EP1119876A2 - Geschaltetes netzteil mit reduzierten schaltverlusten - Google Patents

Geschaltetes netzteil mit reduzierten schaltverlusten

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EP1119876A2
EP1119876A2 EP99969183A EP99969183A EP1119876A2 EP 1119876 A2 EP1119876 A2 EP 1119876A2 EP 99969183 A EP99969183 A EP 99969183A EP 99969183 A EP99969183 A EP 99969183A EP 1119876 A2 EP1119876 A2 EP 1119876A2
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EP
European Patent Office
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switching transistor
switching
voltage
power supply
switched power
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Withdrawn
Application number
EP99969183A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Gerald Deboy
Martin MÄRZ
Franz Hirler
Hans Weber
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Infineon Technologies AG
Original Assignee
Infineon Technologies AG
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Publication date
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    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0814—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit
    • H03K17/08142—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit in field-effect transistor switches

Definitions

  • the present invention relates to a switched power supply with a switching transistor with reduced switching losses.
  • switched power supply unit is to be understood to mean all types of forward converters, flyback converters, half-bridge and full-bridge converters, as well as step-up and step-down converters, such as those used in power supplies, lamp ballasts, welding converters or HF converters.
  • Components such as Schottky diodes, or by selecting circuit topologies without a conventional commutation, such as e.g. Resonance converter, re ⁇ u proceed or avoided entirely.
  • This type of loss also includes, for example, the power loss caused by the delayed charge when actively commutating the current from pn diodes.
  • the curves of drain current I d and dram-source voltage U ds of a MOSFET power switch 1 are shown as an example of a switching transistor when an inductive load 2 is switched off.
  • a switching process with a switching tent T begins with the drop in the control gate voltage V gs , as a result of which the resistance of the circuit breaker 1 increases.
  • the inductive load 2 forces the current I ⁇ to continue to flow, with the result that the dram-source voltage U ds also increases with the resistance until the full load current I d can be taken over by another circuit branch, for example a free-wheeling diode 3 . This means that during the entire phase, the voltage U ds at circuit breaker 1 rises, the full load current
  • I d flows through the power switch 1.
  • the area 6 below the product of the switch current and voltage (hatched) represents the switching loss energy converted in the circuit breaker ⁇ .
  • a capacitor 4 with an external capacitance C ext is therefore provided in parallel with the circuit breaker 1 to relieve the opening .
  • MOSFET's own output capacitance for switching relief has also already been considered (cf. B. Carsten: "FET selection and drive considerations for zero switching loss and low EMI m HF" Thyristor dual “power converters", Power Conversion 1996, Conference Proceedmgs 5/96, pages 91-102).
  • the capacitor 4 with the capacitance C ex r slows down the rise in the voltage U ds .
  • two current paths are created with a current I C h via the channel of the MOSFET forming the circuit breaker and a current via the capacitor 4. Since the current I cn - without causing an increase in the dram-source voltage U ds - is very great can be switched off quickly (no "M ⁇ ller” effect, cf. gate-dram capacitance C g ⁇ FIG. 1), the overlap area of current I oh and dram-source voltage U ds and thus the switch-off loss energy (cf. Reduce area 6) almost arbitrarily.
  • this task is accomplished by a switched
  • a switching transistor has a first and a second main connection to form a load path.
  • a load is connected in series with the load path of the switching transistor.
  • the switching transistor has a semiconductor body with a semiconductor layer of the first conductivity type, m the interrelated areas of the second conductivity type are embedded, which in interaction with the semiconductor body create a large inner, voltage-dependent surface at the blocking pn junction formed , the surface being dependent from a voltage applied to the main connections
  • the output capacitance at very low Dra-Source voltages (for example below 45 V in the case of high-voltage MOSFETs) is very high, and this capacitance increases as the Dram-Source voltage increases small values drop that the energy stored in the transistor takes on very low values.
  • Fig. 1 shows a basic functional unit of a switched
  • FIG. 3 shows a section through a MOSFET which can be used in the switching power supply according to the invention
  • Fig. 5 shows the course of the dram source capacitance C ds in
  • FIG. 6a to 6c a top view through a usable in the switching power supply according to the invention MOSFET, in which the blocking pn junction is shown at different voltages.
