EP1247336A1 - Schaltungsanordnung und ein verfahren zur reduktion des 1/f-rauschens von mosfets - Google Patents

Schaltungsanordnung und ein verfahren zur reduktion des 1/f-rauschens von mosfets

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EP1247336A1
EP1247336A1 EP00991204A EP00991204A EP1247336A1 EP 1247336 A1 EP1247336 A1 EP 1247336A1 EP 00991204 A EP00991204 A EP 00991204A EP 00991204 A EP00991204 A EP 00991204A EP 1247336 A1 EP1247336 A1 EP 1247336A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
mosfets
noise
tio
constant
operating point
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP00991204A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Ralf Brederlow
Roland Thewes
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Infineon Technologies AG
Original Assignee
Infineon Technologies AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies AG filed Critical Infineon Technologies AG
Publication of EP1247336A1 publication Critical patent/EP1247336A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/01—Details
    • H03K3/013—Modifications of generator to prevent operation by noise or interference
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/26—Modifications of amplifiers to reduce influence of noise generated by amplifying elements

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement and a method for reducing the 1 / f noise of MOSFETs in an electronic circuit, in particular in an integrated circuit, according to the preamble of claim 1 and the preamble of claim 5.
  • the 1 / f noise dominating at low frequencies prevents the processing and transmission of small signal amplitudes in this frequency range.
  • the NF noise is regarded as a fixed limit.
  • This fixed limit can be slightly influenced by skillful selection of the operating points of the circuit and optimization of the technology used.
  • Such a method or a suitably chosen circuit arrangement does not eliminate or reduce the noise of the noise source, that is, it does not combat the cause of the noise.
  • the influence is very limited.
  • the possibilities for improvement are largely exhausted in these processes. It is therefore more promising to deal with the causes of low-frequency noise (LF noise).
  • noise also occurs with a power density spectrum which is inversely proportional to the frequency f.
  • This noise is referred to as 1 / f noise (flicker noise, flicker noise).
  • the 1 / f noise cannot be explained easily because it has different causes.
  • the currently most widely accepted theory for the physical cause of 1 / f noise from devices is that the 1 / f noise in these devices is determined by the random loading and unloading of impurity conditions in these devices.
  • MOSFET metal oxide semicon- ductor field effect transistor
  • the main contributors to noise here are those whose energy levels are in the bandgap of the oxide, but close to the quasi-mini level of the charge carriers that contribute to the current flow. Impurities that are energetically far away from this energy level in the bandgap of the oxide are either fully charged or discharged and therefore do not contribute to the noise.
  • the invention is therefore based on the object of designing the known methods for 1 / f reduction in such a way that they no longer have the disadvantages indicated above.
  • the or the transistors should no longer be switched between an operating state and an idle state, but rather the transistors or transistors of a circuit should enable continuous operation.
  • This object is achieved according to the invention by a circuit arrangement or a method for reducing the 1 / f noise of MOSFETs in an electronic circuit with the features of claim 1 and claim 5.
  • the method for reducing the 1 / f noise of MOSFETs in an electronic circuit assumes that constant or fixed operating points of the MOSFETs in such a circuit with the aid of direct current and / or direct voltage sources can be set.
  • Such electronic circuits in particular integrated circuits, are known to have - as already explained above - a high low-frequency noise signal, which is mainly due to the 1 / f noise.
  • the main idea of the invention is that the respective operating points are periodically changed around the constant operating points specified by the DC voltage and / or DC sources in such a way that impurity conditions in the oxide, which occur under the condition of a constant, fixed predetermined operating point are so often statistically reloaded that the 1 / f noise signal they cause dominates the low-frequency noise signal, no longer statistically, but reloaded with the oscillation frequency of the periodically changed operating points.
  • the constant current and / or constant voltage sources which specify the constant fixed operating points are additionally assigned to oscillating alternating current and / or alternating voltage sources.
  • the periodic reloading of the fault conditions ensures that there is no statistical, but rather a defined loading and unloading.
  • a defined transfer of such states means a reduction in the low-frequency noise amplitude.
  • the source (s) must advantageously meet the following conditions:
  • the modulation frequency should be outside the useful band (except in exceptional cases, see embodiment 3 presented below),
  • the amplitude of the modulated source must be set such that the voltage swing that shifts the quasifermi level is greater than the equivalent of some thermal stresses (kT / e).
