EP1126591A2 - Verfahren und Anordnung zum Steuern oder Regeln der Leistung von niederohmigen Heizwiderständen - Google Patents

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EP1126591A2
EP1126591A2 EP01100929A EP01100929A EP1126591A2 EP 1126591 A2 EP1126591 A2 EP 1126591A2 EP 01100929 A EP01100929 A EP 01100929A EP 01100929 A EP01100929 A EP 01100929A EP 1126591 A2 EP1126591 A2 EP 1126591A2
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EP
European Patent Office
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control
voltage
current
arrangement
igbt module
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EP01100929A
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EP1126591A3 (de
Inventor
Winfried Schneider
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JUMO GMBH & CO. KG
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Mk Juchheim & Co GmbH
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Publication of EP1126591A3 publication Critical patent/EP1126591A3/de
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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/66—Regulating electric power

Definitions

  • the invention relates to a method for controlling or regulating the power from low-resistance consumers whose nominal voltage is less than that Mains voltage is, according to the preamble of claim 1 and Arrangement for this according to the preamble of patent claim 5.
  • the known heating resistors have another characteristic Silicon carbide: With these the temperature coefficient can be determined by a Set of U-shaped curves depicting the specific resistance is shown above the temperature. The minimum is around 1020 ° C. In addition, the course of these curves changes with aging of the heating resistors, namely by a factor of 4 towards one Increase.
  • a well-known way to regulate or limit output consists in the use of variable transformers, which - depending on the power - are heavy and expensive.
  • Heating resistors For regulating the performance of low-resistance heating resistors, whose nominal voltage is significantly lower than the mains voltage, are the known arrangements neither provided nor suitable, because here a current-voltage transformation must be monitored.
  • Heating resistors which can have a very high output, are trading are examples of rods made of molybdenum disilicide or silicon carbide be operated with nominal voltages from, for example, 10 volts and whose ohmic resistances either have a very steep positive temperature coefficient own or age during the period of operation, whereby their ohmic resistances quadruple, for example.
  • the super heating elements from the Kanthal company Cold molybdenum disilicide has a resistance value that is only about 1/16 of the resistance value at operating temperature. The Supply of mains voltage to such a cold heating element comes So practically a short circuit, which leads to the destruction of the switching elements can lead to significant network disturbances due to current peaks and Harmonics.
  • the invention is therefore based on the object, a control method and to provide an arrangement for this, with which the performance is low Heating resistors whose nominal voltage is lower than the mains voltage, without transformers and with the least possible effort can be controlled continuously or quasi-continuously without inadmissible network faults occur.
  • the heating power or the current consumption can be lower Heating resistors, for the operating voltages between 10 and 230 volts are needed without variable transformers and / or be managed.
  • an IGBT can be used as the power semiconductor that have a lower saturation voltage than a bipolar transistor and has acceptable switching losses at operating frequencies above 10 kHz, for example from 20, 50 kHz and above having.
  • controllability is just as easy as in MOS devices. The electricity drawn from the network at least gives way no longer significantly dependent on the sinus shape,
  • the sinusoidal mains current always results from the required power divided by the mains voltage of the power supply. If e.g. Heating elements with an operating voltage of If 115 volts are operated, these heating elements can be operated without a transformer operate directly on the network. If the nominal current of the named Heating elements is 50 A, the network only 25 A sinusoidal Deprived of electricity. The resistance characteristics of the heating elements does not matter.
  • the subject of the invention is not subject to wear, has a high positioning speed, better efficiency, small Dimensions and light weight when compared to classic Actuators such as transducers and variable transformers are compared.
  • the input current is at least essentially is sinusoidal and in phase with the input voltage, the network at least predominantly only active power.
  • the subject of the invention has an extremely high positioning speed, better efficiency, smallest possible dimensions and a light weight if you meet these criteria with classic actuators compares.
  • it is at age-sensitive heating elements possible for the first time, both in the network Always take the same current from new as well as from aging.
  • the mains current remains constant with regard to the output load the shape and the amplitude at least approximately the same and sinusoidal.
  • the Subject of the invention also for short-wave infrared radiators. Arise neither when switching on nor during operation in the lower setting range excessive current amplitudes in the network. In all cases the mains current is always sinusoidal and directly proportional to the power drawn.
  • the invention is particularly suitable for use in the Power regulation of ohmic consumers from the group of Resistance heating elements made of metals and silicon carbide and for Power regulation of ohmic consumers for heating purposes of workpieces in industrial ovens, for drying paints, for deforming plastics, for soldering and for household and Commercial appliances for cooking food and ironing textiles.
  • the core of the control arrangement is a commercially available one IGBT module 10 of the type described above, the a current input 1, two current outputs 2 and 3 and two control voltage terminals 6 (for the gate voltage) and 7 (for the emitter voltage) owns.
  • the consumer circuit there are - in series - the ohmic Consumer R, which also consists of a parallel connection of several Consumers can exist, and an inductive choke L.
  • the mains voltage inputs are labeled L1, N and PE.
  • the mains voltage inputs L1 and N are a rectifier 11 with a positive terminal 12 and a negative terminal 13 connected. Parallel to the rectifier 11, a capacitor C is connected.
  • the load circuit on which An example of a voltage of 230 volts is with reinforced lines highlighted. Due to the action of the inductor L, the load current i do not jump up suddenly and also not suddenly to zero become.
  • the inductor L and the capacitor C are designed to be AC voltage-proof but as small as possible in accordance with the largest possible consumer current, for example the inductor L between 0.2 and 1.0 mH, preferably with 0.5 mH, and the capacitor C between 10 and 100 ⁇ F, preferably with 50 ⁇ F.
  • the preferred values apply to an industrial furnace with a current consumption of 70 A.
  • the current input 1 is a sensor unit 14 for detecting the Upstream of consumer current; in it the measured current 1 in converted a proportional voltage U across a return line 15 of a control arrangement 16 is connected.
  • a voltage tap 17 leads via a current limiter 18 and a line 19 a driver 20 with electrical isolation.
  • the maximum operating current can be set to a predetermined value.
  • the voltage applied to the consumer R is via lines 21 and 22 tapped and fed to a potential isolator 23, which is exemplary contains an optocoupler. Another return line leads from this 24 to control arrangement 16.
  • Current, voltage or power control (i or u) can alternatively be added, whereby the Switches are not shown for the sake of simplicity.
