EP0958656A1 - Anordnung und verfahren zum messen einer temperatur - Google Patents

Anordnung und verfahren zum messen einer temperatur

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EP0958656A1
EP0958656A1 EP98908009A EP98908009A EP0958656A1 EP 0958656 A1 EP0958656 A1 EP 0958656A1 EP 98908009 A EP98908009 A EP 98908009A EP 98908009 A EP98908009 A EP 98908009A EP 0958656 A1 EP0958656 A1 EP 0958656A1
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EP
European Patent Office
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temperature
switch
transistor
arrangement
arrangement according
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP98908009A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Peter Hille
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Mercedes Benz Group AG
Original Assignee
DaimlerChrysler AG
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Filing date
Publication date
Priority claimed from DE1997104861 external-priority patent/DE19704861A1/de
Application filed by DaimlerChrysler AG filed Critical DaimlerChrysler AG
Publication of EP0958656A1 publication Critical patent/EP0958656A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0822—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in field-effect transistor switches
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01K—MEASURING TEMPERATURE; MEASURING QUANTITY OF HEAT; THERMALLY-SENSITIVE ELEMENTS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01K7/00—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements
    • G01K7/01—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using semiconducting elements having PN junctions
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L23/00—Details of semiconductor or other solid state devices
    • H01L23/34—Arrangements for cooling, heating, ventilating or temperature compensation ; Temperature sensing arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
    • H01L2924/0001—Technical content checked by a classifier
    • H01L2924/0002—Not covered by any one of groups H01L24/00, H01L24/00 and H01L2224/00
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H5/00—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal non-electric working conditions with or without subsequent reconnection
    • H02H5/04—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal non-electric working conditions with or without subsequent reconnection responsive to abnormal temperature
    • H02H5/044—Emergency protective circuit arrangements for automatic disconnection directly responsive to an undesired change from normal non-electric working conditions with or without subsequent reconnection responsive to abnormal temperature using a semiconductor device to sense the temperature
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K2017/0806—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage against excessive temperature

Definitions

  • the invention relates to an arrangement and a method for measuring a temperature, in particular for high-performance semiconductors.
  • Overload protection devices for power semiconductors are known in various variants. Protection essentially focuses on monitoring the junction temperature (on-chip temperature measurement), as disclosed in DE 41 22 653 C2, or monitoring the load current of the power semiconductor, as is known from DE 43 20 021 AI.
  • the invention has for its object to measure the outside temperature of a component, in particular a contactless switch, in a simple manner.
  • the invention is based on the combination of residual voltage monitoring and temperature monitoring protecting the active zone J to be controlled or the active zone J of the switch from being overloaded.
  • the arrangement for temperature measurement according to the invention and an advantageous compensation method further improve the overload protection.
  • the control circuit is dimensioned so that to limit the maximum load current flowing in the switch, the thermal resistances are taken into account, which determine the heat flow between and / or the active zones J inside the switch body, which are particularly affected by power loss and a temperature sensor hinder the outside of the switch body. This ensures that the maximum permissible temperature at the active zone J of the switch to be controlled cannot be exceeded.
  • the invention can preferably be used for switches which have power loss, particularly preferably for MOSFET switches.
  • the dimensions of such switches can be used in a wider power range than is customary.
  • the dimensioning is no longer a 'worst case' estimate.
  • the maximum load current in the switch is reliably limited. It is therefore possible to operate the switch in continuous operation close to the maximum temperature without short, non-recognizable or only delayed temperature peaks being able to destroy an active zone J to be controlled in the switch body.
  • Another advantage is that the dimensioning of the switch control circuit makes it possible not to measure the temperature of the switch near the barrier layer, but expediently near the housing, which simplifies the measuring arrangement.
  • a bipolar transistor or a diode is used for temperature measurement.
  • one of the electrical contacts of the temperature sensor is to be arranged both electrically and thermally at least indirectly on the switch and / or on the switch housing.
  • Transistors or diodes are particularly suitable, expediently with essentially flat contacts which enable particularly good thermal coupling to the switch.
  • a very particularly preferred arrangement is the direct connection of the collector connection of a preferably used bipolar transistor to the drain of a preferably used MOSFET switch.
  • the temperature measuring point can e.g. be formed by a conductor track, a barrier layer, a housing or the like.
  • One or more switches to be monitored can be monitored. This advantageous type of temperature measurement is suitable for various components and is not restricted to use in semiconductor switches.
  • a particularly advantageous further development of the invention consists in compensating for the temperature dependence of the switching threshold of the switch control circuit.
  • the temperature can be measured close to or away from the barrier layer.
  • the method according to the invention can therefore advantageously be used not only in the preferred arrangement, but also in switches, in particular semiconductor switches, in which the junction temperature itself is at least indirectly monitored.
  • Fig. 1 shows an arrangement for overload protection with residual voltage
  • FIG. 2 a switch with an active zone and load current
  • FIG. 3 the cross section through an arrangement with local temperatures and thermal resistances
  • FIG. 4 the cross section through an arrangement according to the invention with temperature sensor and associated thermal resistances
  • FIG. 5 a preferred circuit arrangement
  • 6 shows a preferred circuit arrangement
  • 7 shows a preferred circuit arrangement
  • FIG. 8 shows a top view and the cross section through an arrangement according to the invention
  • FIG. 9 shows the dependence of the base-emitter voltage of a transistor on the temperature
  • FIG. 10 shows the dependence of the on-resistance of a transistor on the temperature
  • FIG. 11 shows a preferred circuit arrangement for compensating the Switching threshold of
  • Control circuit of a switch Fig. 12 shows a preferred circuit arrangement for compensating the switching threshold of the
  • Control circuit of a switch Fig. 13 is a circuit of a preferred circuit arrangement for compensating the switching threshold of the control circuit of a switch.
  • the invention is not limited to this simple arrangement, but is rather suitable for switches which have a residual voltage during operation and thus have a power loss.
  • the switch preferably has a load circuit and a control circuit with electrical inputs and / or outputs on the load circuit side and control side.
  • a switch Ml is switched off at least indirectly, preferably via logic L and a gate driver G, when a threshold voltage U R in the control circuit and / or when a limit temperature T max of the switch Ml is exceeded.
  • the switch M1 is preferably formed from a power MOSFET.
  • the temperature T is detected by a sensor T.
  • a comparator in the control circuit compares the residual voltage at the switch, in particular the current voltage drop U DS at the MOSFET Ml on the load circuit side, with a comparator threshold U R.
  • FIG. 2 schematically shows a switch M1 with an active zone J arranged in the switch body.
  • the temperature of the active zone J is Ti.
  • a load current I D flows through the active zone J. Any connections on the load circuit or control side are not shown.
  • the voltage drop U DS at the switch Ml is proportional to the drain current I D and the on-resistance R DS . O ⁇ » which is a component-typical size of the switch Ml.
  • the on-resistance K-Ds.on is not accessible for the measurement, but only the residual voltage U DS at the switch. It applies
  • the dependence of the residual voltage U DS can be used to measure the load current, in particular the drain current I D , at the on-resistance R D s. on and thus can be used for a relatively precise overcurrent shutdown. It is advantageous to limit the load current I D.
  • the protection of any connected consumers on the load side can also be guaranteed in this way.
  • the comparator threshold U R for the residual voltage monitoring can be changed by the inventive dimensioning of the control circuit of the switch Ml in such a way that the switch Ml can allow significantly higher currents than when using conventional, commercially available control circuits for switches which are operated with a conventional residual voltage monitoring.
  • the maximum load current preferably the drain current I D in a MOSFET switch Ml
  • the maximum dissipatable power loss Pv , max is preferably determined by the maximum dissipatable power loss Pv , max .
