsequent oscillation cycles does not exceed a predetermined maximum value.
  • the control unit may be, for example, a microcontroller.
  • the low-point detection device comprises a first capacitor, a first resistor, an overvoltage limiting means, in particular a Zener diode, and a second resistor, wherein the first capacitor, the first resistor and the overvoltage limiting means connect in series between the connection nodes of the parallel resonant circuit and the switching means and a reference potential are looped in and the second resistor is connected between a supply voltage and a connection node of the first resistor and the overvoltage limiting means and at the connection node of the first resistor and the overvoltage limiting means is present a low point signal indicating a low point.
  • the named components form a differentiator that differentiates or derives a voltage curve at the connection node of the parallel resonant circuit and the switching means. In this way, a low-level detection of the voltage curve can be realized simply because the transition from a negative to a positive slope of the voltage curve, a rising edge of the low-level signal is generated.
  • the second resistor causes the low point signal to be raised to a supply voltage level at a constant voltage at the connection node.
  • the subsurface voltage determination device comprises a voltage divider, which is looped between the connection nodes of the parallel resonant circuit and the switching means and a reference potential and generates a divided oscillating circuit voltage, a Referenzwoodser- generating device for generating a reference voltage and a comparator, with the resonant circuit voltage and the reference voltage is applied and in response generates a comparator signal indicating whether the resonant circuit voltage is greater or less than the reference voltage.
  • the low-point voltage determination device preferably comprises a delay element which outputs the oscillatory circuit voltage to the comparator with a delay. This allows easier evaluation of the comparator signal in the control unit
  • the reference voltage generating device is set up such that the reference voltage is generated as a function of the switching state of the switching device.
  • 1 is a circuit diagram of an embodiment of an induction heater
  • FIG. 2 shows signal waveforms of signals of the induction heating device of FIG. 1 during a heating operation
  • FIG. 3 shows waveforms of the signals of FIG. 2 during pot detection, if there is no pot
  • Fig. 4 shows waveforms of the signals of Fig. 2 during pot detection, if a pot is present.
  • Fig. 1 shows a circuit diagram of an embodiment of an induction heater with terminals 1 for connecting an AC mains voltage UN, for example, with 230V and 50Hz mains frequency, which is rectified by a bridge rectifier 2.
  • a bridge rectifier 2 At an exit of the bridge rectifier 2 is connected to a so-called DC link voltage UZ, which is buffered by a DC link capacitor 3.
  • An induction coil 4 and a capacitor 25 are connected in parallel and form a parallel resonant circuit.
  • a controllable switching means in the form of an IGBT 24 and a current measuring resistor 23 are connected in series with the parallel resonant circuit between the intermediate circuit voltage UZ and a reference potential in the form of the ground voltage GND.
  • the IGBT 24 is driven by a control unit in the form of a microcontroller 19, wherein a driver circuit 20 is looped between a control output of the microcontroller 19 and the gate terminal of the IGBT 24 to generate the necessary drive level of the IGBT.
  • a freewheeling diode 26 is connected in parallel with the collector-emitter path of the IGBT 24.
  • a measuring voltage applied to the current measuring resistor 23 is filtered by an RC filter from the resistor 22 and the capacitor 21 and applied to an associated input of the microcontroller 19.
  • the DC link capacitor 3 After applying the mains AC voltage UN or when the induction heater is not operated in a heating mode, the DC link capacitor 3 charges to a peak value of the mains AC voltage UN, for example, to 325V at 230V AC line voltage.
  • a voltage UC at the collector of the IGBT or at a connection node N1 of the parallel resonant circuit and the IGBT assumes approximately ground potential GND, since the current measuring resistor 23 is dimensioned very low.
  • the induction heating device is operated in such a way or the IGBT 24 is controlled such that the resonant circuit in the charging phase, i. when the IGBT 24 is switched on, just enough energy is supplied that the voltage UC at the node N1 or at the collector of the IGBT 24 will swing through to the ground potential GND in a subsequent oscillation cycle.
  • a switch-on period of the IGBT 24 is suitable to choose. Just at the time when the voltage UC at node N1 has reached its lowest potential, i. at the low point of a vibration cycle, the IGBT 24 must be turned on again to recharge the resonant circuit for the subsequent oscillation cycle or the subsequent period.
  • a low-point detection device in the form of a capacitor 5, a resistor 7, an overvoltage limiting means in the form of a Zener diode 12 and a resistor 6 is provided in that the resistor 7 and the Zener diode 12 are connected in series between the connection node N1 and the ground potential GND and the resistor 6 is connected between a supply voltage UV and a connection node N2 of the resistor 7 and the Zener diode 12.
  • At the connection node N2 is a signal or a voltage TS, whose history indicates a low point.
  • the voltage UC is derived or differentiated at the node N1 or between the collector and the emitter of the IGBT 24, ie at or shortly after the low point of a vibration cycle at the node N1 turns a rising edge of the voltage TS.
  • the zener diode 12 limits the occurring voltage levels of the voltage TS to values which can be processed by the microcontroller 19, for example to approximately -0.6V to 5.6V. For example, with a rising oscillation at the node N1, the voltage TS assumes voltage values of approximately + 5V and during a declining oscillation values of approximately -0.6V, for example.
  • the voltage UC at the node N1 does not change, for example, when the IGBT 24 is turned on, a positive potential is applied to the cathode of the Zener diode 12 via the resistor 6. Consequently, when the differentiated voltage at the node N1 changes from negative values to positive values or from negative values to a value of zero, a positive voltage edge arises at the Zener diode 12 or the voltage TS.
  • the voltage TS is transmitted via a diode 13 to an associated input of the microcontroller 19 for evaluation.
  • the microcontroller 19 can therefore detect a low point of a vibration cycle at the node N1 based on a rising edge of the voltage TS, and turn on the IGBT 24 synchronously to the low point.
  • a drive voltage of the IGBT 24 is divided down by a voltage divider of resistors 8 and 14 to an evaluable level and fed back.
  • the diode 13, between the voltage TS and the associated input of the microcontroller 19 is looped, causes in conjunction with the feedback drive voltage that the second rising edge of the voltage TS is transmitted to the input of the microcontroller 19.
  • a low-voltage detection means in the form of a voltage divider of resistors 9 and 15, which is connected between the connection nodes N1 and GND are grounded and produce a divided oscillator circuit voltage US, a reference voltage generating device with resistors 10 and 11 for generating a reference voltage UR and a comparator 18 is provided, which is acted upon by the resonant circuit voltage US and the reference voltage UR and generates a comparator signal UK in dependence thereon , which indicates whether the resonant circuit voltage US is greater or smaller than the reference voltage UR, and is applied to an associated input of the microcontroller 19 for evaluation.
  • the resonant circuit voltage US is limited by a diode 16 to about 0.7V, which is looped between the input of the comparator 18, on which the resonant circuit voltage US is applied, and ground GND.
  • a capacitor 17 connected in parallel to the diode 16 causes a change in the voltage UC at the node N1 at the input of the comparator 18 to take effect only with a slight delay.
  • the resistors 10 and 11 for generating the reference voltage UR are connected in series between the control output of the microcontroller 19 for driving the IGBTs 24 and the supply voltage UV, wherein the reference voltage UR is present at the connection node between the resistors 10 and 11.
  • the reference voltage UR is consequently generated as a function of the switching state of the switching means or of the level of a voltage UTR at the control output of the microcontroller MC.
  • the resistors 10 and 11 are dimensioned in such a way that the reference voltage UR when the IGBT 24 is switched on is smaller than the forward voltage of the diode 16 and, when the IGBT 24 is switched off, greater than the forward voltage of the diode 16.
  • the comparator signal UK always signals, independently of the voltage UC at the node N1, that the resonant circuit voltage US is smaller than the reference voltage UR.
