EP1360758A2 - Schaltungsanordnung zur bereitstellung einer exponentiellen vorverzerrung für einen einstellbaren verstärker - Google Patents

Schaltungsanordnung zur bereitstellung einer exponentiellen vorverzerrung für einen einstellbaren verstärker

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EP1360758A2
EP1360758A2 EP02708188A EP02708188A EP1360758A2 EP 1360758 A2 EP1360758 A2 EP 1360758A2 EP 02708188 A EP02708188 A EP 02708188A EP 02708188 A EP02708188 A EP 02708188A EP 1360758 A2 EP1360758 A2 EP 1360758A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
diode
transistor
current
differential amplifier
circuit arrangement
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP02708188A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Martin Tegeler
Markus Zannoth
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Infineon Technologies AG
Original Assignee
Infineon Technologies AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies AG filed Critical Infineon Technologies AG
Publication of EP1360758A2 publication Critical patent/EP1360758A2/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H03F2203/45498—Indexing scheme relating to differential amplifiers the CSC comprising only resistors
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    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45654—Indexing scheme relating to differential amplifiers the LC comprising one or more extra diodes not belonging to mirrors

Definitions

  • Circuit arrangement for providing exponential predistortion for an adjustable amplifier
  • the present invention relates to a circuit arrangement for providing exponential predistortion for an adjustable amplifier.
  • Amplifiers for example power amplifiers or low-noise amplifiers, as are usually used in high-frequency technology, normally have an adjustable gain.
  • the characteristic with which the gain can be set can be required as linear or as a so-called dB-linear characteristic.
  • a dB-linear characteristic is characterized in that the output power P Q ut i n dBmW is proportional to the control voltage U con t ol on the input side, according to the formula
  • the output power is directly proportional to the control voltage, not proportional in a logarithmic ratio.
  • the control voltage must therefore be pre-distorted in a stage upstream of the amplifier in order to obtain a dB-linear characteristic.
  • the basic circuit for generating an exponential predistortion specified in the document cited above has the disadvantage that the ideally calculated, exponential transfer function changes due to process tolerances to which the components required for implementation are subject, as well as due to temperature changes in the operation of the circuit.
  • the specified circuit requires a relatively large number of components and a large transistor area connected to it. The large number of transistors required also has the disadvantage that only moderate noise properties of the overall circuit can be achieved.
  • the object of the present invention is to provide a circuit for providing exponential predistortion for an adjustable amplifier which is improved with regard to tolerances due to production and temperature.
  • the object is achieved with a circuit arrangement for providing exponential pre-distortion for an adjustable amplifier
  • the controlled currents being a common mode current for setting the operating point of the diodes and a differential
  • a first differential amplifier with a first transistor whose control input is connected to the first diode and with a second transistor whose control input is connected to the second diode
  • the ratio of the effective transistor areas of second to first transistor is equal to the ratio of the effective diode areas of the second diode to the first diode.
  • the circuit described has two diodes of different sizes, which are followed by a differential amplifier with two transistors of different sizes.
  • the larger of the two diodes is connected to the larger transistor, while the smaller diode is connected to the smaller transistor.
  • the diodes are driven with currents which comprise a common mode current for setting the operating point of the diodes and a differential current which carries the actual useful signal.
  • output currents are available for driving an amplifier with the asymmetrical predistortion that can be generated with the circuit described. With the asymmetrical predistortion and the asymmetrical differential amplifier, a dB-linear transfer function is approximated with the present circuit.
  • the area ratio of the first to the second diode and of the first to the second transistor can be adapted to the respective requirements, as described in more detail below. Since the circuit described can be implemented with a small number of components, it can be implemented with good noise properties. In addition, the circuit described is insensitive to process technology and temperature fluctuations.
  • diodes Since the diodes have different areas, there is an asymmetry in the diode voltages. These diode voltages are used to control a differential amplifier, at the output of which the desired, predistorted input signal for an amplifier is present as a differential current.
  • the diodes can be transistors, which are connected as diodes.
  • a second, voltage-controlled differential amplifier is provided for current control of the first and second controlled current paths with a first output which is connected to the first diode and with a second output which is connected to the second diode.
  • a control signal present as a differential voltage signal, for regulating the output power of an amplifier can be converted into the necessary control currents for controlling the diode current paths.
  • the second differential amplifier therefore works as a voltage-current converter.
  • the second differential amplifier comprises two bipolar transistors, the emitter connections of which are connected to one another via a resistor to provide negative feedback.
  • the negative feedback of the second differential amplifier can be particularly advantageous if its deflection in the small signal range exceeds a range in which a sufficiently good linearization is present even without negative feedback.
  • the controlled currents of the first and second current paths are proportional to the differential input voltages.
  • the ratio of the effective transistor areas and the ratio of the effective diode areas to one another is set in each case by connecting a plurality of components of the same type in parallel.
  • effective area ratios of the transistors or diodes to one another of 2: 1, 3: 1, 3: 2 etc. can be produced. Since components of the same type are used in both current branches, a particularly good pairing can be achieved.
  • the first diode comprises a parallel connection of two diodes, which are each identical to the second diode
  • the first transistor comprises a parallel connection of two transistors, which are each identical to the second transistor, so that each gives an area ratio of 2: 1.
  • an area ratio of 2: 1 results in a dB-linear transfer function in the circuit described for providing exponential predistortion for a linear preamplifier.
  • an area ratio of 3: 1 is set by connecting three components or three transistors in parallel. Overcompensation of this type may be desirable, depending on the application of the circuit for providing predistortion.
  • the first transistor of the first differential amplifier is directly connected to the first diode on the control side and the second transistor of the first differential amplifier is connected directly to the second diode on the control side.
  • the potential at the diode connections, which are connected to the control inputs of the transistors, controls the differential amplifier as a function of the currents flowing through the diodes.
  • Load diode provided.