  • Fig. 1 shows schematically the basic structure of a switched power supply (without capacitor 4 and free-wheeling diode 3) with a circuit breaker 1 designed according to the invention in the form of a MOSFET, to which, for example, there is an inductive load 2 m row.
  • the MOSFET of the circuit breaker 1 has the following properties in particular:
  • the low energy in the drain-source capacitance C ds of the circuit breaker in the switching transistor according to the invention advantageously reduces the commutation energy required for ZVS operation.
  • a loss-optimized transistor Compared to today's MOSFETs, a loss-optimized transistor has particularly low products of switch-on resistance R ds ( on) and gate charge Q gto t as well as switch-on resistance and stored energy E ds and thus achieves extremely low switching losses.
  • the product R on 'E d5 (400 V) ⁇ 1.6 V is 2 ⁇ s and the product R on ⁇ Q gtot (10 V) / 10 V ⁇ 2.5 ns is preferred .
  • the brackets (400 V) etc. indicate the applied voltages.
  • the extremely non-linear capacity curve of the circuit breaker 1 also leads to a low harmonic, EMC-favorable, soft switching edge.
  • the switching edge is advantageously "rounded” but not excessively lengthened, as would be the case if a discrete capacitor (curve 7) or a conventional MOSFET with a high output capacitance (curve 8) were used.
  • An extension Switching edges generally limits the minimum duty cycle and leads to problems in low-load operation in the system.
  • the specified non-linear capacitance profile of bridge circuits is particularly noticeable, since here - due to the very high capacitance values at low drain-source voltages - both the lower and the upper "corner" of the voltage edge are rounded.
  • the output capacitance C 0 ss corresponds to the first approximation of the parallel connection of the capacitances C ⁇ s and C ⁇ .
  • C ⁇ d should remain as small as possible to minimize the reaction ("M ⁇ ller" effect).
  • the desired high value of the dram-source capacitance C ds can be achieved in a circuit breaker by deliberately enlarging the surface of the blocking pn junction.
  • such structures can be implemented by inserting, for example, p-type regions into the n-type drift path of the semiconductor circuit breaker.
  • the blocking pn junction must have an inner coherent surface, ie all p regions must be conductively connected to one another. In such a configuration, the main part of the output capacity comes from the dram source capacity.
  • the output capacitance according to equation 1 must assume very small values for large voltages.
  • capacitance C ds requires a reduction in the surface area of the blocking pn junction with increasing voltage. If the p regions embedded in the drift zone are dimensioned in terms of their doping and their dimensions so that their charge is eliminated by the opposite charge of the surrounding semiconductor material at low voltages via electrical transverse fields, the surface is rapidly reduced with increasing voltage. The dimensioning must take place in such a way that the lm integral over the doping of the p regions perpendicular to their surface beneath the material-specific breakdown charge. The smaller the distances between the semiconductor regions of the opposite conductivity type, the lower the spatial voltage.
  • the above-mentioned principle can also be implemented in the area of low-blocking transistors.
  • FIG. 3 now shows a MOSFET according to the invention as a power switch for a switched power supply.
  • n + -doped Si semiconductor substrate 9 there is, for example, a 4 to 50 ⁇ m thick Si semiconductor layer 10, in which a p + -leiding source or drain zone 11 or 12 is embedded, each of which has a penetration depth of about 2 ⁇ m.
  • a p + -leiding source or drain zone 11 or 12 is embedded, each of which has a penetration depth of about 2 ⁇ m.
  • a p-type region 13 or 14 with a penetration depth of 4 to 40 .mu.m so that it ends at a distance of about 1 to 10 .mu.m from the semiconductor substrate 9.
  • the higher values apply to High-voltage components, while the lower values apply to low-voltage components.
  • a gate electrode 15 is also provided between the source and drain zones 11 and 12, respectively.
  • the specified cable types can of course also be reversed. It is also possible to use lateral structures instead of vertical structures.
  • FIG. 4a to 4c show possible structures for the p-type regions 13 and 14: these are finely structured and consist, for example, of narrow plates (FIG. 4a), which can be connected in a meandering manner, of columns in a square or hexagonal arrangement (FIG 4b) or from sheet-like designs in a square or hexagonal arrangement (FIG. 4c), which are connected to one another via a common electrode.
