CH663301A5 - Gleichspannungswandler mit netztrennung fuer eingangsspannungen mit extrem grossem variationsbereich. - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Gleichspannungswandler mit Netztrennung für Eingangsspannungen mit extrem grossem Variationsbereich gemäss Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Ein derartiger Gleichspannungswandler ist beispielsweise bekannt aus der DE-Zeitschrift «Funkschau» 8/1981, Seite 70 bis 72, insbesondere Bild 3. Er ist für Eingangsspannungen in einem Bereich zwischen 90 und 264 Volt geeignet, d.h. der Variationsbereich der Eingangsspannung beträgt knapp 3:1. Die bekannte Schaltung besitzt eine Schaltstufe mit einem Schalttransistor, in dessen Kollektorkreis ein Übertrager mit Primärwicklung, Sekundärwicklung und zwei Hilfswicklungen liegt, und in dessen Emitterkreis ein Emitterwiderstand angeordnet ist. Speicher- und Entladezyklus der Wandlerinduktivität beginnen jeweils bei der Induktion Null, d.h. dass das Ende der Stromentnahme aus der Wandlerinduktivität in allen Wicklungen einen Spannungsabfall in Richtung Null Volt erzeugt, welcher zur Einleitung des nächsten Speicherzyklus herangezogen werden kann. Die Sperrung des Schalttransistors erfolgt mit Hilfe der Rückschlagspannung auf der ersten Hilfswicklung. Die in der zweiten Hilfswicklung erzeugte Spannung wird gleichgerichtet und über eine Zenerdiode an den Eingang des Regelverstärkers gelegt. Der Regelverstärker dient dazu, Laständerungen, die zu Änderungen der in den einzelnen Wicklungen erzeugten Spannungen führen, auszuregeln. Zur Ausgangsspannung des Regelverstärkers wird die am Emitterwiderstand abgegriffene Spannung addiert. Die Summe der beiden Spannungen sorgt über die Steuerimpulserzeugungsstufe dafür, dass der linear mit der Zeit ansteigende Speicherstrom durch die Primärwicklung des Transformators je nach Belastung früher oder später beendet wird. Die während der Leitphase des Schalttransistors im Transformator gespeicherte Energie ist somit lastabhängig. Laständerungen führen somit zu Frequenzänderungen; eine geringe Belastung ergibt eine höhere Schaltfrequenz, wobei der Wirkungsgrad der Schaltung stark absinkt.

Um die starke Absenkung des Wirkungsgrades zu mildern, enthält die bekannte Schaltung eine Zusatzeinrichtung, bestehend aus einem Widerstand, einer Diode und einem Speicherkondensator, die dafür sorgt, dass zwischen Speicher- und Entladevorgang der Wandlerinduktivität eine Pausenzeit eingefügt wird, wobei die Pausenzeit abhängig ist von der Höhe der Aufladung des Speicherkondensators über die Diode.

Aus der zweiten Hilfswicklung wird nicht nur das Istwertsignal für den Lastregelverstärker gewonnen, sondern auch eine Hilfsspannung für die Spannungsversorgung von Regelverstärker und Steuerimpulserzeugung. Um die Hilfsspannung auch beim Einschalten der gesamten Schaltung erzeugen zu können, solange der Sperrwandler noch nicht schwingt, ist ein Widerstand vorgesehen, der die Netzspannung auf das Potential der Versorgungsspannung herunterteilt.

Ein ähnlicher Gleichspannungswandler, der für einen Spannungsbereich von 105 bis 160 Volt geeignet ist, ist aus der DE-Zeitschrift «Funkschau» 6/1981, Seite 63 bis 64, insbesondere Bild 3 bekannt. Bei dieser Schaltung wird der Basisstrom des Schalttransistors lastabhängig geregelt. Zur Regelung wird auch hier sowohl der Spannungsabfall an einem Widerstand im Emitterkreis des Schalttransistors als auch die in einer Hilfswicklung des Wandlertransformators erzeugte Spannung ausgewertet.

