EP1523617B1

EP1523617B1 - Treiberstufe für ein solenoidventil

Info

Publication number: EP1523617B1
Application number: EP03738093A
Authority: EP
Inventors: Gianni Padroni
Original assignee: Schaeffler KG
Current assignee: Schaeffler Technologies AG and Co KG
Priority date: 2002-07-19
Filing date: 2003-06-27
Publication date: 2009-08-19
Anticipated expiration: 2023-06-27
Also published as: DE50311834D1; DE10232741A1; AU2003245993A1; WO2004009985A1; EP1523617A1

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Treiberstufe für ein Solenoidventil eines Innenverbrennungsmotors, die für einen sicheren Betrieb bei relativ geringem Energie aufwand aufweist, einen ersten Versorgungsspannungsanschluss (A1) zum Anschluss an eine positive Versorgungsspannungsklemme (VS), einen zweiten Versorgungsspannungsanschluss (A2) zum Anschluss an eine negative Versorgungsspannungsklemme (GND), einen Solenoid-Ventil mit einer Induktivität (L1), eine zwischen dem ersten Versorgungsspannungsanschluss und einem ersten Anschluss (LA1) der Induktivität (L1) angeordnete erste Schalteinrichtung (M1) mit einem ersten Steuereingang (G1), eine zwischen dem zweiten Versorgungsspannungsanschluss und einem zweiten Anschluss (LA2) der Induktivität (L1) angeordnete zweite Schaltein richtung (M2) mit einem zweiten Steuereingang (G2), einer zwischen dem zweiten Anschluss (LA2) der Induktivität (L1) und dem ersten Versorgungsspannungsanschluss angeordneten ersten Diodeneinrichtung (D1), einer zwischen dem ersten Anschluss (LA2) der Induktivität (L1) und dem zweiten Versorgungsspannungsanschluss angeordneten zweiten Diodenein richtung (D2), wobei die Steuereingänge (G1, G2) in Abhängigkeit von einem Kurbelwellenwinkel schaltbar sind, und die erste and zweite Diodeneinrichtung (D1, D2) jeweils bei leitenden Schalteinrichtungen (M1, M2) in Sperrrichtung zwischen den Versorgungsspannungsanschlüssen geschaltet sind, und wobei die zweite Schalteinrichtung ( M2) eine kleinere Dimensionierung als die erste Schalteinrichtung (M1) aufweist.

Description

Anwendungsgebiet der Erfindung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Treiberstufe für ein Solenoidventil eines Innenverbrennungsmotors gemäß Anspruch 1; (siehe US-B 6249418 ).

Hintergrund der Erfindung

Ein derartiges Solenoidventil wird zur Steuerung eines Ventilhubs eines Ein- oder Auslassventils durch ein hydraulisches System verwendet. Die Steuerung erfolgt hierbei in Abhängigkeit von einem Kurbelwellenwinkel, wobei im allgemeinen ein Zyklus durch zwei Kurbelwellenumdrehungen (720° Kurbelwellenwinkel) erreicht wird.
Die Treiberstufen müssen die erforderlichen Ströme schalten und sind daher mit entsprechend großer Dimensionierung herzustellen. Größere Dimensionierungen erschweren jedoch wiederum eine höhere Integration und führen zu erhöhten Herstellungskosten.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Treiberstufe für ein Solenoidventil zu schaffen, die einen sicheren Betrieb ermöglicht und dennoch einen relativ geringen Energieaufwand benötigt.

Aufgabe der Erfindung

Diese Aufgabe wird durch eine Treiberstufe nach Anspruch 1 gelöst. Die Unteransprüche beschreiben bevorzugte Weiterbildungen.