  • the ar- range between weak inversion (or impoverishment) and strong inversion In the case of a MOSFET, the ar- range between weak inversion (or impoverishment) and strong inversion.
  • a modulation frequency which lies outside the useful band used, ensures that the useful signals to be processed and the interference signals resulting from the oscillation of the operating point can be separated from each other again. Any non-linearities that may occur due to the fluctuating operating points can be compensated for by external feedback. If the modulation frequency is sufficiently high compared to the frequency band in which the circuit operates, the fluctuations in the output signals generated by the modulation are evident.
  • Fig. 2 shows a simple differential stage with a circuit according to the invention
  • Fig. 3 shows a simple MOS operational amplifier with a circuit according to the invention.
  • Fig. 1 shows a first example for the application of the 1 / f noise reduction principle.
  • the figure shows a circuit arrangement according to the invention with a simple amplifier stage.
  • the simple amplifier stage consists of an n-channel depletion type Ti.
  • the source electrode is included
  • the drain electrode of the transistor T x is connected to the supply voltage via a load resistor R L. At the same time, the drain electrode is connected to a low-pass filter 1. A voltage source with the internal resistance Ri is connected to the gate electrode. The operating point of the transistor T x is set with the aid of the voltage source.
  • a DC voltage component v 0 is therefore usually applied to the voltage source.
  • an AC voltage component is superimposed on this DC voltage component v 0 .
  • a sinusoidal AC voltage is applied with an AC voltage amplitude i and a modulation angular frequency ⁇ . The operating point is thus determined by the modulation voltage
  • An input voltage V in to be amplified is fed to the gate electrode via the input capacitance Ci n and is present at the output of the low pass 1 as the output voltage V out .
  • the modulation frequency ⁇ is large compared to the maximum signal frequency.
  • the cut-off frequency of the low pass is ideally between the maximum signal frequency and the modulation frequency ⁇ . This ensures on the one hand that the modulation frequency is sufficiently high compared to the frequency band in which the circuit operates, so that the fluctuations in the output signals generated by the modulation are averaged out, on the other hand the interference signals generated by the high-frequency modulation of the operating point are filtered out efficiently with the aid of the low-pass filter 1.
  • Fig. 2 shows the application of the l / f noise reduction principle with a simple differential level.
  • the differential stage consists of two n-channel depletion type T 2 and T 3 MOSFETs, in which the respective source electrodes are connected at the node AI.
  • the node AI is connected to ground via a current source.
  • the drain electrodes are each connected to the supply voltage via a load resistor R L ⁇ or R 2 .
  • the operating point of the differential amplifier is set by the current source.
  • the modulation of the operating point is again achieved in that the current i m ⁇ d of the current source is composed of a direct current component i 0 and a sinusoidal alternating current component with the amplitude ⁇ ⁇ and the modulation angular frequency ⁇ :
  • the differential amplifier stage is operated such that a voltage is applied between the gate electrodes of the transistors T 2 and T 3 .
  • Electrode voltages characterized by Vi n + and V ⁇ n _, with Vi n Vi ⁇ + - V in .
  • FIG. 3 shows that the operational amplifier consists of seven transistors T 4 to T ⁇ 0 .
  • the Transistors T 4 to T 6 are depletion-type p-channel MOSFETs in the example, and transistors T 7 to T ⁇ o are depletion-type n-channel MOSFETs.
  • the source electrode of transistor T : 0 is grounded.
  • the drain electrode of transistor T ⁇ 0 is connected to the source electrode of transistor T 6 .
  • the drain electrode of transistor T 6 is connected to the supply voltage.
  • the source electrode of transistor T 9 is grounded.
  • the drain electrode of transistor T 9 is connected to the source electrodes of transistors T 7 and T 8 .
  • the drain electrode of transistor T 7 is connected to the source electrode of transistor T 4 and the gate electrodes of transistors T 4 and T 5 .
  • the drain electrode of transistor T 8 is connected to the source electrode of transistor T 5 and the gate electrode of transistor T b .
  • the drains of the transistors and T 5 are connected to the supply voltage.
  • the gate electrodes of the transistors T 7 and T 8 form the inverting input V ⁇ n + and the non-inverting input V jn _.