  • the variables to be taken into account in principle are outlined in FIG. 3.
  • a switch arrangement 1 with a switch M1 in a housing 2 and a cooling vane 3 is arranged on a cooling body 4.
  • the cooling body 4 can be formed by a metallic cooling body or a circuit board or the like.
  • the temperature of the controllable, active zone J of the switch Ml, in particular the barrier layer of the MOSFET switch, is Tj
  • the temperature of the rear of the housing 2 is Tc
  • the ambient temperature of the cooling body is T A.
  • R th c denotes the thermal resistance between the active zone J of the switch Ml, in particular the barrier layer of the MOSFET, to the rear of the housing 2, which is formed by the cooling vane 3.
  • the cooling vane 3 can be formed by a component connection of the switch M1, in particular the drain connection of the MOSFET switch.
  • R ⁇ CA denotes the thermal resistance, which determines the transport of the heat from the rear of the housing 2 and / or the cooling vane 3 through a possible cooling body 4 to the surroundings of the switch device.
  • the total thermal resistance R tr ⁇ , j A from the active zone J of the switch Ml to the environment is the sum of the two individual thermal resistances. For the maximum permissible power loss Pv. max results
  • This equation is a worst-case estimate for the worst-case scenario with the maximum permissible temperature of the active zone J, T J max , the maximum ambient temperature T A , max to be expected under the most unfavorable ambient and / or operating conditions of the switch Ml and the safely attainable maximum thermal resistance Rth, jA, max between active zone J and the surroundings of the complete switch device.
  • the switch-off current is temperature-dependent and results as
  • the switch-off current I ⁇ max can vary by a factor of 2 to 3 over the entire temperature range.
  • the heating of the switch guarantees a switch-off before the maximum permissible power loss P v, ma ⁇ is reached, but the large current variation prevents any use as an electronic fuse.
  • FIG. 4 shows the arrangement according to the invention from FIG. 3 with a temperature sensor 5, which measures the temperature T M at a temperature measuring point of the circuit arrangement 1.
  • the temperature measuring point is preferably selected close to the housing.
  • An electrical conductivity surface of the switch preferably a conductor track or a drain connection, can also be selected as a suitable temperature measuring point.
  • a temperature measuring point which has a sufficiently good thermal coupling to the active zone J of the switch is expedient, in particular electrical leads to the switch body.
  • the temperature T at the temperature measuring point differs from the housing temperature Tc due to the division of the heat flow by R t h, c M. the thermal resistance between housing 2 and temperature measuring point and R th , MA . the thermal resistance between the measuring point and the environment. Since the thermal resistance R ⁇ CM between the housing and the temperature measuring point is small, particularly when the temperature measuring point is arranged on an electrical conductivity surface of the switch, the measuring temperature T M differs only slightly from the housing temperature Tc.
  • an equivalent thermal resistance R t h, j M is introduced, which relates the temperature difference between the active zone J of the switch, in particular the barrier layer, and the temperature measuring point to the total heat flow and the consideration of the difficult to access individual thermal resistances R t h, c M and R t h, MA replaced. It applies
  • RthjM is dependent on the heat dissipation to the environment, but the dependence is less than with the real thermal resistance in and on the switch component. The better the heat dissipation, the higher the equivalent thermal resistance. More precise statements allow simulation calculations, estimates or measurements. In particular, the equivalent thermal resistance R t h, jM is not dependent on the ambient temperature T A of the switch.
  • the maximum ambient temperature T A , max which is difficult to determine in advance, is due to an easily measurable temperature TM. m ax and the difficult to access thermal resistance R th , JA, m ax is replaced by the estimable equivalent thermal resistance R th, j M , max .
  • a comparator threshold U R is set to Uos.max.
  • the advantages of dimensioning the switch control circuit are, on the one hand, that the maximum temperature during operation of the switch is no longer a pure estimate, but can be measured. It does not matter whether the temperature measurement is in direct contact with an active zone J, in particular a barrier layer, in the
  • the advantages of the invention are particularly evident in the case of construction techniques with low heat dissipation into the environment, as frequently occurs when power semiconductors are installed in control units.
  • the equivalent thermal resistance R th , jM is not as strong as the thermal resistance between active zone J and environment R th A depends on the environmental conditions of the structure of the switch.
  • the manufacturing tolerances in the manufacture of a switch are relatively small and R th , j M can therefore also be estimated with sufficient accuracy for a plurality of switches.
  • the dimensioning advantageously allows high currents to be permitted in the switch at least for a short time. This enables a significantly better utilization of the switch.
  • the static thermal resistances are used as the dimensioning criterion for the control circuit. For this reason, the switch can tolerate high inrush current peaks.
  • the power loss occurring in the active zone J can be absorbed by the heat capacities surrounding the active zone J until T M , ma is reached at the measuring point. It is advantageous to briefly hide the overcurrent switch-off, preferably during the switch-on process.
  • the increased load current can only heat the switch until the maximum permitted temperature T M , max is reached and / or until the maximum permitted power loss Pv, max is not exceeded.
  • the temperature signal T is used to vary the switching threshold U R of the residual voltage monitoring in the control circuit.
  • the temperature dependence of the on-resistance R DS . O ⁇ of the switch Ml caused variation of the shutdown current I D can be compensated.
  • all sensors normally used for this purpose can be used as temperature sensors.
  • the use of transistors or diodes is particularly expedient.
  • Such a circuit arrangement is shown in FIG. 5.
  • the temperature sensor in particular a small-signal bipolar transistor
  • one of the electrical connections which has a very good heat transfer to the semiconductor body of the temperature sensor, is also used for thermal coupling of the "temperature sensor to the measuring point.
  • FIG. 6 shows both a power MOSFET, which is used as a switch Ml, and a conventional small-signal bipolar transistor Ql as a temperature sensor. Both transistors Ml, Ql have an electrical connection with good thermal coupling to the respective semiconductor body.
  • the drain connection is preferably selected for the power MOSFET Ml, and the collector connection is preferably selected for the bipolar transistor Ql.
  • the drain connection of the MOSFET Ml is preferably connected to the collector of the bipolar transistor Ql.
  • the base of transistor Ql is kept at a reference potential U 0 .
  • a predetermined collector current is set via a bias device B known per se, preferably a resistor or a current source.
  • the base-emitter voltage Ü BE of the transistor Ql serves as a measure of the temperature T M - it is advantageous that the base-emitter voltage Ü BE can not only be used to monitor the maximum permissible switch temperature, but also expediently to influence the switch-off threshold U. R of the control circuit of the residual voltage monitoring. An otherwise occurring temperature dependency of the maximum permissible load current Io. max is thereby avoided, so that the same maximum load current Io at each permissible switch temperature TM, max. max in switch Ml is permissible.
  • FIG. 7 shows a further circuit arrangement according to the invention with good heat coupling between the temperature sensor Ql and switch Ml.
  • the collector of transistor Ql connected to the drain of the semiconductor switch MOSFET Ml, but also the base of Ql to the source of Ml.
  • This type of arrangement of the temperature sensor transistor Q1 on the switch M1 is particularly advantageous if the transistor Q1 is not available as a discrete component but as a parasitic structure on or in the semiconductor body of the switch M1.
  • the switch Ml and the temperature sensor 5, in particular a bipolar transistor Ql are designed as components for surface mounting.
  • the switch Ml in the housing 2 is arranged with the cooling lug 3, which in particular represents the drain connection of the switch Ml, at least indirectly on a cooling body 4, which is preferably formed by a circuit board.
  • the collector terminal 5.1 of the bipolar transistor Ql is arranged near the cooling vane 3 of the switch M1 on the contact surface 6, preferably soldered on.