Zusammenfassung der Erfindung

Der Erfindung liegt der Gedanke zugrunde, die Dimensionierung der Kanalbreiten an die Schaltbedingungen anzupassen. Hierbei wird erfindungsgemäß in überraschender Weise festgestellt, dass eine der Schalteinrichtungen eine deutlich niedrigere Verlustleistung als die andere Schalteinrichtung aufweisen kann und sie daher kleiner dimensionierbar ist. Bei Verwendung von Feldeffekttransistoren kann insbesondere ein Source-Drain-Kanal kürzer dimensioniert sein.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die Erfindung wird im folgenden anhand der beiliegenden Zeichnungen an einigen Ausführungsformen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1: ein Blockdiagramm einer erfindungsgemäßen Treiberstufe;
Fig. 2: ein Zeitdiagramm eines Zyklus mit den Strom- und Spannungsverläufen während einzelner Phasen des Zyklus;
Fig. 3: detailliertere Darstellungen von Strom-, Spannungs- und Leistungsverläufen des Kanalstroms der Schalteinrichtung M1 aus Fig.1;
Fig. 4: Zeitdiagramme verschiedener Ströme und Ansteuerspannungen während eines Zyklus;
Fig. 5: Zeitdiagramme verschiedener Ströme, Ansteuerspannungen und Leistungen;
Fig. 6: Zeitdiagramme verschiedener Ströme, Ansteuerspannungen und Leistungen;
Fig. 7: Zeitdiagramme verschiedener Ströme, Ansteuerspannungen und Leistungen;
Fig. 8: Zeitdiagramme verschiedener Ströme, Ansteuerspannungen und Leistungen.

Ausführliche Beschreibung der Zeichnungen

Die in Fig. 1 gezeigte Treiberstufe 1 weist eine erste Anschlussklemme A1 zum Anschluss an eine positive Versorgungsspannungsklemme VS und eine zweite Anschlussklemme A2 zum Anschluss an eine negative Versorgungsspannungsklemme GND eines Fahrzeuges auf. An die Anschlussklemmen A1, A2 sind jeweils Schalteinrichtungen angeschlossen. Die beiden Schalteinrichtungen können insbesondere als Festkörper-Leistungsschalter M1 und M2, z. B. als MOSFETs, JFETs, HEXFETs mit Gate-Anschlüssen G1 und G2 ausgeführt sein. Die Gates G1, G2 dienen hierbei als Steuereingänge der Treiberstufe. Im folgenden wird von selbstsperrenden MOSFETs M1, M2 vom Anreicherungstyp ausgegangen, die lediglich bei Anliegen einer logischen Eins an dem jeweiligen Gate G1, G2 leiten.
Zwischen den anderen Anschlüssen der Schalter M1, M2 sind die Anschlüsse der Induktivität eines Solenoid-Ventils angeschlossen. Somit fließt lediglich ein Strom i von dem ersten Versorgungsspannungsanschluss zu dem zweiten Versorgungsspannungsanschluss, wenn beide Schalter M1, M2 leiten (logisches UND). Zwischen den zweiten (Source-) Anschlüssen der MOSFETs M1, M2 und den Versorgungsspannungsanschlüssen sind eine erste bzw. zweite Diode D1, D2 geschaltet, die somit jeweils parallel der Reihenschaltung aus der Induktivität und dem ersten bzw. zweiten MOSFET liegen.
Gemäß Fig. 2 sind in einem Zyklus aufeinanderfolgend eine Aufladephase A-B, eine Beschleunigungsphase B-C, eine Entladungsphase C-D, eine Haltephase D-E und eine Abschlussphase E-F vorgesehen sind, wobei

in der Aufladephase A-B die beiden Schalteinrichtungen M1, M2 derartig leiten, dass ein Strom von dem positiven Versorgungsspannungsanschluss durch die erste Schalteinrichtung M1, die Induktivität und die zweite Schalteinrichtung M2 zu dem negativen Versorgungsspannungsanschluss fließt und die Dioden D1, D2 sperren,
in der Beschleunigungsphase B-C in einem ersten Zeitabschnitt die Schalteinrichtungen M1, M2 leiten und in einem nachfolgenden zweiten Zeitabschnitt die erste Schalteinrichtung M1 sperrt und die zweite Schalteinrichtung M2 leitet,
in der Entladungsphase C-D zumindest zeitweise beide Schalteinrichtungen M1, M2 sperren und ein von dem sich abbauenden Magnetfeld in der Induktivität L1 induzierter Strom i von dem negativen Versorgungsspannungsanschluss über die zweite Diode, die Induktivität und die erste Diode D1 zu dem positiven Versorgungsspannungsanschluss fließt,
in der Haltephase D-E in einem ersten Haltephasen-Zeitabschnitt die beiden Schalteinrichtungen M1, M2 leiten und in einem nachfolgenden zweiten Haltephasen-Zeitabschnitt die erste Schalteinrichtung M1 sperrt und die zweite Schaltein-richtung M2 leitet, und
in der Abschlussphase E-F die beiden Schalteinrichtungen M1, M2 sperren und ein von dem sich abbauenden Magnetfeld in der Induktivität L1 induzierter Strom i von dem negativen Versorgungsspannungsanschluss über die zweite Diode, die Induktivität und die erste Diode D1 zu dem positiven Versorgungsspannungsanschluss fließt, bis der Strom verschwindet.