  • the resonant circuit voltage US is approximately OV, since at on or through IGBT 24 in about OV at the collector or on Waiting for node N1. Consequently, the comparator signal UK always signals after expiration of the delay time that the resonant circuit voltage US is smaller than the reference voltage UR.
  • the induction heating device shown is operated such that the switch-on time of the IGBT 24 is synchronized with the low point of the voltage UC at the node N1 or the collector voltage.
  • the switch-on time or the switch-off time of the IGBT 24 is determined by the minimum oscillator energy, which is necessary for swinging the voltage UC at the node N1 to the ground potential when the IGBT 24 is switched off. Therefore, to determine the associated turn-on time, the microcontroller 19 increases the on-time of the IGBT 24 until the voltage UC at the time of turn-on, i. at the vibration low, less than a predefined value near OV. This switch-on time or operating point corresponds to the smallest continuous power output.
  • Smaller powers are set by applying the conventional so-called 1/3 or 2/3 half-wave operation and, if necessary, additionally clocking the IGBT 24 by periodically switching it on and off.
  • An increase in power within a half cycle is possible by extending the switch-on period beyond the minimum switch-on period described above.
  • FIG. 2 shows the voltage UC, the signal or the voltage TS and the voltage UTR at the control output of the microcontroller 19 for controlling the operation of the induction heating device the driver 20 or the IGBT 24 is used.
  • a low level of the voltage UTR causes a turn on of the IGBT 24 and a high level a lock.
  • the voltage UC is approximately 0V when the IGBT is ON and the voltage TS is approximately 5V.
  • the voltage UC increases approximately sinusoidally in a first oscillation cycle.
  • the voltage TS remains unchanged at approx. 5V.
  • the voltage UC has exceeded its peak value, it decreases sinusoidally to about OV.
  • the voltage TS goes slowly back to about OV.
  • the voltage UTR at its control output in the case shown a level of OV of the voltage UTR causes a switched IGBT 24.
  • the IGBT remains switched on for so long or the voltage UTR remains at a level of OV for so long that the energy fed into the resonant circuit is just sufficient for the voltage UC to just go back through to OV in a subsequent, second oscillation cycle.
  • the described method is repeated for the subsequent oscillation cycles.
  • FIG. 3 shows waveforms of the signals of FIG. 2 during pan detection if there is no pot
  • FIG. 4 shows waveforms during pan detection in case a pot is present.
  • the voltage UTR of the IGBT 24 is initially switched through briefly by a short voltage pulse, whereby a vibration of the parallel resonant circuit is excited.
  • a positive edge of the voltage TS is generated.
  • the microcontroller 19 counts the positive edges and thus the number of occurring oscillation cycles.
  • the flanks or low point number in FIG. 3 exceed the defined threshold value, ie, by definition, there is no cooking vessel in the heating zone. Since the number of edges in Fig. 4 falls below the threshold, it can be concluded that a cooking vessel in the heating zone.
  • the evaluation of the low points or the use of the subsurface detection device can consequently be used for optimum operation of the induction heating device and for pan detection during a heating operation and for pan detection for enabling the heating operation.
  • the embodiments shown enable a reliable and component-saving operation of the induction heater, although it has a converter with only one switching means or an IGBT.

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betrieb einer Induktionsheizeinrichtung, ein Verfahren zur Topferkennung für eine Induktionsheizeinrichtung und eine Induktionsheizeinrichtung. Bei dem Verfahren zum Betrieb der Induktionsheizeinrichtung wird ein Tiefpunkt eines Schwingungszyklus an einem Verbindungsknoten (N1) eines Parallelschwingkreises und eines Schaltmittels (24) ermittelt, eine Tiefpunktspannung am Tiefpunkt des Schwingungszyklus ermittelt und das Schaltmittel (24) im Tiefpunkt des Schwingungszyklus für eine Einschaltzeitdauer eingeschaltet, die in Abhängigkeit von der Tiefpunktspannung derart bestimmt wird, dass eine Tiefpunktspannung in nachfolgenden Schwingungszyklen einen vorgebbaren Maximalwert nicht überschreitet.

Description

Beschreibung
Induktionsheizeinrichtung und zugehöriges Betriebs- und Topferken- nungsverfahren
Anwendungsgebiet und Stand der Technik
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betrieb einer Induktionsheizeinrichtung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 , ein Verfahren zur Topferkennung für eine Induktionsheizeinrichtung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 9 und eine Induktionsheizeinrichtung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 10.
Induktionskochgeräte bzw. Induktionsherde finden eine immer stärkere Verbreitung. Vorteilhaft ist ihr hoher Wirkungsgrad und die schnelle Reaktion auf eine Änderung der Kochstufe. Nachteilig ist der im Vergleich zu Glaskeramikkochfeldern mit Strahlungsheizkörpern hohe Preis.
Induktionskochgeräte umfassen üblicherweise eine oder mehrere, einer jeweiligen Kochstelle zugeordnete Induktionsheizeinrichtungen mit einer Induktionsspule, die mit einer Wechselspannung bzw. einem Wechselstrom beaufschlagt wird, wodurch in einem magnetisch mit der Induktionsspule gekoppelten, zu erhitzenden Kochgeschirr Wirbelströme induziert werden. Die Wirbelströme bewirken eine Erhitzung des Kochgeschirrs.
Zur Ansteuerung der Induktionsspule sind unterschiedliche Schaltungsanordnungen und Ansteuerverfahren bekannt. Allen Schaltungs- bzw. Verfahrensvarianten ist gemeinsam, dass sie aus einer niederfrequenten Netzeingangsspannung eine hochfrequente Ansteuerspannung für die Induktionsspule erzeugen. Derartige Schaltungen werden als Umrichter bezeichnet. Zur Umrichtung bzw. Frequenzwandlung wird üblicherweise zunächst die Netzeingangs- bzw. Netzwechselspannung mit Hilfe eines Gleichrichters in eine Versorgungsgleichspannung bzw. Zwischenkreisspan- nung gleichgerichtet und anschließend zur Erzeugung der hochfrequenten Ansteuerspannung mit Hilfe von einem oder mehreren Schaltmitteln, im allgemeinen Insulated-Gate-Bipolar-Transistoren (IGBT), aufbereitet. Am Ausgang des Gleichrichters, d.h. zwischen der Zwischenkreisspan- nung und einem Bezugspotential, ist üblicherweise ein so genannter Zwischenkreiskondensator zur Pufferung der Zwischenkreisspannung vorgesehen.
Eine in Europa verbreitete Umrichtervariante bildet eine Halbbrückenschaltung aus zwei IGBTs, wobei die Induktionsspule und zwei Kondensatoren, die seriell zwischen die Zwischenkreisspannung und das Bezugspotential eingeschleift sind, einen Serienschwingkreis bilden. Die Induktionsspule ist mit einem Anschluss mit einem Verbindungspunkt der beiden Kondensatoren und mit ihrem anderen Anschluss mit einem Verbindungspunkt der beiden die Halbbrücke bildenden IGBTs verbunden. Diese Umrichtervariante ist leistungsfähig und zuverlässig, jedoch aufgrund der beiden benötigten IGBTs relativ teuer.