  • narrow plates FIG. 4a
  • FIG. 4b narrow plates
  • FIG. 4c sheet-like designs in a square or hexagonal arrangement
  • FIGS. 6a to 6c The arrangement of the p-type, contiguous regions 13, 14 in the semiconductor layer 10 is shown in a plan view in FIGS. 6a to 6c.
  • the p-type regions 13, 14 are designed in the form of strips.
  • the MOSFET is drawn laterally.
  • the drain zone is designated by 12 and the source zone by 11.
  • the gate electrode 15 is indicated by dashed lines.
  • the p-type regions 13, 14 are embedded in the n-type semiconductor layer 10.
  • FIGS. 6a to 6c also show the course of the space charge zone at different drain-source voltages. The higher the Dram-source voltage, the wider it is
  • the invention enables a switched power supply unit with reduced switching loss using a MOSFET circuit breaker 1.
  • the output capacitance C ⁇ s of the MOSFET circuit breaker 1 drops so quickly to small values as a function of the dram source voltage U ⁇ s that an am MOSFET power switch 1 lying load current I d from the channel current of the MOSFET power switch 1 to the charging current of the output capacitance C 0S s.

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Abstract

Die Erfindung betrifft einen Schalttransistor mit reduzierten Schaltverlusten. Bei diesem Schalttransistor hat die Ausgangskapazität bei kleinen Drain-Source-Spannungen sehr hohe Werte, wobei diese Kapazität mit steigender Drain-Source-Spannung auf so kleine Werte abfällt, dass die im Transistor gespeicherte Energie sehr niedrige Werte annimmt.

Description

Beschreibung
Geschaltetes Netzteil mit reduzierten Schaltverlusten
Die vorliegende Erfindung betrifft ein geschaltetes Netzteil mit einem Schalttransistor mit reduzierten Schaltveriusten.
Unter dem Begriff "geschaltetes Netzteil" sollen alle Arten von Durchflußwandlern, Sperrwandlern, Halb- und Vollbrücken- wandlern sowie Hoch- und Tiefsetzstellern, wie sie beispielsweise in Netzteilen, Lampenvorschaltgeräten, Schweißumrichtern oder HF-Umrichtern eingesetzt werden, verstanden werden.
Bereits seit längerem besteht ein verstärkter Trend zur Sy- stem-Miniaturisierung und zur Erhöhung der Leistungsdichte in Bauelementen. Es ist zu erwarten, daß sich diese Tendenz in der Leistungselektronik auch in der Zukunft fortsetzen wird. , Mit diesem Trend verbunden ist eine Entwicklung hin zu immer höheren Schaltfrequenzen, da sich nur auf diese Weise auch passive Komponenten entsprechend miniaturisieren lassen. Daneben beginnen Leistungs-Schalttransistoren in Schaltnetzteilen speziell bei Industriegeneratoren in Frequenzbereiche vorzustoßen, die lange Zeit Elektronen-Röhren vorbehalten waren, so z.B. bis zu der sogenannten "ISM"-Frequenz von 13,56 MHz.
Mit steigender Schaltfrequenz gewinnen die Schaltverluste " in Schalttransistoren zunehmend an Bedeutung. Diese Schaltverluste lassen sich grob in drei Gruppen einteilen:
Verluste im Schalttransistor, die durch externe, meist parasitäre oder nicht-ideale Schaltungselemente verursacht werden und die sich auch mit "idealen" Schalttransistoren nicht vermeiden lassen; (b) Verluste im Schalttransistor aufgrund einer Uberiappungs- phase von Strom und Spannung Pei eigentlicnen Schaltvorgang; und
(c) Verluste im Schalttransistor durch das Entladen der schaltereigenen Kapazitäten oeim Einschaltvorgang.
Die oben unter Punkt (a) genannten, durch αen Schalttransistor selbst kaum beeinflußbaren Schaltverluste werden derzeit bei hohen Schaltfrequenzen durch die Verwendung spezieller
Bauelemente, wie z.B. Schottky-Dioden, oder durch die Auswahl von Schaltungstopologien ohne kπtiscne Kommur,ιerungsvorgan- ge, wie z.B. Resonanz-Wandler, reαuziert bzw. ganz vermieden. Zu αieser Art von Verlusten zahlt beispielsweise auch die durch die Sperrverzugsladung verursachte Verlustleistung beim aktiven Abkommutieren des Stroms von pn-Dioden.