Gemäß Fig. 2 sind die Schaltelemente M1 und M2 nicht denselben Schaltbedingungen unterworfen; während M1 zwei Mal pro Zyklusperiode Tzyklus schaltet, schaltet M2 erfindungsgemäß nur vier mal pro Ventilperiode Tventil. Da ein Großteil der von einer Leistungsschalteinrichtung verbrauchten Energie bzw. Leistung während der Schaltphase verbraucht wird, sind die Schalteinrichtungen unterschiedlichen thermischen Beanspruchungen unterworfen.
Erfindungsgemäß wird vorgeschlagen, die beiden Schalteinrichtungen der Treiberstufe unterschiedlich zu dimensionieren. Ein einzelner Zyklus der Schalteinrichtung M1 hat eine momentane Leistungsaufnahme mit pulsartiger Form gemäß Fig. 3. Hierbei werden ohne Verlust der Allgemeingültigkeit Phänomene des Aufladens der Gatekapazitäten und so weiter vernachlässigt. Als Schaltmodel wird das mit Approx bezeichnete Model der Fig. 3 genommen. Es ergibt sich eine mittlere Leistungsaufnahme Ps von $\begin{array}{l} P_{S} = \frac{1}{T} \int_{0}^{T} V_{DS} (t) * i (t) ⅆ t = \dots \\ = \frac{1}{T} \{\int_{0}^{Ts} V_{DS} (t) * i (t) ⅆ t + \int_{Ts 0}^{Ton} V_{DS} (t) * i (t) ⅆ t + \int_{ton}^{Ton + Ts} V_{DS} (t) * i (t) ⅆ t + \int_{Ton + Ts}^{T} V_{DS} (t) * i (t) ⅆ t\} = \dots \\ = \frac{1}{T} \{T * P_{S}^{A} + T * P_{S}^{B} + T * P_{S}^{C} + T * P_{S}^{D}\} \end{array}$

wobei T= Ton + Toff und Toff und Ton die Zeiten sind, in denen M1 an bzw. aus ist,
V_DS die Spannung über den Drain-Source-Kanal, I_DS der über die Leistungseinrichtung fließende Strom (Kanalstrom) und Ps die mittlere Leistung während einer Periode T ist. Bei getrennter Berechnung der Anteile ergibt sich: $\begin{array}{l} P_{S}^{A} = \frac{1}{T} \int_{0}^{Ts} \{(V_{DS Max} \frac{T_{S} - t}{T_{S}} + V_{DSon} \frac{t}{T_{S}}) * (I_{DS \max} \frac{t}{T_{S}})\} dt = \frac{(\frac{1}{6} V_{DS \max} I_{DS \max} + \frac{1}{3} V_{DSon} I_{DS \max}) T_{S}}{T} \\ P_{S}^{B} = \frac{1}{T} \int_{Ts}^{Ton} \{(V_{DSon} * I_{DS \max})\} dt = \frac{V_{DSon} I_{DS \max} (Ton - Ts)}{T} \\ P_{S}^{C} = \frac{1}{T} \int_{Ton}^{Ts + Ton} \{(V_{DS Max} \frac{t - Ton}{T_{S}} + V_{DSon} \frac{Ton + Ts - t}{T_{S}}) * (I_{DS \max} \frac{Ton + Ts - t}{T_{S}})\} dt = \dots \\ \dots = \frac{(\frac{1}{6} V_{DS \max} I_{DS \max} + \frac{1}{3} V_{DSon} I_{DS \max}) T_{S}}{T} \\ P_{S}^{D} = 0.. \end{array}$
Die für den Schaltvorgang aufgewandte Leistung (Pschalt) kann hieraus durch Überlagerung (Superposition) gebildet werden: $P_{Schalt} = \frac{(\frac{1}{6} V_{DS \max} I_{DS \max} - \frac{2}{3} V_{DSon} I_{DS \max}) T_{S}}{T}$
$P_{Leitung} = \frac{V_{DSon} I_{DS \max} Ton}{T} = \frac{I^{2} DS max R_{DSon} T_{ON}}{T}$