Eine weitere Schaltung ist aus der europäischen Patentanmeldung 0 021 876 bekannt. Bei dieser Schaltung wird zu der am Emitterwiderstand des Schalttransistors abgegriffenen Spannung eine in einer Hilfswicklung des Wandlerübertragers gewonnene, lastabhängige Spannung addiert. Die Summe beider Spannungen wird auf einen Nullspannungskomparator gegeben, der die in einem gesonderen Schaltungsteil erzeugte Ansteuerung für den Schalttransistor sperrt, wenn die Summe der Spannungen zu gross ist, oder freigibt, wenn die Summe der Spannungen zu klein ist. Auch bei dieser Schaltung ist somit die während der Leitperiode des Schalttransistors in dem Transformator gespeicherte Energie abhängig von der sekundärseitigen Belastung. Belastungsänderungen führen zu Frequenzänderungen und zu einer Verschlechterung des Wirkungsgrades bei geringer Belastung. Auch diese bekannte Schaltung soll in einem weiten Eingangsspannungsbereich funktionsfähig sein; genaue Angaben fehlen jedoch.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Gleichspannungswandler mit Netztrennung anzugeben, der bei Eingangsspannungen mit einem extrem grossen Variationsbereich von bevorzugt 10 : 1 und grösser geeignet ist und einen optimalen Wirkungsgrad einzuhalten gestattet.

Diese Aufgabe wird gelöst durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1.

Infolge des Vergleichs der am Emitterwiderstand abfallenden Spannung mit einer konstanten, frei wählbaren Referenzspannung lässt sich der Wert des Emitterwiderstandes und damit die Zeitkonstante, mit der der Strom durch Emitterwiderstand, Transistor und Primärwicklung des Übertragers ansteigt, praktisch frei einstellen. Der Komparator schaltet stets bei einem festen, durch die Referenzspannung festgelegten Scheitelstrom den Steuertransistor ab. Der Scheitelstrom kann daher ebenfalls frei gewählt werden. Es ergibt sich in Abhängigkeit von der Eingangsspannung eine vom maximal zulässigen Kol5

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lektorstrom abgeleitete Impulsbreite. Die während der Leitphase des Schalttransistors im Übertrager gespeicherte Energie ist bei allen Eingangsspannungen gleich. Übertrager und Schalttransistor werden optimal ausgenützt. Um zusätzlich Änderungen der sekundärseitigen Belastung auf der Primärseite ausregeln zu können, ohne dass der Wirkungsgrad der Schaltung dadurch unzulässig verringert wird, besitzt der Komparator einen Eingang für ein externes Triggersignal, mit dem die Ansteuerung des Transistors wieder eingeschaltet wird. Die Pause zwischen dem stromabhängigen Ausschalten des Schalttransistors und dem Wiedereinschalten ist abhängig von der Belastung der Sekundärseite des Übertragers. Bei grosser Belastung ist diese Pause kurz, bei geringer Belastung ist die Pause lang. Zur Erzeugung des Triggersignals werden vorzugsweise ein spannungsgesteuerter Multivibrator, dessen Frequenz umgekehrt proportional zu der Spannung in der Hilfswicklung des Übertragers ist, und ein Differenzierglied eingesetzt. Bei grosser Belastung folgen die Leitperioden des Schalttransistors schneller aufeinander, die Frequenz wird also im Gegensatz zu der Arbeitsweise der eingangsbeschriebenen bekannten Schaltung höher, bei geringer Belastung folgen die Leitperioden langsamer, ohne dass eine besondere Pausenschaltung nötig ist.

Gemäss einer Weiterbildung der Erfindung ist am Ausgang des spannungsgesteuerten Multivibrators ein weiteres Differenzierglied angeschlossen, das die zum Triggersignal komplementäre Flanke des Ausgangssignals des Multivibrators an den Eingang des Komparators führt, an den auch die am Emitterwiderstand abfallende Spannung geführt ist. Diese Schaltungserweiterung dient dazu, den Schalttransistor zwangsläufig zu sperren, wenn die maximal zulässige Stromflussdauer erreicht ist, der Scheitelstrom aber beispielsweise wegen zu geringer Eingangsspannung nicht erreicht wird.

Die Anlaufschaltung zur Erzeugung der Hilfsspannung, mit der die Steuerelektronik versorgt wird, bis der Sperrwandler schwingt, ist vorzugsweise als Spannungskonstanter ausgebildet, der durch einen über ein RC-Glied zeitverzögert angesteuerten Transistorschalter ausschaltbar ist. Diese Variante hat gegenüber der bekannten Verwendung eines einfachen Widerstandes den Vorteil, dass nicht nur grössere Spannungsbereiche ausgeglichen werden können, sondern dass auch der Verlust an elektrischer Leistung wesentlich geringer ist, da die Anlaufschaltung nur während der Einschaltphase wirksam, während der überwiegenden Betriebszeit jedoch ausgeschaltet ist.