  • the output V out of the operational amplifier is formed by the drain electrode of the transistor Tic and the source electrode of the transistor T b .
  • the operating point of the operational amplifier is set by a voltage source connected to the gate electrodes of transistors T 9 and T ⁇ 0 .
  • the voltage v mod for setting the operating point in turn consists of a direct component v 0 and a sinusoidal alternating component with the amplitude V ! and the modulation frequency ⁇ .
  • the input and output branch has the appropriate dimensions and operating point setting these transistors in a first approximation have no influence on the output signal V out .
  • the condition b) mentioned in the introduction to the description applies, according to which the modulation frequency should lie outside the useful band of the input signal. Any light linearities that may occur due to the fluctuating operating points can be compensated for by external feedback.

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Abstract

Die Erfindung beschreibt eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zur Reduktion des 1/f-Rauschens von MOSFETs in einer elektronischen Schaltung, insbesondere in einer integrierten Schaltung, welche mindestens einen MOSFET (T1) aufweist, wobei einem oder mehreren oder allen MOSFETs mindestens eine Gleichstrom- und/oder mindestens eine Gleichspannungsquelle (v0) zur Einstellung (eines) konstanter (n) Arbeitspunkte (s) der (des) MOSFETs (T1) zugeordnet sind (ist). Es sind einem oder mehreren oder allen MOSFETs (T1) mindestens eine periodisch oszillierende Strom- und/oder Spannungsquelle (v1; omega ) zugeordnet, so dass die jeweiligen Arbeitspunkte um die von der (den) Gleichspannungs- (v0) und/oder Gleichstromquelle(n) vorgegebenen konstanten Arbeitspunkt(e) in der Weise periodisch oszillieren, dass Störstellenzustände im Oxid des MOSFETs (T1), welche unter der Bedingung eines konstanten Arbeitspunktes nach den Gesetzen der Statistik umgeladen werden, dass sie das 1/f-Rauschsignal bestimmen, nicht mehr statistisch, sondern aufgrund der Modulationsfrequenz ( omega ) der periodisch oszillierenden Quellen mit geringerer Wahrscheinlichkeit umgeladen werden.

Description

Schaltungsanordnung und ein Verfahren zur Reduktion des 1/f- Rauschens von MOSFETs
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zur Reduktion des 1/f-Rauschens von MOSFETs in einer elektronischen Schaltung, insbesondere in einer integrierten Schaltung, gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 bzw. dem Oberbegriff des Anspruchs 5.
Bei der Signalübertragung sind häufig kleine Signalamplituden zu verarbeiten. Die Grenze zur Auflösung einer Signalamplitude in solchen Systemen wird durch das Rauschen der ersten Verstärkerstufe bestimmt und kann kaum beeinflusst werden.
Insbesondere das bei tiefen Frequenzen dominierende 1/f-Rau- schen verhindert die Verarbeitung und Übertragung kleiner Signalamplituden in diesem Frequenzbereich.
Aus dem Stand der Technik sind verschiedene Maßnahmen bekannt, um die geschilderte Problematik zu entschärfen.
In der Regel wird das NF-Rauschen als feste Grenze betrach- tet. Durch geschickte Wahl der Arbeitspunkte der Schaltung und Optimierung der verwendeten Technologie kann diese feste Grenze geringfügig beeinflusst werden. Ein solches Verfahren bzw. eine entsprechend günstig gewählte Schaltungsanordnung beseitigt bzw. vermindert das Rauschen der Rauschquelle nicht, das heißt, es bekämpft die Ursache des Rauschens nicht. Bei einem solchen Verfahren, welches sich nicht mit den Ursachen, sondern nur mit der Auswirkung auseinandersetzt, ist bekanntlich die Einflussnahme nur sehr beschränkt. Demzufolge sind bei diesen Verfahren die Verbesserungsmög- lichkeiten weitgehend ausgeschöpft. Erfolgversprechender ist daher, wenn man sich mit den Ursachen des niederfrequenten Rauschens (NF-Rauschen) auseinandersetzt.