Die übrigen Schaltverluste gemäß obigen Punkten (b) und (c) sind über die Eigenschaften des Schalttransistors und seiner Ansteuerung maßgeblich beeinflußbar. So hangen beispielsweise die Strom/Spannungs-Uberlappungsverluste entscheidend von der Dauer des Schaltvorgangs selbst aυ.
Zur Erläuterung sind m Fig. 2a die Verlaufe von Drain-Strom Id und Dram-Source-Spannung Uds eines MOSFET-Leistungsschal- ters 1 (vgl. Fig. 1) als Beispiel eines Schalttransistors beim Abschalten einer induktiven Last 2 dargestellt. Ein Schaltvorgang mit einer Schaltzelt T beginnt mit dem Abfall der Steuer-Gate-Spannung Vgs, wodurch der Widerstand des Lei- stungsschalters 1 ansteigt. Die induktive Last 2 erzwingt jedoch ein Weiterfließen des Stroms Iα, mit der Folge, daß mit dem Widerstand auch die Dram-Source-Spannung Uds ansteigt, bis der volle Laststro Id von einem anderen Schaltungszweig, z.B. einer Freilaufdiode 3 übernommen werden kann. Dies be- deutet, daß wahrend der gesamten Phase, m der die Spannung Uds am Leistungsschalter 1 ansteigt, nocn der volle Laststrom
Id über den Leistungsscnalter 1 fließt. Die Flache 6 unter dem Produkt aus Schalter-Strom und Spannung (schraffiert dar- gestel^t) entspricht der im Leistungsschalter η umgesetzten Schaltverlustenergie. Durch Verringerung der Schaltzeit T kann diese Flache zwar verkleinert, m der Praxis aber nicht gegen Null gebracht werden.
Hohe Schaltgeschwmdigkeiten erfordern aufgrund der hohen Ga- teladung derzeitiger Leistungsschalter, insbesondere MOSFET' s, sehr hohe Treiberstrome, so daß einer Reduzierung der Schaltzeicen T häufig schon aus Kostengrunden Grenzen gesetzt sind.
Zur Ausschalt-Entlastung wird deshalb ein Kondensator 4 mit einer externen Kapazität Cext parallel zum Leistungsschalter 1 vorgesehen. Auch an die Nutzung der MOSFET-eigenen Ausgangs- kapazitat zur Schaltentlastung wurde bereits gedacht (vgl. B. Carsten: "FET selection and drivmg considerations for zero switching loss and low EMI m HF "Thyristor dual" power Converters", Power Conversion 1996, Conference Proceedmgs 5/96, Seiten 91-102) .
Durch den Kondensator 4 mit der Kapazität Cexr wird, wie aus Fig. 2 (b) zu ersehen ist, der Anstieg der Spannung Uds verlangsamt. Gleichzeitig entstehen zwei Strompfade mit einem Strom ICh über den Kanal des den Leistungsschalter bildenden MOSFET' s und einem Strom über den Kondensator 4. Da nun der Strom Icn - ohne einen Anstieg der Dram-Source-Spannung Uds zu verursachen - sehr schnell abgeschaltet werden kann (kein "Mιller"-Effekt, vgl. Gate-Dram-Kapazitat Cgα Fig. 1), laßt sich die Üoerlappungsflache von Strom Ioh und Dram- Source-Spannung Uds und damit die Ausschalt-Verlustenergie (vgl. Flache 6) nahezu beliebig reduzieren. Allerdings ist eine solcne Beschaltung nur für Schaltungen geeignet, bei denen aas Einschalten des Leistungsschalters spannungslos erfolgt ( zero-voltage switcnmg, ZVS ) , da ansonsten nur eine Verlagerung der Verluste vom Ausscnalt- auf den Emscnaltvorgang erfolgt. Beim Einschalten unter Spannung wird nämlich die im externen Kondensator 4 sowie die m der Ausgangskapazitat gespeicherte Energie im Leistungsschalter 1 m Verlustwarme umgesetzt (vgl. schraffierte Flache 5 in Fig. 2b und 2c, die dem zeitlichen Integral des Produktes aus Spannung Uds und Strom loss + cex entspricht, mit I0ss = Aus- gangsstro und Coss - Cσd + CdΞ) . Die weitaus meisten Standardschaltungen erfordern jeαoch ein Einschalten unter Spannung. In diesem Fall kann bisher eine Ausschalt-Entlastung nur durch eine komplexe, im allgemeinen auch verlustbehaftete Be- Schaltung des Leistungsschalters bzw. Schalttransistors erreicht werden.