Anhand der Zeichnung soll die Erfindung in Form eines Ausführungsbeispiels näher erläutert werden.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Prinzipschaltbild der Regelung auf konstanten Scheitelstrom durch Schalttransistor und Wandlerübertrager,

Fig. 2 die zeitliche Abhängigkeit des Stroms durch den Schalttransistor bei verschiedenen Eingangsspannungen,

Fig. 3 die zeitliche Abhängigkeit der am Emitterwiderstand abfallenden Spannung bei verschiedenen Eingangsspannungen und

Fig. 4 ein Schaltbild eines Gleichspannungswandlers mit einem Variationsbereich der Eingangsspannung von ca. 13 : 1.

In Fig. 1 erkennt man einen Schalttransistor T3, in dessen Kollektorkreis die Primärwicklung eines Wandlerübertragers Ü und in dessen Emitterkreis ein Emitterwiderstand RE liegen. Am oberen Ende des Übertragers Ü wird eine Eingangsspannung Ue zugeführt. An der Sekundärwicklung des Übertragers Ü kann eine über eine Diode D6 gleichgerichtete Ausgangsspannung Ua abgegriffen werden. Durch den Emitterwiderstand RE fliesst ein Strom i, der eine Schaltspannung Us erzeugt. Diese Schaltspannung wird an einem Spannungskomparator K mit einer fest vorgegebenen Referenzspannung Uref verglichen. Sobald die Spannung Us die Referenzspannung Uref überschreitet, gibt der Komparator K ein Signal ab, welches das in einer Steuerimpulserzeugungsschaltung ST erzeugte Ansteuerungssignal für die Basis des Schalttransistors T3 abschaltet. Durch den Vergleich des am Emitterwiderstand RE entstehenden Spannungsabfalls Us mit dem fest vorgegebenen Referenzwert Urcf wird der Scheitelsltrom i' durch die Primärwicklung des Übertragers Ü auf einen konstanten Wert geregelt, so dass bei jedem Puls eine konstante magnetische Energiemenge gespeichert wird; der Übertrager wird immer optimal ausgenützt.

Fig. 2 zeigt die Auswirkung unterschiedlicher Eingangsspannungen Ue auf den durch Übertrager, Schalttransistor und Emitterwiderstand fliessenden Strom i. Eingezeichnet ist die Zeitkonstante t, die im wesentlichen durch die Induktivität des Übertragers Ü und den Emitterwiderstand RE gebildet wird. Man erkennt, dass der Strom i bei maximaler Eingangsspannung Ußmax entsprechend der Kurve a einen maximalen Scheitelwert imax, bei minimaler Eingangsspannung UEmin entsprechend Kurve b einen minimalen Strom imin erreichen würde.

Fig. 3 zeigt den Einfluss der unterschiedlichen Eingangsspannungen UEmax und UEmin auf die Leitphase des Schalttransistors T3. Bei maximaler Eingangsspannung UEmax entsprechend Kurve a erreicht die am Emitterwiderstand abfallende Spannung Us die Referenzspannung Uref bereits nach der kurzen Zeitspanne ta, bei minimaler Eingangsspannung UEmin entsprechend Kurve b erst nach der relativ grossen Zeitspanne tb. Unterschiedliche Eingangsspannungen Ue führen demnach zu einer Pulsbreitenmodulation der Leitphase des Schalttransistors T3. Die Sperrphase des Schalttransistors T3 wird dazu ausgenützt, Belastungsänderungen auf der Sekundärseite des Übertragers Ü auszuregeln.

Fig. 4 zeigt die Schaltung eines Gleichspannungswandlers für einen Bereich der Eingangsspannung Ue von 15 bis 250 Volt. Die Eingangsspannung Ue, die entweder aus einer Gleichspannungsquelle oder über einen vorgeschalteten Gleichrichter aus einer Wechselspannungsquelle stammen kann, wird über ein Entstörglied aus Kondensator Cl und zwei Induktivitäten LI, L2, über eine als Verpolungsschutz wirkende Diode Dl und einen Widerstand R1 zur Stromstossbegrenzung auf einen Lade- und Glättungskondensator C2 gegeben. Parallel zum Kondensator C2 liegt die Serienschaltung aus Primärwicklung 1, 2 des Übertragers Ü, Schalttransistor T3 und Emitterwiderstand RE. Parallel zum Schalttransistor T3 ist ausserdem eine aus einem Kondensator, einem Widerstand und einer Diode bestehende Überspannungsschutzschaltung angeordnet. Die Ansteuer-impulse für den Schalttransistor T3 werden in einer Steuerimpulserzeugungsschaltung ST gebildet. Diese enthält einen ersten integrierten Schaltkreis ICI, der als spannungsgesteuerter Multivibrator geschaltet ist, einen zweiten integrierten Schaltkreis IC2, der als extern getriggerter Spannungskomparator geschaltet ist, sowie ein erstes Differenzierglied C4, D4, welches die negative Flanke des am Ausgang 3 des ersten Schaltkreises ICI anliegenden Ausgangssignals als Triggersignal an den Triggereingang 2 des zweiten Schaltkreises IC2 liefert, und ein zweites Differenzierglied C3, D3, welches die dem Triggersignal komplementäre Flanke an einen Komparatoreingang 6 des zweiten Schaltkreises IC2 führt. Diesem Komparatoreingang 6 wird über einen Widerstand R2 die am Emitterwiderstand RE abfallende Spannung Us zugeführt. Die Referenzspannung Uref wird am Eingang 5 des zweiten Schaltkreises IC2 gebildet. Bei beiden Schaltkreisen handelt es sich um einen Typ, der unter der Bezeichnung NE 555 von verschiedenen Firmen verkauft wird.

