WO2004009985A1 - Treiberstufe für ein solenoidventil - Google Patents

Treiberstufe für ein solenoidventil Download PDF

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WO2004009985A1
WO2004009985A1 PCT/EP2003/006807 EP0306807W WO2004009985A1 WO 2004009985 A1 WO2004009985 A1 WO 2004009985A1 EP 0306807 W EP0306807 W EP 0306807W WO 2004009985 A1 WO2004009985 A1 WO 2004009985A1
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Inventor
Gianni Padroni
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Ina-Schaeffler Kg
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    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H47/00—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current
    • H01H47/22—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for supplying energising current for relay coil
    • H01H47/32—Energising current supplied by semiconductor device
    • H01H47/325—Energising current supplied by semiconductor device by switching regulator
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F01—MACHINES OR ENGINES IN GENERAL; ENGINE PLANTS IN GENERAL; STEAM ENGINES
    • F01L—CYCLICALLY OPERATING VALVES FOR MACHINES OR ENGINES
    • F01L9/00—Valve-gear or valve arrangements actuated non-mechanically
    • F01L9/20—Valve-gear or valve arrangements actuated non-mechanically by electric means
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02D—CONTROLLING COMBUSTION ENGINES
    • F02D41/00—Electrical control of supply of combustible mixture or its constituents
    • F02D41/20—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F01—MACHINES OR ENGINES IN GENERAL; ENGINE PLANTS IN GENERAL; STEAM ENGINES
    • F01L—CYCLICALLY OPERATING VALVES FOR MACHINES OR ENGINES
    • F01L2800/00—Methods of operation using a variable valve timing mechanism

Definitions

  • the invention relates to a driver stage for a solenoid valve of an internal combustion engine according to claim 1.
  • Such a solenoid valve is used to control a valve lift of an intake or exhaust valve by a hydraulic system.
  • the control takes place in dependence on a crankshaft angle, a cycle being generally achieved by two crankshaft revolutions (720 ° crankshaft angle).
  • the driver stages must switch the required currents and must therefore be manufactured with a correspondingly large dimension. Larger dimensions, however, in turn complicate higher integration and lead to increased manufacturing costs.
  • the invention has for its object to provide a driver stage for a solenoid valve that enables safe operation and yet requires a relatively low amount of energy.
  • the invention is based on the idea of adapting the dimensioning of the channel widths to the switching conditions.
  • one of the switching devices can have a significantly lower power loss than the other switching device and can therefore be made smaller.
  • a source-drain channel can be dimensioned shorter.
  • FIG. 1 shows a block diagram of a driver stage according to the invention
  • FIG. 3 shows more detailed representations of current, voltage and power profiles of the channel current of the switching device M1 from FIG. 1;
  • the driver stage 1 shown in FIG. 1 has a first connection terminal A1 for connection to a positive supply voltage terminal VS and a second connection terminal A2 for connection to a negative supply voltage terminal GND of a vehicle.
  • Switching devices are connected to the connection terminals A1, A2.
  • the two switching devices can in particular as solid-state circuit breakers M1 and M2, for. B. as MOSFETs, JFETs, HEXFETs with gate connections G1 and G2.
  • the gates G1, G2 serve as control inputs of the driver stage.
  • self-locking MOSFETs M1, M2 of the enhancement type are assumed, which only conduct when a logic one is present at the respective gate GI, G2.
  • the inductance connections of a solenoid valve are connected between the other connections of the switches M1, M2.
  • a first and a second diode D1, D2 are connected between the second (source) connections of the MOSFETs M1, M2 and the supply voltage connections, and are therefore in each case parallel to the series circuit comprising the inductance and the first and second MOSFETs. 2
  • a charging phase AB, an acceleration phase BC, a discharge phase CD, a holding phase DE and a final phase EF are provided in succession in a cycle, wherein
  • the two switching devices M1, M2 conduct in a first holding phase period and in a subsequent second holding phase period blocks the first switching device M1 and conducts the second switching device M2, and
  • the two switching devices M1, M2 are blocked and a current i induced by the magnetic field in the inductor L1 is reduced from the negative supply voltage connection via the second diode, the inductor and the first diode D1 to the positive one
  • a single cycle of the switching device M1 has an instantaneous power consumption with a pulse-like shape according to FIG. 3.
  • phenomena of charging the gate capacities and so on are neglected without loss of generality.
  • the model of FIG. 3 designated with Approx is used as the switching model.