Für die Vermeidung obiger Schaltverluste ist bisher keine befriedigende Losung gefunden worden.
Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung ein geschaltetes Netzteil mit einem Schalttransistor zu schaffen, das sich durch drastisch reduzierte Schaltverluste auszeichnet.
Diese Aufgabe wird erfmdungsgemäß durch ein geschaltetes
Netzteil mit folgenden Merkmalen gelost: Ein Schalttransistor weist einen ersten und einen zweiten Hauptanschluß zur Bildung einer Laststrecke auf. Eine Last ist seriell mit der Laststrecke des Schalttransistors verschalten. Der Schalt- transistor weist einen Halbleiterkorper mit einer Halbleiter- schicht vom ersten Leitfahigkeitstyp auf, m die zusammenhangende Gebiete vom zweiten Leitfahigkeitstyp eingelagert sind, die im Zusammenspiel, mit dem Halbleiterkorper an dem gebildeten sperrenden pn-Übergang eine große innere, spannungsab- hangige Oberflache schaffen, wobei die Oberflache abhangig von einer an die Hauptanschlüsse angelegten Spannung vari¬
Bei dem erfindunσsgemaßen Schalttransistor, αer vorteilhaf- terweise als MOSFET ausgeführt ist, nat die AusgangsKapazitat bei kleinen Dra -Source-Spannungen (z.B. unter 45 V bei Hochvolt-MOSFETs) sehr hohe Werte, wobei diese Kapazität mit steigender Dram-Source-Spannung auf so kleine Werte abfallt, daß die im Transistor gespeicherte Energie sehr niedrige Wer- te annimmt.
Vorteilhafte Weiteroildungen der Erfindung ergeoen sich aus den nachfolgenden Beschreibungen von Ausfuhrungsoeispielen anhand der Zeichnungen. Es zeigen:
Fig. 1 eine Grundfunktionseinheit eines geschalteten
Netzteiles,
Fig. 2a bis 2c Strom- und Spannungsverlaufe bei bestehenden Schaltnetzteilen (Fig. 2a und 2b) und bei dem erfmdungsgemaßen Schaltnetzteil (Fig. 2c),
Fig. 3 einen Schnitt durch einen bei dem erfmdungsgemaßen Schaltnetzteil verwendbaren MOSFET,
Fig. 4a bis 4c mögliche Layouts für den MOSFET von Fig. 3
Fig. 5 den Verlauf der Dram-Source-Kapazitat Cds in
Abhängigkeit von der Dram-Source-Spannung Uds bei einem Stanoard-MOSFET und dem erfmdungs- gemaßen Schalttransistor und
Fig. 6a bis 6c eine Draufsicht durch einen bei dem errm- dungsgemaßen Schaltnetzteil verwendbaren MOSFET, bei dem αer sperrende pn-Ubergang bei verschiedenen Spannungen dargestellt ist.
Fig. 1 zeigt schematich die Grundstruktur eines geschalteten Netzteiles (ohne Kondensator 4 und Freilaufdiode 3) mit einem nach der Erfindung ausgebildeten Leistungsschalter 1 in der Form eines MOSFET' s, zu dem beispielsweise eine induktive Last 2 m Reihe liegt.
Um Schaltverluste im Vergleich zum Stand der Technik zu reduzieren, hat der MOSFET des Leistungsschalters 1 speziell die folgenden Eigenschaften:
(a) geringe Gatelaαung für hohe Schaltgeschwmdigkeit bei niedriger Treiberleistung;
(b) geringer Energiemhalt der Ausgangskapazitat für geringe Einschaltverluste; und
(c) "verlustfreie" Verzögerung des Spannungsanstiegs nach dem Ausschalten.