  • the predistorted current that can be derived from the first differential amplifier is fed into the load diodes. characterizes in order to compensate for the characteristic of a differential amplifier that can be connected for the gain variation, for example a current rocker.
  • a current rocker is connected on the output side to the first differential amplifier, the control inputs of which are connected to the load diodes and an electrical load, for example an antenna or a matching network, can be connected to the output side.
  • an electrical load for example an antenna or a matching network
  • a high-frequency signal for example, can be fed to the current rocker at an input, which signal is amplified in accordance with the desired target gain applied.
  • this is designed using " bipolar circuit technology " .
  • FIG. 1 shows a first exemplary embodiment of a circuit according to the invention for predistortion of a control signal using a simplified circuit diagram
  • FIG. 2 shows a circuit according to FIG. 1, which is further simplified for the mathematical description of the circuit
  • FIG. 3 shows the transmission behavior of the predistortion in FIG. 1 which can be achieved with a circuit according to FIG
  • FIG. 4 shows the transmission behavior of the circuit described for providing exponential predistortion with a logarithmically scaled abscissa
  • FIG. 5 the derivation of the family of curves of the transfer function for various parameter values of the area ratio
  • FIG. 6 shows a further exemplary embodiment of the present invention on the basis of a simplified equivalent circuit diagram
  • FIG. 7 shows a further exemplary embodiment of the invention in a further development of the circuit according to FIG. 1, with a current rocker and connected electrical load.
  • FIG. 1 shows a first differential amplifier T3, T4 with current branches connected on the control side, each of which comprises a diode and a voltage-controlled bipolar transistor T1, T2.
  • a differential input voltage Uj n , U ⁇ n can be supplied to the transistors designed as NPN bipolar transistors T1, T2 and forming a negative feedback differential amplifier, that is to say at their base connection.
  • This control voltage is used to set the variable gain of an amplifier.
  • the emitter connections of the transistors T1, T2, which form the second differential amplifier, are connected to one another to form the negative feedback via a resistor R1. Furthermore, the emitter connections are each connected to a reference potential connection GND via a current source II, 12.
  • the transistors T1, T2 are each connected to a supply potential connection VCC via a diode D1, D2. The first shows
  • the potential which arises on the cathode side at the diodes D1, D2 due to the currents controlled in the current branches serves to control the first differential amplifier T3, T4.
  • This comprises a first transistor T3, which is connected on the control side to the cathode terminal of the first diode D1, and a second transistor T4, which is connected on the control side to the cathode terminal of the second diode D2.
  • the transistors T3, T4 are directly connected to one another on the emitter side. It is important to note with the first differential amplifier T3, T4 that the area ratio of the second transistor T4 to the first transistor T3 is equal to the area ratio C of the second diode D2 to the first diode Dl.
  • the common emitter node of the transistors T3, T4 is connected to a current source 13, which supplies an operating point current I ⁇ .
  • the diodes D1, D2 are implemented as transistors, which are connected as diodes, and which are of the type of transistors T3, T4 of the first differential amplifier, the currents in the current sources 11, 12 of the first and second result Current paths to half the working point current Ij ⁇ / 2.
  • the output of the circuit described for providing an exponential pre-distortion which is a current output, is connected to the collector connections of the transistors T3, T4 of the first differential amplifier and is designated I 0 ut ' ⁇ outx.
  • the circuit described according to the exemplary embodiment in FIG. 1 has a good pairing of the diode and transistor components used and no sensitivity to temperature changes in operation or process technology tolerances during production.
  • FIG. 2 shows a simplified circuit diagram according to FIG. 1 for the calculation or mathematical modeling of the circuit according to the invention.
  • the induced by the second differential amplifier Tl, T2 current Ij_ n through the diodes Dl, D2, which is interpreted as a push-pull signal, located as an additional power source fourteenth This results in a current flow through the first diode Dl of] ⁇ -Iin and through the second diode D2 the current results
  • the differential output current Iciff / which results from the difference between the output currents I Q ut ' ⁇ outx at the output of the circuit according to FIG. 2 depends in particular on the current densities of the diodes D1, D2 and the differential amplifier transistors T3, T4 of the first differential amplifier and can be derived as follows: Because of the interconnection according to FIG. 2 of the diodes and transistors with one another and because of the different area ratio, the current densities Ig of the diodes are:
  • Is2 equal to the current density of the second diode D2 and Isl equal to the current density of the first diode Dl.
  • IS3 equal to current density of the first differential amplifier transistor T3
  • IS4 equal to current density of the second differential amplifier transistor T4.
  • the diodes Dl, D2 are flowed through by currents Ici and Ic. Beitsticianström from the input current I-j_ and the n Ar I ⁇ of the diodes Dl, D2, see FIG 2, it follows for the currents through the diodes Dl, D2:
  • the factor m is the exponential factor available in the diode model and can be assumed to be 1.
  • the operating point current Ij ⁇ is used here as a standardization variable. It is also assigned the value 1. If one assumes an input voltage U d for a differential amplifier, the following is obtained for the differential current I ⁇ iff at the output:
  • Figure 3 shows the transmission behavior of the predistortion, that is, the differential current I ⁇ iff a function of the output current E n Ij_ n.
  • Input current Ij_ n and differential current Iciff are plotted normalized case, the normalized sizes are characterized by an upper line.
  • FIG. 4 also shows a parameter study of the function of the differential current as a function of the input current for various parameter values for the area ratio C, but in a semi-logarithmic representation, the differential current and input current being shown in a suitable standardization.
  • FIG. 4 shows the overall transmission behavior of the circuit according to FIG. 2.
  • FIG. 5 describes, likewise suitably standardized, the derivation of the differential current function as a function of the input current.
  • FIG. 6 shows a further, simplified circuit diagram of a circuit according to the invention for providing exponential predistortion for a linear amplifier with two controlled current paths, each of which comprises a diode D1, D2, and a differential amplifier T3, T4 connected to it, which is connected to one another via the diodes Dl, D2 is controlled as a function of the diode voltages which set the controlled diode currents.