  • the result is an average power consumption Ps of
  • T Ton + Toff and Toff and Ton are the times when M1 is on or off
  • VDS is the voltage across the drain-source channel
  • IDS is the current flowing through the power device
  • Ps is the mean power during a period T. If the proportions are calculated separately:
  • the power used for the switching process can be calculated from this by superposition (superposition):
  • T tone is set, i.e. the effective cycle is 100%.
  • the power device is to be dimensioned as follows:
  • the power consumed at M2 is calculated as follows: M2 is not switched at the same frequency as M1 (see FIG. 2). M2 is closed at the start of the actuation (see FIG. 4 and FIG. 5). M2 is opened and closed at the beginning and end of the first discharge phase (see FIG. 6 and FIG. 7) and finally it is opened when the current through the solenoid is closed (see FIG. 8). There are therefore four switching processes in each cycle of the internal combustion engine, ie at 720 ° crankshaft angle. The average power consumption or power loss due to the switching operations on M2 is calculated as follows
  • M2 has a power loss that is 71% lower than that of M1.
  • the switching device M2 is therefore formed with a shorter channel and accordingly a lower Roson and thus also a lower VDSODS is achieved than with M1.
  • Equation 1 means for the "thermal resistance" R ⁇ (temperature difference to the ambient temperature per 10 power loss):
  • T connection is the temperature of the power device connection
  • Ta is selected for the adaptation factor with the same ambient temperature
  • the determined relationship should be within a variation range of e.g. B. 0.7 to 1, 3, in particular 0.9 to 1, 1 - times the determined value.

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Treiberstufe für ein Solenoidventil eines Innenverbrennungsmotors, die für einen sicheren Betrieb bei relativ geringem Energie aufwand aufweist, einen ersten Versorgungsspannungsanschluss (A1) zum Anschluss an eine positive Versorgungsspannungsklemme (VS), einen zweiten Versorgungsspannungsanschluss (A2) zum Anschluss an eine negative Versorgungsspannungsklemme (GND), einen Solenoid-Ventil mit einer Induktivität (L1), eine zwischen dem ersten Versorgungsspannungsanschluss und einem ersten Anschluss (LA1) der Induktivität (L1) angeordnete erste Schalteinrichtung (M1) mit einem ersten Steuereingang (G1), eine zwischen dem zweiten Versorgungsspannungsanschluss und einem zweiten Anschluss (LA2) der Induktivität (L1) angeordnete zweite Schaltein richtung (M2) mit einem zweiten Steuereingang (G2), einer zwischen dem zweiten Anschluss (LA2) der Induktivität (L1) und dem ersten Versorgungsspannungsanschluss angeordneten ersten Diodeneinrichtung (D1), einer zwischen dem ersten Anschluss (LA2) der Induktivität (L1) und dem zweiten Versorgungsspannungsanschluss angeordneten zweiten Diodenein richtung (D2), wobei die Steuereingänge (G1, G2) in Abhängigkeit von einem Kurbelwellenwinkel schaltbar sind, und die erste and zweite Diodeneinrichtung (D1, D2) jeweils bei leitenden Schalteinrichtungen (M1, M2) in Sperrrichtung zwischen den Versorgungsspannungsanschlüssen geschaltet sind, und wobei die zweite Schalteinrichtung ( M2) eine kleinere Dimensionierung als die erste Schalteinrichtung (M1) aufweist.

Description

Bezeichnung der Erfindung
Treiberstufe für ein Solenoidventil
Beschreibung
Anwendungsgebiet der Erfindung
Die Erfindung bezieht sich auf eine Treiberstufe für ein Solenoidventil eines Innenverbrennungsmotors gemäß Anspruch 1.
Hintergrund der Erfindung
Ein derartiges Solenoidventil wird zur Steuerung eines Ventilhubs eines Ein- oder Auslassventils durch ein hydraulisches System verwendet. Die Steuerung erfolgt hierbei in Abhängigkeit von einem Kurbelwellenwinkel, wobei im allgemeinen ein Zyklus durch zwei Kurbelwellenumdrehungen (720° Kurbelwellenwinkel) erreicht wird.
