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Gleichspannungswandler mit Netztrennung fÜr Eingangsspan-
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nungen mit extrem großem Variationsberelch.
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Die Erfindung betrifft einen Gleichspannungswandler mit Netztrennung
für Eingangsspannungen mit extrem großem Variationsbereich gemaß Oberbegriff des
Patentanspruchs 1.
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Ein derartiger Gleichspannungswandler ist beispielsweise bekannt aus
der DE-Zeitschrift "Funkschau" 8/1981, Seite 70 bis 72, insbesondere Bild 3. Er
ist für Eingangsspannungen in einem Bereich zwischen qO und 264 Volt geeignet, d.h.
der Variationsbereich der Eingangsspannung betrEgt knapp 3 : 1.
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Die bekannte Schaltung besitzt eine Schaltstufe mit einem Schalttransistor,
in dessen Kollektorkreis ein übertrager mit Primärwicklung, Sekundärwicklung und
zwei Hilfswicklungen liegt, und in dessen Emitterkreis ein Emitterwiderstand
angeordnet
ist. Speicher- und Entladezyklus der Wandlerinduktivität beginnen jeweils bei der
Induktion Null, d.h. daß das Ende der Stromentnahme aus der Wandlerinduktivität
in allen Wicklungen einen Spannungsabfalle in Richtung Null Volt erzeugt, welcher
zur Einleitung des nSchsten Speicherzyklus herangezog.en werden kann. Die Sperrung
des Schalttransistors erfolgt mit Hilfe der Rückschlagspannung auf der ersten Hilfswicklung.
Die in der zweiten Hilfswicklung erzeugte Spannung wird gleichgerichtet und über
eine Zenerdiode an den Eingang des Regelverstärkers gelegt. Der Regelverstärker
dient dazu, Laständerungen, die zu Knderungen der in den einzelnen Wicklungen erzeugten
Spannungen führen, auszuregeln. Zur Ausgangsspannung des Regelverstä.rkers wird
die am Emitterwiderstand abgegriffene Spannung addiert. Die Summe der beiden Spannungen
sorgt silber die Steuerimpulserzeugungsstufe dafür, daß der linear mit der Zeit
ansteigende Speicherstrom durch die Primärwicklung des Transformators Je nach Belastung
früher oder später beendet wird. Die während der Leitphase des Schalttransistors
im Transformator gespeicherte Energie ist somit lastabhängig. Laständerungen führen
somit zu Frequenzänderungen; eine geringe Belastung ergibt eine höhere Schaltfrequenz,
wobei der Wirkungstrad der Schaltung stark absinkt.
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Um diese starke Absenkung des Wirkungsgrades zu mildern, enthalt die
bekannte Schaltung eine Zusatzeinrichtung, bestehend aus einem Widerstand, einer
Diode und einem Speicherkondensator, die dafür sorgt, daß zwischen Speicher- und
Entladevorgang der Wanslerinduktivität eine Pausenzeit
eingefügt
wird, wobei die Pausenzeit abhängig ist von der Höhe der Aufladung des Speicherkondensators
über die Diode.
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Aus der zweiten Hilfswicklung wird nicht nur das Istwertsignal für
den Lastregelverstärker gewonnen, sondern auch eine Hilfsspannung für die Spannungsversorgung
von Regelverstärker und Steuerimpulserzeugung. Um die Hilfsspannung auch beim Einschalten
der gesamten Schaltung erzeugen zu kennen, solange der Sperrwandler noch nicht schwingt,
ist ein Widerstand vorgesehen, der die Netspannung auf das Potential der Versorgungsspannung
herunterteilt.
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Bin Shnlicher Glsichspannungswandler, der für einen Spannungsbereich
von 105 bis 160 Volt geeignet ist, ist aus der DE°Zeitschrift "Funkschau" 6/1981,
Seite 63 bis 64, insbesondere Bild 3 bekannt. Bei dieser Schaltung wird der Basisstrom
des Schalttransistors lastabhängig geregelt. Zur Regelung wird auch hier sowohl
der Spannungsabfall an einem Widerstand im Emitterkreis des Schalttransistors als
auch die in einer Hilfswicklung des Wandlertransformators erzeugte Spannung ausgewertet.