  • the Control arrangement 16 via a setpoint generator, not shown adjustable setpoint w applied.
  • the control arrangement 16 includes an integrator 25, at the output 26 of which a variable voltage u1, u2, .... un, is present, which is a comparator 27 is activated. Its output 28 is in turn connected to driver 20. From this lead two lines 29 and 30 to the control voltage terminals 6 and 7 of the IGBT module 10. The function of the control arrangement 16 is explained in more detail below with reference to FIGS. 3 and 4 explained.
  • the driver 20 serves as an amplifier with potential isolation. On the Line 29 can - based on line 30 - a voltage between +18 volts and -5 volts are present.
  • a branch line 31 leads from line 22 to driver 20.
  • Safety function namely the monitoring of the collector voltage. For example, a shutdown when the collector voltage is a predetermined Limit of e.g. Exceeds 7 volts (short-circuit monitoring).
  • Figure 2 shows the course of the mains voltage with a frequency of exemplary 50 or 60 Hz after rectification over three half-waves, whereby the dashed curve for the second half-wave the voltage curve implies without rectification. By rectification this half wave "flipped" to the other side of the abscissa (with time t).
  • the rounded areas 31 are on the action of the capacitor C. attributed.
  • Figure 3 shows the principle of control over a half-wave of the mains voltage U (50 or 60 Hz) and the associated current i.
  • the comparator 27 is a jagged curve according to Figure 4 with a frequency of generated 20 kHz as an example. This so-called triangular voltage is with the variable voltage of the integrator 25 compared. It turns on Output of the comparator 27 an on-off duty cycle for the IGBT 10th on.
  • the wavy curve shows the actual current curve with the specified one Frequency of 20 kHz (control frequency) between the current curves io and iu on a very coarser scale.
  • the current curve rises according to the voltage and the consumer resistance R steep until the IGBT module 10 switches off again, whereby the actual Current curve again approaches the lower current curve iu. With their When reached, the IGBT module 10 switches on again, and the actual one Current curve rises again, whereupon the game according to the Control frequency repeated any number of times.
  • the current curves io and iu are in depends primarily on the control frequency and the inductance of the Throttle L.
  • FIG. 4 shows the course of the voltage U according to the function of the comparator 27 with the control frequency already mentioned by way of example 20 kHz.
  • U1 and u2 are the specifiable control voltages at the output 26 of the integrator 25 in dashed lines.
  • the lines for u1 and u2 indicate the switch-off status of the IGBT module 10, the intermediate sections (above the triangles) its on state.
  • the switch-off times are each with "a", the Switch-on times labeled "e”.
  • the proportions of these sections indicate the respective proportional outputs at the consumer R, which range from 0% (at the tips of the triangles) to 100% (at the bases of the triangles) can be varied.
  • the design of the choke L depends on the control frequency of the Comparator 27: The higher this is, the smaller L can be chosen. So it may be desirable to control the frequency of the To increase compensator 27 to over 20 kHz, for example in the direction to 100 kHz, the switching frequency of the IGBT module 10 corresponding is increased.
  • the IGBT module 10 When the IGBT module 10 is switched on, the current flows from the positive pole of the Rectifier 11 via the choke L and the consumer R to the current input 1 of the IGBT module 10, on to current output 2 and Negative pole of the rectifier 11. When the IGBT module 10 is switched off, it flows the current continues via current output 3 and also via the Choke L and the consumer R. It is in the manner described possible, the current flow through the consumer R and at this applied voltage almost lossless but in any case without reaction to regulate (on the network). With an oven output of 10 to For example, 20 kW results in a power loss of around 0.3 kW is discharged via a cooling block. Have capacitor and choke very small dimensions and weights, which are noticeable in total are lower than the comparable values of a variable transformer. The cost is correspondingly lower. That way it is for example possible low voltage heating elements with voltages from 10 to 120 volts compared to a mains voltage of, for example 230 volts are to be operated with the advantages mentioned.
  • FIG. 5 shows a comparison of the mains current curve using a diagram, as it occurs with a molybdenum disilicide heating element, if its Heating power using a classic phase control a thyristor is controlled.
  • the abscissa extends over a half wave, and on the ordinate are the factors "F" from 0 to 16 for the current draw plotted against the nominal current at operating temperature, where the factor 1 stands for this nominal current.
  • the curves in between show - from top to bottom - current consumption curves with increasing intermediate temperatures.

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Abstract

Beim Steuern oder Regeln der Leistung von niederohmigen Heizwiderständen (R), deren Nennspannung kleiner als die Netzspannung ist, mittels gleichgerichtetem Wechselstrom durch Halbleiter-Bauelemente, wird zum Zwecke einer Vermeidung von Stelltransformatoren und Netzstörungen wie folgt verfahren: a) als Halbleiterelement wird ein IBGT-Modul (10) verwendet, b) im Stromkreis des Verbrauchers (R) werden die Leistungsfaktoren Betriebsstrom (i) und Betriebsspannung (U) erfaßt und einer Regelanordnung (16) zugeführt, c) in der Regelanordnung (16) wird mittels eines Integrators (25) ein Vergleich eines Sollwerts (w) für den Betriebsstrom (i) und die Betriebsspannung (U) durchgeführt, wobei das Eingangssignal eines Komparators (27) in eine Folge von Impulsen zerlegt wird, deren Frequenz als Steuerfrequenz für das IGBT-Modul (10) verwendet wird und ein Vielfaches der Netzfrequenz beträgt, und ferner werden, d) die Abweichungen zwischen dem Sollwert (w) und der Folge von Impulsen nach Maßgabe des jeweiligen Vorzeichens der Abweichungen zur Steuerung des IGBT-Moduls (10) verwendet. Ferner ist eine Schaltungsanordnung und sind Verwendungen hierfür angegeben. <IMAGE>

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Steuern oder Regeln der Leistung von niederohmigen Verbrauchern, deren Nennspannung kleiner als die Netzspannung ist, nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 und eine Anordnung hierfür nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 5.
Beim Einschalten und oder Regeln der Leistung von Verbrauchern mit ohmschen Widerständen treten unerwünschte Rückwirkungen auf das Versorgungsnetz auf wie starke einmalige und/oder periodisch wiederkehrende Stromschwankungen die über das Netz zu Störungen anderer Verbraucher führen.