  • the area ratio C of the second diode D2 to the first diode D1 is equal to the area ratio of the second transistor T4 to the first transistor T3 of the first differential amplifier.
  • the first and second diodes D1, D2 are each connected to a current Source I ', I2' connected, which is connected to the reference potential connection GND, and on the other hand connected to a control input of the first differential amplifier T3, T4, as already described for FIGS. 1 and 2.
  • the current source I ⁇ ' supplies a current I] ⁇ -Iir ⁇ which corresponds to the difference between the operating point current 1 ⁇ of the diodes and the input current I j _ n according to FIG. 2
  • the second current source I2' just supplies the sum Ik + ⁇ -in from operating point current I] ⁇ of the diodes and input current Ij_ n of the simplified circuit diagram according to FIG. 2.
  • the two diodes Dl, D2 have different sizes, the larger diode Dl with the larger transistor Tl and the smaller diode D2 with the smaller transistor T4 is connected.
  • the diodes Dl, D2 are driven with the described currents Ik-Iin, Ik + Iin. These currents include a differential current for driving the diodes X ⁇ n and a common mode current Ij ⁇ for setting the operating point of the diodes.
  • the output of the differential amplifier delivers output currents Io t '-'- outx' which show a transmission behavior with predistortion with respect to the input signal of the circuit.
  • FIG. 7 finally shows a further development of the circuit from FIG. 1 with a current rocker T5, T7 and an electrical load R2.
  • the electrical load R2 can be an antenna or a matching network, for example.
  • a diode D3, D4 is connected as a load diode to the collector connections of the differential amplifier transistors T3, T4 of the first differential amplifier, into which the generated, pre-distorted current is impressed.
  • a high-frequency input signal to be amplified which can be supplied as current I ⁇ p on the emitter side to the current rocker T6, T7, which is formed in bipolar circuit technology, can now be output voltage Uj_ n , Uj_ nx dB-linear can be varied.
  • the source for the high-frequency signal Ip to be amplified is shown as a current source 16 and can be designed, for example, as a low-noise amplifier, low noise amplifier or as a power amplifier, power amplifier with open collector output.
  • All of the exemplary embodiments shown of the present circuit for providing an exponential preamplification for a linear amplifier have in common that they can be constructed with a small number of components and thus have good noise properties. Furthermore, the characteristic of the desired, exponentially distorted transfer function is largely independent of temperature fluctuations in the circuit during operation and of process parameter fluctuations in the production of such a circuit.

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Abstract

Es ist eine Schaltung zur Bereitstellung einer exponentiellen Vorverzerrung für einen einstellbaren Verstärker angegeben, welche zwei parallel geschaltete, gesteuerte Strompfade mit jeweils einer Diode (D1, D2) umfasst, denen eine Differenzverstärkerstufe (T3, T4) nachgeschaltet ist. Das Flächenverhältnis der ersten Diode zur zweiten Diode (D1, D2) ist dabei gleich dem Flächenverhältnis von erstem Transistor (T3) zu zweitem Transistor (T4) des Differenzverstärkers (T3, T4). Dadurch ist bewirkt, dass ein ausgangsseitig bereitgestellter Strom gegenüber einem eingangsseitig anlegbaren Steuersignal eine exponentielle Vorverzerrung aufweist. Damit ist es möglich, lineare Verstärker dB-linear anzusteuern. Die vorliegende Schaltung ist in der Hochfrequenztechnik anwendbar und ermöglicht gute Rauscheigenschaften sowie grosse Unempfindlichkeit gegenüber Prozessparameter- und Temperaturschwankungen.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung zur Bereitstellung einer exponentiellen Vorverzerrung für einen einstellbaren Verstärker
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Bereitstellung einer exponentiellen Vorverzerrung für einen einstellbaren Verstärker.
Verstärker, beispielsweise Power Amplifier oder Low-Noise Amplifier, wie sie in der Hochfrequenztechnik üblicherweise eingesetzt werden, weisen normalerweise eine einstellbare Verstärkung auf. Die Kennlinie, mit der die Verstärkung einstellbar ist, kann dabei als linear gefordert sein oder als sogenannte dB-lineare Kennlinie gefordert sein. Eine dB- lineare Kennlinie zeichnet sich dabei dadurch aus, daß sich die Ausgangsleistung PQut in dBmW proportional zur eingangs- seitigen Steuerspannung Ucont ol verhält, gemäß der Formel
Pmt [dBm] = 10 • log Pml [W] ~ Ucmtrol
Bei den meisten, verbreitet erhältlichen Verstärkern ist die Ausgangsleistung jedoch direkt proportional zur Regelspannung, nicht in einem logarithmischen Verhältnis proportional. Daher muß die Regelspannung in einer dem Verstärker vorgeschalteten Stufe entsprechend vorverzerrt werden, um eine dB- lineare Kennlinie zu erhalten.
In dem Dokument: Prof. Robert Meyer, UC Berkeley EECS 242 (NTU Course: IC775CA) , "Advanced Integrated Circuits For Com- munication" , Course Notes (Lectures 1-43, Vol. I of II, Uni- versity of California at Berkeley College of Engineering, 1999, Lecture 4, p. 9) ist eine Schaltung angegeben, mit der eine beschriebene Vorverzerrung erzielbar ist. Dabei wird die Regelspannung eines Verstärkers zunächst exponentiert, um eine insgesamt dB-lineare Kennlinie zu erhalten. Die Vorverzerrung erfolgt mit Hilfe einer translinearen Schaltung, die ei- nen temperaturstabilen, exponentiellen Zusammenhang zwischen der Kontrollgröße oder Steuergröße (Strom/Spannung) und einer Ausgangsgröße bildet.