Eine aus Kostengesichtspunkten optimierte Variante verwendet daher nur ein Schaltmittel bzw. einen IGBT, wobei die Induktionsspule und ein Kondensator einen Parallelschwingkreis bilden. Zwischen die Ausgangsanschlüsse des Gleichrichters, parallel zum Zwischenkreiskondensator sind der Parallelschwingkreis aus Induktionsspule und Kondensator und der IGBT seriell eingeschleift. Beim Betrieb dieser Umrichtervariante besteht jedoch die Gefahr, dass bei ungünstigen Betriebsbedingungen, beispielsweise bei Verwendung ungünstigen Kochgeschirrs, eine Überlastung der Bauteile verursacht werden kann. Dies führt üblicherweise zu einer reduzierten Lebensdauer derartiger Induktionsheizeinrichtungen. Aufgabe und Lösung
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zum Betrieb einer Induktionsheizeinrichtung, ein Verfahren zur Topferkennung für eine Induktionsheizeinrichtung und eine Induktionsheizeinrichtung zur Verfügung zu stellen, bei denen die Induktionsheizeinrichtungen einen Umrichter mit nur einem Schaltmittel bzw. einem IGBT aufweisen und die bei wechselnden Betriebsbedingungen einen zuverlässigen und bauteileschonenden Betrieb bei hoher Lebensdauer der Induktionsheizeinrichtung ermöglichen.
Die Erfindung löst diese Aufgabe durch ein Verfahren zum Betrieb einer Induktionsheizeinrichtung nach Anspruch 1, ein Verfahren zur Topferkennung für eine Induktionsheizeinrichtung nach Anspruch 9 und eine Induktionsheizeinrichtung nach Anspruch 10.
Vorteilhafte sowie bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der weiteren Ansprüche und werden im folgenden näher erläutert. Der Wortlaut der Ansprüche wird durch ausdrückliche Bezugnahme zum Inhalt der Beschreibung gemacht.
Das erfindungsgemäße Verfahren dient zum Betrieb einer Induktions- heizeinrichtung mit einer Induktionsspule, einem Kondensator, welcher der Induktionsspule parallel geschaltet ist, wobei die Induktionsspule und der Kondensator einen Parallelschwingkreis bilden, und einem ansteuerbaren Schaltmittel, das in Serie mit dem Parallelschwingkreis zwischen eine aus einer Netzwechselspannung erzeugte Zwischenkreis- spannung und ein Bezugspotential eingeschleift ist und derart angesteuert wird, dass während eines Heizbetriebs eine Schwingung des Parallelschwingkreises bewirkt wird. Zum Betrieb der Induktionsheizeinrichtung wird ein Tiefpunkt eines Schwingungszyklus an einem Verbin- dungsknoten des Parallelschwingkreises und des Schaltmittels ermittelt, eine Tiefpunktspannung am Tiefpunkt des Schwingungszyklus ermittelt und das Schaltmittel im Tiefpunkt des Schwingungszyklus für eine Einschaltzeitdauer eingeschaltet, die in Abhängigkeit von der Tiefpunktspannung derart bestimmt wird, dass eine Tiefpunktspannung in nachfolgenden Schwingungszyklen einen vorgebbaren Maximalwert nicht überschreitet. Der Maximalwert ist bevorzugt kleiner als 50V, besonders bevorzugt kleiner als 10V. Dies ermöglicht einen besonders bauteileschonenden und somit verschleißarmen Betrieb der Induktionsheizeinrichtung, da das Schaltmittel genau dann angeschaltet wird, wenn an dem Verbindungsknoten des Parallelschwingkreises und des Schaltmittels keine bzw. lediglich eine geringe Spannung ansteht. Ein Durchschalten des Schaltmittels erzeugt folglich keine bzw. lediglich eine zu vernachlässigende Stromspitze im Schaltmittel selbst und in den Bauelementen der Induktionsheizeinrichtung. Durch die geeignete Wahl der Einschaltzeitdauer wird dem Schwingkreis in der Ein- bzw. Aufladephase gerade so viel Energie zugeführt, dass die Spannung an dem Verbindungsknoten des Parallelschwingkreises und des Schaltmittels im nachfolgenden Schwingungszyklus gerade wieder bis auf den gewünschten Spannungswert durchschwingt, d.h. im Tief- bzw. Umkehrpunkt den gewünschten Spannungspegel aufweist. Wenn die Einschaltzeitdauer zu kurz gewählt wird, weist die Spannung am Verbindungsknoten im nachfolgenden Schwingungszyklus im Tiefpunkt einen zu hohen Wert auf, wodurch beim Durchschalten des Schaltmittels eine Stromspitze verursacht wird. Wenn die Einschaltzeitdauer zu lang gewählt wird, kann eine maximale Strombelastung der Bauteile, beispielsweise des Schaltmittels, überschritten werden, wodurch diese möglicherweise beschädigt werden. Die Bezugsspannung ist vorzugsweise das Massepotential. Als Schaltmittel können grundsätzlich alle geeignet spannungsfesten Schaltmittel verwendet werden, insbesondere sind dies hochspannungsfeste Insulated-Gate-Bipolar-Transistoren (IGBTs). Der Einschaltzeitpunkt des Schaltmittels wird folglich mit den Schwingungstiefpunkten _ _
synchronisiert, wobei die Spannungshöhe am Einschaltzeitpunkt zur Bestimmung der Einschaltzeitdauer herangezogen wird.
In einer Weiterbildung des Verfahrens wird die Einschaltzeitdauer derart bestimmt bzw. eingestellt, dass eine Tiefpunktspannung in nachfolgenden Schwingungszyklen gleich der Bezugsspannung ist. In diesem Fall erfolgt der Einschaltvorgang des Schaltmittels praktisch stromlos.
In einer Weiterbildung des Verfahrens wird die Einschaltzeitdauer im Vergleich zu einer Einschaltzeitdauer eines vorhergehenden Schwingungszyklus vergrößert, wenn die Tiefpunktspannung einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet. Auf diese Weise lässt sich eine schrittweise Anpassung bzw. Regelung der Tiefpunktspannung erzielen. Wenn die Tiefpunktspannung in einem Schwingungszyklus n zu hoch ist, bedeutet dies, dass in einem Schwingungszyklus n-1 zu wenig Energie in den Schwingkreis eingespeist wurde, d.h. die Einschaltzeitdauer war zu kurz. Die Einschaltzeitdauer ist daher zu vergrößern, beispielsweise mit vorbestimmter Schrittweite. Wenn im Schwingungszyklus n+1 die Tiefpunktspannung den Schwellenwert erneut überschreitet, wird die Einschaltzeitdauer nochmals erhöht. Dieser Vorgang wird so lange wiederholt, bis die Tiefpunktspannung den gewünschten Wert, im Idealfall OV, erreicht hat. Selbstverständlich kann die Einschaltzeitdauer auch ausgehend von einer Tiefpunktspannung von OV in aufeinanderfolgenden Schwingungszyklen so lange reduziert werden, bis die Tiefpunktspannung beispielsweise etwas größer als OV jedoch kleiner als ein einstellbarer Schwellenwert ist. Auf diese Weise ist ein dynamisches Nachführen der Einschaltzeitdauer möglich, wenn sich die Schwingkreisparameter, beispielsweise aufgrund eines Verschiebens eines Kochgefäßes auf einer Kochstelle, verändern.
In einer Weiterbildung des Verfahrens wird der Tiefpunkt der Schwingung bzw. der jeweiligen Schwingungszyklen durch Ableiten bzw. Diffe- renzieren eines Spannungsverlaufs an dem Verbindungsknoten des Parallelschwingkreises und des Schaltmittels ermittelt. Durch Ableiten lässt sich der Tiefpunkt des Spannungsverlaufs bzw. eines Schwingungszyklus leicht bestimmen, da dort der Wert der Ableitung null ist.
In einer Weiterbildung des Verfahrens findet bei eingeschaltetem Schaltmittel keine Tiefpunktermittlung statt. Auf diese Weise kann verhindert werden, dass Tiefpunkte im Spannungsverlauf, die durch ein Einschalten des Schaltmittels verursacht werden, unterdrückt werden, da diese üblicherweise nicht zur Auswertung notwendig sind bzw. diese sogar stören.