Besonders störend ist dies bei ohmschen Lasten mit einem positiven Temperaturkoeffizienten. Ein einfaches Beispiel hierfür sind Glühlampen, die in kaltem Zustand einen sehr geringen Widerstand aufweisen. Da die Glühfadentemperatur jedoch sehr schnell ansteigt und damit der Widerstand zunimmt, ist die Netzstörung nur gering und von extrem kurzer Dauer. Unangenehmer ist dieses Verhalten jedoch bei einer dauernden Helligkeitsregelung durch eine sogenannte Phasenanschnittsteuerung, wie sie beim einem Dimmer, z.B. mit einem TRIAC, verwendet wird. Hierbei entsteht ein sogenanntes "Netzbrummen", dem durch Dämpfungsglieder entgegen gewirkt werden muß, die z.B. aus einem Magnetkern bestehen, der von einem stromführenden Leiter umgeben ist. Dadurch entsteht jedoch ein Leistungsverlust mit Wärmeentwicklung.
Schwieriger und aufwendiger ist dies jedoch bei Haushalts- und Gewerbegeräten mit größeren Leistungen wie z.B. bei Kochplatten, Bügeleisen und Bügelmaschinen, Infrarotstrahlern und Back- sowie Industrieöfen mit Widerstand sheizelementen.
Auch metallische Heizwiderstände von Wärmebehandlungsöfen haben einen positiven Temperaturkoeffizienten. Hierbei besteht jedoch das Problem einer langsamen Aufheizung, die viele Minuten dauern kann, so daß der Strom für die Dauer der Aufheizung begrenzt werden muß. Die Aufheizdauer steigt jedoch mit mit der vorgegebenen Endtemperatur, die bis zu 2000 °C betragen kann.
Eine andere Charakteristik haben die bekannten Heizwiderstände aus Siliziumkarbid: Bei diesen läßt sich der Temperaturkoeffizient durch eine Schar U-förmiger Kurven darstellen, bei denen der spezifische Widerstand über der Temperatur dargestellt ist. Deren Minimum liegt bei etwa 1020 °C. Zusätzlich ändert sich der Verlauf dieser Kurven mit der Alterung der Heizwiderstände, und zwar etwa um den Faktor 4 in Richtung einer Steigerung.
Diese Widerstandsänderungen müssen bei jedem Aufheizvorgang durchlaufen werden, so daß die Leistung in den Phasen niedriger spezifischer Widerstände begrenzt werden muß.
Eine bekannte Möglichkeit zur Leistungsregelung oder Leistungsbegrenzung besteht in der Verwendung von Stelltransformatoren, die - leistungsabhängig - schwer und teuer sind.
Eine weitere bekannte Möglichkeit zur Leistungsregelung besteht in der Verwendung von Thyristoren, die im Phasenanschnitt- oder Impulsgruppenbetrieb arbeiten. Hierbei äußern sich jedoch die beschriebenen Netzstörungen durch Flickereffekte, Oberwellen, Schein- und Blindleistungen.
Bekannt sind ferner sogenannte IGBT-Module (Insulated Gate Bipolar Transistor Modules), die als Schaltelemente verwendet werden, jedoch für sich genommen nicht als Linearverstärker geeignet sind (Handbuch der Fa. SEMIKRON, "Power Electronics/Leistungselektronik '99", Seiten A-182 bis A-194, Ziffer 6. "SEMITRANS ® IGBT-Module"). Die bisherigen Anwendungen beschränken sich auf:
  • Frequenzumrichter,
  • unterbrechungsfreie Stromversorgungen,
  • Mikrowellenöfen,
  • induktiven Heizungen (Induktionsöfen),
  • Kraftfahrzeugzündungen.
Durch die US-Patentschriften 3 913 002, 4 472 672, 5 006 975 und 5 942 882 ist es bekannt, Verbraucher mit gleichgerichteter Netzspannung zu betreiben, um teure Stelltransformatoren und Netzstörungen durch Oberwellen zu vermeiden, die bei Phasenanschnittsteuerungen durch die periodische Einschaltung des Stroms innerhalb einer jeden Halbwelle erzeugt werden. Außerdem sollen dadurch teure Entstörmittel wie Induktivitäten und Kapazitäten in der Größe verringert werden.
In allen Fällen handelt es sich um die Regelung des Leistungsfaktors (High Power Factor) durch Verteilung kurzer periodischer Stromimpulse, die eine mehrfach höhere Frequenz als die der Netzspannung aufweisen, über die gesamten Halbwellen. Zu diesem Zweck werden aus der Netzspannung Steuerimpulse entsprechend hoher Frequenz gewonnen, die mit Sollwerten verglichen werden. In den Stromkreisen der Verbraucher befinden sich Stromsensoren, deren Ausgangssignale mit den Sollwerten verglichen werden, um die bekannten Phasenanschnitt-Steuerelemente entsprechend dem Leistungsbedarf anzusteuern. Die an den Verbrauchern anliegenden Spannungen werden jedoch in keinem Falle erfaßt und zu Regelzwecken verwendet, da die Verbraucher für Netzspannung ausgelegt sind.
Für die Regelung der Leistung von niederohmigen Heizwiderständen, deren Nennspannung deutlich kleiner ist als die Netzspannung, sind die bekannten Anordnungen weder vorgesehen noch geeignet, denn hierbei muß eine Strom-Spannungstransformation überwacht werden. Bei diesen Heizwiderständen, die eine sehr hohe Leistung haben können, handelt es sich beispielhaft um Stäbe aus Molybdändisilizid oder Siliziumkarbid, die mit Nennspannungen ab beispielsweise 10 Volt betrieben werden und deren ohmsche Widerstände entweder einen sehr steilen positiven Temperaturkoeffizienten besitzen oder die während der Betriebsdauer altern, wodurch sich deren ohmsche Widerstände beispielsweise vervierfachen. So haben beispielsweise die Super-Heizelemente der Fa. Kanthal aus Molybdändisilizid in kaltem Zustand einen Widerstandswert, der nur etwa 1/16 des Widerstandswertes bei Betriebstemperatur ausmacht. Die Aufschaltung von Netzspannung auf ein solches kaltes Heizelement kommt also praktisch einem Kurzschluß gleich, was zur Zerstörung der Schaltelemente führen kann und erhebliche Netzstörungen durch Stromspitzen und Oberwellen zur Folge hat.