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Eine weitere Schaltung ist aus der europäischen Patentanmeldung 0
021 867 bekannt. Bei dieser Schaltung wird zu der am Emitterwiderstand des Schalttransistors
abgegriffenen Spannung eine in einer Hilfswicklung des Wandlerübertragers gewonnene,
lastabhängige Spannung addiert. Die Summe beider Spannungen wird auf einen Nullspannungskomparator
gegeben, der die in einem gesonderten Schaltungsteil erzeugte Ansteu-
erung
für den Schalttransistor sperrt, wenn die Summe der Spannungen zu groß ist, oder
freigibt,.wenn die Summe der Spannungen zu klein ist. Auch bei dieser Schaltung
ist somit die während der Leitperiode des Schalttransistors in dem Transformator
gespeicherte Energie abhängig von der sekundärseitigen Belastung. Belastungsnderungen
führen zu Frequenzänderungen und zu einer Verschlechterung des Wirkungsgrades bei
geringer Belastung. Auch diese bekannte Schaltung soll in einem weiten Eingangsspannungsbereich
funktionsfähig sein; genaue Angaben fehlen Jedoch.
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Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Gleichspannungswandler
mit Netztrennung anzugeben, der bei Eingangsspannungen mit einem extrem großen Variationsbereich
von bevorzugt 10 : 1 und- großer geeignet ist und einen optimalen Wirkungsgrad einzuhalten
gestattet.
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Diese Aufgabe wird gelöst durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs
1.
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Infolge des Vergleichs der am Emitterwiderstand abfallenden Spannung
mit einer konstanten, frei wählbaren Referenzapannung 1Rt sich der Wert des Emitterwiderstandes
und damit die Zeitkonstante, mit der der Strom durch Emitterwiderstand, Transistor
und PrimSrwicklung des ttbertragers ansteigt, praktisch frei einstellen. Der Komparator
schaltet stets bei einem festen, durch die Referenzspannung festgelegten Scheitelstrom
den Steuertransistor ab. Der Scheitelstrom kann daher ebenfalls frei gewählt werden.
Es ergibt sich in
AbhAngigkeit von der Eingangsspannung eine vom
maximal zulässigen Kollektorstrom abgeleitete Impulsbreite. Die während der Leitphase
des Schalttransistors im tibertrager gespeicherte Energie ist bei allen Eingangsspannungen
gleich.
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übertrager und Schalttransistor werden optimal ausgenützt. Um zusätzlich
Xnderungen der sekundärseitigen Belastung auf der Primärseite ausregeln zu können,
ohne da der Wirkungsgrad der Schaltung dadurch unzulässig verringert wird, besitzt
der Komparator einen Eingang für ein externes Triggersignal, mit dem die Ansteuerung
des Transistors wieder eingeschaltet wird. Die Pause zwischen dem stromabhSngigen
Ausschalten des Schalttransistors und dem Wiedereinschalten ist abhängig von der
Belastung der Sekundärseite des übertragers. Bei großer Belastung ist diese Pause
kurz, bei geringer Belastung ist die Pause lang. Zur Erzeugung des Triggersignals
werden vorzugsweise ein spannungsgegesteuerter Multivibrator, dessen Frequenz umgekehrt
proportional zu der Spannung in der Hilfswicklung des fTbertragers ist, und ein
Differenzierglied eingesetzt. Bei großer Belastung folgen die Leitperioden des Schalttransistors
schneller aufeinander, die Frequenz wird also im Gegensatz zu der Arbeitsweise der
eingangsbeschriebenen bekannten Schaltung höher, bei geringer Belastung folgen die
Leitperioden langsamer, ohne daß eine besondere Pausenschaltung nötig ist.
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Gemä einer Weiterbildung der Erfindung ist am Ausgang des spannungsgesteuerten
Multivibrators ein weiteres Differenzierglied angeschlossen, das die zum Triggersignal
komplementäre Flanke des Ausgangssignals des Multivibrators an den
Eingang
des. Komparators führt, an den auch die am Emitterwiderstand abfallende Spannung
geführt ist. Diese Schaltungserweiterung dient dazu, den Schalttransistor zwangslOufig
zu sperren, wenn die maximal zulässige Stromflußdauer erreicht ist, der Scheitelstrom
aber beispielsweise wegen zu geringer Eingangsspannung nicht erreicht wird.