In einer Weiterbildung des Verfahrens wird die Tiefpunktspannung mit einer Referenzspannung verglichen und in Abhängigkeit vom Ergebnis des Vergleichs ein Vergleichssignal erzeugt, das anzeigt, ob die Tiefpunktspannung größer oder kleiner als die Referenzspannung ist. Bevorzugt wird die Referenzspannung in Abhängigkeit vom Schaltzustand des Schaltmittels erzeugt.
In einer Weiterbildung des Verfahrens wird ermittelt, ob sich auf einer der Induktionsheizeinrichtung zugeordneten Kochfläche oder Heizzone ein Kochgefäß befindet, wobei ein Kochgefäß erkannt wird, wenn im Bereich eines Netznulldurchgangs der Netzwechselspannung keine Tiefpunkte von Schwingungszyklen an dem Verbindungsknoten des Parallelschwingkreises und des Schaltmittels ermittelbar sind. Die Dämpfung des Schwingkreises hängt stark davon ab, ob sich ein Kochgefäß in einer Heizzone der Induktionsheizeinrichtung befindet oder nicht. Wenn ein magnetisch wirkendes Kochgefäß auf einer Kochfläche platziert ist, nimmt die Schwingkreisdämpfung stark zu, da dem Schwingkreis Energie entzogen wird, die durch das Kochgefäß aufgenommen wird. In diesem Fall nimmt die Zwischenkreisspannung im Bereich eines Nulldurchgangs der Netzwechselspannung so stark ab, dass sich keine Schwin- gung mit detektierbaren Tiefpunkten mehr ausbildet. Wenn folglich im Bereich des Netznulldurchgangs keine Tiefpunkte mehr detektierbar sind, kann daraus auf das Vorhandensein eines Kochgefäßes geschlossen werden. Dies ist fortlaufend auch während eines aktiven Heizbetriebs möglich.
Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren zur Topferkennung für eine Induktionsheizeinrichtung, die der oben beschriebenen Induktionsheizeinrichtung im wesentlichen entspricht, wird das Schaltmittel kurzzeitig geschlossen, wodurch eine Schwingung des Parallelschwingkreises angeregt wird. Die Anzahl von auftretenden Schwingungszyklen wird durch Ermitteln und Zählen von Tiefpunkten der Schwingung an einem Verbindungsknoten des Parallelschwingkreises und des Schaltmittels bestimmt. Die Anwesenheit eines Kochgefäßes bzw. Topfs wird in Abhängigkeit davon ermittelt, ob die Anzahl der Schwingungszyklen einen vorgebbaren Schwellenwert unterschreitet. Wie bereits oben ausgeführt, ist eine Schwingkreisdämpfung davon abhängig, ob sich ein Kochgefäß in einer Heizzone der Induktionsheizeinrichtung befindet oder nicht. Wenn ein magnetisch wirkendes Kochgefäß auf einer Kochstelle bzw. in einer Heizzone platziert ist, nimmt die Schwingkreisdämpfung stark zu. In diesem Fall ist bereits nach wenigen Schwingungszyklen bzw. Perioden keine Schwingung und somit auch keine Tiefpunkte der Schwingung mehr detektierbar. Wenn kein Kochgefäß auf einer Kochstelle platziert ist, ist die Schwingung und somit auch die Tiefpunkte der Schwingung wesentlich länger detektierbar, d.h. die Anzahl der gezählten bzw. zählbaren Tiefpunkte ist im Vergleich zur stärker gedämpften Schwingung mit Kochgefäß wesentlich größer. Die Anzahl der gezählten Tiefpunkte kann daher als Indikator für die Anwesenheit eines Kochgefäßes verwendet werden.
Die erfindungsgemäße Induktionsheizeinrichtung, die insbesondere zur Durchführung eines der vorgenannten Verfahren geeignet ist, umfasst . .
eine Induktionsspule, einen Kondensator, welcher der Induktionsspule parallel geschaltet ist, wobei die Induktionsspule und der Kondensator einen Parallelschwingkreis bilden, und ein ansteuerbares Schaltmittel, das in Serie mit dem Parallelschwingkreis zwischen eine Zwischenkreis- spannung und eine Bezugsspannung eingeschleift ist und derart angesteuert wird, dass während eines Heizbetriebs eine Schwingung des Parallelschwingkreises bewirkt wird. Erfindungsgemäß ist eine Tiefpunktermittlungseinrichtung zur Ermittlung eines Tiefpunkts eines Schwingungszyklus an einem Verbindungsknoten des Parallelschwingkreises und des Schaltmittels, eine Tiefpunktspannungsermittlungseinrichtung zur Ermittlung einer Tiefpunktspannung am Tiefpunkt des Schwingungszyklus und eine mit der Tiefpunktermittlungseinrichtung und der Tief- punktspannungsermittlungseinrichtung gekoppelte Steuereinrichtung vorgesehen, die derart eingerichtet ist, dass das Schaltmittel im Tiefpunkt des Schwingungszyklus für eine Einschaltzeitdauer eingeschaltet wird, die in Abhängigkeit von der Tiefpunktspannung derart bestimmt wird, dass eine Tiefpunktspannung in nachfolgenden Schwingungszyklen einen vorgebbaren Maximalwert nicht überschreitet. Die Steuereinheit kann beispielsweise ein Mikrocontroller sein.
In einer Weiterbildung der Induktionsheizeinrichtung umfasst die Tiefpunktermittlungseinrichtung einen ersten Kondensator, einen ersten Widerstand, ein Überspannungsbegrenzungsmittel, insbesondere eine Z- Diode, und einen zweiten Widerstand, wobei der erste Kondensator, der erste Widerstand und das Überspannungsbegrenzungsmittel seriell zwischen den Verbindungsknoten des Parallelschwingkreis und des Schaltmittels und ein Bezugspotential eingeschleift sind und der zweite Widerstand zwischen eine Versorgungsspannung und einen Verbindungsknoten des ersten Widerstands und des Überspannungsbegren- zungsmittels eingeschleift ist und an dem Verbindungsknoten des ersten Widerstands und des Überspannungsbegrenzungsmittels ein Tiefpunktsignal ansteht, das einen Tiefpunkt anzeigt. Die genannten Bauelemente bilden ein Differenzierglied, das einen Spannungsverlauf am Verbindungsknoten des Parallelschwingkreises und des Schaltmittels differenziert bzw. ableitet. Auf diese Weise kann einfach eine Tiefpunkterkennung des Spannungsverlaufs realisiert werden, da beim Übergang von einer negativen zu einer positiven Steigung des Spannungsverlaufs eine steigende Flanke des Tiefpunktsignals erzeugt wird. Der zweite Widerstand bewirkt, dass bei konstanter Spannung an dem Verbindungsknoten das Tiefpunktsignal auf einen Versorgungsspannungspegel angehoben wird.
In einer Weiterbildung der Induktionsheizeinrichtung umfasst die Tief- punktspannungsermittlungseinrichtung einen Spannungsteiler, der zwischen den Verbindungsknoten des Parallelschwingkreises und des Schaltmittels und ein Bezugspotential eingeschleift ist und eine heruntergeteilte Schwingkreisspannung erzeugt, eine Referenzspannungser- zeugungseinrichtung zur Erzeugung einer Referenzspannung und einen Komparator, der mit der Schwingkreisspannung und der Referenzspannung beaufschlagt wird und in Abhängigkeit davon ein Komparatorsignal erzeugt, das anzeigt, ob die Schwingkreisspannung größer oder kleiner als die Referenzspannung ist. Bevorzugt umfasst die Tiefpunktspan- nungsermittlungseinrichtung ein Verzögerungsglied, das die Schwingkreisspannung verzögert an den Komparator ausgibt. Dies ermöglicht eine erleichterte Auswertung des Komparatorsignals in der Steuereinheit
In einer Weiterbildung der Induktionsheizeinrichtung ist die Referenz- spannungserzeugungseinrichtung derart eingerichtet, dass die Referenzspannung in Abhängigkeit vom Schaltzustand des Schaltmittels erzeugt wird.