wobei P_Leitung die nur in der Gleichgewichtsphase verbrauchte Leistung ist, und bei der $P_{Mittel} = P_{Schalt} + P_{Leitung}$

wobei P_Mittel die mittlere Leistung ist.
Bei einer Standard-Bedingung kann überprüft werden, dass P_Schalt die gleiche Größenordnung wie P_Leitung aufweist: $V_{DS \max} = 15 V$
$I_{DS \max} = 20 A$
$V_{DSon} = 100 mV$
$T_{S} = 500 ns$
$T_{ON} = 10 µs$
$T = 30 µs$
$P_{Schalt} = 2 \frac{(\frac{1}{6} 15 * 20 - \frac{2}{3} 0.1 * 20) 0.5}{30} ≅ 1.62 W$
$P_{Leitung} = \frac{0.1 * 20 * 10}{30} ≅ 0.67 W$
Die maximal kontinuierlich verfügbare Leistung für Leistungselemente ist gegeben durch $P_{leitung}^{\max} = V_{DSon} * I_{DS \max} = I_{DS max}^{2} R_{dson} = 0.1 * 20 ≅ 2 W (wirksammer Zyklus 100 %)$

wobei T=Ton gesetzt ist, d.h. der wirksame Zyklus bei 100% liegt.
Die Leistungseinrichtung ist wie folgt zu dimensionieren: $P_{total}^{\max} = P_{Schalt} + P_{leitung}^{\max} = 2 + 1.62 ≅ 3.6 W (wirksammer Zyklus 99 %)$
Die bei M2 verbrauchte Leistung berechnet sich wie folgt: M2 wird nicht mit der gleichen Frequenz wie M1 geschaltet (vgl. Fig. 2). M2 wird bei Beginn der Betätigung geschlossen (siehe Figur 4 und Figur 5). M2 wird geöffnet und geschlossen bei Beginn und am Ende der ersten Entladungsphase (siehe Figur 6 und Figur 7) und schließlich wird es geöffnet, wenn der Strom durch das Solenoid geschlossen wird (siehe Fig. 8).
Somit liegen vier Schaltvorgänge in jedem Zyklus des Verbrennungsmotors, d.h. bei 720° Kurbelwellenwinkel vor. Die mittlere Leistungsaufnahme bzw. Verlustleistung aufgrund der Schaltvorgänge an M2 berechnet sich wie folgt $P_{SchaltM 2} = 2 \frac{(\frac{1}{6} V_{DS \max} I_{DS \max} - \frac{2}{3} V_{DSon} I_{DS \max}) T_{S}}{T_{Dis}}$
Für Standardwerte ergibt sich T_Dis = 600 µs, P _SchaltM2 ≅0.08 W, so dass sich ein Verhältnis von P _SchaltM2 zu P_Schalt gleich 20 ergibt.
Da die schlechtesten Gleichgewichtsbedingungen an M1 und M2 gleich sind, kann angenommen werden, dass $P_{leitung}^{\max}$
gleich ist für M1 und M2. Die maximal an M2 verbrauchte Leistung ergibt sich zu $P_{totalM 2}^{\max} = P_{SchaltM 2} + P_{Leitung}^{\max} = 2 + 0.08 ≅ 2.1 W$
Somit ergibt sich ein Verhältnis zwischen M1 und M2 von $\begin{array}{l} \frac{P_{totalM 2}^{\max}}{P_{total}^{\max}} = \frac{2 \frac{(\frac{1}{6} V_{DS \max} I_{DS \max} - \frac{2}{3} V_{DSon} I_{DS \max}) T_{S}}{T_{Dis}} + V_{DSon} I_{DS \max}}{\frac{(\frac{1}{6} V_{DS \max} I_{DS \max} - \frac{2}{3} V_{DSon} I_{DS \max}) T_{S}}{T} + V_{DSon} I_{DS \max}} = \dots \\ \dots = \frac{2 \frac{(\frac{1}{6} V_{DS \max} I_{DS \max} - \frac{2}{3} V_{DSon} I_{DS \max}) T_{S}}{T_{Dis}} + I_{DS max}^{2} R_{DSon}}{\frac{(\frac{1}{6} V_{DS \max} I_{DS \max} - \frac{2}{3} V_{DSon} I_{DS \max}) T_{S}}{T} + I_{DS max}^{2} R_{DSon}} \end{array}$
Bei Einsetzen der Standardwerte ergibt sich $\frac{P_{totalM 2}^{\max}}{P_{total}^{\max}} ≅ \frac{2.1}{3.6} ≅ 0.583$
Dies bedeutet, dass M2 eine Verlustleistung aufweist, die um 71 % niedriger als die von M1 ist.
Erfindungsgemäß wird daher die Schalteinrichtung M2 mit einem kürzeren Kanal ausgebildet und dementsprechend ein niedrigeres R_DSon und somit auch ein niedrigeres V_DSon erreicht als mit M1. Gleichung 1 bedeutet für den "thermischen Widerstand" Re (Temperaturdifferenz zur Umgebungstemperatur pro Verlustleistung): $P_{total}^{\max} = \frac{(\frac{1}{6} V_{DS \max} I_{DS \max} - \frac{2}{3} V_{DSon} I_{DS \max}) T_{S}}{T} + + I_{DS max}^{2} R_{DSon}$
$T_{Verbindung} = T_{A} + R_{Θ} * P_{TotalM 2}^{\max}$