So tritt in Halbleitern, Metallschichten, Oxidschichten usw. neben anderen Rauscharten auch ein Rauschen mit einem Leistungsdichtespektrum auf, welches umgekehrt proportional zur Frequenz f ist. Dieses Rauschen wird als 1/f-Rauschen (Fun- kel-Rauschen, flicker-noise) bezeichnet. Das 1/f-Rauschen lässt sich nicht auf einfache Weise erklären, da es verschiedene Ursachen hat.
Die gegenwärtig am weitestgehend akzeptierte Theorie für die physikalische Ursache des 1/f-Rauschens von Bauelementen ist die, dass das 1/f-Rauschen in diesen Bauelementen durch die zufällige Be- und Entladung von Störstellenzuständen in diesen Bauelementen bestimmt ist. Für das zur Zeit in der Mikroelektronik wichtigste Bauelement, den Metal-Oxid-Semiconduc- tor Field-Effect-Transistor (MOSFET) sind dies im Wesentli- chen Störstellen im Oxid nahe der Grenzfläche zum Silicium des Kanalbereichs. Hier tragen vor allem diejenigen Störstellen zum Rauschen bei, deren Energieniveaus in der Bandlücke des Oxids, aber in der Nähe des Quasiferminiveaus der zum Stromfluss beitragenden Ladungsträger liegt. Störstellen, welche energetisch gesehen fernab dieses Energieniveaus in der Bandlücke des Oxids liegen, sind entweder vollständig geladen oder entladen und tragen damit nicht zum Rauschen bei.
In der Druckschrift I.Bloom, Y.Nemirovsky, „1/f noise reduc- tion of Metal-Oxid-Semiconductor Transistors by cycling fro inversion to accumulation* , applied physics letters, Vol. 58 (15), Seiten 1664-1666, 15. April 1991 wird gezeigt, dass die Beladungs- und Entladungszeiten der das Rauschen verursachenden Störstellenzustände in der Nähe des Quasiferminiveaus ähnlich groß sind, während sich die Beladungs- und Entladungszeiten von abseits von den Quasiferminiveaus liegenden Störstellenzuständen stark unterscheiden. Solche Zustände sind demzufolge nahezu ausschließlich geladen bzw. entladen. Es stellt sich demzufolge immer ein definierter Zustand ein.
In der von I.Bloom und Y. Nemirovsky vorgestellten Publikati- on, wird ein n-Kanal MOSFET vom Verarmungstyp derart betrieben, dass die Gate-Source-Spannung zwischen einem Wert von VGS = 5 V, welche Inversion und folglich Leitung des Kanals bedeutet und VGS = -3 V, welches Anreicherung und demzufolge einen nichtleitenden Kanal bedeutet, umgeschaltet wird. Die Ausführungen in dieser Druckschrift beschränken sich auf die Beobachtung der Rauschreduktion, ein möglicher Einsatz in komplexeren Schaltungen wird nicht untersucht.
In der druckschriftlichen Veröffentlichung von S.L.J. Gier- kink, E.A.M. Klumperink, E. van Tuijl, B. Nauta, „Reducing MOSFET 1/f noise and power consumption by „Switched Bia- sing,",v, proceedings of the 25th European Solid-State-Ciruits Conference, Seiten 154-157, The-Hague, The Netherlands, 1999 wird die Anwendbarkeit des oben angeführten Verfahrens auf einen gekoppelten Sägezahnringoszillator vorgestellt. Bei diesem Ringoszillator wird ein MOS Transistor periodisch zwischen den im Folgenden angegebenen zwei Zuständen umgeschaltet:
(1) einem „Arbeitszustand* oder „aktiven Zustand' bei starker Inversion, in welchem der Transistor zum funktionalen Betrieb des Schaltkreises beiträgt (das heißt, er liefert einen Bias- Strom) .
(2) einem „Ruhezustand* oder „inaktiven Zustand* in oder in der Nähe des Anreicherungszustandes, für praktische Zwecke VGS = 0 V. In diesem Zustand ist der MOS Transistor nicht in Betrieb.
Der Vorteil dieser Schaltungsanordnung besteht darin, dass zum einen im Ruhezustand der Energieverbrauch reduziert wird, viel wichtiger ist allerdings, dass das 1/f-Rauschen des MOS Transistors während des aktiven Zustandes reduziert wird.