  • Threshold voltage U R of the control circuit taking into account the temperature dependence of the residual resistance R DS . Change O ⁇ of the switch Ml so that the switch at different operating temperatures for a given, constant load current Io. ma is switched off.
  • this value is Io. max also the maximum permissible continuous load current of the switch Ml.
  • TM 125 ° C
  • This load current may flow in the switch Ml for a short time, in particular up to several seconds, without the switch being damaged.
  • the switch Ml heats up and the overtemperature monitoring switches off when the maximum permitted switch temperature is reached. In addition to the basic gain in safety, especially in the static case, in the example described this means a better use of the switch Ml by a factor of 2.5.
  • Another, particularly expedient method for overload protection of switches can preferably be used in MOSFET switches.
  • the precise measurement of the load current l ⁇ m a requires the inclusion of the temperature dependence of the on-resistance RD S. O ⁇ CTJ) of the switch, where applies This value can change by a factor of 2-3 over the entire temperature range in which the system is used. Due to the heating of the semiconductor, the shutdown is guaranteed in the event of an impermissible power loss, but its use as an electronic fuse fails due to the large variation in the load current Io, max -
  • the switching threshold U R is preferably changed by a signal obtained from the forward voltage U BE of a temperature sensor Q 1, preferably a bipolar transistor or a diode, which is thermally closely coupled to the semiconductor switch M 1. It acts on the threshold value U R by superimposing the temperature measurement signal, so that the switch by changing the threshold voltage U R regardless of the operating temperature at one constant value of the maximum load current Io, max is switched off. If the threshold voltage U R remains unchanged, the switch is switched off too early when the switch-on resistance Ros, on (Tj) increases as the temperature rises and the load current I D is too low.
  • T 0 is a reference temperature. 9 illustrates the quality of this approximation on the basis of the comparison between typical measured values of the base-emitter voltage U BE (T) of a bipolar transistor as a function of the temperature and a straight line of compensation.
  • U BE (T) decreases with increasing temperature.
  • the switch Ml is controlled via a logic L known per se and a gate driver G, which can also contain a charge pump.
  • the bipolar transistor Q1 serves as a temperature sensor.
  • the temperature sensor can be arranged close to the barrier layer or away from the barrier layer, at least indirectly, on the switch, on the housing, on any cooling element or any other suitable measuring point of the switch arrangement.
  • the operating point of the transistor Q1 is set via a known bias circuit B, preferably a constant current source, and the bias bias source 11 with U 0 . Instead of the voltage source 11, a variable voltage can also be applied.
  • One variant is to connect the base B of the transistor Ql to the source electrode S of Ml instead of the bias voltage U 0 .
  • This variant is not shown in the figure.
  • the residual voltage at the switch M1 is tapped via a voltage meter 7 known per se, the base-emitter voltage U BE via a voltage meter 8 known per se and each evaluated with a constant factor k, kg.
  • 7 and 8 are direct connections or level shifters.
  • the adder 12 is formed by a resistor on which two currents are superimposed.
  • a known comparator 9 compares the output signal with a reference voltage 10 with the value U R. When U R is exceeded, the circuit breaker Ml is switched off via the logic L.
  • the output signal from FIGS. 7 and 8 is a voltage.
  • the output voltage of 8 is the base emitter voltage of Q1 with a factor of k 8
  • the residual voltage U D s of Ml is weighted with a factor k 7 , and it applies
  • a parameter, particularly preferably k 7 is preferably selected so that the dimensioning of the circuitry of the protective arrangement can be carried out with values that are meaningful for the design. The other parameter results accordingly.
  • the reference voltage source 10 is on
  • FIG. 8 An example of the wiring of a circuit arrangement according to the invention is shown in FIG. 13.
  • Logic and gate driver U2 are implemented with a conventional module (eg LM9061 from National Semiconductor), which already contains a conventional residual voltage monitor.
  • the voltage at input THRE is set with R4. If the voltage at SENSE falls below this value, the circuit breaker Ml is switched off.
  • the transistor Q3 which is operated with R2 and U1A as the current source, is used for temperature measurement.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Anordnung und ein Verfahren zum Messen der Temperatur eines Bauelements, insbesondere eines kontaktlosen Schalters, wobei als Temperatursensor ein Transistor oder eine Diode verwendet wird.

Description

Anordnung und Verfahren zum Messen einer Temperatur
Beschreibung
Die Erfindung betrifft eine Anordnung und ein Verfahren zum Messen einer Temperatur, insbesondere für Hochleistungshalbleiter.
Es ist bekannt, elektrische Verbraucher mit hoher Leistung durch Elemente wie mechanische Relais zu schalten. Diese sind jedoch nur bedingt zuverlässig und besonders gegenüber mechanischen Belastungen empfindlich. In zunehmendem Maße werden integrierte Halbleiterschalter zum Schalten von elektrischen Verbrauchern mit hoher Leistung eingesetzt, da diese Halbleiterschalter eine höhere Zuverlässigkeit und eine geringe Empfindlichkeit gegenüber mechanischen Erschütterungen aufweisen. Der Nachteil liegt jedoch darin, daß diese Bauelemente ihrer p/n-Sperrschichten wegen gegenüber elektrischer und/oder thermischer Überlastung erheblich empfindlicher sind als mechanische Relais.
Dauerhafter Betrieb bei hohen Temperaturen nahe der maximal zulässigen Sperrschichttemperatur beschleunigt die Degradation des Halbleiter-Bauelements, zudem ist die Empfindlichkeit gegenüber anderen Überlastbedingungen erhöht. Überstrom gefährdet das Halbleiter-Bauelement auf zwei Arten. Einerseits kann es durch Überschreiten der zulässigen Stromdichten zur Schädigung der Metallisierung und/oder des Bondsystems kommen. Andererseits besteht die Gefahr, daß der Überstrom zu einer extrem stark ansteigenden Verlustleistung und damit das Überschreiten der maximalen Sperrschichttemperatur zum Bauelementausfall führt.
Überlastschutzeinrichtungen für Leistungshalbleiter sind in verschiedenen Varianten bekannt. Der Schutz konzentriert sich im wesentlichen auf die Überwachung der Sperrschichttemperatur (on-Chip-Temperaturmessung), wie in DE 41 22 653 C2 offenbart oder die Überwachung des Laststroms des Leistungshalbleiters, wie aus DE 43 20 021 AI bekannt ist.
Bei monolithisch integrierten Leistungshalbleiterschaltern, sogen. Smart-Power-Schaltkreisen, findet häufig eine Temperaturüberwachung mit einem Sensor Verwendung, der in thermischem Kontakt zu der den Hauptstrom schaltenden Halbleitersperrschicht steht. In der Patentschrift DE 41 22 653 C2 ist offenbart, einige der Schaltzellen der Schalteinrichtung besonders schwach zu dimensionieren und dort deren Sperrschichttemperatur direkt zu messen, so daß an diesen künstlich erzeugten Schwachstellen die höchste Bauelementtemperatur gemesssen wird. Bei Überschreiten einer maximalen lokalen Bauelementtemperatur wird der Schalter abgeschaltet, ohne daß die anderen Schaltzellen des Schalters thermisch überlastet werden. Diese Anordnung stellt jedoch erhebliche Anforderungen an die Technologie dar und erfordert z.B. zusätzliche Kontaktanschlüsse für den Temperatursensor. Die Alternative, die Bauelementtemperatur sperrschichtfern, z.B. am Gehäuse, zu bestimmen, führt wegen der großen räumlichen Distanz zu etwaigen thermisch belasteten Sperrschichten zu nicht tolerierbaren Zeitverzögerungen bei einem plötzlichen Temperaturanstieg und damit letzlich zur Zerstörung der Sperrschicht.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Außentemperatur eines Bauelements, insbesondere eines kontaktlosen Schalters, auf einfache Weise zu messen.
Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst. Weiterführende und vorteilhafte Ausgestaltungen sind den weiteren Ansprüchen und der Beschreibung zu entnehmen. Durch die Erfindung ist es möglich, die Bauelementttemperatur mit weniger Aufwand zu ermitteln und zu überwachen.
Die Erfindung geht davon aus, bei einem Schalter, welcher Last- und Steuerkreis aufweist, durch die Kombination von Restspannungsüberwachung und Temperaturüberwachung die aktive, zu steuernde Zone J bzw. die aktiven, zu steuernden Zonen J des Schalters vor Überlastung zu schützen. Durch die erfindungsgemäße Anordnung zur Temperaturmessung und ein vorteilhaftes Kompensationsverfahren wird der Überlastschutz weiter verbessert.
Der Steuerkreis wird so dimensioniert, daß zur Begrenzung des maximalen, im Schalter fließenden Laststroms die thermischen Widerstände berücksichtigt werden, welche den Wärmeabfluß zwischen der und/oder den aktiven Zonen J im Innern des Schalterkörpers, die durch Verlustleistung besonders in Mitleidenschaft gezogen sind und einem Temperatursensor an der Außenwelt des Schalterkörpers behindern. Damit wird erreicht, daß die maximal zulässige Temperatur an der aktiven, zu steuernden Zone J des Schalters nicht überschritten werden kann.
Die Erfindung kann bevorzugt für Schalter eingesetzt werden, welche mit Verlustleistung behaftet sind, besonders bevorzugt für MOSFET-Schalter.
Vorteilhaft ist, daß durch die Dimensionierung derartige Schalter in einem weiteren Leistungsbereich ausgenutzt werden können als üblich. Im Gegensatz zum Stand der Technik ist die Dimensionierung nicht mehr' eine 'Worst-Case' -Abschätzung. Der maximale Laststrom im Schalter wird zuverlässig begrenzt. Daher ist es möglich, den Schalter im Dauerbetrieb nahe der Maximaltemperatur zu- betreiben, ohne daß kurze, nicht oder nur verzögert erkennbare Temperaturspitzen eine aktive, zu steuernde Zone J im Schalterkörper zerstören können. Es entfällt die Notwendigkeit einer schnellen Temperaturmessung zur Temperaturüberwachung, insbesondere von Temperaturspitzen an der aktiven Zone J, so daß zweckmäßigerweise preiswerte, einfache und auch langsamere Temperaturmeßverfahren eingesetzt werden können. Ein weiterer Vorteil liegt darin, daß es durch die Dimensionierung des Schalter-Steuerkreises möglich wird, die Temperatur des Schalters nicht sperrschichtnah, sondern zweckmäßigerweise gehäusenah zu messen, was die Meßanordnung vereinfacht. Erfindungsgemäß wird dabei zur Temperaturmessung ein Bipolar-Transistor oder eine Diode eingesetzt.
Erfindungsgemäß wird einer der elektrischen Kontakte des Temperatursensors sowohl elektrisch als auch thermisch zumindest mittelbar am Schalter und/oder am Schaltergehäuse anzuordnen. Besonders geeignet sind Transistoren oder Dioden, zweckmäßigerweise mit im wesentlichen flächigen Kontakten, die eine besonders gute thermische Ankopplung an den Schalter ermöglichen. Eine ganz besonders bevorzugte Anordnung ist die direkte Verbindung des Kollektoranschlusses eines vorzugsweise verwendeten Bipolar-Transistors mit dem Drain eines vorzugsweise verwendeten MOSFET-Schalters. Zusammen mit der erfindungsgemäßen Dimensionierung des Schalter-Steuerkreises stellt diese einfache und billige Temperaturmeßanordnung eine weitere Vereinfachung und Verbesserung der Überlastüberwachun Όg dar.
Der Temperaturmeßpunkt kann z.B. durch eine Leiterbahn, eine Sperrschicht, ein Gehäuse oder dergl. eines oder mehrerer zu überwachender Schalter gebildet sein. Diese vorteilhafte Art der Temperaturmessung ist für verschiedene Bauelemente geeignet und nicht auf die Anwendung bei Halbleiterschaltern beschränkt.
Eine besonders vorteilhafte Weiterentwicklung der Erfindung besteht darin, die Temperaturabhängigkeit der Schaltschwelle des Schalter-Steuerkreises zu kompensieren. Die Temperatur kann dabei sperrschichtnah oder sperrschichtfern gemessen werden. Das erfindungsgemäße Verfahren kann daher vorteilhaft nicht nur bei der bevorzugten Anordnung, sondern auch bei Schaltern, insbesondere Halbleiterschaltern, eingesetzt werden, bei denen zumindest mittelbar die Sperrschichttemperatur selbst überwacht wird.
Im folgenden sind die Merkmale, soweit sie für die Erfindung wesentlich sind, eingehend erläutert und anhand von Figuren näher beschrieben. Es zeigen
Fig. 1 eine Anordnung zum Überlastschutz mit Restspannungs- und
Temperaturüberwachung, Fig. 2 einen Schalter mit aktiver Zone und Laststrom, Fig. 3 den Querschnitt durch eine Anordnung mit lokalen Temperaturen und Wärmewiderständen, Fig. 4 den Querschnitt durch eine erfindungs gemäße Anordnung mit Temperatursensor und zugehörigen Wärmewiderständen, Fig. 5 eine bevorzugte Schaltungsanordnung, Fig. 6 eine bevorzugte Schaltungsanordnung, Fig. 7 eine bevorzugte Schaltungsanordnung,
Fig. 8 eine Aufsicht und den Querschnitt durch eine erfindungsgemäße Anordnung, Fig. 9 die Abhängigkeit der Basis-Emitterspannung eines Transistors von der Temperatur, Fig. 10 die Abhängigkeit des Einschaltwiderstands eines Transistors von der Temperatur, Fig. 11 eine bevorzugte Schaltungsanordnung zur Kompensation der Schaltschwelle des
Steuerkreises eines Schalters, Fig. 12 eine bevorzugte Schaltungsanordnung zur Kompensation der Schaltschwelle des
Steuerkreises eines Schalters, Fig. 13 eine Beschaltung einer bevorzugte Schaltungsanordnung zur Kompensation der Schaltschwelle des Steuerkreises eines Schalters.
Eine Anordnung zum Überlastschutz ist modellhaft am Beispiel einer Anordnung mit einem MOSFET-Schalter in Fig. 1 dargestellt. Die Erfindung ist nicht auf diese einfache Anordnung beschränkt, sie eignet sich vielmehr für Schalter, welche im Betrieb eine Restspannung und somit eine Verlustleistung aufweisen. Bevorzugt weist der Schalter einen Lastkreis und einen Steuerkreis mit lastkreisseitigen und steuerseitigen elektrischen Eingängen und/oder Ausgängen auf. Ein Schalter Ml wird bei Überschreiten einer Schwellspannung UR im Steuerkreis und/oder bei Überschreiten einer Grenztemperatur Tmax des Schalters Ml zumindest mittelbar vorzugsweise über eine Logik L und einen Gatetreiber G abgeschaltet. Bevorzugt ist der Schalter Ml aus einem Leistungs-MOSFET gebildet. Die Temperatur T wird mit einem Sensor T erfaßt. Ein Komparator im Steuerkreis vergleicht die Restspannung am Schalter, insbesondere den lastkreisseitigen aktuellen Spannungsabfall UDS am MOSFET Ml, mit einer Komparatorschwelle UR.