Sobald über das erste Differenzierglied C4, D4 ein Triggersignal am Eingang 2 des zweiten Schaltkreises IC2 erscheint, gibt dessen Ausgang 3 ein Ansteuersignal an die Basis des Schalttransistors T3. Sobald die Spannung Us am Eingang 6 die Referenzspannung Uref am Eingang 5 überschreitet, wird das Ansteuersignal am Ausgang 3 abgeschaltet. Sollte wegen zu geringer Eingangsspannung Ue der Strom i durch den Emitterwiderstand RE den zulässigen Scheitelstromwert und deshalb die

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Spannung Us den Referenzwert Uref nicht erreichen, so würde der Transistor T3 dauernd eingeschaltet bleiben, was zu seiner Zerstörung führen kann. Zu diesem Zweck wird über das zweite Differenzierglied C3, D3 nach Ablauf der zulässigen Einschaltzeitdauer ein Spannungsimpuls an den Komparatoreingang 6 des zweiten Schaltkreises IC2 gegeben und auf diese Weise der Transistor T3 sicherheitshalber abgeschaltet.

Das Triggersignal sowie das Sicherheitsabstandssignal werden, wie schon erwähnt, im ersten Schaltkreis ICI erzeugt, der als über die an seinem Eingang 5 anstehende Spannung in der Frequenz steuerbarer Multivibrator beschaltet ist. Die Steuerspannung am Eingang 5 wird über einen Widerstand R4 und eine Zenerdiode Z2 aus der Spannung am Kondensator C5 gewonnen, die ihrerseits proportional der über eine Diode D5 gleichgerichteten Spannung an der Hilfswicklung 3, 4 des Übertragers Ü ist. Die Spannung an der Hilfswicklung 3, 4 ist wegen der Verkopplung mit der Sekundärwicklung 6, 7, 8 abhängig von der sekundärseitigen Belastung der Spannungen Uai und Ua2- Die beiden Ausgangsspannungen Uai und Ua2 werden über je eine Diode D6, D7 aus der Spannung an den Sekundärwicklungen 6, 7, 8 gebildet und mit Hilfe von Kondensatoren C7, C8 geglättet. Steigt die sekundärseitige Belastung, so sinkt die Spannung in der Sekundärwicklung sowie in der Hilfswicklung 3, 4. Damit sinkt die Spannung am Kondensator C5 sowie die Spannung am Eingang 5 des ersten Schaltkreises ICI. Bei sinkender Spannung am Eingang 5 steigt die Frequenz am Ausgang 3 des Multivibrators ICI und das nächste Triggersignal, mit dem der Schalttransistor T3 wieder eingeschaltet wird, erscheint früher. Die sekundärseitige Belastung wird primärseitig ausgeregelt.