In dieser Druckschrift wird bereits der begrenzte Einsatzbe- reich dieses Verfahrens bzw. dieser Schaltungsanordnung vorgestellt. So heißt es in der druckschriftlichen Veröffentlichung, dass dieses Verfahren nur dann anwendbar ist, wenn „ein Biasstrom nur während gewisser Zeitintervalle gebraucht wird oder weil die Signalverarbeitung nicht kontinuierlich stattfindet.*
Der Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, die bekannten Verfahren zur 1/f-Reduktion derart auszugestalten, dass sie die oben angegebenen Nachteile nicht mehr aufweisen. Insbe- sondere soll der bzw. sollen die Transistoren nicht mehr zwischen einem Arbeitszustand und einem Ruhezustand umgeschaltet werden, sondern der bzw. die Transistoren einer Schaltung sollen einen kontinuierlichen Betrieb ermöglichen. Diese Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung bzw. ein Verfahren zur Reduktion des 1/f-Rauschens von MOSFETs in einer elektronischen Schaltung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 bzw. des Anspruchs 5 erfindungsgemäß gelöst.
Vorteilhafte Ausführungen und Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Das Verfahren zur Reduktion des 1/f-Rauschens von MOSFETs in einer elektronischen Schaltung, insbesondere in einer integrierten Schaltung, geht davon aus, dass in einer solchen Schaltung mit Hilfe von Gleichstrom- und/oder Gleichsspan- nungsquellen konstante bzw. feste Arbeitspunkte der MOSFETs eingestellt werden. Solche elektronischen Schaltungen, insbesondere integrierte Schaltungen, weisen bekannterweise - wie oben bereits erläutert - ein hohes niederfrequentes Rauschsi- gnal auf, welches seine Ursache vorwiegend in dem 1/f- Rauschen hat. Der wesentliche Gedanke der Erfindung besteht nun darin, dass die jeweiligen Arbeitspunkte um die von der oder den Gleichspannungs- und/oder Gleichstromquellen vorgegebenen konstanten Arbeitspunkte in der Weise periodisch verändert werden, dass Störstellenzustände im Oxid, welche unter der Bedingung eines konstanten, fest vorgegebenen Arbeitspunkts statistisch so häufig umgeladen werden, dass das von ihnen hervorgerufene 1/f-Rauschsignal das niederfrequente Rauschsignal dominiert, nicht mehr statistisch, sondern mit der Oszillationsfrequenz der periodisch veränderten Arbeitspunkte umgeladen werden.
In einer entsprechenden Schaltungsanordnung zur Reduktion des 1/f-Rauschens von MOSFETs ist deshalb vorgesehen, dass den Konstantstrom- und/oder Konstantspannungsquellen, welche die konstanten festen Arbeitspunkte vorgeben, zusätzlich oszillierende Wechselstrom- und/oder Wechselspannungsquellen zugeordnet sind. Durch die periodische Umladung der Störstellenzustände wird erreicht, dass keine statistische, sondern eine definierte Be- und Entladung stattfindet. Eine definierte Um- ladung solcher Zustände bedeutet eine Verringerung der niederfrequenten Rauschamplitude.
Vorteilhafterweise muss die Quelle bzw. müssen die Quellen je nach Schaltung den folgenden Bedingungen genügen:
a) die inverse Modulations- bzw. Oszillationsfrequenz muss schnell sein gegen die Gleichgewichts-Zeitkonstanten der rauschenden Störstellen,
b) die Modulationsfrequenz sollte (außer in Ausnahmen, siehe hierzu das im Folgenden vorgestellte Ausführungsbeispiel 3) außerhalb des Nutzbandes liegen,
c) die Amplitude der modulierten Quelle muss derart einge- stellt sein, dass der Spannungshub, der das Quasiferminiveau verschiebt, größer ist als das Äquivalent von einigen thermischen Spannungen (kT/e) . Im Falle eines MOSFET sollte der Ar- beitsbereich damit zwischen schwacher Inversion (oder Verarmung) und starker Inversion verschoben werden.
Die unter a) genannte Bedingung erzwingt eine Umladung im Takt der Oszillation. Bei geringeren Modulationsfrequenzen ist eine Rauschunterdrückung nicht gewährleistet, da die Störstellen weiterhin vorwiegend statistisch umgeladen werden und somit zum Rauschen beitragen.