Die Treiberstufen müssen die erforderlichen Ströme schalten und sind daher mit entsprechend großer Dimensionierung herzustellen. Größere Dimensionierungen erschweren jedoch wiederum eine höhere Integration und führen zu erhöhten Herstellungskosten.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Treiberstufe für ein Solenoidventil zu schaffen, die einen sicheren Betrieb ermöglicht und dennoch einen relativ geringen Energieaufwand benötigt. Aufgabe der Erfindung
Diese Aufgabe wird durch eine Treiberstufe nach Anspruch 1 gelöst. Die Unteransprüche beschreiben bevorzugte Weiterbildungen.
Zusammenfassung der Erfindung
Der Erfindung liegt der Gedanke zugrunde, die Dimensionierung der Kanalbreiten an die Schaltbedingungen anzupassen. Hierbei wird erfindungsgemäß in überraschender Weise festgestellt, dass eine der Schalteinrichtungen eine deutlich niedrigere Verlustleistung als die andere Schalteinrichtung aufweisen kann und sie daher kleiner dimensionierbar ist. Bei Verwendung von Feldeffekttransistoren kann insbesondere ein Source-Drain-Kanal kürzer dimensioniert sein.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die Erfindung wird im folgenden anhand der beiliegenden Zeichnungen an einigen Ausführungsformen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm einer erfindungsgemäßen Treiberstufe;
Fig. 2 ein Zeitdiagramm eines Zyklus mit den Strom- und Spannungsverläufen während einzelner Phasen des Zyklus;
Fig. 3 detailliertere Darstellungen von Strom-, Spannungs- und Leistungsverläufen des Kanalstroms der Schalteinrichtung M1 aus Fig.1;
Fig. 4 Zeitdiagramme verschiedener Ströme und Ansteuerspannungen während eines Zyklus;
Fig. 5 Zeitdiagramme verschiedener Ströme, Ansteuerspannungen und
Leistungen; Fig. 6 Zeitdiagramme verschiedener Ströme, Ansteuerspannungen und
Leistungen;
Fig. 7 Zeitdiagramme verschiedener Ströme, Ansteuerspannungen und
Leistungen;
Fig. 8 Zeitdiagramme verschiedener Ströme, Ansteuerspannungen und
Leistungen.
Ausführliche Beschreibung der Zeichnungen
Die in Fig. 1 gezeigte Treiberstufe 1 weist eine erste Anschlussklemme A1 zum Anschluss an eine positive Versorgungsspannungsklemme VS und eine zweite Anschlussklemme A2 zum Anschluss an eine negative Versorgungsspannungsklemme GND eines Fahrzeuges auf. An die Anschlussklemmen A1 , A2 sind jeweils Schalteinrichtungen angeschlossen. Die beiden Schalteinrichtungen können insbesondere als Festkörper-Leistungsschalter M1 und M2, z. B. als MOSFETs, JFETs, HEXFETs mit Gate-Anschlüssen G1 und G2 ausgeführt sein. Die Gates G1 , G2 dienen hierbei als Steuereingänge der Treiberstufe. Im folgenden wird von selbstsperrenden MOSFETs M1 , M2 vom Anreicherungstyp ausgegangen, die lediglich bei Anliegen einer logischen Eins an dem jeweiligen Gate GI , G2 leiten.
Zwischen den anderen Anschlüssen der Schalter M1 , M2 sind die Anschlüsse der Induktivität eines Solenoid-Ventils angeschlossen. Somit fließt lediglich ein Strom i von dem ersten Versorgungsspannungsanschluss zu dem zweiten Versorgungsspannungsanschluss, wenn beide Schalter M1 , M2 leiten (logisches UND). Zwischen den zweiten (Source-) Anschlüssen der MOSFETs M1 , M2 und den Versorgungsspannungsanschlüssen sind eine erste bzw. zweite Diode D1 , D2 geschaltet, die somit jeweils parallel der Reihenschaltung aus der Induktivität und dem ersten bzw. zweiten MOSFET liegen. Gemäß Fig. 2 sind in einem Zyklus aufeinanderfolgend eine Aufladephase A-B, eine Beschleunigungsphase B-C, eine Entladungsphase C-D, eine Haltephase D-E und eine Abschlussphase E-F vorgesehen sind, wobei