Die an der Hilfswicklung 3, 4 entstehende Spannung dient ferner dazu, mit Hilfe des Widerstandes R3 und einer Zenerdiode ZI die Hilfsspannung UH am Kondensator C6 zu erzeugen, die zur Spannungsversorgung der Steuerimpulserzeugungsschaltung ST benötigt wird. Um diese Hilfsspannung Uh auch dann erzeugen zu können, wenn der Sperrwandler noch nicht schwingt und in der Hilfswicklung 3, 4 noch keine Spannung gebildet wird, ist eine Anlaufschaltung AS vorgesehen. Diese 5 Schaltung ist als Spannungskonstanter mit einer Zenerdiode ZI, einem Transistor T1 und einem Transistorschalter T2, dessen Basis über eine Zenerdiode Z4 an einem Spannungsteiler parallel zur Eingangsspannung geschaltet ist, ausgebildet. Dieser Spannungsteiler besteht aus einem Widerstand R5 und der Parlo allelschaltung aus einem Widerstand R6 und einem Kondensator C9. Beim Einschalten der Eingangsspannung Ue ist der Kondensator C9 zunächst entladen und das Potential am Verbindungspunkt von R5 und R6 entspricht etwa dem Bezugspotential. Die Basis des Transistors T2 erhält keinen Strom und 15 der Transistor T2 ist gesperrt. Die Zenerdiode ZI bestimmt die maximale Ausgangsspannung der Anlaufschaltung AS. Nach einer bestimmten Zeitspanne hat sich der Kondensator C9 aufgeladen und das Potential am Verbindungspunkt von R5 und R6 ist soweit angestiegen, dass über die Zenerdiode Z4 in die 20 Basis des Transistors T2 ein Strom fliessen kann, der den Transistor T3 aufsteuert, wodurch der Transistor T1 gesperrt wird. Der Leistungsverbrauch der Anlaufschaltung AS geht auf ein Minimum zurück. Z3 hat die Aufgabe die Kollektor-Emitterspannung von T3 zu begrenzen!

25 Die Ausbildung der Anlaufschaltung AS als Transistorschaltung sowie das zweite Differenzierglied C3,D3 zur Sicherheitsabschaltung des Schalttransistors T3 ermöglichen einen Betrieb des erfindungsgemässen Gleichspannungswandlers auch dann, wenn sich die Eingangsspannung im Betrieb über den gesamten 30 zulässigen Variationsbereich verändert. Eine derartige Änderung der Eingangsspannung ist bei den eingangs beschriebenen bekannten Schaltungen nicht zu erwarten, da dort vorausgesetzt wird, dass sich die Eingangsspannung lediglich in einem Bereich von +20% bis -15% bzw. +27% bis -15% ändert.

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2 Blätter Zeichnungen

Claims (5)

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1. Gleichspannungswandler mit Netztrennung für Eingangsspannungen (U) mit extrem grossem Variationsbereich, mit einem Schalttransistor (T3), in dessen Kollektorkreis ein Übertrager (Ü) mit Primär-, Sekundär- und Hilfswicklungen (1, 2; 6, 7, 8; 3, 4) und in dessen Emitterkreis ein Emitterwiderstand (RE), an dem eine dem Strom (i) proportionale Spannung (Us) abgegriffen wird, liegen, mit einer Steuerimpulsschaltung (ST), einer Schaltung zur Erzeugung einer Hilfsspannung (Uh) und einer primärseitigen Lastregelschaltung, dadurch gekennzeichnet,

dass ein Komparator (K, IC2) vorgesehen ist, der die am Emitterwiderstand (RE) abfallende Spannung (Us) mit einer konstanten Referenzspannung (Urcf) vergleicht und die Ansteuerung des Schalttransistors (T3) abschaltet, sobald die am Emitterwiderstand (RE) abfallende Spannung (Us) die Referenzspannung (Uref) übersteigt.

2. Gleichspannungswandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Komparator (IC2) einen Eingang (2) für ein externes Triggersignal besitzt, mit dem die Ansteuerung des Schalttransistors (T3) eingeschaltet wird.

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PATENTANSPRÜCHE

3. Gleichspannungswandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass zur Erzeugung des Triggersignals ein spannungsgesteuerter Multivibrator (ICI, R4, Z2), dessen Frequenz umgekehrt proportional zu der Spannung in der Hilfswicklung (3, 4) ist, und ein Differenzierglied (C4, D4) vorgesehen sind.

4. Gleichspannungswandler nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass am Ausgang (3) des spannungsgesteuerten Multivibrators (ICI, R4, Z2) ein weiteres Differenzierglied (C3, D3) angeschlossen ist, das die zum Triggersignal komplementäre Flanke des Ausgangssignals des Multivibrators (ICI) an den Eingang (6) des Komparators (IC2) führt, an den auch die am Emitterwiderstand (RE) abfallende Spannung (Us) geführt ist.

5. Gleichspannungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass eine Anlaufschaltung (AS) zur Erzeugung der Hilfsspannung (Uh) bei der Inbetriebsetzung als Spannungskontanthalter (Tl, ZI) ausgebildet ist, der durch einen über ein RC-Glied (R5, R6, C9) zeitverzögert angesteuerten Transistorschalter (T2) ausschaltbar ist.