Diese und weitere Merkmale gehen außer aus den Ansprüchen auch aus der Beschreibung und den Zeichnungen hervor, wobei die einzelnen Merkmale jeweils für sich alleine oder zu mehreren in Form von Unter- kombinationen bei einer Ausführungsform der Erfindung und auf anderen Gebieten verwirklicht sein und vorteilhafte sowie für sich schutzfähige Ausführungen darstellen können, für die hier Schutz beansprucht wird. Die Unterteilung der Anmeldung in einzelne Abschnitte und Zwi- schen-Überschriften beschränkt die unter diesen gemachten Aussagen nicht in ihrer Allgemeingültigkeit.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen schematisch dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Hierbei zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild einer Ausführungsform einer Induktionsheizeinrichtung,
Fig. 2 Signalverläufe von Signalen der Induktionsheizeinrichtung von Fig. 1 während eines Heizbetriebs,
Fig. 3 Signalverläufe der Signale von Fig. 2 während einer Topferkennung, falls kein Topf vorhanden ist, und
Fig. 4 Signalverläufe der Signale von Fig. 2 während einer Topferkennung, falls ein Topf vorhanden ist.
Detaillierte Beschreibung der Ausführungsbeispiele
Fig. 1 zeigt ein Schaltbild einer Ausführungsform einer Induktionsheizeinrichtung mit Anschlussklemmen 1 zum Anschluss einer Netzwechselspannung UN, beispielsweise mit 230V und 50Hz Netzfrequenz, die von einem Brückengleichrichter 2 gleichgerichtet wird. An einem Ausgang des Brückengleichrichters 2 liegt eine so genannte Zwischenkreisspan- nung UZ an, die von einem Zwischenkreiskondensator 3 gepuffert wird.
Eine Induktionsspule 4 und ein Kondensator 25 sind parallel geschaltet und bilden einen Parallelschwingkreis. Ein ansteuerbares Schaltmittel in Form eines IGBTs 24 und ein Strommesswiderstand 23 sind in Serie mit dem Parallelschwingkreis zwischen die Zwischenkreisspannung UZ und ein Bezugspotential in Form der Massespannung GND eingeschleift. Der IGBT 24 wird von einer Steuereinheit in Form eines MikroControllers 19 angesteuert, wobei zur Erzeugung der notwendigen Ansteuerpegel des IGBTs 24 eine Treiberschaltung 20 zwischen einen Steuerausgang des Mikrocontrollers 19 und den Gateanschluss des IGBTs 24 eingeschleift ist. Eine Freilaufdiode 26 ist der Kollektor-Emitter-Strecke des IGBTs 24 parallel geschaltet. Eine am Strommesswiderstand 23 anstehende Messspannung wird durch ein RC-Filter aus dem Widerstand 22 und dem Kondensator 21 gefiltert und an einen zugehörigen Eingang des Mikrocontrollers 19 angelegt.
Nach dem Anlegen der Netzwechselspannung UN oder wenn die Induktionsheizeinrichtung nicht in einem Heizbetrieb betrieben wird, lädt sich der Zwischenkreiskondensator 3 auf einen Scheitelwert der Netzwechselspannung UN auf, beispielsweise auf 325V bei 230V Netzwechselspannung. Wenn der IGBT 24 ausgehend von diesem Zustand eingeschaltet wird, nimmt eine Spannung UC am Kollektor des IGBTs bzw. an einem Verbindungsknoten N1 des Parallelschwingkreises und des IGBTs in etwa Massepotential GND an, da der Strommesswiderstand 23 sehr niederohmig dimensioniert ist.
Dies bewirkt, dass der Kondensator 25 auf den Wert der Zwischenkreisspannung UZ aufgeladen wird. Da die Induktionsspule 4 ebenfalls mit der Zwischenkreisspannung UZ beaufschlagt wird, ergibt sich ein linea- rer Stromanstieg durch die Induktionsspule 4, wodurch magnetische E- nergie in der Spule gespeichert wird.
Wenn der IGBT 24 abgeschaltet wird, bildet sich im Schwingkreis eine Schwingung aus, deren Amplitude am Kollektor des IGBTs 24 erheblich über den Wert der Zwischenkreisspannung UZ ansteigen kann. Diese Schwingung induziert beispielsweise in einem Boden eines über der Induktionsspule 4 stehenden Kochgefäßes 5 einen Wirbelstrom, der zu dessen Erwärmung führt. Dem Schwingkreis wird dadurch Energie entzogen, wodurch die Schwingung gedämpft wird.
Im Idealfall wird die Induktionsheizeinrichtung derart betrieben bzw. der IGBT 24 derart angesteuert, dass dem Schwingkreis in der Aufladephase, d.h. bei durchgeschaltetem IGBT 24, gerade so viel Energie zugeführt wird, dass die Spannung UC am Knoten N1 bzw. am Kollektor des IGBTs 24 in einem nachfolgenden Schwingungszyklus bis auf das Massepotential GND durchschwingt. Hierzu ist eine Einschaltzeitdauer des IGBTs 24 geeignet zu wählen. Genau zu dem Zeitpunkt, an dem die Spannung UC am Knoten N1 ihr niedrigstes Potential erreicht hat, d.h. im Tiefpunkt eines Schwingungszyklus, muss der IGBT 24 wieder eingeschaltet werden, um den Schwingkreis für den nachfolgenden Schwingungszyklus bzw. die nachfolgende Periode wieder aufzuladen. Wenn im Tiefpunkt die Spannung UC am Knoten N1 bis auf das Massepotential durchschwingt, entsteht beim Einschalten des IGBTs 24 keine Einschaltstromspitze durch den IGBT 24 bzw. den Kondensator 25, wodurch ein bauteileschonender Betrieb sichergestellt ist.
Wenn jedoch in einem vorhergehenden Schwingungszyklus zu wenig Energie in den Schwingkreis übertragen wurde, d.h. die Einschaltzeitdauer zu kurz gewählt wurde, schwingt die Spannung UC am Knoten N1 nicht auf das Massepotential GND durch, wodurch vor dem Einschalten des IGBTs 24 im Tiefpunkt der Schwingung eine Spannungsdifferenz zwischen Kollektor und Emitter des IGBTs 24 bzw. Masse auftritt. Beim Einschalten des IGBTs 24 führt dies zu einer Stromspitze durch den IGBT 24 und den Kondensator 25, da der Kondensator 25 für den Spannungssprung an seinen Anschlüssen praktisch einen Kurzschluss darstellt und sehr schnell aufgeladen wird. Dies ist sowohl für den IGBT 24 als auch für den Kondensator 25 schädlich und führt zu einer reduzierten Lebensdauer dieser Bauteile.
Um ein Einschalten des IGBTs 24 im Tiefpunkt eines Schwingungszyklus am Knoten N1 zu ermöglichen, ist eine Tiefpunktermittlungseinrichtung in Form eines Kondensators 5, eines Widerstands 7, eines Über- spannungsbegrenzungsmittels in Form einer Z-Diode 12 und eines Widerstands 6 vorgesehen, wobei der Kondensator 5, der Widerstand 7 und die Z-Diode 12 seriell zwischen den Verbindungsknoten N1 und das Massepotential GND eingeschleift sind und der Widerstand 6 zwischen eine Versorgungsspannung UV und einen Verbindungsknoten N2 des Widerstands 7 und der Z-Diode 12 eingeschleift ist. Am Verbindungsknoten N2 steht ein Signal bzw. eine Spannung TS an, deren Verlauf einen Tiefpunkt anzeigt.