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Die Anlaufschaltung zur Erzeugung der Hilf.sspannung, mit der die
Steuerelektronik versorgt wird, bis der Sperrwandler schwingt, ist vorzugsweise
als SpannungsI<onstanter ausgebildet, der durch einen über ein RC-Glied zeitverzögert
angesteuerten Transistorschalter ausschaltbar ist. Diese Variante hat gegenüber
der bekannten Verwendung eines einfachen Widerstandes den Vorteil, daß nicht nur
größere Spannungsbereiche ausgeglichen werden können, sondern daß auch der Verlust
an elektrischer Leistung wesentlich geringer ist, da die Anlaufschaltung nur während
der Einschaltphase wirksam, während der überwiegenden Betriebszeit jedoch ausgeschaltet
ist.
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Anhand der Zeichnung soll die Erfindung in Form eines Ausführungsbeispiels
näher erlEutert werden.
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Es zeigen: Fig. 1 ein Prinzipschaltbild der Regelung auf konstanten
Scheitelstrom durch Schalttransistor und Wandlerübertrager, Fig. 2 die zeitliche
Abhängigkeit des Stroms durch den Schalttransistor bei verschiedenen Eingangsspan-
nun
gen, Fig. 3 die zeitliche Abhangigkeit der am Emitterwiderstand abfallenden Spannung
bei verschiedenen Eingangsapannüngen und Fig. LI ein schaltbild eines Gleichspannungswandlers
mit einem Variationsbereich der Eingangsspannung von ca. 13.: 1.
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In Fig. 1 erkennt man einen Schalttransistor T3, in dessen Kollektorkreis
die Primärwicklung eines Wandlerübertragers 8 und in dessen Emitterkreis ein Emitterwiderstand
RE liegen.
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Am oberen Ende des Übertragers wird eine Eingangsspannung UE zugeführt.
An der Sekundärwicklung des flbertragers fT kann eine über eine Diode D6 gleichgerichtete
Ausgangsspannung UA abgegriffen werden. Durch den Emitterwiderstand RE fließt ein
Strom i, der eine Schaltspannung U5 erzeugt. Diese Schaltspannung wird an einem
Soannungskomparator K mit einer fest vorgegebenen Referenzspannung Uref verglichen.
Sobald die Spannung U8 die Referenzspannung Uref überschreitet, gibt der Komparator
K ein Signal ab, welches das in einer Steuerimpulserzeugungsschaltung ST erzeugte
Ansteuerungasignal fiir die Basis des Schalttransistors T3 abschaltet. Durch den
Vergleich des am Emitterwiderstand RE entstehenden Spannungsabfalls US mit dem fest
vorgegebenen Referenzwert Uref wird der Scheitelatrom i durch die Primarwicklung
des übertragers auf einen konstanten Wert geregelt, so daß bei jedem Puls eine konstante
magnetische Energiemenge gespeichert wird; der übertrager wird immer optimal ausgenützt.
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Fig. 2 zeigt die Auswirkung unterschiedlicher Eingangsspannungen UE
auf den durch Übertrager, Schalttransistor und Emitterwiderstand fließenden Strom
i. Eingezeichnet -ist die Zeitkonstante t , die im wesentlichen durch die Induktivität
des Übertragers Ü und den Emitterwiderstand RE gebildet wird.
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Man erkennt, daß der Strom i bei maximaler Eingangsspannung UEmax
entsprechend der Kurve a einen maximalen Scheitelwert imax, bei minimaler Eingangsspannung
UEmin eintsprechend Kurve b einen minimalen Strom imin erreichen warte.
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Fig. 3 zeigt den Einfluß der unterschiedlichen Eingangsspannungen
UEmax und UEmin auf die Leitphase des Schalttransi,stors T3. Bei maximaler Eingangsspannung
UEmax entsprechend Kurve a erreicht die am Emitterwiderstand abfallende Spannung
Us die Referenzspannung Uref bereits nach der kurzen Zeitspanne ta, bei minimaler.