- in der Aufladephase A-B die beiden Schalteinrichtungen M1 , M2 derartig leiten, dass ein Strom von dem positiven Versorgungsspannungsanschluss durch die erste Schalteinrichtung M1 , die Induktivität und die zweite Schalteinrichtung M2 zu dem negativen Versorgungsspannungsanschluss fließt und die Dioden D1 , D2 sperren,
in der Beschleunigungsphase B-C in einem ersten Zeitabschnitt die Schalt- einrichtungen M1 , M2 leiten und in einem nachfolgenden zweiten Zeitabschnitt die erste Schalteinrichtung M1 sperrt und die zweite Schalteinrichtung M2 leitet,
- in der Entladungsphase C-D zumindest zeitweise beide Schalteinrichtungen M1 , M2 sperren und ein von dem sich abbauenden Magnetfeld in der Induktivität L1 induzierter Strom i von dem negativen Versorgungsspannungsanschluss über die zweite Diode, die Induktivität und die erste Diode D1 zu dem positiven Versorgungsspannungsanschluss fließt,
- in der Haltephase D-E in einem ersten Haltephasen-Zeitabschnitt die beiden Schalteinrichtungen M1 , M2 leiten und in einem nachfolgenden zweiten Haltephasen-Zeitabschnitt die erste Schalteinrichtung M1 sperrt und die zweite Schaltein-richtung M2 leitet, und
- in der Abschlussphase E-F die beiden Schalteinrichtungen M1 , M2 sperren und ein von dem sich abbauenden Magnetfeld in der Induktivität L1 indu- zierter Strom i von dem negativen Versorgungsspannungsanschluss über die zweite Diode, die Induktivität und die erste Diode D1 zu dem positiven
Versorgungsspannungsanschluss fließt, bis der Strom verschwindet. Gemäß Fig. 2 sind die Schaltelemente M1 und M2 nicht denselben Schaltbedingungen unterworfen; während M1 zwei Mal pro Zyklusperiode Tzyklus schaltet, schaltet M2 erfindungsgemäß nur vier mal pro Ventilperiode Tventil. Da ein Großteil der von einer Leistungsschalteinrichtung verbrauchten Energie bzw. Leistung während der Schaltphase verbraucht wird, sind die Schalteinrichtungen unterschiedlichen thermischen Beanspruchungen unterworfen.
Erfindungsgemäß wird vorgeschlagen, die beiden Schalteinrichtungen der Treiberstufe unterschiedlich zu dimensionieren. Ein einzelner Zyklus der Schalteinrichtung M1 hat eine momentane Leistungsaufnahme mit pulsartiger Form gemäß Fig. 3. Hierbei werden ohne Verlust der Allgemeingültigkeit Phänomene des Aufladens der Gatekapazitäten und so weiter vernachlässigt. Als Schaltmodel wird das mit Approx bezeichnete Model der Fig. 3 genommen. Es ergibt sich eine mittlere Leistungsaufnahme Ps von
Figure imgf000007_0001
...
Figure imgf000007_0002
= — { T* Ps A +T* PS B +T* PS C +T*PS D }
wobei T= Ton + Toff und Toff und Ton die Zeiten sind, in denen M1 an bzw. aus ist, VDS die Spannung über den Drain-Source-Kanal, IDS der über die Leistungseinrichtung fließende Strom (Kanalstrom) und Ps die mittlere Leistung während einer Periode T ist. Bei getrennter Berechnung der Anteile ergibt sich:
Figure imgf000008_0001
X S -Osraa _
Figure imgf000008_0003
Figure imgf000008_0002
...
Figure imgf000008_0004
» - 0.
Die für den Schaltvorgang aufgewandte Leistung (Pschalt) kann hieraus durch Überlagerung (Superposition) gebildet werden:
Schalt
Figure imgf000008_0005
p _ ' DnSvo„n„I D nSvπ max n 1 DSmdxKDSonlON
■* Leitung ~ m r
wobei PLeitung die nur in der Gleichgewichtsphase verbrauchte Leistung ist, und bei der
p _ D i p
1 Mittel x Schalt τ Leitung
wobei Pwiittei die mittlere Leistung ist.
Bei einer Standard-Bedingung kann überprüft werden, dass Pschait die gleiche Größenordnung wie PLeitung aufweist: ^max = 15 V M« = 20 A
FD5o„ = 100 mV
Ts = 500 ns T, ON 10 μs r = 30 μs
Figure imgf000009_0001
0 1 * 20 * 10
Leitung n
Die maximal kontinuierlich verfügbare Leistung für Leistungselemente ist gegeben durch
PtZng = * * ^m x = /£,«**«, = 0.1 * 20 ≡ 2 W (wirksamer Zyklus 100%)
wobei T=Ton gesetzt ist, d.h. der wirksame Zyklus bei 100% liegt.