wobei T_Verbindung die Temperatur der Leistungseinrichtungs-Verbindung bzw. Verbindung der Leistungsschalter ist. Für den Anpassungsfaktor mit der gleichen Umgebungstemperatur Ta wird gewählt $T_{VerbindungM 1} = T_{VerbindungM 2}$

somit ergibt sich $R_{Θ M 1} * P_{TotalM 1}^{\max} = R_{Θ M 2} * P_{TotalM 2}^{\max}$
$\frac{R_{Θ M 1}}{R_{Θ M 2}} = \frac{P_{TotalM 2}^{\max}}{P_{TotalM 1}^{\max}}$
Unter der erfindungsgemäßen Annahme, dass Re direkt mit der Dimension des Kanals der Leistungs-Schalteinrichtung zusammenhängt, ist M2 kleiner als M1 zu wählen entsprechend den Gleichungen 1, 2.
Erfindungsgemäß sollte die ermittelte Beziehung innerhalb eines Variationsbereiches von z. B. 0,7 bis 1,3, insbesondere des 0,9 bis 1,1 - fachen des ermittelten Wertes liegen.

Claims

Treiberstufe für ein Solenoidventil eines Innenverbrennungsmotors, wobei die Stufe aufweist:
einen ersten Versorgungsspannungsanschluss (A1) zum Anschluss an eine positive Versorgungsspannungsklemme (VS),

einen zweiten Versorgungsspannungsanschluss (A2) zum Anschluss an eine negative Versorgungsspannungsklemme (GND),

ein Solenoid-Ventil mit einer Induktivität (L1),

eine zwischen dem ersten Versorgungsspannungsanschluss und einem ersten Anschluss (LA1) der Induktivität (L1) angeordnete erste Schalteinrichtung (M1) mit einem ersten Steuereingang (G1),

eine zwischen dem zweiten Versorgungsspannungsanschluss und einem zweiten Anschluss (LA2) der Induktivität (L1) angeordnete zweite Schalteinrichtung (M2) mit einem zweiten Steuereingang (G2),

einer zwischen dem zweiten Anschluss (LA2) der Induktivität (L1) und dem ersten Versorgungsspannungsanschluss angeordneten ersten Diodeneinrichtung (D1),