Eingangsspannung W:min entsprechend Kurve b erst nach der relativ großen Zeitspanne
tb. Unterschiedliche Eingangsspannungen X fUhren demnach zu einer Pulsbereitenmodulation
der Leitphase des Schalttransistors T3.
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Die Sperrphase des Schalttransistors T3 wird dazu ausgenützt, Belastungsänderungen
auf der Sekundärseite des Übertragers Ü auszuregeln.
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FIR. 4 ?seigt die Schaltung eines Gleichspannungswåndlers für einen
Bereich der Eingangsspannung UE. von 15 bis 250 Volt.
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Die Eingangsspannung UE, die entweder aus einer Gleichspannungsquelle
oder über einen vorgeschalteten Gleichrichter aus einer Wechselspannungsquelle stammen
kann, wird silber ein Entstörglied aus Kondensator C1 und zwei Induktivitäten Ll,
L2,
über eine als Verpolungsschutz,wirkende Diode D1 und einen Widerstand Ri zur Stromstoßbegrenzung
auf einen Lade-und Glättungskondensator C2 gegeben. Parallel zum Kondensator C2
liegt die Serienschaltung aus Primärwicklung 1, 2 Übertragers Ü, Schalttransistor
T3 und Emitterwiderstand RE.
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Parallel 7um Schalttransistor T3 ist außerdem eine as einem Kondensator,
einem Widerstand und einer Diode bestehende Überspannungsschutzschaltung angeordnet.
Die Ansteuerimpulse für den Schalttransistor T3 werden in einer Steuerimpulserzeugungsschaltung
ST gebildet. Diese enthält einen ersten integrierten' Schaltkrets IC1, der als spannungsgesteuerter
Multivibrator geschaltet ist, einen zweiten integrierten Schaltkreis 1C2, der als
extern getriggerter Spannungskomparator geschaltet ist, sowie ein erstes Differenzierglied
C4, D4, welches die negative Flanke des am Ausgang 3 des ersten Schaltkreises IC1
anliegenden Ausgangsaignal als Triggersignal an den Triggereingang 2 des zweiten
Schaltkreises IC2 liefert, und ein zweites Differenzierglied C3, D3, welches die
dem Triggersignal komplementäre Flanke an einen Komparatoreingang 6 des zweiten
Schaltkreises 1C2 führt. Diesem Komparatoreingang 6 wird ber einen Widerstand R2
die am Emitterwiderstand RE abfallende Spannung Us zugeführt. Die Referenzspannung
U ref wird am Eingang 5 des zweiten Schalterkreises IC2 gebildet. Bei beiden Schaltkreisen
handelt es sich um einen Typ, der unter der Bezeichnung NE 555 von verschiedenen
Firmen verkauft wird.
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Sobald über das erste Differenzierglied C4, D4 ein Triggersignal am
Eingang 2 des zweiten Schaltkreises IC? er-
scheint, gibt dessen
Ausgang 3 ein Anste.uersignal an die Basis des Schalttransistors T3. Sobald die
Spannung US am Eingang 6 die Referenzspannung Uref am Eingang 5 überschreitet, wird
das Ansteuersignal am Ausgang 3 abgeschaltet.
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Sollte wegen zu geringer Eingangsspannung UE der Strom 1 durch den
Emitterwiderstand RE den zulässigen Scheitelstromwert und deshalb die Spannung Us
den Referenzwert Uref nicht erreichen, so würde der Transistor T3 dauernd eingeschaltet
bleiben, was zu seiner Zerstörung führen kann. Zu diesem Zweck wird über das zweite
Differenzierglied C3, D3 nach Ablauf der zulässigen Einschaltzeitdauer ein Spannungsimpuls
an den Komparatoreingang 6 des zeiten Schaltkreises IC2 gegeben und auf diese Weise
der Transistor T3 sicherheitshalber abgeschattet.
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Das Triggersignal sowie das Sicherheitsabstandssignal werden, wie
schon erwähnt, im ersten Schaltkreis IC1 erzeugt, der aus über die an seinem Eingang
5 anstehende Spannung in der Frequenz steuerbarer Multivibrator beschaltet ist.