Die Leistungseinrichtung ist wie folgt zu dimensionieren:
Pt ι = Schalt + P,Zng = 2 + 1.62 = 3.6 W (wirksamer Zyklus 99%)
Die bei M2 verbrauchte Leistung berechnet sich wie folgt: M2 wird nicht mit der gleichen Frequenz wie M1 geschaltet (vgl. Fig. 2). M2 wird bei Beginn der Be- tätigung geschlossen (siehe Figur 4 und Figur 5). M2 wird geöffnet und geschlossen bei Beginn und am Ende der ersten Entladungsphase (siehe Figur 6 und Figur 7) und schließlich wird es geöffnet, wenn der Strom durch das Solenoid geschlossen wird (siehe Fig. 8). Somit liegen vier Schaltvorgänge in jedem Zyklus des Verbrennungsmotors, d.h. bei 720° Kurbelwellenwinkel vor. Die mittlere Leistungsaufnahme bzw. Verlustleistung aufgrund der Schaltvorgänge an M2 berechnet sich wie folgt
1 p SchalfMI
Figure imgf000010_0001
Für Standardwerte ergibt sich TDIS = 600 μs, PSchalm2 ≡0.08 W, so dass sich ein Verhältnis von PSchaltM2zu PSchalt gleich 20 ergibt.
Da die schlechtesten Gleichgewichtsbedingungen an M1 und M2 gleich sind, kann angenommen werden, dass P^ng gleich ist für M1 und M2. Die maximal an M2 verbrauchte Leistung ergibt sich zu
C» - Pschalt + P uung = 2 + 0.08 ≡ 2. 1 W
Somit ergibt sich ein Verhältnis zwischen M1 und M2 von
Figure imgf000010_0002
(Gleichung
Figure imgf000010_0003
D Bei Einsetzen der Standardwerte ergibt sich ≤ 0.583
Figure imgf000011_0001
Dies bedeutet, dass M2 eine Verlustleistung aufweist, die um 71% niedriger als die von M1 ist.
Erfindungsgemäß wird daher die Schalteinrichtung M2 mit einem kürzeren Kanal ausgebildet und dementsprechend ein niedrigeres Roson und somit auch ein niedrigeres VDSOΠ erreicht als mit M1. Gleichung 1 bedeutet für den „thermischen Widerstand" RΘ (Temperaturdifferenz zur Umgebungstemperatur pro 10 Verlustleistung):
1 total
Figure imgf000011_0002
— f i p * nmax Verbindung ~~ x A ~ l ® 1 TotαlMl
15 wobei TVerbindung die Temperatur der Leistungseinrichtungs-Verbindung bzw.
Verbindung der Leistungsschalter ist. Für den Anpassungsfaktor mit der gleichen Umgebungstemperatur Ta wird gewählt
£ 9-0w - T1 VerbindungMλ = T VerbindungM2
somit ergibt sich
n ^ nmax — E» * nmax
-"-Θ l rTotαlM\ ΛΘΛ 2 rTotα!M2
25 n nmax ^ L = Ώ^L (Gleichung 2)
R-ΘM2 ProtαlMX Unter der erfindungsgemäßen Annahme, dass RΘ direkt mit der Dimension des Kanals der Leistungs-Schalteinrichtung zusammenhängt, ist M2 kleiner als M1 zu wählen entsprechend den Gleichungen 1 , 2.
Erfindungsgemäß sollte die ermittelte Beziehung innerhalb eines Variationsbereiches von z. B. 0,7 bis 1 ,3, insbesondere des 0,9 bis 1 ,1 - fachen des ermittelten Wertes liegen.