einer zwischen dem ersten Anschluss (LA2) der Induktivität (L1) und dem zweiten Versorgungsspannungsanschluss angeordneten zweiten Diodeneinrichtung (D2),
wobei die Steuereingänge (G1, G2) in Abhängigkeit von einem Kurbelwellenwinkel schaltbar sind, und
die erste und zweite Diodeneinrichtung (D1, D2) jeweils bei leitenden Schalteinrichtungen (M1, M2) in Sperrrichtung zwischen den Versorgungsspannungsanschlüssen geschaltet sind, und
wobei die zweite Schalteinrichtung ( M2) eine kleinere Dimensionierung als die erste Schalteinrichtung (M1) aufweist.
Treiberstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die erste und zweite Schalteinrichtung (M1, M2) jeweils einen Feldeffekttransistor aufweist, vorzugsweise einen MOSFET, JFET oder HEXFET, und ein Verhältnis der thermischen Widerstände (R_Θ) der beiden Feldeffekttransistoren (M1, M2) innerhalb eines Variationsbereiches durch die Beziehung $\frac{R_{Θ M 1}}{R_{Θ M 2}} = \frac{2 \frac{(\frac{1}{6} V_{DS \max} I_{DS \max} - \frac{2}{3} V_{DSon} I_{DS \max}) T_{S}}{T_{Dis}} + I_{DS max}^{2} R_{DSon}}{\frac{(\frac{1}{6} V_{DS \max} I_{DS \max} - \frac{2}{3} V_{DSon} I_{DS \max}) T_{S}}{T} + I_{DS max}^{2} R_{DSon}}$
gegeben ist, wobei V_DS, I_DS und R_DS Spannung, Strom und Widerstand über den Drain-Source-Kanal des Feldeffekttransistors bezeichnen und on als Index einen Wert bei leitendem Feldeffekttransistor und max als Index einen maximal zulässigen Wert bezeichnet, und der Variationsbereich zwischen dem 0,7- fachen und 1,3-fachen, vorzugsweise dem 1,1 - fachen und 0,9 - fachen des durch die Beziehung ermittelten Wertes liegt.
Treiberstufe nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die erste und zweite Diodeneinrichtung aus jeweils einer Diode (D1, D2) oder Transistordiode gebildet sind.
Treiberstufe nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass in einem Zyklus aufeinanderfolgend eine Aufladephase (A-B), eine Beschleunigungsphase (B-C), eine Entladungsphase (C-D), eine Haltephase (D-E) und eine Abschlussphase (E-F) vorgesehen sind, wobei
in der Aufladephase (A-B) die beiden Schalteinrichtungen (M1, M2) derartig leiten, dass ein Strom von dem ersten Versorgungsspannungsanschluss durch die erste Schalteinrichtung (M1), die Induktivität und die zweite Schalteinrichtung (M2) zu dem zweiten Versorgungsspannungsanschluss fließt und die Diodeneinrichtungen (D1, D2) sperren,
in der Beschleunigungsphase (B-C) in einem ersten Zeitabschnitt die Schalteinrichtungen (M1, M2) leiten und in einem nachfolgenden zweiten Zeitabschnitt die erste Schalteinrichtung (M1) sperrt und die zweite Schalteinrichtung (M2) leitet,
in der Entladungsphase (C-D) zumindest zeitweise beide Schalteinrichtungen (M1, M2) sperren und ein von dem sich abbauenden Magnetfeld in der Induktivität (L1) induzierter Strom (i) von dem zweiten Versorgungsspannungsanschluss über die zweite Diodeneinrichtung, die Induktivität und die erste Diodeneinrichtung (D1) zu dem ersten Versorgungsspannungsanschluss fließt,
in der Haltephase (D-E) in einem ersten Haltephasen-Zeitabschnitt die beiden Schalteinrichtungen (M1, M2) leiten und in einem nachfolgenden zweiten Haltephasen-Zeitabschnitt die erste Schalteinrichtung (M1) sperrt und die zweite Schalteinrichtung (M2) leitet, und
in der Abschlussphase (E-F) die beiden Schalteinrichtungen (M1, M2) sperren und ein von dem sich abbauenden Magnetfeld in der Induktivität (L1) induzierter Strom (i) von dem zweiten Versorgungsspannungsanschluss über die zweite Diodeneinrichtung, die Induktivität und die erste Diodeneinrichtung (D1) zu dem ersten Versorgungsspannungsanschluss fließt, bis der Strom verschwindet.