Die im oben zitierten Dokument angegebene Grundschaltung zur Erzeugung einer exponentiellen Vorverzerrung hat jedoch den Nachteil, daß sich die ideal berechnete, exponentielle Übertragungsfunktion aufgrund von Prozeßtoleranzen, denen die zur Realisierung erforderlichen Bauelemente unterworfen sind, so- wie aufgrund von Temperaturänderungen im Betrieb der Schaltung verändert. Zudem erfordert die angegebene Schaltung eine verhältnismäßig große Anzahl von Bauelementen sowie eine damit verbundene, große Transistorfläche. Die große Anzahl der erforderlichen Transistoren hat weiterhin den Nachteil, daß nur mäßige Rauscheigenschaften der Gesamtschaltung erzielt werden können.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltung zur Bereitstellung einer exponentiellen Vorverzerrung für einen einstellbaren Verstärker anzugeben, welche bezüglich ferti- gungs- und temperaturbedingten Toleranzen verbessert ist.
Erfindungsgemäß wird die Aufgabe gelöst mit einer Schaltungsanordnung zur Bereitstellung einer exponentiellen Vorverzer- rung für einen einstellbaren Verstärker, aufweisend
- einen ersten gesteuerten Strompfad mit einer ersten Diode,
- einen parallel zum ersten Strompfad geschalteten, zweiten gesteuerten Strompfad mit einer zweiten Diode,
- wobei die gesteuerten Ströme einen Gleichtaktstrom zur Ar~ beitspunkteinstellung der Dioden und einen di ferenziellen
Strom zur Kleinsignal-Ansteuerung umfassen, und
- einen ersten Differenzverstärker mit einem ersten Transistor, dessen Steuereingang an die erste Diode angeschlossen ist, und mit einem zweiten Transistor, dessen Steuereingang an die zweite Diode angeschlossen ist,
- wobei das Verhältnis der wirksamen Transistorflächen von zweitem zu erstem Transistor gleich dem Verhältnis der wirksamen Diodenflächen von zweiter Diode zu erster Diode ist.
Die beschriebene Schaltung weist zwei Dioden unterschiedli- eher Größe auf, denen ein Differenzverstärker mit zwei Transistoren unterschiedlicher Größe nachgeschaltet ist. Dabei ist die größere der beiden Dioden mit dem größeren Transistor verbunden, während die kleinere Diode mit dem kleineren Transistor verbunden ist. Die Dioden werden mit Strömen angesteu- ert, welche einen Gleichtaktstrom zum Einstellen des Arbeitspunktes der Dioden umfassen sowie einen differenziellen Strom, der das eigentliche Nutzsignal trägt. Ausgangsseitig am Differenzverstärker stehen Ausgangsströme zum Ansteuern eines Verstärkers mit der mit beschriebener Schaltung erzeug- baren unsymmetrischen Vorverzerrung bereit. Mit der unsymmetrischen Vorverzerrung und dem unsymmetrischen Differenzverstärker ist mit der vorliegenden Schaltung eine dB-lineare Übertragungsf nktion angenähert. Das Flächenverhältnis von erster zu zweiter Diode sowie von erstem zu zweitem Transi- stör ist dabei den jeweiligen Erfordernissen anpaßbar, wie nachfolgend detaillierter beschrieben. Da die beschriebene Schaltung mit einer geringen Anzahl von Bauelementen realisierbar ist, kann sie mit guten Rauscheigenschaften implementiert werden. Zudem ist die beschriebene Schaltung unempfind- lieh bezüglich Prozeßtechnologie- und Temperaturschwankungen.
Da die Dioden unterschiedliche Flächen besitzen, entsteht eine Unsymmetrie in den Diodenspannungen. Diese Diodenspannungen werden zur Steuerung eines Differenzverstärkers herange- zogen, an dessen Ausgang das gewünschte, vorverzerrte Eingangssignal für einen Verstärker als differenzieller Strom vorliegt .
Zum Erzielen einer guten Paarung können die Dioden Transisto- ren sein, welche als Dioden geschaltet sind. In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist zur Stromsteuer ng des ersten und zweiten gesteuerten Strompfades ein zweiter, spannungsgesteuerter Differenzverstärker vorgesehen mit einem ersten Ausgang, der an die erste Diode angeschlossen ist, und mit einem zweiten Ausgang, der an die zweite Diode angeschlossen ist. Mit dem zweiten Differenz erstärker kann ein als differenzielles Spannungssignal vorliegendes Steuersignal zum Regeln der Ausgangsleistung eines Verstärkers in die erforderlichen Steuerströme zum Steuern der Dioden-Strompfade umgesetzt werden. Der zweite Differenzverstärker arbeitet demnach als Spannungs- Stromwandle .