Keiner der derzeit verfugbaren Leistungsschalter vermag die Eigenscnaften (b) und (c) gleichzeitig zu erfüllen. Gerade dies gelingt aber mit der vorliegenden Erfindung, da bei dieser der Schalttransistor bzw. Leistungsschalter 1, wie in Fig. 2c dargestellt ist, einen extrem nichtlmearen Verlauf der Dra -Source-Kapazitat Cds hat. Durch sehr hohe Werte von Cαs bei kleinen Dram-Source-Spannungen Uds wird die gewunsch- te Verzögerung des Spannungsanstiegs nach dem Abschalten des Kanals des MOSFET 's erreicht. Der Laststrom wird damit zunächst vom Kanalstrom Ich zum Ladestrom der Ausgangskapazitat C0ss. Durch die Verzögerung des Spannungsanstiegs kann auch bei endlicher Treiberleistung und damit Abschaltgeschw dig- keit ein nahezu verlustfreies Ausschalten erreicht werden. Beim erfindungsgemäßen Schalttransistor sinkt die Drain- Source-Kapazität Cds mit steigender Drain-Source-Spannung UdΞ - sehr schnell auf sehr kleine Werte, so daß die in der Drain- Source-Kapazität Cds gespeicherte Energie
Eds(Um = Cds(U) - U - dU (Gleichung 1)
bei der vorgesehenen Betriebsspannung kleiner als bei her- kömmlichen MOSFETs bleibt. Auf diese Weise werden neben den Ausschaltverlusten auch die Einschaltverluste beim Schalten unter Spannung reduziert. Bei resonanten Schaltungen wird durch die geringe Energie in der Drain-Source-Kapazität Cds des Leistungsschalters beim erfindungsgemäßen Schalttransi- stör die für den ZVS-Betrieb erforderliche Kommutierungsenergie vorteilhaft reduziert.
Ein verlustleistungsoptimierter Transistor weist gegenüber heutigen MOSFET 's besonders niedrige Produkte aus Einschalt- widerstand Rds(on) und Gate-Ladung Qgtot sowie Einschaltwider- stand und gespeicherter Energie Eds auf und erreicht dadurch außerordentlich geringe Schaltverluste. Vorzugsweise ist beispielsweise bei 600 V - MOSFETs das Produkt Ron ' Ed5 (400 V) < 1,6 V2μs und das Produkt Ron ■ Qgtot (10 V)/10 V < 2,5 ns. Die Klammerausdrücke (400 V) usw. geben die anliegenden Spannungen an.
Der extrem nichtlineare Kapazitätsverlauf des Leistungsschalters 1 führt des weiteren zu einer oberwellenarmen, EMV-gün- stigen, weichen Schaltflanke. Wie in Fig. 2c dargestellt, wird die Schaltflanke vorteilhaft "verrundet" aber nicht übermäßig verlängert, wie dies bei Verwendung eines diskreten Kondensators (Kurve 7) oder eines herkömmlichen MOSFET 's mit hoher Ausgangskapazität (Kurve 8) der Fall wäre. Eine Verlän- gerung der Schaltflanken scnrankt im allgemeinen das minimale Tastverhaltnis ein und fuhrt daαurcn im System zu Problemen im Schwachlastbetrieb.
Besonders vorteilnaft macht sich der angegebene nichtlmeare Kapazitatsverlauf Bruckenschaltungen bemerkbar, da hier - durch die sehr hohen Kapazitatswerte bei kleinen Drain- Source-Spannungen - sowohl die untere als auch die obere "Ek- ke" der Spannungsflanke verrundet wird.
Die Ausgangskapazitat C0ss entspricht m erster Näherung der Parallelschaltung der Kapazitäten Cαs und Cσα. Dabei sollte Cσd so klein als möglich bleiben, um die Ruckwirkung zu minimieren ("Mιller"-Effekt) .
Der gewünschte hohe Wert der Dram-Source-Kapazitat Cds laßt sich m einem Leistungsschalter durch die gezielte Vergrößerung der Oberflache des sperrenden pn-Übergangs erreichen. Technisch lassen sich solche Strukturen durch das Einfügen von z.B. p-leitenden Gebieten in die n-leitende Driftstrecke des Halbleiter-Leistungsschalters realisieren. Der sperrende pn-Ubergang muß dabei eine innere zusammenhangende Oberflache aufweisen, d.h. alle p-Gebiete müssen leitend miteinander verbunden sein. Der Hauptanteil der Ausgangskapazitat stammt in einer solchen Konfiguration aus der Dram-Source-Kapazi- tat. Um die im Leistungsschalter gespeicherte Energie möglichst gering zu halten, muß die Ausgangskapazitat nach Gleichung 1 bei großen Spannungen sehr kleine Werte annehmen.