In Fig. 2 ist schematisch ein Schalter Ml mit einer im Schalterköφer angeordneten aktiven Zone J abgebildet. Die Temperatur der aktiven Zone J ist Ti. Ein Laststrom ID fließt durch die aktive Zone J. Etwaige lastkreisseitige oder steuerseitige Anschlüsse sind nicht dargestellt.
Unterhalb der Sättigungsspannung des Schalters Ml ist der Spannungsabfall UDS am Schalter Ml proportional zum- Drainstrom ID und dem Einschaltwiderstand RDS.OΠ» welcher eine bauelementtypische Größe des Schalters Ml ist. Im allgemeinen ist der Einschaltwiderstand K-Ds.on der Messung nicht zugänglich, sondern nur die Restspannung UDS am Schalter. Es gilt
Die Abhängigkeit der Restspannung UDS kann zur Messung des Laststromes, insbesondere des Drainstromes ID, am Einschaltwiderstand RDs.on und damit zu einer relativ genauen Überstromabschaltung genutzt werden. Vorteilhaft ist, den Laststrom ID zu begrenzen. Die Abschaltung erfolgt schon bei vergleichsweise geringen Spannungen, so daß die Verlustleistung Pv=UDS-ID am Schalter Ml gering bleibt. Auch der Schutz eines etwaigen angeschlossenen Verbrauchers auf der Lastseite kann auf diese Art und Weise gewährleistet werden. Die Komparatorschwelle UR für die Restspannungsüberwachung kann durch die erfindungsgemäße Dimensionierung des Steuerkreises des Schalters Ml dergestalt verändert werden, daß der Schalter Ml wesentlich höhere Ströme zulassen kann als beim Einsatz üblicher, im Handel erhältlicher Steuerkreise für Schalter, welche mit einer konventionellen Restspannungsüberwachung betrieben werden.
Der maximale Laststrom, vorzugsweise der Drainstrom ID bei einem MOSFET-Schalter Ml, wird bevorzugt durch die maximal abführbare Verlustleistung Pv,max bestimmt. Die prinzipiell zu berücksichtigenden Größen sind in Fig. 3 skizziert. Eine Schalteranordnung 1 mit einem Schalter Ml in einem Gehäuse 2 und einer Kühlfahne 3 ist auf einem Kühlköφer 4 angeordnet. Der Kühlköφer 4 kann durch einen metallischen Kühlköφer oder eine Platine oder dergl. gebildet sein. Die Temperatur der steuerbaren, aktiven, zu schützenden Zone J des Schalters Ml, insbesondere der Sperrschicht des MOSFET-Schalters, ist Tj, die Temperatur der Rückseite des Gehäuses 2 ist Tc, die Umgebungstemperatur des Kühlköφers ist TA. Rth c bezeichnet der Wärmewiderstand zwischen der aktiven Zone J des Schalters Ml, insbesondere der Sperrschicht des MOSFET, zur Rückseite des Gehäuses 2, welche durch die Kühlfahne 3 gebildet wird. Die Kühlfahne 3 kann durch einen Bauelementanschluß des Schalters Ml, insbesondere den Drainanschluß des MOSFET-Schalters, gebildet sein. R^CA bezeichnet den Wärmewiderstand, welcher den Transport der Wärme von der Rückseite des Gehäuses 2 und/oder der Kühlfahne 3 durch einen etwaigen Kühlköφer 4 hindurch zur Umgebung der Schaltereinrichtung bestimmt. Der thermische Gesamtwiderstand Rtrι,jA von der aktiven Zone J des Schalters Ml zur Umgebung ergibt sich als Summe der beiden einzelnen Wärmewiderstände. Für die maximal zulässige Verlustleistung Pv.max ergibt sich
Pv,maχ— ( T J,maχ-TA,max)/Rth,JA,max — I D.max "RöS.t
Diese Gleichung ist eine 'Worst-Case' -Abschätzung für den schlimmsten eintretenden Fall mit der maximal zulässigen Temperatur der aktiven Zone J, TJ max, der unter ungünstigsten Umgebungs- und/oder Betriebsbedingungen des Schalters Ml zu erwartenden maximalen Umgebungstemperatur TA,max und dem sicher erreichbaren maximalen Wärmewiderstand Rth,jA,max zwischen aktiver Zone J und Umgebung der kompletten Schaltereinrichtung.
Der Wert des Einschaltwiderstands R DS.OΠ des Schalters Ml ist Streuungen unterworfen und hängt insbesondere von der Temperatur des Schalters Ml ab. Für die Begrenzung der Verlustleistung Pv muß vom statischen Fall ausgegangen werden, wenn sich der Schalter Ml bereits auf die maximale Temperatur aufgeheizt hat. Nach dem Stand der Technik wird hier mit dem maximalen Einschaltwiderstand RDs,on,ma gerechnet, wobei sich für die Restspannung UDs,ma , bei welcher der Schalter Ml schließlich durch den Steuerkreis abgeschaltet wird, dann in der 'Worst-Case' -Abschätzung zur Dimensionierung des Steuerkreises ergibt UDS.max= »((Tjιmaχ-TA,max)-RDS,on,maχ Rth,JA,max)
Der Abschaltstrom ist temperaturabhängig und ergibt sich als
lD,max = UDS,maχ/RDS,on(Tj)
Die nur schwer zu fällenden Aussagen über maximal erreichbare Betriebstemperaturen des Schalters Ml im Betrieb und das Problem, einen bestimmten Wärmewiderstand sicherstellen zu müssen, führen bei den bekannten Anordnungen entweder zur Überdimensionierung der Kühlung des Schalters Ml, was zu erhöhtem Platzbedarf der gesamten Anordnung führt, und/oder aber zu einer geringen Ausnutzung des Schalters M 1. Weiterhin kann der Abschaltstrom I^max über den gesamten Temperaturbereich um den Faktor 2 bis 3 variieren. Durch die Erwärmung des Schalters ist zwar eine Abschaltung vor Erreichen der maximal zulässigen Verlustleistung Pv,maχ garantiert, einer etwaigen Anwendung als elektronische Sicherung steht jedoch die große Stromvariation entgegen.
Fig. 4 zeigt die erfindungsgemäße Anordnung aus Fig. 3 mit einem Temperatursensor 5, welcher die Temperatur TM an einem Temperaturmeßpunkt der Schaltungsanordnung 1 mißt. Vorzugsweise wird der Temperaturmeßpunkt gehäusenah gewählt. Ebenfalls geeignet kann als Temperaturmeßpunkt eine elektrische Leitfähigkeitsfläche des Schalters, vorzugsweise eine Leiterbahn oder ein Drainanschluß, gewählt werden. Zweckmäßig ist ein Temperaturmeßpunkt, der eine hinreichend gute thermische Ankopplung an die aktive Zone J des Schalters aufweist, insbesondere elektrische Zuführungen zum Schalterköφer.
Vereinfacht lassen sich bei diesem Aufbau vier Wärmewiderstände unterscheiden. Die Temperatur T am Temperaturmeßpunkt unterscheidet sich von der Gehäusetemperatur Tc aufgrund der Aufteilung des Wärmeflusses durch Rth,cM. dem Wärmewiderstand zwischen Gehäuse 2 und Temperaturmeßpunkt und Rth,MA. dem Wärmewiderstand zwischen Meßpunkt und Umgebung. Da der Wärmewiderstand R^CM zwischen Gehäuse und Temperaturmeßpunkt klein ist, insbesondere bei Anordnung des Temperaturmeßpunktes auf einer elektrischen Leitfähigkeitsfläche des Schalters, unterscheidet sich die Meßtemperatur TM nur geringfügig von der Gehäusetemperatur Tc.