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen- den Erfindung umfaßt der zweite Differenzverstärker zwei Bi- polar-Transistoren, deren Emitteranschlüsse zur Bereitstellung einer Gegenkopplung über einen Widerstand miteinander verbunden sind. Die Gegenkopplung des zweiten Differenzverstärkers kann insbesondere dann vorteilhaft sein, wenn dessen Auslenkung im Kleinsignalbereich einen Bereich überschreitet, in dem auch ohne Gegenkopplung eine hinreichend gute Linearisierung vorhanden ist. In jedem Fall ist zu beachten, daß die gesteuerten Ströme des ersten und zweiten Strompfades proportional zu den differenziellen EingangsSpannungen sind.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist das Verhältnis der wirksamen Transistorflächen sowie das Verhältnis der wirksamen Diodenflächen zueinander jeweils durch ein Parallelschalten mehrerer, gleichar- tiger Bauteile eingestellt. Beispielsweise können somit wirksame Flächenverhältnisse der Transistoren beziehungsweise der Dioden zueinander von 2:1, 3:1, 3:2 et cetera hergestellt sein. Da jeweils gleichartige Bauelemente in beiden Stromzweigen verwendet werden, ist eine besonders gute Paarung er- zielbar. In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfaßt die erste Diode eine Parallelschaltung aus zwei Dioden, welche jeweils gleichartig zur zweiten Diode sind, und der erste Transistor umfaßt eine Parallelschaltung aus zwei Transistoren, welche jeweils gleichartig zum zweiten Transistor sind, so daß sich jeweils ein Flächenverhältnis von 2:1 ergibt. Wie im folgenden detailliert beschriebene, anhand von Herleitungen und ParameterStudien belegte Au füh- rungsbeispiele zeigen, ergibt sich für ein Flächenverhältnis von 2:1 eine dB-lineare Übertragungsfunktion bei der beschriebenen Schaltung zur Bereitstellung einer exponentiellen Vorverzerrung für einen linearen Vorverstärker.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist ein Flächen erhältnis von 3:1 durch Parallelschalten von drei Bauelementen beziehungsweise drei Transistoren eingestellt. Eine derartige Überkompensation kann, abhängig vom Anwendungsfall der Schaltung zur Bereitstellung einer Vorverzerrung, wünschenswert sein.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der erste Transistor des ersten Differenzverstärkers steuerseitig unmittelbar an die erste Diode und der zweite Transistor des ersten Differenzverstärkers steuer- seitig unmittelbar an die zweite Diode angeschlossen. Dabei steuert das Potential an den Diodenanschlüssen, welche mit den Steuereingängen der Transistoren verbunden sind, den Differenzverstärker in Abhängigkeit von den durch die Dioden fließenden Strömen an.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in einem dritten und vierten Strompfad, welche durch den ersten Differenzverstärker gesteuert sind und welche jeweils eine gesteuerte Strecke von dessen erstem beziehungsweise zweitem Transistor umfassen, jeweils eine
Lastdiode vorgesehen. Der aus dem ersten Differenzverstärker ableitbare, vorverzerrte Strom wird in die Lastdioden einge- prägt, um die Kennlinie eines für die Verstärkungsvariation anschließbaren Differenzverstärkers, beispielsweise einer Stromwippe, zu kompensieren.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist ausgangsseitig am ersten Differenzverstärker eine Stromwippe angeschlossen, deren Steuereingänge mit den Lastdioden verbunden sind und an der ausgangsseitig eine elektrische Last, beispielsweise eine Antenne oder ein Anpaß- netzwerk, anschließbar ist. Mit der Stromwippe ist eine variable Verstärkung bereitgestellt.
Der Stromwippe ist an einem Eingang beispielsweise ein Hochfrequenz-Signal zuführbar, welches entsprechend der gewünsch- ten, angelegten Soll-Verstärkung verstärkt wird.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist diese in bipolarer Schaltungstechnik "ausgebildet.
Weitere Einzelheiten der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche .
Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbeispielen anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
Figur 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltung zur Vorverzerrung eines Regelsignals anhand eines vereinfachten Schaltbildes,
Figur 2 eine Schaltung gemäß Figur 1, welche zur mathematischen Beschreibung der Schaltung weiter vereinfacht ist,
Figur 3 das Übertragungsverhalten der mit einer Schaltung gemäß Figur 1 oder 2 erzielbaren Vorverzerrung in
Abhängigkeit des Flächenverhältnisses, Figur 4 das Übertragungsverhalten der beschriebenen Schaltung zur Bereitstellung einer exponentiellen Vorverzerrung bei logarithmisch skalierter Abszisse,
Figur 5 die Ableitung der Kurvenschar der Über ragungsfunk- tion für verschiedene Parameterwerte des Flächenverhältnisses,
Figur 6 ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung anhand eines vereinfachten Ersatzschaltbildes und
Figur 7 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung in einer Weiterbildung der Schaltung gemäß Figur 1, mit einer Stromwippe und angeschlossener elektrischer Last .
Figur 1 zeigt einen ersten Differenzverstärker T3 , T4 mit steuerseitig angeschlossene .Stromzweigen, welche jeweils ei- ne Diode und einen spannungsgesteuerten Bipolar-Transistor Tl, T2 umfassen.
Im einzelnen ist den als npn-Bipolar-Transistoren Tl, T2 ausgeführten und einen gegengekoppelten Differenzverstärker bil- denden Transistoren steuerseitig, das heißt an ihrem Basisanschluß, eine differenzielle EingangsSpannung Ujn, U^n zuführbar. Diese SteuerSpannung dient zum Einstellen der variablen Verstärkung eines Verstärkers . Die Emitteranschlüsse der Transistoren Tl, T2, welche den zweiten Differenzverstärker bilden, sind zur Bildung der Gegenkopplung über einen Widerstand Rl miteinander verbunden. Weiterhin sind die Emitteranschlüsse über je eine Stromquelle II, 12 mit einem Bezugspo- tentialanschluß GND verbunden. Kollektorseitig sind die Transistoren Tl, T2 über je eine Diode Dl, D2 mit einem Versor- gungspotentialanschluß VCC verbunden. Dabei weist die erste
Diode Dl zwei parallel geschaltete Teildioden auf, wobei jede Teildiode in ihrem Aufbau der zweiten Diode D2 entspricht. Hierdurch ergibt sich eine besonders gute Paarung der Dioden Dl, D2 und ein Flächenverhältnis C von zweiter Diode D2 zu erster Diode Dl zu C = 0,5.