Eine Modulationsfrequenz, welche außerhalb des verwendeten Nutzbandes liegt, gewährleistet, dass die zu verarbeitenden Nutzsignale und die durch die Oszillation des Arbeitspunkts entstehenden Störsignale wieder voneinander getrennt werden können. Eventuell auftretende Nichtlinearitäten aufgrund der schwankenden Arbeitspunkte können durch externen Feedback kompensiert werden. Ist die Modulationsfrequenz ausreichend hoch gegenüber dem Frequenzband, in dem die Schaltung arbeitet, so mittein sich die durch die Modulation erzeugten Schwankungen in den Ausgangssignalen heraus.
Die unter c) angegebene Bedingung, dass der Quasiferminiveau derart verschoben werden müssen, dass sie um einige kT schwanken, ist die Voraussetzung für eine definierte und nicht mehr statistisch dominierte Umladung.
Drei Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im 'Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 eine einfache Verstärkerstufe mit einer erfindungsgemäßen Beschaltung,
Fig. 2 eine einfache Differenzstufe mit einer erfindungsgemäßen Beschaltung, und
Fig. 3 einen einfachen MOS-Operationsverstärker mit einer erfindungsgemäßen Beschaltung. Fig. 1 zeigt ein erstes Beispiel zur Anwendung des 1/f-Rauschreduktionsprinzips . Die Figur zeigt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung bei einer einfachen Verstärkerstufe. Die einfache Verstärkerstufe besteht aus einem n-Kanal MOSFET vom Verarmungstyp Ti . In der Figur ist die Sourceelektrode mit
Masse verbunden. Die Drainelektrode des Transistors Tx ist ü- ber einen Lastwiderstand RL mit der VersorgungsSpannung verbunden. Gleichzeitig ist die Drainelektrode an einen Tiefpass- filter 1 angeschlossen. An der Gateelektrode ist eine Span- nungsquelle mit dem Innenwiderstand Ri angeschlossen. Mit Hilfe der Spannungsquelle wird der Arbeitspunkt des Transistors Tx eingestellt.
Üblicherweise wird daher die Spannungsquelle mit einem Gleich- spannungsanteil v0 beaufschlagt. Erfindungsgemäß wird diesem Gleichspannungsanteil v0 ein Wechselspannungsanteil überlagert. In diesem Fall wird eine sinusförmige Wechselspannung angelegt mit einer Wechselspannungsamplitude i und einer Modulationskreisfrequenz ω. Der Arbeitspunkt wird somit durch die Modulationsspannung
wobei für t die Zeit einzusetzen ist, bestimmt.
Eine zu verstärkende Eingangsspannung Vin wird der Gatelektro- de über die Eingangskapazität Cin zugeführt und liegt am Ausgang des Tiefpasses 1 als AusgangsSpannung Vout an.
Es ist vorteilhaft, wenn die Modulationsfrequenz ω groß gegen die maximale Signalfrequenz ist. Die cut-off-Frequenz des Tiefpasses liegt idealerweise zwischen der maximalen Signal - frequenz und der Modulationsfrequenz ω. Zum einen ist dadurch gewährleistet, dass die Modulationsfrequenz ausreichend hoch gegenüber dem Frequenzband, in dem die Schaltung arbeitet, ist, so dass sich die durch die Modulation erzeugten Schwankungen in den Ausgangssignalen herausmitteln, zum anderen werden die durch die hochfrequente Modulation des Arbeitspunktes erzeugten Störsignale mit Hilfe des Tiefpasses 1 effizient herausgefiltert .
Fig. 2 zeigt die Anwendung des l/f -Rauschreduktionsprinzips bei einer einfachen Differenzstufe. Die Differenzstufe besteht in diesem Fall aus zwei n-Kanal MOSFETs vom Verarmungstyp T2 und T3, bei denen die jeweiligen Sourceelektroden am Knotenpunkt AI verbunden sind. Der Knotenpunkt AI liegt über eine Stromquelle an Masse. Die Drainelektroden sind über je einen Lastwiderstand RLι bzw. R 2 mit der VersorgungsSpannung verbunden.