Die Fachwelt hat sich schon mehrfach bei Hochleistungsheizungen aus Siliziumcarbid-Heizstäben erfolglos darum bemüht, die üblichen Transformatoren einzusparen und statt dessen die Regelung über einen Thyristorsteller mit Phasenanschnittsteuerung durchzuführen. Um aber eine Alterung der Heizstäbe um den Faktor 4 des Nennwiderstandes gegenüber dem Neuzustand ausgleichen zu können, muß für eine Spannungsreserve in der Größenordnung des Faktors 2 gesorgt werden. Dies bedeutet, daß im Neuzustand der Heizstäbe nur die halbe Spannung benötigt wird. Um auf die geforderte Leistung zu kommen, fließt jedoch der doppelte effektive Strom im Vergleich zu einem gealterten Heizelement. Der Amplitudenverlauf des Stromes ist jedoch um den Faktor 4 größer. Bei einem gealterten Heizstab mit der gleichen Leistungsabgabe liegt dann die volle Versorgungsspannung an, und es fließt der einfache Nennstrom. Wenn also im gealterten Zustand der Heizstäbe die Versorgungsspannung mit 230 Volt angegeben wird, bedeutet dies, daß die Heizstäbe im Neuzustand mit maximal 115 Volt und dem doppelten Nennstrom betrieben werden müssen.
Die vorstehend beschriebene Betriebsweise bedingt jedoch sehr große Ansteuerwinkel beim Betrieb mit Phasenanschnittsteuerungen durch Thyristorsteller. Was solche großen Ansteuerwinkel an Oberwellen mit sich bringen, läßt sich anhand von Fourieranalysen ermitteln: Es ist ersichtlich, daß durch die große Phasenverschiebung der 1. Harmonischen erhebliche Steuerblindleistungen benötigt werden. Diese Steuerblindleistungen führen zu laufenden Zusatzkosten beim Betrieb solcher Anlagen. Dazu ist ferner zu bemerken, daß sich beim Eingriff der Regelung der Phasenanschnittwinkel kontinuierlich ändert und somit auch das Spektrum der Oberwellen. Eine Kompensation ist aber äußerst schwierig.
Daher ist die Fachwelt wieder dazu übergegangen, auf die konventionelle Lösung mit Stell-Transformatoren mit mehreren Anzapfungen zurück zu greifen.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Regelverfahren und eine Anordnung hierfür anzugeben, mit denen die Leistung niederohmiger Heizwiderstände, deren Nennspannung kleiner als die Netzspannung ist, unter Verzicht auf Transformatoren und bei kleinstmöglichem Aufwand kontinuierlich oder quasi-kontinuierlich geregelt werden kann, ohne daß hierbei unzulässige Netzstörungen auftreten.
Die Lösung der gestellten Aufgabe erfolgt bei dem eingangs angegebenen Verfahren durch die Merkmale im Kennzeichen des Patentanspruchs 1 und bei der eingangs angegebenen Anordnung durch die Merkmale im Kennzeichen des Patentanspruchs 5.
Dadurch wird die gestellte Aufgabe in vollem Umfange gelöst, d.h., es werden ein Regelverfahren und eine Anordnung hierfür angegeben, mit denen die Leistung niederohmiger Heizwiderstände, deren Nennspannung kleiner als die Netzspannung ist, unter Verzicht auf Transformatoren und bei kleinstmöglichem Aufwand kontinuierlich oder quasi-kontinuierlich geregelt werden kann, ohne daß hierbei unzulässige Netzstörungen auftreten.
Es wurde überraschend und entgegen der Meinung einschlägiger Fachkreise festgestellt, daß dies in der Praxis tatsächlich möglich ist.
Insbesondere können die Heizleistung bzw. die Stromaufnahme niederohmiger Heizwiderstände, für die Betriebsspannungen zwischen 10 und 230 Volt benötigt werden, ohne Stelltransformatoren begrenzt und/oder geregelt werden. Statt dessen kann als Leistungshalbleiter ein IGBT verwendet werden, der eine niedrigere Sättigungsspannung als ein Bipolartransistor aufweist und akzeptable Umschaltverluste bei Betriebsfrequenzen oberhalb von 10 kHz, beispielsweise von 20, 50 kHz und darüber aufweist. Ferner ergibt sich eine ebenso einfache Steuerbarkeit wie bei MOS-Bauelementen. Der aus dem Netz gezogene Strom weicht zumindest nicht mehr wesentlich von der Sinusform ab,
Mit der Integration von Steuerungs-, Schutz- und Diagnosefunktionen auf einem Chip oder einer Platine wird es möglich, Leistungshalbleiterschalter herzustellen, die praktisch unzerstörbar sind. Damit können GTO's bzw. Thyristoren erfolgreich ersetzt werden, deren Steuerung bedeutend schwieriger und aufwendiger ist, Der Erfindungsgegenstand besitzt eine hohe Spannungsfestigkeit, ermöglicht eine hohe Stromdichte, einfache Ansteuerbarkeit und eine gute Kurzschlußfestigkeit. Glättungskondensatoren können bedeutend kleiner ausgelegt werden, da sie nicht durch impulsförmige Ladeströme stark beansprucht werden. Es müssen keine überdimensionierten Funkentstörfilter mehr verwendet werden. Die Leistungsverluste sind bedeutend geringer, was zu geringeren thermischen Belastungen der Halbleiterelemente führt. Eine sogenannte PFC (Power-Factor-Control) wird durch den Erfindungsgegenstand überflüssig; sie erfolgt automatisch.
Bei metallischen Widerstandsheizelementen läßt sich ein Kurzschluß beim Einschalten ausschließen. Der Netzstrom ist direkt proportional der geforderten Leistung. Bei Siliziumkarbid-Heizelementen läßt sich zusätzlich ein Ausgleich des Alterungsprozesses über Jahre (!) erzielen. Beim Einschalten entsteht keine induktive Steuerblindleistung im Neuzustand der Heizelemente. Dadurch ist eine erhebliche Reduzierung der Betriebskosten einer solchen Anlage möglich. Bei kurzwelligen Infrarot-Flächenheizkörpern, wie sie z.B. in Lackieranlagen und bei Kunststoff-Thermoform- und bei Lötverfahren verwendet werden, entsteht keine überhöhte Stromamplitude beim Einschalten.