Das sich aufgrund der in den Stromzweigen gesteuerten Ströme kathodenseitig an den Dioden Dl, D2 einstellende Potential dient zum Ansteuern des ersten Differenzverstärkers T3 , T4. Dieser umfaßt einen ersten Transistor T3 , welcher steuerseitig mit dem Kathodenanschluß der ersten Diode Dl verbunden ist, und einen zweiten Transistor T4, welcher steuerseitig mit dem Kathodenanschluß der zweiten Diode D2 verbunden ist. Zur Bildung des Differenzverstärkers sind die Transistoren T3 , T4 emitterseitig miteinander unmittelbar verbunden. Wichtig beim ersten Differenzverstärker T3 , T4 ist zu beachten, daß das Flächenverhältnis des zweiten Transistors T4 zum ersten Transistor T3 gleich dem Flächenverhältnis C von zweiter Diode D2 zu erster Diode Dl ist. Demnach umfaßt der erste Transistor T3 zur Bereitstellung eines Flächenverhältnisses C=0,5 zwei npn-Bipolar-Transistoren vom Typ und vom Aufbau des npn-Bipolar-Transistors T4. Der gemeinsame Emitterknoten der Transistoren T3 , T4 ist an eine Stromquelle 13 angeschlossen, welche einen Arbeitspunktstrom I^ liefert. Da beim Ausführungsbeispiel gemäß Figur 1 die Dioden Dl, D2 als Transistoren realisiert sind, welche als Dioden verschaltet sind, und welche vom Typ der Transistoren T3 , T4 des ersten Differenzverstärkers sind, ergeben sich die Ströme in den Stromquellen 11, 12 des ersten und zweiten Strompfades jeweils zum halben Arbeitspunktström Ijς/2. Der Ausgang der beschriebenen Schaltung zur Bereitstellung einer exponentiellen Vorverzer- rung, welcher ein Stromausgang ist, ist an die Kollektoranschlüsse der Transistoren T3 , T4 des ersten Differenzverstärkers angeschlossen und mit I0ut' ^outx bezeichnet.
Die Transistoren Tl, T2 des zweiten, gegengekoppelten Diffe- renzverstärkers können als Spannungs-Stromwandlerstufe aufgefaßt werden. Diese setzen die bereitgestellte differenzielle EingangsSpannung Uj_n, Uinx in einen Ausgangsstrom IQut' Ioutx mit der gewünschten Verzerrung, hier mit Flächenverhältnis C=0,5 um.
Die beschriebene Schaltung gemäß Ausführungsbeispiel Figur 1 weist neben der geringen Anzahl der erforderlichen Bauelemente, welche zu guten Rauscheigenschaften führen, eine gute Paarung der verwendeten Dioden- und Transistorbauelemente auf sowie keine Empfindlichkeit gegenüber Temperaturänderungen im Betrieb oder Prozeßtechnologietoleranzen bei der Fertigung.
Figur 2 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild gemäß Figur 1 zur Berechnung beziehungsweise mathematischen Modellierung der Schaltung gemäß der Erfindung. Dabei ist der durch den zweiten Differenzverstärker Tl, T2 hervorgerufene Strom Ij_n durch die Dioden Dl, D2 , welcher als Gegentaktsignal interpretierbar ist, als zusätzliche Stromquelle 14 eingezeichnet. Somit ergibt sich ein Stromfluß durch die erste Diode Dl von ]ζ-Iin und durch die zweite Diode D2 ergibt sich der Strom zu
Ik+Iin-
Der differenzielle Ausgangsstrom Iciff/ welcher sich aus der Differenz der Ausgangsströme IQut' ^outx am Ausgang der Schaltung gemäß Figur 2 ergibt, hängt insbesondere von den Stromdichten der Dioden Dl, D2 sowie der Differenzverstärker- transistoren T3 , T4 des ersten Differenzverstärkers ab und kann wie folgt hergeleitet werden: Aufgrund der Verschaltung gemäß Figur 2 der Dioden und Transistoren miteinander sowie aufgrund des unterschiedlichen Flächenverhältnisses ergibt sich für die Stromdichten Ig der Dioden:
Is2 = C- Isl
mit Is2 gleich Stromdichte der zweiten Diode D2 und Isl gleich Stromdichte der ersten Diode Dl.
Für die Stromdichten der Transistoren T3 , T4 ergibt sich analog: ls4 = C ■ Is3
mit IS3 gleich Stromdichte des ersten Differenzverstärker- transistors T3 und IS4 gleich Stromdichte des zweiten Differenzverstärkertransistors T4.
Die Dioden Dl, D2 werden von Strömen Ici beziehungsweise Ic durchflössen. Aus dem Eingangsstrom I-j_n sowie dem Ar- beitspunktström I^ der Dioden Dl, D2 , vergleiche Figur 2, ergibt sich für die Ströme durch die Dioden Dl, D2 :
und
Somit können nun mit Kenntnis der Diodenkennlinien die Span- nungen Uak]_, Uak2 über den Dioden Dl, D2 angegeben werden mit :
Uak = m -Uτ - (\n(Icx IISl) + l)
und
Uak2 = m -Uτ - (\n(Ic2 l Is2) + Ϊ)
Der Faktor m ist dabei der im Diodenmodell vorhandene Expo- nentialfaktor und kann zu 1 angenommen werden. Der Arbeitspunktstrom Ijζ wird hier als Normierungsgröße verwendet. Ihm wird ebenfalls der Wert 1 zugewiesen. Geht man bei einem Differenzverstärker von einer EingangsSpannung Ud aus, so erhält man für den Differenzstrom I^iff am Ausgang:
Setzt man nun als EingangsSpannung u^ die Diodenspannungen uakl' uak2 ein so erhält man für den differenziellen Aus- gangsstrom:
_-l+C2+(l+C2)/,, l+ C2+(-l+ C2)/,.„.
Aus diesem Zusammenhang erhält man abhängig vom Flächenver- hältnis C eine Kurvenschar. Für C = 1 ergibt sich bei nicht logarithmischer Darstellung eine Gerade.
Figur 3 zeigt das Übertragungsverhalten der Vorverzerrung, das heißt des Differenzstroms I^iff in Abhängigkeit vom E n- gangsstrom Ij_n. Eingangsstrom Ij_n und Differenzstrom Iciff sind dabei normiert aufgetragen, die normierten Größen sind durch einen Oberstrich gekennzeichnet. Der Parameter für das Flächenverhältnis C wurde in einem Bereich von C = 0,3 bis C = 2 für die Werte C = 0,3, C = 0,5, C = 1 und C = 2 aufgetra- gen. Man erkennt, daß sich, wie erwartet, bei nicht logarithmischer Darstellung für C = 1 eine Gerade ergibt .