Durch den Kondensator 5, den Widerstand 7 und den Widerstand 6 wird die Spannung UC am Knoten N1 bzw. zwischen dem Kollektor und dem Emitter des IGBTs 24 abgeleitet bzw. differenziert, d.h. im bzw. kurz nach dem Tiefpunkt eines Schwingungszyklus am Knoten N1 stellt sich eine steigende Flanke der Spannung TS ein. Die Z-Diode 12 begrenzt die auftretenden Spannungspegel der Spannung TS auf Werte, die vom Mikrocontroller 19 verarbeitet werden können, beispielsweise auf ca. - 0,6V bis 5,6V. Bei einer ansteigenden Schwingung am Knoten N1 nimmt die Spannung TS beispielsweise Spannungswerte von etwa +5V und während einer abfallenden Schwingung beispielsweise Werte von etwa -0,6V an. Wenn sich die Spannung UC am Knoten N1 nicht ändert, beispielsweise wenn der IGBT 24 eingeschaltet ist, liegt über den Widerstand 6 ein positives Potential an der Kathode der Z-Diode 12 an. Es entsteht folglich eine positive Spannungsflanke an der Z-Diode 12 bzw. der Spannung TS, wenn die differenzierte Spannung am Knoten N1 von negativen Werten auf positive Werte oder von negativen Werten auf einen Wert von null wechselt. Die Spannung TS wird über eine Diode 13 an einen zugehörigen Eingang des MikroControllers 19 zur Auswertung übertragen.
Der Mikrocontroller 19 kann folglich anhand einer steigenden Flanke der Spannung TS einen Tiefpunkt eines Schwingungszyklus am Knoten N1 erkennen, und den IGBT 24 synchron zum Tiefpunkt anschalten.
Wenn jedoch zum Einschaltzeitpunkt die Spannung UC am Knoten N1 größer als OV ist, entsteht durch das Einschalten des IGBTs 24 zunächst eine negative Flanke der Spannung UC am Knoten N1, die bewirkt, dass das Signal TS ebenfalls von einem positiven Pegel, der durch den zuvor detektierten Tiefpunkt herrührt, wieder auf einen niedrigen Pegel übergeht. Da bei durchgeschaltetem IGBT 24 die Spannung UC am Knoten N1 in etwa konstant auf Massepotential bleibt, entsteht aufgrund des Widerstands 6 erneut eine positive Flanke der Spannung TS. Dies würde dem Mikrocontroller 19 einen erneuten Tiefpunkt der Schwingung signalisieren. Da jedoch der Tiefpunkt nicht durch die Schwingung sondern durch das Einschalten des IGBTs bei Spannungen größer als OV verursacht wird, wird diese zweite positive Flanke der Spannung TS nicht an den Mikrocontroller 19 übertragen.
Hierzu wird eine Ansteuerspannung des IGBTs 24 durch einen Spannungsteiler aus Widerständen 8 und 14 auf einen auswertbaren Pegel heruntergeteilt und zurückgekoppelt. Die Diode 13, die zwischen die Spannung TS und den zugehörigen Eingang des MikroControllers 19 eingeschleift ist, bewirkt in Verbindung mit der zurückgekoppelten Ansteuerspannung, dass die zweite steigende Flanke der Spannung TS an den Eingang des Mikrocontrollers 19 übertragen wird. Bei eingeschaltetem IGBT 24 findet folglich keine Tiefpunktermittlung statt.
Um die Spannung UC am Knoten N1 im Tiefpunkt eines Schwingungszyklus zu ermitteln, wobei die ermittelte Spannung am Tiefpunkt Grundlage für die Berechnung der Einschaltzeitdauer des IGBTs 24 ist, ist eine Tiefpunktspannungsermittlungseinrichtung in Form eines Spannungsteilers aus Widerständen 9 und 15, die zwischen den Verbindungsknoten N1 und Masse GND eingeschleift sind und eine heruntergeteilte Schwingkreisspannung US erzeugen, eine Referenzspannungserzeu- gungseinrichtung mit Widerständen 10 und 11 zur Erzeugung einer Referenzspannung UR und ein Komparator 18 vorgesehen, der mit der Schwingkreisspannung US und der Referenzspannung UR beaufschlagt wird und in Abhängigkeit davon ein Komparatorsignal UK erzeugt, das anzeigt, ob die Schwingkreisspannung US größer oder kleiner als die Referenzspannung UR ist, und an einen zugehörigen Eingang des Mikrocontrollers 19 zur Auswertung angelegt wird.
Die Schwingkreisspannung US wird durch eine Diode 16 auf ca. 0,7V begrenzt, die zwischen den Eingang des Komparators 18, an dem die Schwingkreisspannung US anliegt, und Masse GND eingeschleift ist. Ein der Diode 16 parallel geschalteter Kondensator 17 bewirkt, dass eine Änderung der Spannung UC am Knoten N1 am Eingang des Komparators 18 erst mit einer geringen Verzögerung wirksam wird.
Die Widerstände 10 und 11 zur Erzeugung der Referenzspannung UR sind seriell zwischen den Steuerausgang des Mikrocontrollers 19 zur Ansteuerung des IGBTs 24 und die Versorgungsspannung UV eingeschleift, wobei die Referenzspannung UR am Verbindungsknoten zwischen den Widerständen 10 und 11 ansteht. Die Referenzspannung UR wird folglich in Abhängigkeit vom Schaltzustand des Schaltmittels bzw. vom Pegel einer Spannung UTR am Steuerausgang des Mikrocontrol- lers MC erzeugt. Die Widerstände 10 und 11 werden derart dimensioniert, dass die Referenzspannung UR bei eingeschaltetem IGBT 24 kleiner als die Durchlassspannung der Diode 16 und bei ausgeschaltetem IGBT 24 größer als die Durchlassspannung der Diode 16 ist.
Bei ausgeschaltetem IGBT 24 signalisiert folglich das Komparatorsignal UK unabhängig von der Spannung UC am Knoten N1 immer, dass die Schwingkreisspannung US kleiner als die Referenzspannung UR ist.
Bei eingeschaltetem IGBT 24, nach Ablauf der durch den Kondensator 17 erzeugten Verzögerungszeit der Spannung am Knoten N1 bzw. der Schwingkreisspannung US, beträgt die Schwingkreisspannung US in etwa OV, da bei ein- bzw. durchgeschaltetem IGBT 24 in etwa OV am Kollektor bzw. am Knoten N1 anstehen. Folglich signalisiert das Komparatorsignal UK nach Ablauf der Verzögerungszeit immer, dass die Schwingkreisspannung US kleiner als die Referenzspannung UR ist.
Da die Schwingkreisspannung US aufgrund des Kondensators 17 verzögert an den Komparator 18 angelegt wird, wird ein Wert der Schwingkreisspannung US, der zu einem Einschaltzeitpunkt des IGBTs 24 gehört, mit einem Referenzspannungswert verglichen, der zu einem eingeschalteten IGBT 24 gehört. Folglich entsteht aufgrund der Verzögerung der Schwingkreisspannung US beim Einschalten des IGBTs 24 ein Impuls des Komparatorsignals UK, wenn die Schwingkreisspannung US im Zeitpunkt des Einschaltens größer als die Referenzspannung UR bei eingeschaltetem IGBT 24 ist. Dieser Impuls zeigt dem Mikrocontroller 19 an, dass die Spannung UC am Knoten N1 im Tiefpunkt des Schwingungszyklus größer als ein dem Referenzspannungswert entsprechender Maximalwert ist. Dies bedeutet, dass die während der vorhergehenden Einschaltzeitdauer in den Schwingkreis eingespeiste Energie nicht ausgereicht hat, die Spannung UC am Knoten N1 bis auf das Massepotential GND durchschwingen zu lassen. Die Einschaltzeitdauer wird folglich im Vergleich zum vorhergehenden Schwingungszyklus vergrößert. Wenn die Spannung UC am Knoten N1 im Tiefpunkt eines nachfolgenden Schwingungszyklus kleiner als der dem Referenzspannungswert entsprechender Maximalwert ist, bleibt die Einschaltzeitdauer konstant. Die beschriebenen Verfahrensschritte werden periodisch wiederholt.