Zwar erfolgt m MOSFETs eine Kapazitatsreduktion, die umgekehrt proportional zur Wurzel aus der Dram-Source-Spannung Uds ist und die eindimensional betrachtete Zunahme der Weite der Raumladungszone widerspiegelt. Für eine wesentlich rascnere Verrmσerung der Dram-Source-
Kapazitat Cds ist aber eine Reduktion der Oberflache des sperrenden pn-Übergangs mit steigender Spannung erforderlich. Werden die m der Driftzone eingelagerten p-Gebiete von ihrer Dotierung und ihren Abmessungen her so dimensioniert, daß ihre Ladung durch die entgegengesetzte Ladung des umgebenden Halbleitermaterials bei niedrigen Spannungen über elektrische Querfelder ausgeräumt werden, so wird eine rasche Verringerung der Oberflache bei steigender Spannung erreicht. Die Di- mensionierung muß dabei so erfolgen, daß das Lmienmtegral über die Dotierung der p-Gebiete senkrecht zu ihrer Oberflache unterhalb der mateπalspeziflscnen Durchbrucnsladung oleibt. Die Ausraumspannung ist dabei um so geringer, j e kleiner die Abstände der Halbleitergebiete entgegengesetzten Leitungstyps sind.
Die obige Bedingung erfordert keine vollständige Kompensation des Grundmaterials, das Prinzip funktioniert vielmehr auch bei einer unvollständigen Kompensation; bei Überkompensation ist dagegen ein zusatzliches vertikales elektrisches Feld erforderlich, um die p-Gebiete auszuräumen. Damit verlagert sich oer steile Abfall der Dram-Source-Kapazitat zu höheren Spannungen.
Im Bereich niedersperrender Transistoren laßt sich das oben genannte Prinzip ebenfalls verwirklichen.
Fig. 3 zeigt nun einen erfmdungsgemäßen MOSFET als Leistungsschalter einem geschalteten Netzteil.
Auf einem n+-dotιertem Si-Halbleitersubstrat 9 befindet sich eine peispielsweise zwischen 4 und 50 um dicke Si-Halbleiter- schicht 10, in die eine p+-leιtende Source- bzw. Drainzone 11 bzw. 12 eingebettet ist, welche jeweils eine Eindringtiefe von etwa 2 um haben. Unterhalb der Source- und Drainzone 11 bzw. 12 ist ein p-leitendes Gebiet 13 bzw. 14 mit einer Ein-" dringtiefe von 4 bis 40 um ausgebildet, so daß es in einem Abstand von etwa 1 bis 10 um von dem Halbleitersubstrat 9 endet. Oben gelten die höheren Werte für Hochvolt-Bauelemente, während die niedrigeren Werte für Niedervclt-Bauelemente zutreffend sind.
Zwischen den Source- und Drainzonen 11 bzw. 12 ist noch eine Gateelektrode 15 vorgesehen.
Die angegebenen Leitungstypen können selbstverständlich auch jeweils umgekehrt sein. Auch ist es möglich, anstelle von Vertikal-Strukturen Lateral-Strukturen zu verwenden.
Die Fig. 4a bis 4c zeigen noch mögliche Strukturen für die p- leitenden Gebiete 13 und 14: diese sind fein strukturiert und bestehen beispielsweise aus schmalen Platten (Fig. 4a), die mäanderförmig zusammenhängen können, aus Säulen in quadratischer oder hexagonaler Anordnung (Fig. 4b) oder aus blattför- migen Ausführungen in quadratischer oder hexagonaler Anordnung (Fig. 4c) , die über eine gemeinsame Elektrode miteinander verbunden sind.
Die Anordnung der p-leitenden, zusammenhängenden Gebiete 13, 14 in der Halbleiterschicht 10 ist in einer Draufsicht in den Figuren 6a bis 6c dargestellt.