Figur 4 zeigt ebenfalls eine Parameterstudie der Funktion des Differenzstroms in Abhängigkeit vom Eingangsstrom für ver- schiedene Parameterwerte für das Flächenverhältnis C, jedoch in halblogarithmischer Darstellung, wobei Differenzstrom und Eingangsstrom in einer geeigneten Normierung dargestellt sind. Dabei ist die Ordinate linear, die Abszisse hingegen logarithmisch skaliert. Hierbei ist zu erkennen, daß für das Flächenverhältnis C = 0,5 annähernd eine Gerade vorliegt, zumindest in einem nutzbaren Strombereich. Figur 4 zeigt insgesamt das Übertragungsverhalten der Schaltung gemäß Figur 2. Figur 5 beschreibt, ebenfalls geeignet normiert, die Ableitung der Funktion Differenzstrom in Abhängigkeit von Eingangsstrom. Als Parameter für das Flächenverhältnis C wurden dabei im gemäß Figur 4 ermittelten, interessierenden Bereich um C = 0,5 zum einen C = 0,45; C = 0,5 sowie C = 0,55 gewählt. Man erkennt, daß die Ableitung der Kurvenschar im Einsatzbereich der Funktion eine konstante Steigung aufweist.
Anhand der beschriebenen Kurvenscharen gemäß Figuren 3 bis 5 erkennt man, daß man bei Annäherung des exponentiellen Zusammenhangs mit Hilfe einer Funktion
... a + b - x f(χ)=- b + a - x
mit der vorgestellten Schaltung in einem weiten Bereich eine nahezu dB-lineare Kennlinie erhält. An den Randbereichen nimmt die Steigung der Kennlinie zu, vergleiche Figur 6, was ein erwünschter Effekt ist, um Kompression zu kompensieren. Weiter bietet die beschriebene Schaltung, wie bereits erläu- tert, den Vorteil der geringen Anzahl der erforderlichen Bauelemente mit den damit verbundenen guten Rauscheigenschaften sowie die Unabhängigkeit der Kennlinie von Temperatur- und Prozeßschwankungen.
Figur 6 zeigt ein weiteres, vereinfachtes Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltung zur Bereitstellung einer exponentiellen Vorverzerrung für einen linearen Verstärker mit zwei gesteuerten Strompfaden, welche jeweils eine Diode Dl, D2 umfassen, sowie einen daran angeschlossenen Differenzverstärker T3, T4, der mit den sich über den Dioden Dl, D2 in Abhängigkeit von den gesteuerten Diodenströmen einstellenden Diodenspannungen gesteuert ist. Das Flächenverhältnis C der zweiten Diode D2 zur ersten Diode Dl ist dabei gleich dem Flächenverhältnis des zweiten Transistors T4 zum ersten Transistor T3 des ersten Differenzverstarkers. Die erste und zweite Diode Dl, D2 sind kathodenseitig jeweils einerseits an eine Strom- quelle I ' , I2 ' angeschlossen, welche mit Bezugspotentialanschluß GND verbunden ist, und andererseits mit je einem Steuereingang des ersten Differenzverstärkers T3 , T4 verbunden, wie bereits für Figuren 1 und 2 beschrieben. Während die Stromquelle I^' einen Strom I]ζ-Iirι liefert, welcher der Differenz von Arbeitspunktstrom 1^ der Dioden und Eingangsstrom Ij_n gemäß Figur 2 entspricht, so liefert die zweite Stromquelle I2 ' gerade die Summe I-k+τ-in aus Arbeitspunktstrom I]ς der Dioden und Eingangsstrom Ij_n des vereinfachten Schaltbildes gemäß Figur 2. Die beiden Dioden Dl, D2 weisen unterschiedliche Größe auf, wobei die flächenmäßig größere Diode Dl mit dem flächenmäßig größeren Transistor Tl und die kleinere Diode D2 mit dem kleineren Transistor T4 verbunden ist. Die Dioden Dl, D2 werden mit den beschriebenen Strömen Ik-Iin, Ik+Iin angesteuert. Diese Ströme umfassen einen dif- ferenziellen Strom zur Ansteuerung der Dioden X±n und einen Gleichtaktstrom Ijς zum Einstellen des Arbeitspunktes der Dioden. Der Ausgang des Differenzverstärkers liefert Ausgangsströme Io t' -'-outx' welche bezüglich des Eingangssignals der Schaltung ein Übertragungsverhalten mit einer Vorverzerrung zeigen.
Figur 7 schließlich zeigt eine Weiterbildung der Schaltung von Figur 1 mit einer Stromwippe T5, T7 und einer elektri- sehen Last R2. Die elektrische Last R2 kann beispielsweise eine Antenne oder ein Anpaßnetzwerk sein.
Im einzelnen ist an die Kollektoranschlüsse der Differenzverstärkertransistoren T3, T4 des ersten Differenzverstärkers je eine Diode D3 , D4 als Lastdiode angeschlossen, in die der erzeugte, vorverzerrte Strom eingeprägt wird. Hierdurch wird erreicht, daß die Kennlinie der für die Verstärkungsvariation verwendeten Differenzverstärker T6, T7 , welche gemeinsam eine Stromwippe bilden, kompensierbar ist. Ein zu verstärkendes, hochfrequentes Eingangssignal, welches als Strom I^p emitter- seitig der in bipolarer Schaltungstechnik ausgebildeten Stromwippe T6, T7 zuführbar ist, kann nun mit Hilfe der Ein- gangsspannung Uj_n, Uj_nx dB-linear variiert werden. Die Quelle für das hochfrequente, zu verstärkende Signal Ip ist dabei als Stromquelle 16 eingezeichnet und kann beispielsweise als rauscharmer Verstärker, Low Noise Amplifier oder als Lei- stungsverstärker, Power Amplifier mit Open-Collector-Ausgang ausgebildet sein.