Zusammenfassend wird die gezeigte Induktionsheizeinrichtung derart betrieben, dass der Einschaltzeitpunkt des IGBTs 24 mit dem Tiefpunkt der Spannung UC am Knoten N1 bzw. der Kollektorspannung synchronisiert wird. Die Einschaltzeitdauer bzw. der Ausschaltzeitpunkt des IGBTs 24 wird von der minimalen Schwingkreisenergie bestimmt, die zum Durchschwingen der Spannung UC am Knoten N1 auf das Massepotential bei ausgeschaltetem IGBT 24 notwendig ist. Zur Bestimmung der zugehörigen Einschaltzeitdauer erhöht der MikroController 19 deshalb so lange die Einschaltzeitdauer des IGBTs 24, bis die Spannung UC zum Zeitpunkt des Einschaltens, d.h. im Schwingungstiefpunkt, kleiner als ein vordefinierter Wert nahe OV ist. Diese Einschaltzeitdauer bzw. dieser Arbeitspunkt entspricht der kleinsten kontinuierlichen Leistungsabgabe. Kleinere Leistungen werden durch Anwenden des herkömmlichen so genannten 1/3- oder 2/3-Halbwellenbetriebs und gegebenenfalls zusätzlichem Takten des IGBTs 24 durch periodisches Ein- und Ausschalten eingestellt. Eine Leistungsvergrößerung innerhalb einer Halbwelle ist durch Verlängerung der Einschaltzeitdauer über die oben beschriebene minimale Einschaltzeitdauer hinaus möglich.
Fig. 2 zeigt zur Illustration des Betriebs der Induktionsheizeinrichtung die Spannung UC, das Signal bzw. die Spannung TS und die Spannung UTR am Steuerausgang des MikroControllers 19, die zur Ansteuerung des Treibers 20 bzw. des IGBTs 24 dient. Ein Low-Pegel der Spannung UTR bewirkt einen Durchschalten des IGBTs 24 und ein High-Pegel ein Sperren. Die Spannung UC beträgt bei eingeschaltetem IGBT 24 ca. OV und die Spannung TS ca. 5V.
Sobald der IGBT 24 abgeschaltet wird, nimmt die Spannung UC in einem ersten Schwingungszyklus etwa sinusförmig zu. Die Spannung TS bleibt unverändert bei ca. 5V. Wenn die Spannung UC ihren Scheitelwert überschritten hat, nimmt sie sinusförmig bis auf ca. OV ab. Die Spannung TS geht hierbei langsam auf ca. OV zurück.
Im Tiefpunkt des ersten Schwingungszyklus ergibt sich eine positive Flanke der Spannung TS, die dem Mikrocontroller 19 den Tiefpunkt anzeigt. Dieser ändert in Folge die Spannung UTR an seinem Steuerausgang, wobei im gezeigten Fall ein Pegel von OV der Spannung UTR einen eingeschalteten IGBT 24 bewirkt. Der IGBT bleibt so lange eingeschaltet bzw. die Spannung UTR bleibt so lange auf einem Pegel von OV, dass die in den Schwingkreis eingespeiste Energie gerade ausreicht, dass in einem nachfolgenden, zweiten Schwingungszyklus die Spannung UC gerade wieder auf OV durchschwingt. Das beschriebene Verfahren wird für die nachfolgenden Schwingungszyklen wiederholt.
Zur Topferkennung, d.h. zur Bestimmung, ob sich das Kochgefäß 5 in einer der Induktionsspule 4 zugeordneten Heizzone befindet, wird im Bereich von Nulldurchgängen der Netzeingangsspannung UN überprüft, ob Tiefpunkte ermittelbar sind, d.h. ob steigende Flanken der Spannung TS innerhalb eines Zeitintervalls auftreten, in dem erfahrungsgemäß steigende Flanken auftreten müssten. Wenn ein Kochgefäß 5 vorhanden ist, ist der Schwingkreis stark gedämpft, d.h. der Zwischenkreiskonden- sator 3 wird im Bereich des Netznulldurchgangs annähernd vollständig entladen. In diesem Fall reicht die Zwischenkreisspannung UZ zur Erzeugung steigender Flanken der Spannung TS im Bereich des Netznull- durchgangs nicht mehr aus. Dies kann zur Topferkennung bei aktivem Heizbetrieb verwendet werden.
Zur Topferkennung bei nicht aktivem Heizbetrieb, beispielsweise wenn ein Bediener eine gewünschte Heizleistung einer Kochstelle einstellt und zur Freigabe einer Heizleistungserzeugung zu überprüfen ist, ob sich überhaupt ein Kochgefäß 5 auf der Kochstelle befindet, kann das in den Fig. 3 und 4 gezeigte Verfahren verwendet werden
Fig. 3 zeigt Signalverläufe der Signale von Fig. 2 während einer Topferkennung, falls kein Topf vorhanden ist, und Fig. 4 zeigt Signalverläufe während einer Topferkennung, falls ein Topf vorhanden ist.
Am Beginn der Topferkennung wird zunächst durch einen kurzen Spannungspuls der Spannung UTR der IGBT 24 kurz durchgeschaltet, wodurch eine Schwingung des Parallelschwingkreises angeregt wird. In jedem Tiefpunkt eines Schwingungszyklus der Spannung UC wird eine positive Flanke der Spannung TS erzeugt. Der Mikrocontroller 19 zählt die positiven Flanken und somit die Anzahl von auftretenden Schwingungszyklen.
Da in Fig. 3 die Schwingkreisdämpfung aufgrund des Fehlens eines Kochgefäßes gering ist, werden eine große Anzahl von Flanken gezählt. Aufgrund der starken Dämpfung des Schwingkreises in Fig. 4 sind dort lediglich ca. 5 steigende Flanken detektierbar.
Wenn nun ein Schwellenwert von beispielsweise 10 Flanken zur Topferkennung festgelegt wird, überschreitet in Fig. 3 die Flanken, bzw. Tiefpunktanzahl den festgelegten Schwellenwert, d.h. es befindet sich definitionsgemäß kein Kochgefäß in der Heizzone. Da die Flankenanzahl in Fig. 4 den Schwellenwert unterschreitet, kann auf ein Kochgefäß in der Heizzone geschlossen werden. -
Die Auswertung der Tiefpunkte bzw. die Verwendung der Tiefpunktermittlungseinrichtung kann folglich zum optimalen Betrieb der Induktionsheizeinrichtung und zur Topferkennung während eines Heizbetriebs und zur Topferkennung zur Freigabe des Heizbetriebs verwendet werden.