Selbst wenn die Nennspannung der Heizelemente nur einen Bruchteil der Netzspannung beträgt, ergibt sich der sinusförmige Netzstrom immer aus der benötigten Leistung, dividiert durch die Netzspannung der Stromversorgung. Wenn z.B. Heizelemente mit einer Betriebsspannung von 115 Volt betrieben werden, lassen sich diese Heizelemente ohne Transformator direkt am Netz betreiben. Wenn dabei der Nennstrom der genannten Heizelemente 50 A beträgt, so werden dem Netz nur 25 A sinusförmiger Strom entzogen. Die Widerstandscharakteristik der Heizelemente spielt keine Rolle. Der Erfindungsgegenstand unterliegt keinem Verschleiß, hat eine hohe Stellgeschwindigkeit, einen besseren Wirkungsgrad, kleine Abmessungen und ein geringes Gewicht, wenn man ihn mit klassischen Stellgliedern wie Transduktoren und Stelltransformatoren vergleicht.
Dies wird wie folgt noch näher begründet: Die Regelung erfolgt durch Erfassung sowohl der über die besagten Heizwiderstände fließenden Ströme als auch über die an den Heizwiderständen anliegenden Spannungen, ist also im Ergebnis keine Strom- sondern im wesentlichen eine Leistungsregelung.
Es handelt sich um einen Soll-lstwertvergleich über einen Integrator. Hierbei wird ein extern vorgegebener Sollwert "w", z.B. vom Ausgang eines Temperaturreglers, mit dem zu regelnden Istwert der Leistung verglichen. Dadurch läßt sich eine unterlagerte Regelung erzielen. Die Gesamtheit der Maßnahmen und Mittel sind letztlich verantwortlich für einen zumindest annähernd sinusförmigen Stromverlauf im Netz, Um im Netzstrom Stromspitzen im Bereich der Nulldurchgänge der Netzspannung zu minimieren, erfolgt eine Korrektur des sinusförmigen Eingangsstromes. Die Reduzierung der Stromspitzen im Bereich der Nulldurchgänge wird durch die gezielte Ausblendung der Ansteuerimpulse des IGBT's erzielt, ohne hierbei - im Gegensatz zum Stande der Technik - die Kurvenform der Netzspannung als Führungsgröße heranzuziehen. Die Ansteuerung des IGBT-Treibers erfolgt über einen Komparator, der eine Dreiecksspannung von beispielsweise 20 kHz mit der Spannung des Integrators vergleicht.
Hervorzuheben ist hierbei, daß sich der sinusförmige Stromverlauf des Eingangsstromes automatisch einstellt, ohne daß die Netzeingangsspannung als Führungsgröße benötigt wird. Infolgedessen entfallen auch die beim Stande der Technik am Eingang zu findenden Klein-Transformatoren und Gleichrichter.
Durch den Aufbau einer kaskadierten Regelung (Stromspitzenwertregelung, Stromeffektivwertregelung und letztlich Leistungsregelung) wird z.B. bei den Kanthal-Super-Heizelementen eine ohmsche Last aufgebaut. Das heißt, je länger ein auf einen Maximalwert begrenzter Strom durch die Heizelemente fließt, desto mehr erwärmt sich das Heizelement und umso größer wird dessen Widerstand.
Da die Leistung P = I2 x R ist, steigt förmlich erst mit der Zunahme des Widerstandswertes R auch die Ofenleistung. Damit die Ofenleistung nicht ins Unermeßliche steigt und schließlich noch die Heizelemente zerstört werden, ist der übergang von einer Stromregelung auf eine Leistungsregelung von erheblichem Vorteil.
Stromspitzen im Netz, wie sie bei konventionellen Phasenanschnittsteuerungen festzustellen sind, treten beim Erfindungsgegenstand nicht mehr auf: Vielmehr liegen auch während der Kaltstartphase die Stromspitzen immer weit unterhalb des Nennstromes, so daß ein schonender Netzbetrieb möglich ist.
Ein besonderer Vorteil ergibt sich gegenüber den Phasenanschnittsteuerungen mit Thyristoren durch die Einsparung der Betriebskosten für die Steuer-Blindleistung. Da der Eingangsstrom zumindest im wesentlichen sinusförmig ist und in Phase zur Eingangsspannung liegt, wird dem Netz zumindest überwiegend nur Wirkleistung entnommen.
Der Erfindungsgegenstand hat eine enorm hohe Stellgeschwindigkeit, einen besseren Wirkungsgrad, kleinstmögliche Abmessungen und ein geringes Gewicht, wenn man diese Kriterien mit klassischen Stellgliedern vergleicht. Durch den Einsatz des Erfindungsgegenstandes ist es bei alterungsanfälligen Heizelementen erstmals möglich, dem Netz sowohl im Neu- als auch im Alterungszustand stets den gleichen Strom zu entnehmen. Der Netzstrom bleibt bei konstanter Ausgangslast sowohl hinsichtlich der Form als auch der Amplitude zumindest annähernd gleich und sinusförmig.
Da die Amplitude des Netzstromes allein sowohl durch die Leistung der Last als auch durch die Spannung an der Last gegeben ist, eignet sich der Erfindungsgegenstand auch für kurzwellige Infrarotstrahler. Es entstehen weder beim Einschalten noch während des Betriebes im unteren Stellbereich überhöhte Stromamplituden im Netz. In allen Fällen ist der Netzstrom immer sinusförmig und der entnommenen Leistung direkt proportional.
Es ist dabei besonders vorteilhaft, wenn im Zuge weiterer Ausgestaltungen der Erfindung - entweder einzeln oder in Kombination - :
  • die Steuerfrequenz zwischen 10 und 100 kHz gewählt wird,
  • die Induktivität der Drossel zwischen 0,2 und 1,0 mH gewährt wird,
  • die Kapazität des Kondensators zwischen 10 und 100 µF gewählt wird,
  • die Sensoreinheit für die Erfassung des Betriebsstromes über einen Strombegrenzer dem Treiber aufgeschaltet ist,
  • der Verbraucherstromkreis einen Spannungsabgriff aufweist, der über eine Leitung dem Treiber zur Spannungsbegrenzung aufgeschaltet ist, und/oder, wenn
  • der Komparator der Regelanordnung einen Freqenzgenerator für die Erzeugung einer Steuerfreqenz zwischen 10 und 100 kHz mit Dreiecksimpulsen besitzt.