Zur weiteren Betrachtung wird ein äquivalenter Wärmewiderstand Rth,jM eingeführt, welcher den Temperaturunterschied zwischen aktiver Zone J des Schalters, insbesondere der Sperrschicht, und Temperaturmeßpunkt auf den Gesamtwärmefluß bezieht und die Betrachtung der schwer zugänglichen einzelnen Wärmewiderstände Rth,cM und Rth,MA ersetzt. Es gilt
RthjM ist zwar von der Wärmeabfuhr an die Umgebung abhängig, die Abhängigkeit ist jedoch geringer als bei den real auftretenden Wärmewiderständen im und am Schalter-Bauelement. Je besser die Wärmeabfuhr ist, desto höher fällt der äquivalente Wärmewiderstand aus. Genauere Aussagen lassen Simulationsrechnungen, Schätzungen oder Messungen zu. Insbesondere ist der äquivalente Wärmewiderstand Rth,jM jedoch nicht von der Umgebungstemperatur TA des Schalters abhängig.
Wird als maximal zulässige Umgebungstemperatur die maximal zulässige Temperatur TM,max am Temperaturmeßpunkt eingeführt und der maximale äquivalente Wärmewiderstandes Rt ,jM,max verwendet, ergibt sich eine neue Dimensionierungsvorschrift für den Steuerkreis des Schalters mit
UDS,maχ— ((Tj,raaχ-TM,max) - RDS,on,maχ/Rth, JM.max)
Die bei der Dimensionierung schwer im voraus zu bestimmende maximale Umgebungstemperatur TA,max ist durch eine leicht meßbare Temperatur TM.max und der schwer zugängliche Wärmewiderstand Rth,JA,max ist durch den abschätzbaren äquivalenten Wärmewiderstand Rth,jM,max ersetzt. Der Schalter wird abgeschaltet, sobald im Steuerkreis eine Spannung Ups detektiert wird, die größer als eine vorgegebene Schwellspannung UR=UDs,max ist und/oder sobald die maximal zulässige Bauelementtemperatur TM,max überschritten wird. In einer Anordnung wie in Fig. 1 wird eine Komparatorschwelle UR auf Uos.max eingestellt.
Die Vorteile der Dimensionierung des Schalter-Steuerkreises liegen zum einen darin, daß die Maximaltemperatur im Betrieb des Schalters keine reine Abschätzung mehr darstellt, sondern gemessen werden kann. Dabei kommt es nicht darauf an, ob die Temperaturmessung in unmittelbarem Kontakt zu einer aktiven Zone J, insbesondere einer Sperrschicht, im
Schalterköφer durchgeführt wird. Vielmehr besteht jetzt die vorteilhafte Möglichkeit, die
Temperatur am Äußeren des Schalters zu bestimmen, vorzugsweise am Gehäuse 2 oder an der Kühlfahne 3 des Schalters Ml, ohne daß die Gefahr einer Überhitzung der aktiven Zone J durch kurzzeitige Verlustleistungsspitzen oder lokale Temperaturunterschiede besteht. Besonders zweckmäßig ist die Anordnung eines Temperatursensors an einem elektrisch und thermisch gut an die aktive Zone J des Schalters gekoppelten Kontakt-Anschluß. Zwar müssen die
Unsicherheiten hinsichtlich der Wärmeabfuhr bei der Dimensionierung für den Dauerbetrieb noch berücksichtigt werden, haben jedoch keinen Einfluß auf die Funktion des Selbstschutzes des Schalters.
Die Vorteile der Erfindung zeigen sich ganz besonders bei Aufbautechniken mit geringer Wärmeabfuhr in die Umgebung, wie sie häufig beim Einbau von Leistungshalbleitern in Steuergeräte auftritt. Der äquivalente Wärmewiderstand Rth,jM ist nicht so stark wie der Wärmewiderstand zwischen aktiver Zone J und Umgebung Rth A von den Umgebungsbedingungen des Aufbaus des Schalters abhängig. Außerdem sind die fertigungstechnischen Toleranzen bei der Herstellung eines Schalters relativ gering und Rth,jM daher auch für eine Mehrzahl von Schaltern mit ausreichender Genauigkeit abschätzbar.
Die Dimensionierung erlaubt vorteilhafterweise, daß zumindest kurzzeitig hohe Ströme im Schalter zugelassen werden können. Dies ermöglicht eine deutlich bessere Ausnutzung des Schalters.
Die Gefahr einer Überhitzung des Schalters besteht nicht, da die Verlustleistung im Gegensatz zur rein thermischen Abschaltung nach dem Stand der Technik begrenzt bleibt. Erfindungsgemäß werden als Dimensionierungskriterium für den Steuerkreis die statischen Wärmewiderstände herangezogen. Aus diesem Grund kann der Schalter hohe Einschaltstromspitzen tolerieren. Die an der aktiven Zone J anfallende Verlustleistung kann durch die die aktive Zone J umgebenden Wärmekapazitäten aufgenommen werden, bis TM,ma am Meßpunkt erreicht ist. Vorteilhaft ist es, kurzzeitig die Überstromabschaltung des Schalters auszublenden, vorzugsweise während des Einschaltvorgangs. Der erhöhte Laststrom kann den Schalter nur solange erwärmen, bis die maximal erlaubte Temperatur TM,max erreicht ist und/oder solange die maximal erlaubte Verlustleistung Pv,max nicht überschritten ist.
Fig. 5 zeigt eine weitere vorteilhafte Gestaltung der Anordnung. Hier wird das Temperatursignal T zu einer Variation der Schaltschwelle UR der Restspannungsüberwachung im Steuerkreis herangezogen. Auf diese Weise kann die durch die Temperaturabhängigkeit des Einschaltwiderstandes RDS.OΠ des Schalters Ml hervorgerufene Variation des Abschaltstromes ID kompensiert werden.
Als Temperatursensoren sind prinzipiell alle üblicherweise zu diesem Zweck verwendeten Sensoren einsetzbar. Besonders zweckmäßig ist der Einsatz von Transistoren oder Dioden. Eine derartige Schaltungsanordnung ist in Fig. 5 dargestellt. Erfindungsgemäß wird beim Anbringen des Temperatursensors, insbesondere eines Kleinsignal-Bipolartransistors, an einen Temperaturmeßpunkt einer der elektrischen Anschlüsse, welcher montagetechnisch einen sehr guten Wärmeübergang zum Halbleiterköφer des Temperatursensors besitzt, gleichzeitig auch zur thermischen Kopplung des "Temperatursensors an den Meßpunkt verwendet. Besonders bevorzugt ist die Anordnung, einen derartigen Kontakt des Sensors mit einem elektrischen Kontakt des Schalters Ml zu verbinden, welcher ebenfalls einen guten Wärmeübergang zum Köφer, insbesondere Halbleiterköφer, des Schalters aufweist. In Fig. 6 ist sowohl ein Leistungs-MOSFET, der als Schalter Ml eingesetzt ist, als auch ein üblicher Kleinsignal-Bipolartransistor Ql als Temperatursensor dargestellt. Beide Transistoren Ml, Ql weisen einen elektrischen Anschluß mit guter thermischer Kopplung zum jeweiligen Halbleiterköφer auf. Beim Leistungs-MOSFET Ml ist vorzugsweise der Drainanschluß, beim Bipolartransistor Ql vorzugsweise der Kollektoranschluß dafür ausgewählt. Vorzugsweise ist der Drainanschluß des MOSFET Ml mit dem Kollektor des Bipolartransistors Ql verbunden.