Der Arbeitspunkt des Differenzverstärkers wird durch die Stromquelle eingestellt. Wie im vorigen Beispiel wird die Modulation des Arbeitspunktes wieder dadurch erzielt, dass sich der Strom imθd der Stromquelle aus einem Gleichstromanteil i0 und einem sinusförmigen Wechselstromanteil mit der Amplitude ±ι und der Modulationskreisfrequenz ω zusammensetzt:
Die Differenzverstärkerstufe wird wie üblich derart betrieben, dass zwischen die Gateelektroden der Transistoren T2 und T3 eine Spannung angelegt wird. In der Zeichnung sind diese
Elektrodenspannungen durch Vin+ und Vιn_ gekennzeichnet, mit Vin = Viπ+ - Vin- . Das Ausgangssignal wird zwischen den Drainelektroden der Transistoren T3 und T2 als Differenzsignal Vout = Vout+ - V0ut- abgegriffen. Aufgrund der differentiellen Signalverarbeitung hat die Modulation der Stromquelle in erster Näherung keinen Einfluss auf das Ausgangssignal V0ut = Vout+ - Vout- •
Als drittes Beispiel der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist in Fig. 3 ein einfacher MOS-Operationsverstärker dargestellt. Der Fig. 3 ist zu entnehmen, dass der Operationsverstärker aus sieben Transistoren T4 bis Tι0 besteh . Die Transistoren T4 bis T6 sind im Beispiel p-Kanal-MOSFETs vom Verarmungstyp und die Transistoren T7 bis Tαo sind n-Kanal- MOSFETs vom Verarmungstyp.
Diese sind wie folgt verschaltet:
Die Sourceelektrode des Transistors T:0 liegt auf Masse. Die Drainelektrode des Transistors Tα0 ist mit der Sourcelektrode des Transistors T6 verbunden. Die Drainelektrode des Transi- stors T6 liegt an der Versorgungsspannung. Die Sourceelektrode des Transistors T9 liegt auf Masse. Die Drainelektrode des Transistors T9 ist mit den Sourceelektroden der Transistoren T7 und T8 verbunden. Die Drainelektrode des Transistors T7 ist mit der Sourceelektrode des Transistors T4 und den Gateelek- troden der Transistoren T4 und T5 verbunden. Die Drainelektrode des Transistors T8 ist mit der Sourceelektrode des Transistors T5 und der Gateelektrode des Transistors Tb verbunden. Die Drainelektroden der Transistoren und T5 sind mit der Versorgungsspannung verbunden. Die Gateelektroden der Transistoren T7 bzw. T8 bilden den invertierenden Eingang Vιn+ bzw. den nichtinvertierenden Eingang Vjn_. Den Ausgang Vout des Operationsverstärkers bilden die Drainelektrode des Transistors Tic und die Sourceelektrode des Transistors Tb.
Der Arbeitspunkt des Operationsverstärkers wird durch eine an den Gateelektroden der Transistoren T9 und Tι0 angeschlossenen Spannungsquelle eingestellt. Wie in den vorigen Beispielen ist erfindungsgemäß vorgesehen, dass die Spannung vmod zur Arbeitspunkteinstellung wiederum aus einem Gleichanteil v0 und einem sinusförmigen Wechselanteil mit der Amplitude V! und der Modulationsfrequenz ω besteht.
Aufgrund der Tatsache, dass die Modulation sowohl auf den
Eingangs- als auch den Ausgangszweig angewendet wird, hat sie bei geeigneter Dimensionierung und Arbeitspunkteinstellung dieser Transistoren in erster Näherung keinen Einfluss auf das Ausgangssignal Vout . Auch in diesem Fall ist es nicht zwingend, dass die in der Beschreibungseinleitung genannte Bedingung b) gilt, wonach die Modulationsfrequenz außerhalb des Nutzbandes des Eingangssignales liegen sollte. Eventuell auftretende Lichtlinearitäten aufgrund der schwankenden Arbeitspunkte können durch externen Feedback kompensiert werden.