Die Erfindung ist insbesondere geeignet für die Verwendung für die Leistungsregelung von ohmschen Verbrauchern aus der Gruppe der Widerstandsheizelemente aus Metallen und aus Silizium-Karbid und für die Leistungsregelung von ohmschen Verbrauchern für Zwecke der Erwärmung von Werkstücken in Industrieöfen, für die Trocknung von Lacken, zum Verformen von Kunststoffen, zum Löten und für Haushalts- und Gewerbegeräte zum Garen von Speisen und zum Bügeln von Textilien.
Ein Ausführungsbeispiel des Erfindungsgegenstandes wird nachfolgend anhand der Figuren 1 bis 5 näher erläutert:
Es zeigen:
Figur 1
den Verbraucherstromkreis mit den zugehörigen Sensor- Regeleinrichtungen,
Figur 2
den Verlauf der Netzspannung nach Gleichrichtung über drei Halbwellen,
Figur 3
den prinzipiellen Verlauf des Netzstromes über eine Halbwelle der Netzspannung,
Figur 4
die Funktion des Komparators und
Figur 5
zu Zwecken des Vergleichs ein Diagramm mit einer Kurvenschar für den temperaturabhängigen Netzstromverlauf, wie er bei einem Molybdändisilizid-Heizstab auftritt, wenn dessen Heizleistung mittels einer klassischen Phasenanschnittsteuerung durch einen Thyristor gesteuert wird.
In Figur 1 ist als Kernstück der Regelanordnung ein handelsübliches IGBT-Modul 10 der eingangs beschriebenen Gattung dargestellt, das einen Stromeingang 1, zwei Stromausgänge 2 und 3 und zwei Steuerspannungsklemmen 6 (für die Gatespannung) und 7 (für die Emitterspannung) besitzt. Im Verbraucherstromkreis liegen - in Reihenschaltung - der ohmsche Verbraucher R, der auch aus einer Parallelschaltung von mehreren Verbrauchern bestehen kann, und eine induktive Drossel L. Die Netzspannungseingänge sind mit L1, N und PE bezeichnet. Die Netzspannungseingänge L1 und N sind einem Gleichrichter 11 mit einer positiven Klemme 12 und einer negativen Klemme 13 aufgeschaltet. Parallel zum Gleichrichter 11 ist ein Kondensator C geschaltet. Der Laststromkreis, an dem beispielhaft eine Spannung von 230 Volt ansteht, ist mit verstärkten Linien hervorgehoben. Durch die Wirkung der Drossel L kann der Laststrom i nicht schlagartig in die Höhe schnellen und auch nicht schlagartig zu Null werden.
Die Drossel L und der Kondensator C werden nach Maßgabe des größtmöglichen Verbraucherstroms wechselspannungsfest, aber kleinstmöglich ausgelegt, beispielsweise die Drossel L zwischen 0,2 und 1,0 mH, vorzugsweise mit 0,5 mH, und der Kondensator C zwischen 10 und 100 µF, vorzugsweise mit 50 µF. Die vorzugsweisen Werte gelten für einen Industrieofen mit einer Stromaufnahme von 70 A.
Dem Stromeingang 1 ist eine Sensoreinheit 14 für die Erfassung des Verbraucherstroms vorgeschaltet; in ihr wird der gemessene Strom 1 in eine proportionale Spannung U umgewandelt, die über eine Rückführungsleitung 15 einer Regelanordnung 16 aufgeschaltet ist. Ein Spannungsabgriff 17 führt über einen Strombegrenzer 18 und eine Leitung 19 zu einem Treiber 20 mit Potentialtrennung. Im Strombegrenzer 18 kann der maximale Betriebsstrom auf einen vorgegebenen Wert eingestellt werden.
Die am Verbraucher R anliegende Spannung wird über Leitungen 21 und 22 abgegriffen und einem Potentialtrenner 23 zugeführt, der beispielhaft einen Optokoppler enthält. Von diesem führt eine weitere Rückführungsleitung 24 zur Regelanordnung 16. Strom-, Spannungs- oder Leistungsregelung (i oder u) können alternativ aufgeschaltet werden, wobei der Umschalter der Einfachheit halber nicht dargestellt ist. Weiterhin ist der Regelanordnung 16 über einen nicht dargestellten Sollwertgeber ein einstellbarer Sollwert w aufgeschaltet.
Zur Regelanordnung 16 gehört ein Integrator 25, an dessen Ausgang 26 eine variable Spannung u1, u2, ....un, ansteht, die einem Komparator 27 aufgeschaltet ist. Dessen Ausgang 28 ist wiederum dem Treiber 20 aufgeschaltet. Von diesem führen zwei Leitungen 29 und 30 zu den Steuerspannungsklemmen 6 und 7 des IGBT-Moduls 10. Die Funktion der Regelanordnung 16 wird nachfolgend anhand der Figuren 3 und 4 noch näher erläutert. Der Treiber 20 dient als Verstärker mit Potentialtrennung. Auf der Leitung 29 kann - bezogen auf die Leitung 30 - eine Spannung zwischen +18 Volt und -5 Volt anstehen.
Von der Leitung 22 führt eine Zweigleitung 31 zum Treiber 20. Diese Maßnahme, die nicht zwingend erforderlich aber vorteilhaft ist, dient einer Sicherheitsfunktion, und zwar der überwachung der Kollektorspannung. So erfolgt z.B. eine Abschaltung, wenn die Kollektorspannung einen vorgegebenen Grenzwert von z.B. 7 Volt überschreitet (Kurzschlußüberwachung).
Figur 2 zeigt den Verlauf der Netzspannung mit einer Frequenz von beispielhaft 50 oder 60 Hz nach Gleichrichtung über drei Halbwellen, wobei der gestrichelte Kurvenzug für die zweite Halbwelle den Spannungsverlauf ohne Gleichrichtung andeutet. Durch die Gleichrichtung wird diese Halbwelle auf die andere Seite der Abszisse (mit der Zeit t) "umgeklappt". Die abgerundeten Bereiche 31 sind auf die Wirkung des Kondensators C zurückzuführen.