Die Basis des Transistors Ql wird auf einem Referenzpotential U0 gehalten. Über eine an sich bekannte Biaseinrichtung B, vorzugsweise ein Widerstand oder eine Stromquelle, wird ein vorbestimmter Kollektorstrom eingestellt. Die Basis-Emitterspannung ÜBE des Transistors Ql dient als Maß für die Temperatur TM- Vorteilhaft ist, daß die Basis-Emitterspannung ÜBE nicht nur zur Überwachung der maximal zulässigen Schalter-Temperatur eingesetzt werden kann, sondern zweckmäßigerweise auch zur Beeinflussung der Abschaltschwelle UR des Steuerkreises der Restspannungsüberwachung. Eine andernfalls auftretende Temperaturabhängigkeit des maximal zulässigen Laststromes Io.max wird dadurch vermieden, so daß bei jeder zulässigen Schaltertemperatur TM,max derselbe maximale Lastrom Io.max im Schalter Ml zulässig ist.
In Fig. 7 ist eine weitere erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit guter Wärmeankopplung zwischen Temperatursensor Ql und Schalter Ml dargestellt. Dort ist nicht nur der Kollektor des Transistors Ql mit dem Drainanschluß des Halblei terschalter-MOSFETs Ml, sondern auch die Basis von Ql mit dem Source- Anschluß von Ml verbunden. Diese Art der Anordnung des Temperatursensor-Transistors Ql an den Schalter Ml ist ganz besonders vorteilhaft, wenn der Transistor Ql nicht als diskretes Bauteil, sondern als parasitäre Struktur auf oder in dem Halbleiterköφer des Schalters Ml verfügbar ist.
Fig. 8 zeigt eine Aufsicht und einen seitlichen Schnitt durch eine erfindungsgemäße Anordnung von Bauelementen einer Schutzanordnung, die sich besonders für den Einsatz in elektronischen Steuergeräten eignet. Der Schalter Ml und der Temperatursensor 5, insbesondere ein Bipolartransistor Ql, sind als Bauelemente für Oberflächenmontage ausgeführt. Der Schalter Ml im Gehäuse 2 ist mit der Kühlfahne 3, welche insbesondere den Drainanschluß des Schalters Ml darstellt, zumindest mittelbar auf einem Kühlköφer 4 angeordnet, welcher bevorzugt durch eine Platine gebildet wird. Zwischen Kühlköφer 4 und Kühlfahne 3 sind elektrische Kontaktflächen 6, z.B. eine oder mehrere Kupferleiterbahnen, angeordnet. Die Kontaktfläche 6, die mit dem Drainanschluß 3 des MOSFET-Schalters verbunden ist, dient als Wärmespreizer. Der Kollektoranschluß 5.1 des Bipolartransistors Ql ist nahe der Kühlfahne 3 des Schalters Ml auf der Kontaktfläche 6 angeordnet, vorzugsweise angelötet.
Ganz besonders vorteilhaft ist es, bevorzugt unter Verwendung des Temperatursensors Ql, die
Schwellspannung UR des Steuerkreises unter Berücksichtigung der Temperaturabhängigkeit des Restwiderstandes RDS.OΠ des Schalters Ml so zu verändern, daß der Schalter bei unterschiedlichen Betriebstemperaturen bei einem vorgegebenen, konstanten Laststrom Io.ma abgeschaltet wird.
In einem Dimensionierungsbeispiel sind die Vorteile der bevorzugten Anordnung dargestellt. Die Erfindung ist nicht auf die im Beispiel angegebenen Werte beschränkt.
Bei einem maximalen Einschaltwiderstand des Schalters Ml, insbesondere ein Leistungstransistor, von RDs,on,max=25 mΩ und einer maximal zulässigen Temperatur der aktiven Zone J, insbesondere einer Sperrschicht, von mit K/W und K/W und der maximal zu erwartenden Umgebungstemperatur von 80°C ergibt sich für eine Schutzanordnung ohne Temperaturüberwachung ein maximal zulässigen Laststrom von lD,max=12 A. Der Schalter wird bei Erreichen dieses Wertes zumindest mittelbar abgeschaltet. Besonders zu beachten ist, daß der maximal zulässige Laststrom ΪD,max nicht überschritten werden darf.
Wird die bevorzugte Anordnung mit Temperatur- und Restspannungskontrolle unter denselben Randbedingungen überwacht, ist dieser Wert Io.max ebenfalls der maximal erlaubte Dauer- Laststrom des Schalters Ml. Mit einer vorgegebenen oberen Schaltertemperatur von TM,maχ=125°C und einem äquivalenten Wärmewiderstand K/W ergibt sich jedoch ein weit höherer Wert für einen zulässigen Spitzenstrom von lD,max=32 A. Dieser Laststrom darf kurzzeitig, insbesondere bis zu mehreren Sekunden, im Schalter Ml fließen, ohne daß der Schalter geschädigt wird. Dabei erwärmt sich der Schalter Ml, und die Übertemperaturüberwachung schaltet bei Erreichen der maximal erlaubten Schaltertemperatur ab. Über den prinzipiellen Gewinn an Sicherheit hinaus, insbesondere im statischen Fall, bedeutet dies im beschriebenen Beispiel eine um den Faktor 2,5 bessere Ausnutzung des Schalters Ml.
Ein weiteres, besonders zweckmäßiges Verfahren zum Überlastschutz von Schaltern kann vorzugsweise bei MOSFET-Schaltern verwendet werden. Die präzise Messung des Lastroms lαma erfordert die Einbeziehung der Temperaturabhängigkeit des Einschaltwiderstandes RDS.OΠCTJ) des Schalters, wobei gilt Über den gesamten Temperaturbereich, in dem das System eingesetzt wird, kann sich dieser Wert um einen Faktor 2- 3 ändern. Durch die Erwärmung des Halbleiters ist zwar die Abschaltung bei einer unzulässigen Verlustleitstung gewährleistet, jedoch scheitert der Einsatz als elektronische Sicherung an der großen Variation des Laststromes Io,max-
Vorzugsweise wird die Schaltschwelle UR durch ein aus der Durchlaßspannung ÜBE eines thermisch eng mit dem Halbleiterschalter Ml gekoppelten Temperatursensors Ql, vorzugsweise ein Bipolartransistor oder eine Diode, gewonnenes Signal verändert. Dabei wird auf den Schwellwert UR durch Überlagerung des Temperaturmeßsignals eingewirkt, so daß der Schalter durch Verändern der Schwellspannung UR unabhängig von der Betriebstemperatur bei einem konstanten Wert des maximalen Lastromes Io,max abgeschaltet wird. Bleibt die Schwellspannung UR unverändert, wird der Schalter bei mit ansteigender Temperatur steigendem Einschaltwiderstand Ros,on(Tj) zu früh bei einem zu niedrigen Laststrom ID abgeschaltet.
Die Basis-Emitter-Spannung ÜBE eines Bipolartransistors ist in erster, hinreichend guter Näherung linear von der Temperatur abhängig, wobei gilt UBE(T)=UBE(T0)-λ-(T-T0). T0 ist eine Referenztemperatur. Fig. 9 verdeutlicht die Qualität dieser Näherung anhand des Vergleichs zwischen typischen Meßwerten der Basis-Emitterspannung UBE(T) eines Bipolartransistors als Funktion der Temperatur und einer Ausgleichsgeraden. UBE(T) sinkt mit steigender Temperatur.
Auch der Temperaturgang des Einschaltwiderstandes eines MOSFETs läßt sich mit ausreichender Genauigkeit durch eine lineare Näherung beschreiben, wobei die Beziehung gilt RDs,on(T)=RDs,on(T0)-(l+ -(T-T0)). Fig. 10 zeigt die lineare Temperaturabhängigkeit anhand eines Vergleichs von Meßpunkten und Ausgleichsgerade. Der Einschaltwiderstand Ros.on(T) steigt mit steigender Temperatur. Ähnliche Annahmen können auch für andere Bauelemente in hinreichender Genauigkeit getroffen werden.