Allen gezeigten Ausführungsbeispielen der vorliegenden Schaltung zur Bereitstellung einer exponentiellen Vorverstärkung für einen linearen Verstärker ist gemeinsam, daß sie mit geringer Anzahl von Bauelementen aufbaubar sind und damit gute Rauscheigenschaften aufweisen. Weiterhin ist die Kennlinie der gewünschten, exponentiell verzerrten Übertragungsfunktion weitestgehend unabhängig von TemperaturSchwankungen der Schaltung im Betrieb sowie von Prozeßparameterschwankungen bei der Fertigung einer derartigen Schaltung.
Bezugszeichenliste
c Flächenverhältnis
Dl Diode
D2 Diode
D3 Diode
D4 Diode
GND Bezugspotentialanschluß
*1 Stromquelle
IX. Stromquelle
12 Stromquelle
12' Stromquelle
*3 Stromquelle
*4 Stromquelle
*5 Stromquelle
16 Stromquelle
-'•in Eingangsspannung lin Eingangsström
T-i x EingangsSpannung iκ Arbeitspunktström
Iout Ausgangsstrom
3-outx Ausgangsstrom
JRF HF-Signal
Rl Widerstand
R2 Last
Tl Transistor
T2 Transistor
T3 Transistor
T4 Transistor
T6 Transistor
T7 Transistor
VCC Versorgungspotentialanschluß

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung zur Bereitstellung einer exponentiellen Vorverzerrung für einen einstellbaren Verstärker, aufwei- send
- einen ersten gesteuerten Strompfad mit einer ersten Diode (Dl) ,
- einen parallel zum ersten Strompfad geschalteten, zweiten gesteuerten Strompfad mit einer zweiten Diode (D2), - wobei die gesteuerten Ströme einen Gleichtaktstrom zur Arbeitspunkteinstellung der Dioden (1]^) und einen differenziel- len Strom zu deren Kleinsignal-Ansteuerung (I n) umfassen, und
- einen Differenzverstärker (T3, T4) mit einem ersten Transi- stör (T3), dessen Steuereingang an die erste Diode (Dl) angeschlossen ist, und mit einem zweiten Transistor (T4) , dessen Steuereingang an die zweite Diode (D2) angeschlossen ist,
- wobei das Verhältnis der wirksamen Transistorflächen von zweitem (T4) zu erstem Transistor (T3) gleich dem Verhältnis der wirksamen Diodenflächen von zweiter Diode (D2) zu erster Diode (Dl) ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, d a ß der Differenzverstärker als erster Differenzverstärker (T3, T4) ausgebildet ist und daß zur Stromsteuerung des ersten und zweiten gesteuerten Strompfades ein zweiter, spannungsgesteuerter Differenzverstärker (Tl, T2) vorgesehen ist mit einem ersten Ausgang, der an die erste Diode (Dl) angeschlossen ist, und mit einem zweiten Ausgang, der an die zweite Diode (D2) angeschlossen ist .
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, d a ß der zweite Differenzverstärker zwei Bipolar-Transistoren (Tl, T2) umfaßt, deren Emitteranschlüsse zur Bereitstellung einer Gegenkopplung über einen Widerstand (Rl) miteinander verbunden sind.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, d a ß das Verhältnis (C) der wirksamen Transistorflächen von zweitem (T4) zu erstem Transistor (T3) sowie das Verhältnis der wirksamen Diodenflächen von zweiter Diode (D2) zu erster Diode (Dl) zueinander jeweils durch ein Parallelschalten meh- rerer, gleichartiger Bauteile eingestellt ist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, d a ß die erste Diode (Dl) eine Parallelschaltung aus zwei Dioden umfaßt, welche jeweils flächengleich mit der zweiten Diode (D2) sind, und daß der erste Transistor (T3) eine Parallelschaltung aus zwei Transistoren umfaßt, welche jeweils flächengleich mit dem zweiten Transistor (T4) sind, so daß sich jeweils ein Flächenverhältnis C von 1:2 ergibt.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, d a ß die erste Diode (Dl) eine Parallelschaltung aus drei Dioden umfaßt, welche jeweils flächengleich mit der zweiten Diode (D2) sind, und daß der erste Transistor (T3) eine Parallelschaltung aus drei Transistoren umfaßt, welche jeweils flächengleich mit dem zweiten Transistor (T4) sind, so daß sich jeweils ein Flächenverhältnis C von 1:3 ergibt.
7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, d a ß der erste Transistor (T3) des ersten Differenzverstärkers (T3, T4) steuerseitig unmittelbar an die erste Diode (Dl) und der zweite Transistor (4) des ersten Differenzverstärkers (T3, T4) steuerseitig unmittelbar an die zweite Diode (D2) angeschlossen ist.
8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, d a ß in einem dritten und vierten Strompfad, welche vom ersten Differenzverstärker (T3, T4) gesteuert sind und welche hierzu jeweils eine gesteuerte Strecke von dessen erstem beziehungsweise zweitem Transistor (T3, T4) umfassen, jeweils eine Lastdiode (D3 , D4) vorgesehen ist.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, d a d u r c h g e k e nn z e i c h n e t, d a ß ausgangsseitig am ersten Differenzverstärker (T3, T4) eine Stromwippe (T6, T7) angeschlossen ist, deren Steuereingänge mit den Lastdioden (D3, D4) verbunden sind, und daß ausgangsseitig an der Stromwippe eine elektrische Last (R2) an- schließbar ist.
10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, d a d u r c h g e k e nn z e i c h n e t, d a ß diese in bipolarer Schaltungstechnik ausgebildet ist.
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