Figur 3 zeigt das Prinzip der Regelung über eine Halbwelle der Netzspannung U (50 oder 60 Hz) und des zugehörigen Stroms i. Im Komparator 27 wird ein zackenförmiger Kurvenzug gemäß Figur 4 mit einer Frequenz von beispielhaft 20 kHz erzeugt. Diese sogenannte Dreiecksspannung wird mit der variablen Spannung des Integrators 25 verglichen. Dabei stellt sich am Ausgang des Komparators 27 ein Ein-Aus-Schaltverhältnis für den IGBT 10 ein. Die wellige Kurve zeigt den tatsächlichen Stromverlauf mit der angegebenen Frequenz von 20 kHz (Steuerfrequenz) zwischen den Stromkurven io und iu in stark vergröbertem Maßstab. Zunächst steigt die Stromkurve nach Maßgabe der Spannung und des Verbraucherwiderstandes R steil an, bis das IGBT-Modul 10 wieder abschaltet, wodurch sich die tatsächliche Stromkurve wieder der unteren Stromkurve iu annähert. Bei deren Erreichen schaltet das IGBT-Modul 10 wieder ein, und die tatsächliche Stromkurve steigt wieder an, worauf sich das Spiel nach Maßgabe der Steuerfrequenz beliebig oft wiederholt. Die Stromkurven io und iu sind in erster Linie abhängig von der Steuerfrequenz und der Induktivität der Drossel L.
Figur 4 zeigt den Verlauf der Spannung U gemäß der Funktion des Komparators 27 mit der bereits genannten Steuerfrequenz von beispielhaft 20 kHz. U1 und u2 sind die vorgebbaren Steuerspannungen am Ausgang 26 des Integrators 25 in gestrichelter Darstellung. Die unterhalb der Dreiecke, also zwischen t0 und t1 bzw. zwischen t1 und t2 liegenden Abschnitte der Linien für u1 und u2 kennzeichnen den Ausschaltzustand des IGBT--Moduls 10, die dazwischen liegenden Abschnitte (oberhalb der Dreiecke) dessen Einschaltzustand. Die Ausschaltzeitpunkte sind jeweils mit "a", die Einschaltzeitpunkte mit "e" bezeichnet. Die Verhältnisse dieser Abschnitte kennzeichnen die jeweiligen proportionalen Leistungen am Verbraucher R, die zwischen 0 % (an den Spitzen der Dreiecke) und 100 % (an den Basen der Dreiecke) variiert werden können.
Die Auslegung der Drossel L ist abhängig von der Steuerfrequenz des Komparators 27: Je höher diese ist, umso kleiner kann L gewählt werden. Es kann also durchaus wünschenswert sein, die Steuerfrequenz des Kompensators 27 auf über 20 kHz zu steigern, beispielsweise in Richtung auf 100 kHz, wobei die Schaltfrequenz des IGBT-Moduls 10 entsprechend gesteigert wird.
Bei durchgeschaltetem IGBT-Modul 10 fließt der Strom vom Pluspol des Gleichrichters 11 über die Drossel L und den Verbraucher R zum Stromeingang 1 des IGBT-Moduls 10, weiter zum Stromausgang 2 und zum Minuspol des Gleichrichter 11. Bei ausgeschaltetem IGBT-Modul 10 fließt der Strom weiter über den Stromausgang 3 und ebenfalls über die Drossel L und den Verbraucher R. Auf die beschriebene Weise ist es möglich, den Stromfluß über den Verbraucher R und die an diesem anstehende Spannung nahezu verlustfrei aber in jedem Falle rückwirkungsfrei (auf das Netz) zu regeln. Bei einer Ofenleistung von 10 bis 20 kW entsteht beispielsweise eine Verlustleistung von etwa 0,3 kW, die über einen Kühlblock abgeführt wird. Kondensator und Drossel haben sehr kleine Abmessungen und Gewichte, die in der Summe merklich geringer sind als die vergleichbaren Werte eines Stelltransformators. Entsprechend geringer ist der Kostenaufwand. Auf diese Weise ist es beispielsweise möglich, Niederspannungsheizelemente, die mit Spannungen von 10 bis 120 Volt gegenüber einer Netzspannung von beispielsweise 230 Volt zu betreiben sind, mit den genannten Vorteilen zu betreiben.
Figur 5 zeigt anhand eines Diagramms vergleichsweise den Netzstromverlauf, wie er bei einem Molybdändisilizid-Heizstab auftritt, wenn dessen Heizleistung mittels einer klassischen Phasenanschnittsteuerung durch einen Thyristor gesteuert wird. Die Abszisse reicht über eine Halbwelle, und auf der Ordinate sind die Faktoren "F" von 0 bis 16 für die Stromaufnahme gegenüber dem Nennstrom bei Betriebstemperatur aufgetragen, wobei der Faktor 1 für diesen Nennstrom steht.
Dargestellt ist eine Schar von sinusförmigen Kurven, von denen die oberste (F = 15) für den Verlauf der Stromaufnahme im Kaltzustand gilt und die unterste für den Verlauf der Stromaufnahme bei Betriebstemperatur. Die dazwischen liegend Kurven zeigen - von oben nach unten - Stromaufnahmekurven bei steigenden Zwischentemperaturen. Die Punkte auf den Kurven kennzeichnen die Einschaltzeitpunkte, die beiden schraffierten Bereiche rechts von den Normalen auf die Abszisse kennzeichnen die anteilige Leistungszufuhr in zwei Fällen. Es ist zu erkennen, daß die Einschaltzeitpunkte mit steigenden Temperaturen zwar ständig vorverlegt werden, daß jedoch die gesamte Halbwelle erst bei Erreichen der Betriebstemperatur (unterste Kurve, F = 1) im gesamten Regelbereich durchfahren werden kann. In allen anderen Fällen ergeben sich hohe Oberwellenanteile und hohe Steuerblindleistungen.