Da der Einschaltwiderstand Ros.on(T) und damit auch der lastkreisseitige Spannungsabfall Uos am Schalter Ml bei einem konstanten Laststrom ID mit der Temperatur ansteigt, wird erfindungsgemäß eine zur Temperaturmeßspannung proportionale Spannung im richtigen Verhältnis zur Drain-Source-Spannung hinzuaddiert, um eine konstante Abschaltschwelle UR ZU erhalten.
In Fig. 11 ist die prinzipielle erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Durchführung des bevorzugten Verfahrens dargestellt. Der Schalter Ml wird über eine an sich bekannte Logik L und einen Gatetreiber G, der auch eine Ladungspumpe enthalten kann, angesteuert. Der Bipolartransistor Ql dient erfindungsgemäß als Temperatursensor. Der Temperatursensor kann dabei sperrschichtnah oder sperrschichtfern zumindest mittelbar am Schalter, am Gehäuse, an einem etwaigen Kühlköφer oder einem anderen geeigneten Meßpunkt der Schalteranordnung angeordnet sein. Der Arbeitspunkt des Transistors Ql wird über eine an sich bekannte Biasschaltung B, vorzugsweise eine Konstantstromquelle, und die Biasvorspannungsquelle 11 mit U0 eingestellt. Statt der Spannungsquelle 11 kann auch eine veränderliche Spannung angelegt werden.
Eine Variante ist, die Basis B des Transistors Ql statt mit der Biasspannung U0 mit der Source- Elektrode S von Ml zu verbinden. Diese Variante ist nicht in der Figur dargestellt. Die Restspannung am Schalter Ml wird über einen an sich bekannten Spannungsmesser 7, die Basis- Emitter-Spannung UBE über einen an sich bekannten Spannungsmesser 8 abgegriffen und jeweils mit einem konstanten Faktor k , kg bewertet. Bei 7 und 8 handelt es sich im einfachsten Fall um direkte Verbindungen oder Pegelschieber. In einem Addierer 12 werden die Ausgangssignale von 7 und 8 aufsummiert. Der Addierer 12 wird im einfachsten Fall durch einen Widerstand gebildet, an dem zwei Ströme überlagert werden. Ein an sich bekanter Komparator 9 vergleicht das Ausgangssignal mit einer Referenzspannung 10 mit dem Wert UR. Bei Überschreiten von UR wird der Leistungsschalter Ml über die Logik L abgeschaltet.
In einem erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel ist das Ausgangssignal von 7 und 8 eine Spannung. Die Ausgangsspannung von 8 ist die mit einem Faktor k8 bewertete Basis- Emitterspannung von Ql mit
U8 = k8 [UBE(T0)-λ-(T-To)].
Die Restspannung UDs von Ml wird mit einem Faktor k7 gewichtet, und es gilt
U7 = k7 [ID RDs,on(T0)(λ+α(T-T0))].
Mit der für die Referenztemperatur gewünschten maximalen Restspannung UDs,ma =lD'RDs,on(T0) ergibt sich als Spannungswert Uι2 am Ausgang von 12 folgender Ausdruck
U,2 = k7 -υOS,max+ k8-UBE(T0)+ k7-UDS,max-α-(T-To)-k8-λ-(T-T0).
Dieser Ausdruck wird dann temperaturunabhängig, wenn gilt
(k7/ k8 ) = λ/ (UDS,maχ-α).
Im einfachsten Fall kann k7 oder k8 frei gewählt werden, z.B. k7=l. Bevorzugt wird ein Parameter, besonders bevorzugt k7, so gewählt, daß die Dimensionierung der Beschaltung der Schutzanordnung mit für die Auslegung sinnvollen Werten erfolgen kann. Der andere Parameter ergibt sich entsprechend.
Die Referenzspannungsquelle 10 wird auf
UR = k8-(λ/α+ UBE(T0))
eingestellt.
Dasselbe Ergebnis läßt sich erzielen, wenn das Temperatursignal mit der Referenzspannung UR für die Abschaltschwelle addiert wird. In Fig. 12 ist dieses erfindungsgemäße Ausführungsbeispiel dargestellt. Der Ausgang von 8 wird von der Spannung der Spannungsquelle 10 subtrahiert. Das Ergebnis ist das gleiche wie oben beschrieben. In Fig. 13 ist ein Beispiel zur Beschaltung einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dargestellt. Logik und Gatetreiber U2 werden mit einem üblichen Baustein (z.B. LM9061 der Firma National Semiconductor) realisiert, welcher bereits eine übliche Restspannungsüberwachung enthält. Mit R4 wird die Spannung am Eingang THRE eingestellt. Unterschreitet die Spannung an SENSE diesen Wert, wird der Leistungsschalter Ml abgeschaltet. Zur Temperaturmessung dient erfindungsgemäß der Transistor Q3, der mit R2 und U1A als Stromquelle betrieben wird. Die Rolle von Block 8 aus Fig. 11 übernehmen U1B, Q2 und R5. Block 7 ist nicht explizit ausgeführt, er wird vereinfachend als Verbindung dargestellt. U1C, Ql und Rl setzen die Spannung an R5 in einen Strom um, der am Widerstand R3 einen proportionalen Spannungsabfall hervorruft. An SENSE liegt die Summe von Restspannung und Temperatursignal an. Auf diese Weise wird der Addierer 12 realisiert. Die Konstanten λ und α ergeben sich aus der Dimensionierung der Widerstände des Beschaltungsbeispiels.

Claims

Patentansprüche
Anordnung zum Messen einer Bauelementtemperatur, bei welcher der Temperatursensor durch einen Transistor oder eine Diode gebildet ist, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens einer der elektrischen Anschlüsse des Temperatursensors (Ql) sowohl elektrisch als auch thermisch- mit mindestens einem elektrischen Anschluß des Bauelements
(Ml) verbunden ist.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Bauelement (Ml) ein MOSFET ist.
3. Anordnung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des Transistors (Ql) mit dem Drain des MOSFET (Ml) sowohl thermisch als auch elektrisch verbunden ist.
4. Anordnung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des Transistors (Ql) mit dem Drain des MOSFET (Ml) und die Basis des Transistors (Ql) mit der Source des MOSFET (Ml) sowohl thermisch als auch elektrisch verbunden ist.
Anordnung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Anschluß der Diode (Ql) mit dem Drain des MOSFET (Ml) sowohl thermisch als auch elektrisch verbunden ist.
6. Anordnung nach einem oder mehreren der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Temperatursensor (Ql) zur Messung der Außentemperatur eines Bauelements (Ml), welches einen Lastkreis und einen Steuerkreis aufweist und welches zumindest gegen Übertemperatur zu schützen ist, mit dem Steuerkreis verbunden und mit dem Bauelement
(Ml) thermisch und elektrisch gekoppelt ist.
7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerkreis ein Bauelement mit einer Schaltschwelle (UR) aufweist, welche proportional zur temperaturabhängigen Änderung der Durchlaßspannung des Transistors oder der Diode veränderbar ist.
8. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltschwelle der Beziehung UR=k8((λΛχ)+UBE(To)) genügt, wobei α die Steigung der zumindest bereichsweise linearisierten Kennlinie des Einschaltwiderstandes des Schalters in Abhängigkeit der Temperatur, λ die Steigung der zumindest bereichsweise linearisierten Kennlinie der Durchlaßspannung UBE des Transistors oder der Diode (Ql) in Abhängigkeit der Temperatur und k8 eine Konstante ist.
Anordnung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (Ml) bei unterschiedlichen Temperaturen denselben Wert des vorher vorgegebenen maximal zulässigen Laststroms (Io.max) aufweist.
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