Claims

Patentansprüche
1. Treiberstufe für ein Solenoidventil eines Innenverbrennungsmotors, wobei die Stufe aufweist: einen ersten Versorgungsspannungsanschluss (A1 ) zum Anschluss an eine positive Versorgungsspannungsklemme (VS), einen zweiten Versorgungsspannungsanschluss (A2) zum Anschluss an eine negative Versorgungsspannungsklemme (GND), einen Solenoid-Ventil mit einer Induktivität (L1 ), eine zwischen dem ersten Versorgungsspannungsanschluss und einem ersten Anschluss (LA1) der Induktivität (L1) angeordnete erste Schalt- einrichtung (M1 ) mit einem ersten Steuereingang (G1 ), eine zwischen dem zweiten Versorgungsspannungsanschluss und einem zweiten Anschluss (LA2) der Induktivität (L1 ) angeordnete zweite Schalteinrichtung (M2) mit einem zweiten Steuereingang (G2), einer zwischen dem zweiten Anschluss (LA2) der Induktivität (L1 ) und dem ersten Versorgungsspannungsanschluss angeordneten ersten
Diodeneinrichtung (D1 ), einer zwischen dem ersten Anschluss (LA2) der Induktivität (L1) und dem zweiten Versorgungsspannungsanschluss angeordneten zweiten Diodeneinrichtung (D2), wobei die Steuereingänge (G1 , G2) in Abhängigkeit von einem Kurbelwellenwinkel schaltbar sind, und die erste und zweite Diodeneinrichtung (D1 , D2) jeweils bei leitenden Schalteinrichtungen (M1 , M2) in Sperrrichtung zwischen den Versor- gungsspannungsanschlüssen geschaltet sind, und wobei die zweite Schalteinrichtung ( M2) eine kleinere Dimensionierung als die erste Schalteinrichtung (M1) aufweist.
2. Treiberstufe nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die erste und zweite Schalteinrichtung (M1 , M2) jeweils einen Feldeffekttransistor aufweist, vorzugsweise einen MOSFET, JFET oder HEXFET, und ein Verhältnis der thermischen Widerstände (RΘ) der beiden Feldeffekttransistoren (M1 , M2) innerhalb eines Variationsbereiches durch die Beziehung
Figure imgf000014_0001
gegeben ist, wobei VDS, tasund RDS Spannung, Strom und Widerstand über den Drain-Source-Kanal des Feldeffekttransistors bezeichnen und on als Index einen Wert bei leitendem Feldeffekttransistor und max als Index einen maximal zulässigen Wert bezeichnet, und der Variationsbe- reich zwischen dem 0,7- fachen und 1 ,3-fachen, vorzugsweise dem 1 ,1
- fachen und 0,9 - fachen des durch die Beziehung ermittelten Wertes liegt..
3. Treiberstufe nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekenn- zeichnet, dass die erste und zweite Diodeneinrichtung aus jeweils einer
Diode (D1 , D2) oder Transistordiode gebildet sind.
4. Treiberstufe nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass in einem Zyklus aufeinanderfolgend eine Aufladephase (A-B), eine Beschleunigungsphase (B-C), eine Entladungsphase (C-D), eine Haltephase (D-E) und eine Abschlussphase (E-F) vorgesehen sind, wobei in der Aufladephase (A-B) die beiden Schalteinrichtungen (M1 , M2) derartig leiten, dass ein Strom von dem ersten Versorgungsspannungsan- schluss durch die erste Schalteinrichtung (M1 ), die Induktivität und die zweite Schalteinrichtung (M2) zu dem zweiten Versorgungsspannungsanschluss fließt und die Diodeneinrichtungen (D1 , D2) sperren, in der Beschleunigungsphase (B-C) in einem ersten Zeitabschnitt die Schalteinrichtungen (M1 , M2) leiten und in einem nachfolgenden zwei- ten Zeitabschnitt die erste Schalteinrichtung (M1 ) sperrt und die zweite Schalteinrichtung (M2) leitet, in der Entladungsphase (C-D) zumindest zeitweise beide Schalteinrichtungen (M1 , M2) sperren und ein von dem sich abbauenden Magnetfeld in der Induktivität (L1 ) induzierter Strom (i) von dem zweiten Versorgungsspannungsanschluss über die zweite Diodeneinrichtung, die Induktivität und die erste Diodeneinrichtung (D1) zu dem ersten Versorgungsspannungsanschluss fließt, in der Haltephase (D-E) in einem ersten Haltephasen-Zeitabschnitt die beiden Schalteinrichtungen (M1 , M2) leiten und in einem nachfolgenden zweiten Haltephasen-Zeitabschnitt die erste Schalteinrichtung (M1 ) sperrt und die zweite Schalteinrichtung (M2) leitet, und in der Abschlussphase (E-F) die beiden Schalteinrichtungen (M1 , M2) sperren und ein von dem sich abbauenden Magnetfeld in der Induktivität (L1 ) induzierter Strom (i) von dem zweiten Versorgungsspannungsanschluss über die zweite Diodeneinrichtung, die Induktivität und die erste Diodeneinrichtung (D1 ) zu dem ersten Versorgungsspannungsanschluss fließt, bis der Strom verschwindet.
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