Die gezeigten Ausführungsformen ermöglichen einen zuverlässigen und bauteileschonenden Betrieb der Induktionsheizeinrichtung, obwohl diese einen Umrichter mit nur einem Schaltmittel bzw. einem IGBT aufweist.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Betrieb einer Induktionsheizeinrichtung mit einer Induktionsspule (4), einem Kondensator (25), welcher der Induktionsspule (4) parallel geschaltet ist, wobei die Induktionsspule (4) und der Kondensator (25) einen Parallelschwingkreis bilden, und einem ansteuerbaren Schaltmittel (24), das in Serie mit dem Parallelschwingkreis zwischen eine aus einer Netzwechselspannung (UN) erzeugte Zwischenkreisspannung (UZ) und ein Bezugspotential (GND) eingeschleift ist und derart angesteuert wird, dass während eines Heizbetriebs eine Schwingung des Parallelschwingkreises bewirkt wird, dadurch gekennzeichnet, dass ein Tiefpunkt eines Schwingungszyklus an einem Verbindungsknoten (N1) des Parallelschwingkreises und des Schaltmittels (24) ermittelt wird, eine Tiefpunktspannung am Tiefpunkt des Schwingungszyklus ermittelt wird und das Schaltmittel (24) im Tiefpunkt des Schwingungszyklus für eine Einschaltzeitdauer eingeschaltet wird, die in Abhängigkeit von der Tiefpunktspannung derart bestimmt wird, dass eine Tiefpunktspannung in nachfolgenden Schwingungszyklen einen vorgebbaren Maximalwert nicht überschreitet.
2. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Einschaltzeitdauer derart bestimmt wird, dass eine Tiefpunktspannung in nachfolgenden Schwingungszyklen gleich der Bezugsspannung (GND) ist. - -
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Einschaltzeitdauer im Vergleich zu einer Einschaltzeitdauer eines vorhergehenden Schwingungszyklus vergrößert wird, wenn die Tiefpunktspannung einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet.
4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Tiefpunkt der Schwingung durch Ableiten eines Spannungsverlaufs an dem Verbindungsknoten (N1) des Parallelschwingkreises und des Schaltmittels (24) ermittelt wird.
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass bei eingeschaltetem Schaltmittel (24) keine Tiefpunktermittlung stattfindet.
6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Tiefpunktspannung mit einer Referenzspannung (UR) verglichen und in Abhängigkeit vom Ergebnis des Vergleichs ein Vergleichssignal (UK) erzeugt wird, das anzeigt, ob die Tiefpunktspannung größer oder kleiner als die Referenzspannung (UR) ist.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Referenzspannung in Abhängigkeit vom Schaltzustand des Schaltmittels (24) erzeugt wird.
8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ermittelt wird, ob sich auf einer der Induktionsheizeinrichtung zugeordneten Kochfläche oder Heizzone ein Kochgefäß (5) befindet, wobei ein Kochgefäß (5) erkannt wird, wenn im Bereich eines Netznulldurchgangs der Netzwechselspannung (UN) keine Tiefpunkte von Schwingungszyklen an dem Verbindungsknoten (N1 ) des Parallelschwingkreises und des Schaltmittels ermittelbar sind.
9. Verfahren zur Topferkennung für eine Induktionsheizeinrichtung mit einer Induktionsspule (4), einem Kondensator (25), welcher der Induktionsspule (4) parallel geschaltet ist, wobei die Induktionsspule (4) und der Kondensator (25) einen Parallelschwingkreis bilden und einem ansteuerbaren Schaltmittel (24), das in Serie mit dem Parallelschwingkreis zwischen eine Zwischenkreisspannung (UZ) und ein Bezugspotential (GND) eingeschleift ist, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltmittel (24) kurzzeitig geschlossen wird, wodurch eine Schwingung des Parallelschwingkreises angeregt wird, die Anzahl von auftretenden Schwingungszyklen durch Ermitteln und Zählen von Tiefpunkten der Schwingung an einem Verbindungsknoten (N 1) des Parallelschwingkreises und des Schaltmittels (24) ermittelt wird und die Anwesenheit eines Kochgefäßes (5) in Abhängigkeit davon ermittelt wird, ob die Anzahl der Schwingungszyklen einen vorgebbaren Schwellenwert unterschreitet.
10. Induktionsheizeinrichtung mit einer Induktionsspule (4), einem Kondensator (25), welcher der Induktionsspule (4) parallel geschaltet ist, wobei die Induktionsspule (4) und der Kondensator (25) einen Parallelschwingkreis bilden, und einem ansteuerbaren Schaltmittel (24), das in Serie mit dem Parallelschwingkreis zwischen eine Zwischenkreisspannung (UZ) und eine Bezugsspannung (GND) eingeschleift ist und derart angesteuert wird, dass während eines Heizbetriebs eine Schwingung des Parallelschwingkreises bewirkt wird, gekennzeichnet durch eine Tiefpunktermittlungseinrichtung (5, 6, 7, 12) zur Ermittlung eines Tiefpunkts eines Schwingungszyklus an einem Verbindungsknoten (N1 ) des Parallelschwingkreises und des Schaltmittels (24), eine Tiefpunktspannungsermittlungseinrichtung (9, 15, 16, 17) zur Ermittlung einer Tiefpunktspannung am Tiefpunkt des Schwingungszyklus und eine mit der Tiefpunktermittlungseinrichtung (5, 6, 7, 12) und der Tiefpunktspannungsermittlungseinrichtung (9, 15, 16, 17) gekoppelte Steuereinrichtung (19), die derart eingerichtet ist, dass das Schaltmittel (24) im Tiefpunkt des Schwingungszyklus für eine Einschaltzeitdauer eingeschaltet wird, die in Abhängigkeit von der Tiefpunktspannung derart bestimmt wird, dass eine Tiefpunktspannung in nachfolgenden Schwingungszyklen einen vorgebbaren Maximalwert nicht überschreitet.
11. Induktionsheizeinrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Tiefpunktermittlungseinrichtung umfasst: einen ersten Kondensator (5), einen ersten Widerstand (7), ein Überspannungsbegrenzungsmittel, insbesondere eine Z- Diode (12), und einen zweiten Widerstand (6), wobei der erste Kondensator (5), der erste Widerstand (7) und das Überspannungsbegrenzungsmittel (12) seriell zwischen den Verbindungsknoten (N1) des Parallelschwingkreises und des Schaltmittels (24) und ein Bezugspotential (GND) eingeschleift sind und der zweite Widerstand (6) zwischen eine Versorgungsspan- nung (UV) und einen Verbindungsknoten (N2) des ersten Widerstands (7) und des Überspannungsbegrenzungsmit- tels (12) eingeschleift ist und an dem Verbindungsknoten (N2) des ersten Widerstands (7) und des Überspannungs- begrenzungsmittels (12) ein Signal (TS) ansteht, das einen Tiefpunkt anzeigt.
12. Induktionsheizeinrichtung nach Anspruch 10 oder 11 , dadurch gekennzeichnet, dass die Tiefpunktspannungsermittlungseinrichtung umfasst: einen Spannungsteiler (9, 15), der zwischen den Verbindungsknoten (N1) des Parallelschwingkreises und des Schaltmittels (24) und ein Bezugspotential (GND) eingeschleift ist und eine heruntergeteilte Schwingkreisspannung (US) erzeugt, eine Referenzspannungserzeugungseinrichtung (10, 11 ) zur Erzeugung einer Referenzspannung (UR) und einen Komparator (17), der mit der Schwingkreisspannung (US) und der Referenzspannung (UR) beaufschlagt wird und in Abhängigkeit davon ein Komparatorsignal (UK) erzeugt, das anzeigt, ob die Schwingkreisspannung (US) größer oder kleiner als die Referenzspannung (UR) ist.
13. Induktionsheizeinrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Tiefpunktspannungsermittlungseinrichtung ein Verzögerungsglied (17) umfasst, das die Schwingkreisspannung (US) verzögert an den Komparator (18) ausgibt.
14. Induktionsheizeinrichtung nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Referenzspannungserzeugungseinrich- tung derart eingerichtet ist, dass die Referenzspannung (UR) in Abhängigkeit vom Schaltzustand des Schaltmittels (24) erzeugt wird.
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