Bezugszeichenliste:
1
Stromeingang
2
Stromausgang
3
Stromausgang
6
Steuerspannungsklemme
7
Steuerspannungsklemme
10
IGBT-Modul
11
Gleichrichter
12
positive Klemme
13
negative Klemme
14
Sensoreinheit
15
Rückführungsleitung
16
Regelanordnung
17
Spannungsabgriff
18
Strombegrenzer
19
Leitung
20
Treiber
21
Leitung
22
Leitung
23
Potentialtrenner
24
Rückführungsleitung
25
Integrator
26
Ausgang
27
Komparator
28
Ausgang
29
Leitung
30
Leitung
31
Bereiche
a
Ausschaltzeitpunkte
c
Kondensator
e
Einschaltzeitpunkte
i
Strom
io
obere Stromkurve
iu
untere Stromkurve
L
Drossel
L1
Netzspannungseingang
N
Netzspannungseingang (Nullphase)
PE
Netzspannungseingang (Masse)
R
Verbraucherwiderstand
t
Zeit
t0, t1, t2
Zeitpunkte
w
Sollwert

Claims (13)

  1. Verfahren zum Steuern oder Regeln der Leistung von niederohmigen Heizwiderständen (R), deren Nennspannung kleiner als die Netzspannung ist, mittels gleichgerichtetem Wechselstrom durch Halbleiter--Bauelemente, dadurch gekennzeichnet, daß
    a) als Halbleiterelement ein IGBT-Modul (10) verwendet wird
    b) im Stromkreis des Heizwiderstandes und in Reihenschaltung zu diesem eine Drossel (L) angeordnet wird,
    c) in Parallelschaltung zu einem für die Gleichrichtung der Netzspannung eingesetzten Gleichrichter (11) ein Kondensator (C) angeordnet wird,
    d) im Stromkreis des Heizwiderstandes (R) die Leistungsfaktoren Betriebsstrom (i) und Betriebsspannung (U) erfaßt und einer Regelanordnung (16) zugeführt werden,
    e) in der Regelanordnung (16) mittels eines Integrators (25) ein Vergleich eines Sollwerts (w) für den Betriebsstrom (i) und die Betriebsspannung (U) durchgeführt wird, wobei das Eingangssignal eines Komparators (27) in eine Folge von Impulsen zerlegt wird, deren Frequenz als Steuerfrequenz für das IGBT-Modul (10) verwendet wird und ein Vielfaches der Netzfrequenz beträgt, wobei im Stromkreis des IGBT-Moduls (10) und des Heizwiderstandes (R) eine Sensoreinheit (14) für den Betriebsstrom (i) angeordnet und ferner die Betriebsspannung (U) des Heizwiderstandes (R) abgegriffen und zur Regelanordnung (16) zurückgeführt wird, und wobei der Ausgang der Sensoreinheit (14) über einen Strombegrenzer (18) einem Treiber (20) zur Ansteuerung des IGBT-Moduls (10) aufgeschaltet wird, und daß
    f) die Abweichungen zwischen dem Sollwert (w) und der Folge von Impulsen nach Maßgabe des jeweiligen Vorzeichens der Abweichungen zur Steuerung des IGBT-Moduls (10) verwendet werden.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerfrequenz zwischen 10 und 100 kHz gewählt wird.
  3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität der Drossel (L) zwischen 0,2 und 1,0 mH gewährt wird.
  4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazität des Kondensators (C) zwischen 10 und 100 µF gewählt wird.
  5. Anordnung zum Steuern oder Regeln der Leistung von niederohmigen Heizwiderständen (R), deren Nennspannung kleiner als die Netzspannung ist, mit einem Gleichrichter (11) zur Erzeugung von gleichgerichtetem Wechselstrom durch Halbleiter-Bauelemente, dadurch gekennzeichnet, daß
    a) das Halbleiterelement ein IGBT-Modul (10) ist,
    b) im Stromkreis des Heizwiderstandes (R) die Leistungsfaktoren Betriebsstrom (i) und Betriebsspannung (U) erfaßbar und einer Regelanordnung (16) zuführbar sind,
    c) im Stromkreis des IGBT-Moduls (10) und des Heizwiderstandes (R) eine Sensoreinheit (14) für den Betriebsstrom (i) angeordnet ist, und daß der Ausgang der Sensoreinheit (14) der Regelanordnung (16) zur Ansteuerung des IGBT-Moduls (10) aufgeschaltet ist.
    d) die Betriebsspannung (U) des Heizwiderstandes (R) abgreifbar und zur Regelanordnung (16) zurückführbar ist,
    e) im Stromkreis des Heizwiderstandes (R) und in Reihenschaltung zu diesem eine Drossel (L) angeordnet ist,
    f) in Parallelschaltung zu einem für die Gleichrichtung der Netzspannung eingesetzten Gleichrichter (11) ein Kondensator (C) angeordnet ist,
    g) in der Regelanordnung (16) ein Integrator (25) angeordnet ist, durch den ein Vergleich eines Sollwerts (w) für den Betriebsstrom (i) und die Betriebsspannung (U) durchführbar ist, wobei das Eingangssignal eines Komparators (27) in eine Folge von Impulsen zerlegbar ist, deren Frequenz ein Vielfaches der Netzfrequenz ist und als Steuerfrequenz dem IGBT-Modul (10) über einen Treiber (20) aufgeschaltet ist, und daß
    h) in der Regelanordnung (16) Abweichungen einschließlich ihres Vorzeichens zwischen dem Sollwert (w) und der Folge von Impulsen feststellbar sind, wobei der Ausgang der Regelanordnung (16) über den Treiber (20) dem IGBT-Modul (10) zu dessen Steuerung aufgeschaltet ist.
  6. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelanordnung für eine Steuerfrequenz zwischen 10 und 100 kHz ausgelegt ist.
  7. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität der Drossel (L) zwischen 0,2 und 1,0 mH ausgelegt ist.
  8. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazität des Kondensators (C) zwischen 10 und 100 µF ausgelegt ist.
  9. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensoreinheit (14) für die Erfassung des Betriebsstromes (i) über einen Strombegrenzer (18) dem Treiber (20) aufgeschaltet ist.
  10. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der IGBT (10) einen Spannungsabgriff aufweist, der über eine Leitung (31) dem Treiber (20) zur Spannungsbegrenzung aufgeschaltet ist.
  11. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator (27) der Regelanordnung (16) einen Freqenzgenerator für die Erzeugung einer Steuerfreqenz zwischen 10 und 100 kHz mit Dreiecksimpulsen besitzt.
  12. Verwendung der Anordnung nach Anspruch 5 für die Leistungsregelung von niederohmigen Heizwiderständen (R) aus der Gruppe der Widerstandsheizelemente aus Metallen, Molybdändisilizid und Siliziumkarbid.
  13. Verwendung der Anordnung nach Anspruch 5 für die Leistungsregelung von niederohmigen Heizwiderständen (R) für Zwecke der Erwärmung von Werkstücken in Industrieöfen, für die Trocknung von Lacken, zum Verformen von Kunststoffen, zum Löten und für Haushalts- und Gewerbegeräte zum Garen von Speisen und zum Bügeln von Textilien.
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