Die Steuerspannung am Eingang 5 wird über einen Widerstand R4 und eine Zenerdiode
Z2 aus der Spannung am Kondensator C5 gewonnen, die ihrerseits proportional der
über eine Diode D5 gleichgerichteten Spannung an der Hilfswieklung 3, 4 des ftbertragers
tt ist. Die Spannung an der Hilfswicklung 3, 4 ist wegen der Verkopplung mit der
Sekundärwickltlng 6, 7, R abhängig von der sekundärseitigen Belastung der Spannungen
UAl und UA2# . Die beiden Ausgangs spannungen UA1 und i2 werden über je eine Diode
Dk, D7 aus der Spannung an den Sekundärwicklunge'n 6, 7 und 7, 8 gebildet und mit
Hilfe von Kondensatoren
C7, C8 geglättet. Steigt die sekundärseitige
Belastung, so sinkt die Spannung in der Sekundärwicklung sowie in der Hilfswicklung
?, fl. Damit sinkt die Spannung an Kondensator C5 sowie die Spannung am ringng 5
des ersten Schaltkreises IC1. Bei sinkender Spannung an Eingang 5 steigt die Frequenz
am Ausgang 3 des Multivibrators IC1 und das nächste Triggersignal, mit dem der Schalttransistor
T3 wieder eingeschaltet wird, erscheint früher. Die sekundärseitige Belastung wird
primärseitig ausgeregelt.
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Die an der Hilfswicklung 3, 4 entstehende Spannung dient ferner dazu,
mit Hilfe eines Widerstandes R3 und einer Zenerdiode Z1 die Hilfsspannung UH am
Kondensator C6 zu erzeugen, die zur Spannungsversorgung der Steuerimpulserzeugungsschaltung
ST benötigt wird. Um diese Hilfsspannung UH auch dann erzeugen zu können, wenn der
Sperrwandler noch nicht schwingt und in der Hilfswicklung 3, 4 noch keine Spannung
gebildet wird, ist eine Anlaufschaltung AS vorgesehen. Diese Schaltung; ist als
Spannungskonstanter mit einer Zenerdiode 71, einem Transistor T1 und einem Transistorschalter
T2, dessen Basis über eine Zenerdiode Zi an einem Spannungsteiler parallel zur Eingangsspannung
geschaltet ist, ausgebildet. Dieser Spannungsteiler besteht aus einem Wider stand
R5 und der Parallelschaltung aus einem Widerstand R6 und einem Kondensator C9. Beim
Einschalten der Eingangsspannung UE ist der Kondensator C9 zunächst entladen und
das Potential am Verbindungspunkt von R5 und R6 entspricht etita dem Bezugspotential.
Die Basis des Transistors T? erhalt keinen Strom und der Transistor T2 ist gesperrt.
Die 7ener-
diode Zi bestimmt die maximale Ausgangsspannung der
Anlaufschaltung AS. Nach einer bestimmten Zeitspanne hat sich der Wondensator C9
aufgeladen und das Potential am Verbindungspunkt von R5 und R6 ist soweit angestiegen,
daß über die Zenerdiode Z4 in die Basis des Transistors T9 ein Strom fließen kann,
der den Transistor T3 aufsteuert, wodurch der Transistor T1 gesperrt wird. Der Leistungsverbrauch
der Anlaufsehaltung AS geht auf ein Minimum zurück. Z3 hat die Aufgabe die Kollektor-Emittterspannung
von T3 zu begrenzen! Die Ausbildung der Anlaufschaltung AS als Transistorschaltung
sowie das zweite Differenzierglied C3, D3 zur Sicherheitsabschaltung des Schalttransistors
T3 ermöglichen einen Betrieb des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers auch,
dann, wenn sich die Eingangsspannung im Betrieb über den gesamten zulässigen Variationsbereich
verSndert. Eine derartige Änderung der Eingangsspannung ist bei den eingangs beschriebenen
bekannten Schaltungen nicht zu erwarten, da dort vorausgesetzt wird, daß sich die
Eingangsspannung lediglich in einem Bereich von 120% bis -15% bzw. +27% bis -151
ändert.
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