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung zur Reduktion des 1/f-Rauschens von MOSFETs (T T2, T3, T4, T5, T6, T7, T8, T9, Tι0) in einer elek- tronischen Schaltung, insbesondere in einer integrierten
Schaltung, welche mindestens einen MOSFET (Tα, T2, T3, T4, T5, T6, T7, T8, T9, Tio) aufweist, wobei einem oder mehreren oder allen MOSFETs mindestens eine Gleichstrom- (i0) und/oder mindestens eine Gleichspannungsquelle (V0) zur Einstellung (ei- nes) konstanter (n) Arbeitspunkte (s) der (des) MOSFETs (Ti, T2, T3, T4, T5, T6, T7, T8, T9, Tio) zugeordnet sind (ist), d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass einem oder mehreren oder allen MOSFETs (Ti, T2, T3, T4, T5, T6, T7, Tθ, T9, Tio) mindestens eine periodisch oszillierende Strom- und/oder Spannungsquelle zugeordnet ist {±ι, ω; Vi, ω) , so dass die jeweiligen Arbeitspunkte um die von der (den) Gleichspannungs- (v0) und/oder Gleichstromquelle (n) (i0) vorgegebenen konstanten Arbeitspunkt (e) in der Weise periodisch oszillieren, dass Störstellenzustände im Oxid des MOSFETs (Ti, T2, T3, T4, T5, T6, T7, T8, T9, T10) , welche unter der Bedingung eines konstanten Arbeitspunktes nach den Gesetzen der Statistik umgeladen werden, dass sie das 1/f-Rauschsignal bestimmen, nicht mehr statistisch, sondern aufgrund der Modulationsfrequenz (ω) der periodisch oszillierenden Quellen ( i, ω; iα, ω) nicht mehr im gleichen Maße umgeladen werden.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die inverse Modulationsfrequenz (1/ω) der periodisch oszillierenden Quel- le(n) kleiner als die Gleichgewichts-Zeitkonstante der dominierenden rauschenden Störstelle ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Ampli- tude (ii, v:) der oszillierenden Quelle (n) so gewählt wird, dass der Spannungshub, der das jeweilige Quasiferminiveau der zum Stromfluss beitragenden Ladungsträger am Ort der Stör- stellen verschiebt, größer ist, als das Äquivalent von einigen thermischen Spannungen (kT/e) .
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Amplitude (Vi, ii) der oszillierenden Quelle (n) so gewählt wird, dass die (der) Arbeitspunkt (e) der (des) MOSFETs (Ti, T2 T3 T4, T5, T6, T7, T8, T9, Tio) zwischen schwacher Inversion und starker Inversion oder zwischen Verarmung und starker Inver- sion verschoben wird.
5. Verfahren zur Reduktion des 1/f-Rauschens von MOSFETs (Ti, T2, T3, T4, T5, T6, T , T8, T9, Tio) in einer elektronischen Schaltung, insbesondere in einer integrierten Schaltung, wel- ehe einen oder mehrere MOSFETs (Tα, T2, T3, T4, T5, T6, T7, T8, To, Tio) aufweist, bei denen (dem) (ein) konstante (r) Arbeitspunkt (e) eingestellt werden (wird), d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die jeweiligen (der) Arbeitspunkt (e) um die (den) vorgegebene (n) kon- stante(n) Arbeitspunkt (e) in der Weise periodisch oszillieren, dass Störstellenzustände im Oxid des MOSFETs (T2, T2, T3, T4, T5 T6, T7, T8, Tq, Tio), welche unter der Bedingung eines konstanten Arbeitspunktes nach den Gestzen der Statistik umgeladen werden, dass sie das 1/f-Rauschsignal bestimmen, nicht mehr statistisch, sondern aufgrund der Modulationsfrequenz (ω) mit geringerer Wahrscheinlichkeit umgeladen werden.
6. Verfahren nach Anspruch 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die inverse Oszillationsfrequenz (1/co) kleiner als die Gleichgewichts- Zeitkonstante der dominierenden rauschenden Störstellen ist.
7. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Ampli- tude (vj, i^ der Oszillation des Arbeitspunktes so gewählt wird, dass der Spannungshub, der das jeweilige Quasifermini- veau der zum Stromfluss beitragenden Ladungsträger verschiebt größer ist als das Äquivalent von einigen thermischen Spannungen (kT/e) .
8. Verfahren nach Anspruch 7, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass der Arbeitspunkt der (des) MOSFETs (Tl T2, T3, T, T5, T6, T7, T8, T9, Tio) zwischen schwacher Inversion und starker Inversion oder zwischen Verarmung und starker Inversion verschoben wird.
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