In den Ausführungsbeispielen sind die p-leitenden Gebiete 13, 14 streifenförmig ausgebildet. Der MOSFET ist in der Darstel- lung lateral gezeichnet. Mit 12 ist die Drainzone bezeichnet, mit 11 die Sourcezone. Die Gateelektrode 15 ist strichliert angedeutet. Die p-leitenden Gebiete 13, 14 sind in die n- leitende Halbleiter-Schicht 10 eingelagert. In den Figuren 6a bis 6c ist weiterhin der Verlauf der Raumladungszone bei ver- schiedenen Drain-Source-Spannungen dargestellt. Je höher die Dram-Source-Spannung ist, desto breiter bildet sich die
Raumladungszone aus. Mit zunenmender Spannung verringert sich folglich die Oberflache des sperrenden pn-Uberganges .
Die Erfindung ermöglicht em geschaltetes Netzteil mit reduziertem Schaltverlust unter Verwendung eines MOSFET-Lei- stungsschalters 1. Die Ausgangskapazitat Cαs des MOSFET- Leistungsschalters 1 sinkt in Abhängigkeit von der Dram- Source-Spannung Uαs derart rasch auf kleine Werte ab, daß ein am MOSFET-Leistungsschalter 1 liegender Laststrom Id vom Kanalstrom des MOSFET-Leistungsschalters 1 zum Ladestrom der Ausgangskapazitat C0Ss wird.
Fig. 5 veranscnaulicht die erheblichen, mit der vorliegenden Erfindung zu erzielenden Vorteile am Beispiel eines Schalttransistors mit 600 V und einer aktiven Chipflache von 20 mm2 (190 mΩ) : Bei kleinen Dram-Source-Spannungen Uαs unter etwa 40 V ist die Dram-Source-Kapazitat erheblich großer (vgl. Kurve B) als beim Stand der Technik (vgl. Kurve A) , wahrend bei höheren Dram-Source-Spannungen die Dram-Source-Kapazi- tat des erfmdungsgemaßen Schalttransistors deutlich unter den entsprechenden Werten des bestehenden Transistors liegt.

Claims

Patentansprüche
1. Geschaltetes Netzteil mit einem Schalttransistor (1) der einen ersten und einen zweiten Hauptanschluß zur Bildung einer Laststrecke aufweist, und mit einer Last (2) , die seriell mit der Laststrecke des Schalttransistors (1) verschalten ist, wobei der Schalttransistor (1) einen Halbleiterkorper mit einer Halbleiterschicht (10) vom ersten Leitfahigkeitstyp aufweist, in die zusammenhangende Gebiete (11, 12, 13, 14) vom zweiten Leifahigkeitstyp eingelagert sind, die im Zusammenspiel mit dem Halbleiterkorper an dem gebildeten sperrenden pn-Ubergang eine große innere, spannungsabhangige Oberflache schaffen, wobei die Oberflache abhangig von einer an die Hauptan- Schlüsse angelegten Spannung variiert.
2. Geschaltetes Netzteil nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß bei dem Schalttransistor (1) das Produkt aus Einschaltwiderstand Ron und Gate-Ladung Qαtot sowie Einschalt- widerstand und gespeicherter Energie Eds jeweils gegeben ist durch
Ron Qgtot (10 V)/10 V < 2,5 ns und Ron Eds (400 V) < 1, 6 V2μs.
3. Geschaltetes Netzteil nach Anspruch 1 oder 2, g e k e n n z e i c h n e t durch eine bei steigender Spannung verringerte Oberflache des sperrenden pn-Überganges zwischen den zusammenhangenden Gebieten und dem Halbleiterkorper.
4. Geschaltetes Netzteil nach Anspruch 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß bei dem Schalttransistor die Ladungsmenge, berechnet über das Lmienmtegral entlang einer Linie senkrecht zum pn-Ubergang unterhalb der materialspezif ischen Durchbruchsladung bleibt.
5. Schalttransistor nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß bei dem Schalttransistor die Gebiete des anderen Leitungstyps m Vertikal- oder Lateral-StruKtur vorgesehen sind.
Geschaltetes Netzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der Laststrecke des Schalttransistors em Ladungsspeicher parallel geschalten ist.
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